JP3858982B2 - モータ制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ制御装置に関し、特にモータに所定の定電流を流して回転駆動させるための回路に接合型トランジスタを用いたモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタルカメラや３５ｍｍカメラ等のカメラではシャッター（シャッター羽根）を駆動するためにモータが用いられている。シャッターの絞り量ないし開口量は、モータの回転角度（シャッター駆動量）で決まり、モータの回転角度は一定電流をモータに通電する時間で決まるから、カメラのシャッター制御を精密に行うためには、通電時間を正確に制御すると共にモータに流す電流値を精密に制御する必要がある。しかし、モータに流れる電流値は、電源電圧（バッテリー電圧）の変動やモータ駆動回路の定数バラツキ等によってばらつくことがあり、これによってモータに流れる電流値が変動してシャッターの絞り量や開口量が目標値からずれ、露光量が露光量演算部で指示された値からずれてしまうことがあった。
【０００３】
そのため、従来にあっては、図１に示すようなモータ制御装置１を用いてモータ７を正逆任意の方向に回転駆動させると共にモータ２に流れる電流を検出してモータ２に流れる電流の値が一定になるようにフィードバック制御していた。このモータ制御装置１は、基準電圧Ｖrefを発生する基準電圧出力回路（基準電源）３、オペアンプを用いた差動増幅回路４、ロジック回路５、プリドライバ６、モータ駆動回路７から構成されている。モータ駆動回路７は、モータ２に一定の電流Ｉmを流して正回転又は逆回転させると共にモータ２に流れる電流値Ｉmに相当するフィードバック信号（電圧）Ｖfbを出力している。プリドライバ６は、ロジック回路５からの指令に応じてモータ駆動回路７による正回転駆動と逆回転駆動を切替えると共に、差動増幅回路４の出力電流Ｉoと等しい大きさの電流をモータ駆動回路７に供給している。基準電圧出力回路３の基準電圧Ｖrefは差動増幅回路４の非反転入力端子に入力され、フィードバック信号Ｖfbは差動増幅回路４の反転入力端子に入力されており、差動増幅回路４は、フィードバック信号Ｖfbの値と基準電圧Ｖrefを比較し、その差Ｖref−Ｖfbに比例した電流Ｉoを出力する。すなわち、基準電圧出力回路３の増幅率をｋ（ｋ＞０）とすれば、
Ｉo＝ｋ（Ｖref−Ｖfb） …(1)
となる。
【０００４】
いま、モータ２に流れる電流（以下、モータ電流という。）Ｉmとプリドライバ６から出力される電流Ｉoとの比例定数をｈfeとし、モータ電流Ｉmとフィードバック信号Ｖfbとの比例定数をＲsとすると、
Ｉm＝ｈfe・Ｉo …(2)
Ｖfb＝Ｒs・Ｉm …(3)
と表わされる。この（３）式から得られる電流検出値Ｉfb（＝Ｖfb／Ｒs）は、モータ電流Ｉmに等しくなる。基準電圧出力回路３の出力（基準電圧）Ｖrefは、モータ電流の目標値をＩmtとしてフィードバック信号がＶfb＝Ｒs・Ｉmtのとき、差動増幅回路４からＩo＝Ｉmt／ｈfeの電流を出力するように設定されている。従って、モータ２に目標とするモータ電流Ｉmtが流れている場合には、モータ制御装置１全体のバランスがとれ、安定に動作する。
【０００５】
これに対し、電源電圧等の変動によってモータ２に目標とする値Ｉmtよりも大きなモータ電流Ｉmが流れた場合には、フィードバック信号Ｖfbが大きくなる［上記(3)式］ので、差動増幅回路４から出力される出力電流Ｉoが減少し［上記(1)式］、これによってモータ電流Ｉmが減少させられる［上記(2)式］。逆に、目標とする値Ｉmtよりも小さなモータ電流Ｉmしか流れていない場合には、フィードバック信号Ｖfbが小さくなるので、差動増幅回路４から出力される出力電流Ｉoが増加し、これによってモータ電流Ｉmが増加させられる。この結果、モータ電流Ｉmは常に目標値Ｉmtとなるようにフィードバック制御され、目標値Ｉmtに等しくなった状態でモータ電流値Ｉmが安定することになる。
【０００６】
上記モータ制御装置１に用いられているモータ駆動回路７は、図２に示すような具体的回路構成を有している。このモータ駆動回路７は、モータ２を正回転駆動させるためのトランジスタＱ１、Ｑ４と、モータ２を逆回転駆動させるためのトランジスタＱ２、Ｑ３と、モータ２に流れる電流の値を検出するための電流検出用抵抗８とを備えている。
【０００７】
トランジスタＱ１、Ｑ２はＰＮＰ型のバイポーラトランジスタであり、両トランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタはいずれも電源ラインＶccに接続され、トランジスタＱ１のコレクタはモータ２の一方端子に接続され、トランジスタＱ２のコレクタはモータ２の他方端子に接続されている。トランジスタＱ３、Ｑ４はＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであり、トランジスタＱ３のコレクタは前記トランジスタＱ１のコレクタ及びモータ２の一方端子に接続され、トランジスタＱ４のコレクタは前記トランジスタＱ２のコレクタ及びモータ２の他方端子に接続されており、両トランジスタＱ３、Ｑ４のエミッタは電流検出用抵抗８を介して接地されている。各トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のベースにはそれぞれプリドライバ６の出力が接続されており、プリドライバ６の出力によって各トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４がオン、オフ制御される。また、電流検出用抵抗８とトランジスタＱ３、Ｑ４のエミッタとの中点からは、フィードバック信号Ｖfbが取り出されている。
【０００８】
しかして、このモータ駆動回路７にあっては、モータ２の停止時には、全てのトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４をオフにしてモータ電流Ｉmを０アンペアに保っている。このときには、電流検出用抵抗８には電流が流れないので、フィードバック信号Ｖfbも０ボルトとなる。
【０００９】
モータ２を正回転駆動する場合には、図３に示すように、トランジスタＱ２、Ｑ３をオフに保ったままで、プリドライバ６からトランジスタＱ１、Ｑ４のベースに一定のベース電流Ｉoを流してトランジスタＱ１、Ｑ４をオンにする。この結果、電源ラインＶccからグランドへ向けてトランジスタＱ１→モータ２→トランジスタＱ４→電流検出用抵抗８の経路で電流が流れる。このときモータ２に流れる電流をＩmとし、トランジスタＱ３、Ｑ４の増幅率をｈfeとすると、プリドライバ６から供給されるベース電流Ｉoとモータ電流との間には、次の（４）式のような関係がある。
Ｉm＝ｈfe・Ｉo …(4)
トランジスタＱ１、Ｑ４をオフに保ったままで、プリドライバ６からトランジスタＱ２、Ｑ３のベースに一定のベース電流Ｉoを流してトランジスタＱ２、Ｑ３をオンにし、モータ２を逆回転駆動した場合も同様に（４）式が成り立つ。
【００１０】
また、図３に示すように、電流検出用抵抗８に流れる電流をＩsとし、電流検出用抵抗８の抵抗値をＲsとすると、フィードバック信号Ｖfbは、次の（５）式で表される。
Ｖfb＝Ｒs・Ｉs …(5)
【００１１】
モータ２に流れた電流は電流検出用抵抗８にも流れるので、電流検出用抵抗８に流れる電流Ｉsがモータ電流Ｉmに等しい（Ｉs＝Ｉm）とすると、上記（５）式は前記（３）式と等しくなり、フィードバック信号はＶfb＝Ｒs×Ｉmで表される。よって、フィードバック信号によってモータ電流Ｉmを検出することができ、検出したモータ電流が目標値Ｉmtと異なる場合には、前記のようにしてモータ制御装置１でトランジスタＱ１、Ｑ４のベース電流を制御することによりモータ電流が目標値に保たれるようにしている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２に示すようなモータ駆動回路７でモータ２と電流検出用抵抗８の間のトランジスタＱ３、Ｑ４としてバイポーラトランジスタを用いている場合には、実際には、電流検出用抵抗８にはモータ電流だけでなくトランジスタＱ３又はＱ４のベース電流が流れ込んでおり、その結果、電流検出用抵抗８によるモータ電流の検出精度が悪くなっていた。
【００１３】
電流検出用抵抗８によるモータ電流の検出値を、図３を参照して、計算により正確に求めると以下のようになる。モータ２に流れている電流をＩm、トランジスタＱ３及びＱ４の増幅率をｈfe、トランジスタＱ３又はＱ４のベース電流をＩoとする。いま、トランジスタＱ２、Ｑ３がオフ、トランジスタＱ１、Ｑ４がオンになっていてモータ２が正回転駆動されている場合を考えると、モータ電流Ｉm（＝トランジスタＱ４のコレクタ電流）は、前記（４）式又は（２）式で表される。また、電流検出用抵抗８の抵抗値をＲs、電流検出用抵抗８に流れる電流（＝トランジスタＱ４のエミッタ電流）をＩsとすると、この電流はモータ電流とベース電流との和であるから、次の（６）式で表される。
【数１】
【００１４】
さらに、フィードバック信号（電流検出用抵抗８の上端の電圧）は、前記（６）式より、次の（７）式のようになる。これより前記（３）式は正確なものでないことが分かる。
【数２】
【００１５】
よって、（７）式より、電流検出値Ｉfb（＝Ｖfb／Ｒs）は、モータ電流Ｉmを用いて次の（８）式で表され、モータ電流Ｉmとは正確に一致しない。
【数３】
【００１６】
上記（８）式に基づいて、検出精度（＝Ｉm／Ｉfb）と誤差（＝１−精度）を求めると、次のような結果が得られる。
精度＝１／（１＋１／ｈfe）≒１−（１／ｈfe）
誤差≒１／ｈfe
ここで、増幅率ｈfe＝１００とすると、精度≒０.９９０、誤差≒１％という結果が得られ、増幅率ｈfe＝３０とすると、精度≒０.９６７、誤差≒３.３３％となる。
【００１７】
このような誤差は小さいものであるが、例えばカメラのシャッターを駆動するためのモータ駆動回路などでは、次第にモータに流れる電流制御バラツキに対する要求が厳しくなってきている。しかも、電源電圧のバラツキなどを考慮すると、モータ駆動回路そのものの電流制御バラツキをより小さくする必要があり、従来のようなモータ駆動回路では要求を満たすことが困難であった。
【００１８】
なお、基準電圧出力回路３から出力される基準電圧Ｖrefの設定を、トランジスタＱ３又はＱ４に流れるベース電流分を含んだフィードバック信号でバランスするように設定することも考えられるが、モータ電流が変動すると、それにつれてベース電流も変動しているから、このような方法では精度のよいモータ電流の検出ないしモータ電流の制御を行うことはできない。
【００１９】
【発明の開示】
本発明は上記のような解決課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、カメラその他の精密機器に用いられているモータに流れる電流をより高精度に制御することができるモータ制御回路を提供することにある。
【００２０】
本発明にかかるモータ制御装置は、モータに流れる電流を検出するための電流検出部と、モータと該電流検出部との中間に接続された接合型トランジスタと、該接合型トランジスタに供給するベース電流によりモータに流れる電流を制御すると共に前記電流検出部により検出された電流値に基づいてモータに流れる電流が一定になるようにフィードバック制御する制御部とを備えたモータ制御装置において、前記制御部から前記接合型トランジスタに供給されるベース電流と等しい値の電流を前記接合型トランジスタと電流検出部との中間点から吸収する電流補償部を設けたことを特徴としている。ここで、接合型トランジスタの伝導型は特に限定されず、従って制御部から接合型トランジスタにベース電流が流れ込むものであっても、接合型トランジスタから流れ出るようになっているものでもよい。また、電流検出部は、モータよりも低電位側に接続されていても、高電位側に接続されていてもよい。
【００２１】
本発明にかかるモータ制御装置にあっては、電流検出部によってモータに流れる電流を検出し、その電流値に基づいてモータに流れる電流をフィードバック制御しているので、モータに流れる電流の変動を抑制してモータ電流をほぼ一定に保つことができる。また、モータと電流検出部との中間に接合型トランジスタが接続されている場合には、接合型トランジスタのベース電流が電流検出部に流れ込んだり、モータ電流の一部が接合型トランジスタのベース電流として外部へ流れ出たりすることにより、電流検出部による電流検出値がモータ電流の値から外れる可能性があるが、本発明のモータ制御装置によれば、接合型トランジスタに供給されているベース電流と等しい値の電流を電流補償部により接合型トランジスタと電流検出部との中間点から吸収させている（ベース電流が負の場合も含む。すなわち、接合型トランジスタからベース電流が流れ出ている場合には、接合型トランジスタと電流検出部の中間点にベース電流に等しい値の電流を供給する。）ので、電流検出部では接合型トランジスタのベース電流の影響を受けることなく、モータに流れる電流値を高精度に検出することができる。よって、本発明によれば、モータに流れる電流を高精度に制御することができ、モータの回転をより安定させることができる。
【００２２】
ここで、電流補償部としては、カレント・ミラー回路を用いることができる。カレントミラー回路としては、回路学上言われる狭義のカレント・ミラー回路に限らず、狭義のカレント・ミラー回路を複数組み合わせたようなものでもよい。また、カレント・ミラー回路としては、基準となる電流と従となる電流とがほぼ等しいものに限らず、従となる電流が基準となる電流のほぼ定数倍となっているものでもよい。さらに、電流補償部としては、より広くは定電流源（これには、カレント・ミラー回路も含まれる。）を用いることもできる。
【００２３】
カレント・ミラー回路としては、ワイドラー型カレント・ミラー回路がよく知られているが、これ以外にもベース電流補償型カレント・ミラー回路やウィルソン型カレント・ミラー回路など任意のカレント・ミラー回路を用いることができ、ベース電流補償型カレント・ミラー回路やウィルソン型カレント・ミラー回路を用いることによってモータに流れる電流をより高精度に検出することができる。
【００２４】
なお、この発明の以上説明した構成要素は、可能な限り組み合わせることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図４はデジタルカメラその他のカメラのシャッターを作動させるためのモータ１２を一定電流で駆動するモータ制御装置１１の構成を示すブロック図である。このモータ制御装置１１は、基準電圧出力回路１３、差動増幅回路１４、ロジック回路１５、プリドライバ１６、モータ駆動回路１７、プリドライバ出力補償回路１８によって構成されている。
【００２６】
基準電圧出力回路１３は、フィードバック信号Ｖfbと比較することによってモータ１２に所定のモータ電流を流すための基準電圧Ｖrefを出力する。この基準電圧Ｖrefを変化させることにより、モータ電流の目標値を変化させることができる。
【００２７】
差動増幅回路１４は、負帰還を掛けたオペアンプによって構成されており、差動増幅回路１４の非反転入力端子には基準電圧出力回路１３から出力された基準電圧Ｖrefが入力され、反転入力端子にはフィードバック信号Ｖfbが入力され、出力にはプリドライバ１６が接続されている。差動増幅回路１４の出力とプリドライバ１６の入力との間には、基準電圧出力回路１３から出力された基準電圧Ｖrefの値とフィードバック信号Ｖfbの値との差に応じた電流Ｉoが流れる。
【００２８】
ロジック回路１５は、プリドライバ１６に接続されている。このロジック回路１５は、プリドライバ１６に制御用パルス信号を送り、モータ１２の始動及び停止を制御し、また、モータ１２の回転方向を正逆に切り替えるものである。
【００２９】
プリドライバ１６は、差動増幅回路１４、ロジック回路１５、モータ駆動回路１７及びプリドライバ出力補償回路１８に接続されており、差動増幅回路１４から入力された電流Ｉoと等しい値の電流Ｉoをモータ駆動回路１７及びプリドライバ出力補償回路１８に出力する。このような機能を実現するため、プリドライバ１６は例えば後述のようなカレント・ミラー回路によって構成されている。
【００３０】
モータ駆動回路１７は、プリドライバ１６、モータ１２及びプリドライバ出力補償回路１８に接続されており、モータ１２に所定のモータ電流Ｉmを供給してモータ１２を回転駆動させる。すなわち、プリドライバ１６は、ロジック回路１５からの制御パルス信号に応じてモータ駆動回路１７を制御し、制御パルス信号出力期間モータ１２を正回転駆動又は逆回転駆動させる。
【００３１】
プリドライバ出力補償回路１８は、プリドライバ１６及びモータ駆動回路１７に接続されており、モータ駆動回路１７からの出力電流とプリドライバ１６からの出力電流との差に比例した電流値に比例したフィードバック信号Ｖfbを差動増幅回路１４へ出力する。モータ駆動回路１７からは、本来モータ電流ＩmもしくはＩmに比例した電圧が出力されるべきであるが、後述のようにモータ駆動回路１７として従来例のモータ駆動回路７と同じような回路を用いていると、モータ電流Ｉmにバイポーラトランジスタのベース電流Ｉoが加わったＩm＋Ｉoが出力される。一方、プリドライバ１６からプリドライバ出力補償回路１８へは、ベース電流Ｉoと同じ電流が流れているから、プリドライバ出力補償回路１８から差動増幅回路１４へは（Ｉm＋Ｉo）−Ｉo＝Ｉmに比例したフィードバック信号
Ｖfb＝Ｒs・Ｉm
が出力される。ここで、Ｒsは比例定数であって、具体的には電流検出用抵抗の抵抗値である。
【００３２】
しかして、モータ電流Ｉmの目標値をＩmtとするとき、プリドライバ出力補償回路１８からのフィードバック信号Ｖfb＝Ｒs・Ｉmtが差動増幅回路１４の反転入力端子に入力されるとき、差動増幅回路１４から
Ｉo＝Ｉmt／ｈfe
の電流が出力されるように基準電圧Ｖrefが設定されていれば（ｈfeは比例定数であって、具体的にはモータ駆動回路１７に用いられているバイポーラトランジスタの増幅率である。）、モータ１２に目標とするモータ電流Ｉmtが流れた状態でモータ制御装置１１がバランスする。これに対し、モータ１２に流れている電流Ｉmが目標値Ｉmtよりも減少した場合には、フィードバック信号Ｖfbが低くなるので、差動増幅回路１４の出力電流Ｉoが増加してモータ電流Ｉmtを増加させる方向に制御され、逆に、モータ電流Ｉmが目標値Ｉmtより増加した場合には、フィードバック信号Ｖfbが高くなるので、差動増幅回路１４の出力電流Ｉoが減少してモータ電流Ｉmtを減少させる方向に制御され、この結果、モータ電流Ｉmが目標値Ｉmtに等しくなるようにフィードバック制御される。しかも、本発明にあっては、フィードバック信号Ｖfb＝Ｒs・Ｉmがモータ電流Ｉmにのみ比例し、ベース電流などを含まないので、モータ電流Ｉmを高い精度でフィードバック制御することが可能になる。
【００３３】
次に、図４に示したモータ制御装置１１の各部の構成を詳細に説明する。まず、図５は基準電圧出力回路１３の構成を示す回路図である。基準電圧出力回路１３は、フィードバック信号Ｖfbと比較するための基準電圧Ｖrefを出力する基準電源であって、バンドギャップ回路１９、分圧回路２０、論理回路２１によって構成されている。バンドギャップ回路１９は、複数の端子を備えており、各端子からは一定電圧Ｖbg（例えば、１.２ボルトの電圧）を出力している。分圧回路２０は、複数のスイッチ２２ａ、２２ｂ、…と複数の抵抗２３、２４ａ、２４ｂ、…からなり、各抵抗２３、２４ａ、２４ｂ、…の一端は共に出力端子２５に接続されており、抵抗２３の他端はグランドに接地され、抵抗２４ａ、２４ｂ、…の他端はそれぞれスイッチ２２ａ、２２ｂ、…を介してバンドギャップ回路１９の出力端子に接続されている。従って、開閉するスイッチ２２ａ、２２ｂ、…の組み合わせを変えることにより、出力端子２５から出力される基準電圧Ｖrefの値を変化させることができる。
【００３４】
例えば、抵抗２３、２４ａ、２４ｂ、…の抵抗値をＲ０、Ｒ１、Ｒ２、…（これらの抵抗値は、全て同じであってもよく、異なっていてもよい。）とするとき、スイッチ２２ａのみが閉じられている場合には、バンドギャップ回路１９の出力電圧Ｖbgを抵抗値Ｒ０とＲ１で分圧した値が出力電圧（基準電圧Ｖref）となるから、基準電圧は次式で表わされる。
Ｖref＝｛Ｒ０／（Ｒ０＋Ｒ１）｝Ｖbg
また、スイッチ２２ａ及び２２ｂのみが閉じられている場合には、出力される基準電圧は、次式のようになる。
【００３５】
論理回路２１は外部から設定された分圧回路設定入力（例えば、基準電圧値）に応じて各スイッチ２２ａ、２２ｂ、…を開閉制御するものであって、論理回路２１の分圧回路設定入力に応じて基準電圧出力回路１３から出力する基準電圧Ｖrefを変化させることができる。
【００３６】
モータ１２に流す電流値は、モータ１２の種類やカメラ等のモータ使用機器の仕様などによって異なるので、論理回路２１の分圧回路設定入力で基準電圧Ｖrefを調整できるようにし、それによってモータ電流の目標値を調整できるようにしている。これによって、モータ制御装置１１の汎用化を図っている。
【００３７】
図６は、差動増幅回路１４、ロジック回路１５、プリドライバ１６、モータ駆動回路１７及びプリドライバ出力補償回路１８の構成を具体的に示す回路図であり、図７はモータ１２が正回転しているときの駆動状態を説明するための図、図８はモータ１２が逆回転しているときの駆動状態を説明するための図である。モータ駆動回路１７は、モータ２を正回転駆動させるためのトランジスタＱ１１、Ｑ１４と、モータ２を逆回転駆動させるためのトランジスタＱ１２、Ｑ１３とを備えている。
【００３８】
トランジスタＱ１１、Ｑ１２はＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであり、両トランジスタＱ１１、Ｑ１２のコレクタはいずれも電源ラインＶccに接続され、トランジスタＱ１１のエミッタはモータ２の一方端子に接続され、トランジスタＱ１２のエミッタはモータ２の他方端子に接続されている。トランジスタＱ１３、Ｑ１４はＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであり、トランジスタＱ１３のコレクタは前記トランジスタＱ１１のエミッタ及びモータ２の一方端子に接続され、トランジスタＱ１４のコレクタは前記トランジスタＱ１２のエミッタ及びモータ２の他方端子に接続されており、両トランジスタＱ１３、Ｑ１４のエミッタはプリドライバ出力補償回路１８の電流検出用抵抗３１を介して接地されている。各トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４のベースにはそれぞれプリドライバ１６の出力が接続されており、プリドライバ１６の出力によって各トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４がオン、オフ制御される。
【００３９】
プリドライバ１６は、４つのカレント・ミラー回路２６、２７、２８、２９によって構成されている。カレント・ミラー回路２６、２７、２８、２９の制御側端子は共に差動増幅回路１４の出力に接続されており、プリドライバ１６のカレント・ミラー回路２６、２７、２８、２９の出力側端子はそれぞれトランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４のベースに接続されている。
【００４０】
プリドライバ出力補償回路１８は、カレント・ミラー回路３０と、モータ１２に流れる電流の値を検出するための電流検出用抵抗３１によって構成されている。カレント・ミラー回路３０の制御側端子は差動増幅回路１４の出力に接続されており、カレント・ミラー回路３０の出力側端子は電流検出用抵抗３１の一端に接続され、電流検出用抵抗３１の他端はグランドに接地されている。カレント・ミラー回路３０と電流検出用抵抗３１の中点からは、フィードバック信号Ｖfbが取り出される。
【００４１】
図７及び図８に示すように、差動増幅回路１４から出力される電流Ｉoはプリドライバ１６（及びプリドライバ出力補償回路１８）から差動増幅回路１４へ向けて流れるようになっており、プリドライバ１６を構成する各カレント・ミラー回路２６〜２９は各制御側端子から差動増幅回路１４へ向けて電流Ｉoが流れ出ると出力側端子からも電流Ｉoが流れ出るように構成されており、プリドライバ出力補償回路１８を構成するカレント・ミラー回路３０は制御側端子から差動増幅回路１４へ向けて電流Ｉoが流れ出ると出力側端子へ電流Ｉoが流れ込むように構成されている。
【００４２】
また、ロジック回路１５は、プリドライバ１６を構成する４つのカレント・ミラー回路２６を個々にオン、オフ制御するようになっており、全てのカレント・ミラー回路２６がオフになっていると、モータ駆動回路１７のいずれのトランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４にもベース電流が供給されず、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４がオフに保たれるので、モータ電流Ｉmが流れず、モータ１２は停止する。
【００４３】
これに対し、図７に示すように、ロジック回路１５によりカレント・ミラー回路２６及び２９をオンにし、カレント・ミラー回路２７及び２８をオフにすると、モータ駆動回路１７のトランジスタＱ１１及びＱ１４がオンになり、トランジスタＱ１２及びＱ１３がオフになるので、モータ１２にトランジスタＱ１１側からトランジスタＱ１４側へ電流が流れてモータ１２が正回転する。
【００４４】
このとき、カレント・ミラー回路２９からトランジスタＱ１４のベースに電流Ｉoが流れているので、モータ１２に流れる電流Ｉm（トランジスタＱ１４のコレクタ電流）は、トランジスタＱ１４の増幅率をｈfeとすれば、次の（９）式で表わされる。
Ｉm＝ｈfe・Ｉo …(9)
また、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出る電流は、コレクタ電流とベース電流の和となるから、Ｉm＋Ｉoとなる。一方、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出る電流のうちＩoはカレント・ミラー回路３０へ流れるので、電流検出用抵抗３１に流れる電流Ｉsは、次の（１０）式で表わされる。
よって、電流検出用抵抗３１の上端の電圧（フィードバック信号）Ｖfbは、次の（１１）式で表わされる。
Ｖfb＝Ｒs・Ｉm …(11)
この（１１）式から得られる電流検出値Ｉfb（＝Ｖfb／Ｒs）は、ベース電流Ｉoを含まず、モータ電流Ｉmに等しくなる。
【００４５】
これとは反対に、図８に示すように、ロジック回路１５によりカレント・ミラー回路２７及び２８をオンにし、カレント・ミラー回路２６及び２９をオフにすると、モータ駆動回路１７のトランジスタＱ１２及びＱ１３がオンになり、トランジスタＱ１１及びＱ１４がオフになるので、モータ１２にトランジスタＱ１２側からトランジスタＱ１３側へ電流が流れてモータ１２が逆回転する。図８から分かるように、この場合もフィードバック信号Ｖfbは上記（１１）式に等しくなり、電流検出値Ｉfb＝Ｉmとなる。
【００４６】
（第１の具体回路）
図９は図６のようなモータ制御装置１１の具体回路の一実施形態を示す回路図であって、基準電圧出力回路１３は省略されている。この実施形態では、ＰＮＰ型トランジスタ３７（以下で用いているトランジスタは、いずれもバイポーラトランジスタである。）のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタが差動増幅回路１４の出力に接続され、さらにコレクタとベースとが接続されている。ＰＮＰ型トランジスタ３４、３５はいずれもエミッタを電源ラインＶcc1に接続されており、各トランジスタ３４，３５のコレクタはそれぞれトランジスタＱ１３、Ｑ１４のベースに接続され、各トランジスタ３４、３５のベースはトランジスタ３７のベースに接続されている。トランジスタ３４のコレクタとトランジスタＱ１３のベースとの中点は、スイッチ４２を介してグランドに接地され、また、トランジスタ３５のコレクタとトランジスタＱ１４のベースとの中点は、スイッチ４３を介してグランドに接地されている。
【００４７】
ＰＮＰ型トランジスタ３２はエミッタを電源ラインＶcc1に接続されており、トランジスタ３２のベースはトランジスタ３７のベースに接続されており、トランジスタ３２のコレクタは、トランジスタ４４及び４５からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。すなわち、ＮＰＮ型トランジスタ４４のベースとＮＰＮ型トランジスタ４５のベースが接続されており、トランジスタ４４、４５のエミッタは共にグランドに接地されている。トランジスタ４４のコレクタとベースは接続されていて、ここにトランジスタ３２のコレクタが接続されている。トランジスタ４５のコレクタは、トランジスタ４６及び４７からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。すなわち、ＰＮＰ型トランジスタ４６のベースとＰＮＰ型トランジスタ４７のベースが接続されており、トランジスタ４６、４７のエミッタは共に電源ラインＶcc2に接続されている。トランジスタ４６のコレクタとベースは接続されていて、ここにトランジスタ４５のコレクタが接続されている。トランジスタ４７のコレクタはトランジスタＱ１１のベースに接続されている。また、トランジスタ３２のコレクタとトランジスタ４４のコレクタは、スイッチ４０を介してグランドに接地されている。
【００４８】
ＰＮＰ型トランジスタ３３はエミッタを電源ラインＶcc1に接続されており、トランジスタ３３のベースはトランジスタ３７のベースに接続されており、トランジスタ３３のコレクタは、トランジスタ４８及び４９からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。すなわち、ＮＰＮ型トランジスタ４８のベースとＮＰＮ型トランジスタ４９のベースが接続されており、トランジスタ４８、４９のエミッタは共にグランドに接地されている。トランジスタ４８のコレクタとベースは接続されていて、ここにトランジスタ３３のコレクタが接続されている。トランジスタ４９のコレクタは、トランジスタ５０及び５１からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。すなわち、ＰＮＰ型トランジスタ５０のベースとＰＮＰ型トランジスタ５１のベースが接続されており、トランジスタ５０、５１のエミッタは共に電源ラインＶcc2に接続されている。トランジスタ５０のコレクタとベースは接続されていて、ここにトランジスタ４９のコレクタが接続されている。トランジスタ５１のコレクタはトランジスタＱ１２のベースに接続されている。また、トランジスタ３３のコレクタとトランジスタ４８のコレクタは、スイッチ４１を介してグランドに接地されている。
【００４９】
さらに、ＰＮＰ型トランジスタ３６のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタがトランジスタ３８のコレクタに接続され、トランジスタ３６のベースはトランジスタ３７のベースに接続されている。コレクタをトランジスタ３６に接続されたＮＰＮ型トランジスタ３８のエミッタはグランドに接地され、トランジスタ３８のコレクタとベースが接続されており、ＮＰＮ型トランジスタ３９のコレクタは電流検出用抵抗３１の高電位側に接続され、トランジスタ３９のエミッタはグランドに接地されており、トランジスタ３８のベースとトランジスタ３９のベースが接続されている。
【００５０】
よって、図９のトランジスタ３７及び３２からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ４４及び４５からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ４６及び４７からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路２６が構成され、トランジスタ３７及び３３からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ４８及び４９からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ５０及び５１からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路２７が構成され、トランジスタ３７及びトランジスタ３４からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路２８が構成され、トランジスタ３７及びトランジスタ３５からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路２９が構成されている。また、トランジスタ３７及びトランジスタ３６からなるワイドラー型カレント・ミラー回路と、トランジスタ３８及びトランジスタ３９からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路３０が構成されている。すなわち、トランジスタ３２〜３７によって多連出型のカレント・ミラー回路が構成されている。
【００５１】
しかして、ロジック回路１５によって全てのスイッチ４０、４１、４２、４３をオンにしていれば、モータ電流が流れず、モータ１２は停止している。これに対し、スイッチ４０及び４３のみをオフにしていれば、モータ１２に正方向に電流が流れてモータ１２が正回転駆動され、また、スイッチ４１及び４２のみをオフにしていれば、モータ１２に逆方向に電流が流れてモータ１２が逆回転駆動される。
【００５２】
このモータ制御装置１１におけるモータ電流制御動作は、図６、図７及び図８により説明した通りである。いま、スイッチ４０及び４３のみがオフになっていてモータ１２が正回転駆動されている場合を考えると、その時の状態は図１０のような概略図で表わされる。プリドライバ１６及びプリドライバ出力補償回路１８のそれぞれのワイドラー型カレント・ミラー回路の働きにより、トランジスタ３５のコレクタとトランジスタ３６のコレクタからは同じ値の電流Ｉoが流れ出ている。トランジスタ３５から流れ出た電流Ｉoは、モータ駆動回路１７のトランジスタＱ１４のベースに流れ込み、トランジスタＱ１４のエミッタからは当該電流Ｉoとモータ電流Ｉmとの和Ｉm＋Ｉoが流れ出ている。一方、トランジスタ３６から流れ出た電流Ｉoは、トランジスタ３８のコレクタに流れ、トランジスタ３８とトランジスタ３９からなるワイドラー型カレント・ミラー回路の働きでトランジスタ３９のコレクタに電流Ｉo（図１０でＩaで表わしているもの）が流れ込む。よって、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出た電流Ｉm＋Ｉoのうち、電流Ｉoがプリドライバ出力補償回路１８のトランジスタ３９へ流れ込むので、電流検出用抵抗３１には電流Ｉmだけが流れ、電流検出用抵抗３１の抵抗値をＲsとすると、フィードバック信号はＶfb＝Ｒs・Ｉmとなり、検出電流値はＩmとなる。モータ１２が逆回転駆動されている場合も同様である。
【００５３】
つぎに、図９のような具体回路で示されるモータ制御装置１１に関して検出電流値の検出精度と誤差を計算により求め、従来例の場合と比較する。いま、モータ１２が正回転駆動している場合を考え、図１０に示すように、プリドライバ１６から差動増幅回路１４に流れている電流をＩoで表わすと、カレント・ミラー回路２６、２９がオンになっているのでトランジスタ３２、３５からモータ駆動回路１７のトランジスタＱ１１、Ｑ１４のベースにそれぞれ電流Ｉoが流れると共に、カレント・ミラー回路３０内でトランジスタ３６からトランジスタ３８に電流Ｉoが流れ出る。
【００５４】
トランジスタＱ１４に着目すると、エミッタ電流としてモータ電流Ｉmが流れ、ベース電流としてIoが流れているので、トランジスタの増幅率をｈfeとすると、モータ電流Ｉmとベース電流Ｉoとの間には、次の（１２）式のような関係がある。
Ｉm＝ｈfe・Ｉo …(12)
また、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出る電流Ｉm＋Ｉoは、（１２）式を用いてＩmにより、次の（１３）式で表わされる。
【数４】
【００５５】
一方、トランジスタ３８及び３９からなるワイドラー型カレント・ミラー回路においては、トランジスタ３８に流れ込む電流をIo、トランジスタ３９に流れ込む電流をＩa、両トランジスタ３８及び３９のベースに流れる電流をＩb、トランジスタ３８及び３９の増幅率をトランジスタＱ１３、Ｑ１４と同じくｈfeとするとき、容易に分かるように、
Ｉo＝Ｉa＋２Ｉb
Ｉa＝ｈfe・Ib
の関係がある。すなわち、ワイドラー型カレント・ミラー回路の両トランジスタ３８、３９に流れる電流ＩoとＩaは厳密には等しくなく、ベース電流の２倍の差がある。この２つの式より次の（１４）式が得られ、さらにモータ電流Imを用いて（１５）式のように表わされる。
【数５】
【００５６】
上記トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出た電流〔(13)式〕のうち、（１５）式で表わされる電流Ｉaがカレント・ミラー回路３０に流れるので、結局電流検出用抵抗３１に流れる電流Ｉsとフィードバック信号Ｖfbは、次の（１６）式及び（１７）式で表わされる。
【数６】
【００５７】
よって、検出電流Ｉfbは、モータ電流Ｉmにより、上記（１８）式のように表わされる。（１８）式に基づいて、検出精度（＝Ｉm／Ｉfb）と誤差（＝１−精度）を求めると、次の（１９）式及び（２０）式のような結果が得られる。
【数７】
【００５８】
よって、従来例の回路では、誤差がｈfeの−１乗のオーダーであったものが、−２乗のオーダーとなっており、誤差が小さくなっていることが分かる。具体的には、増幅率ｈfe＝１００とすると、精度≒０.９９９８、誤差≒０.０２％という結果が得られ、増幅率ｈfe＝３０とすると、精度≒０.９９７８、誤差≒０.２２％となる。従来例と比較すると以下のとおりである。
この結果、モータ１２に流れる電流値の変動やバラツキを１％以下に抑えることも可能になる。
【００５９】
なお、上記説明から分かるように、プリドライバ１６の各トランジスタ３２〜３５とプリドライバ出力補償回路１８のトランジスタ３６から流れ出る電流Ｉoも、厳密には差動増幅回路１４の出力電流には等しくないが、その場合でもトランジスタ３２〜３６の増幅率が等しければ各トランジスタ３２〜３６から流れ出る電流は等しいから、上記の動作説明や精度、誤差の計算結果に影響はない。
【００６０】
（第２の具体回路）
図１１は図６のようなモータ制御装置１１の具体回路の別な実施形態を示す回路図であって、基準電圧出力回路１３は省略されている。この実施形態では、プリドライバ出力補償回路１８のカレント・ミラー回路３０のうち、プリドライバ１６側をワイドラー型カレント・ミラー回路によって構成し、電流検出用抵抗３１側をベース電流補償型カレント・ミラー回路によって構成している。すなわち、図１１に示すように、ＰＮＰ型トランジスタ３７のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタが差動増幅回路１４の出力に接続され、さらにコレクタとベースとが接続されており、ＰＮＰ型トランジスタ３６のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタがトランジスタ３８のコレクタに接続され、トランジスタ３６のベースはトランジスタ３７のベースに接続されている。よって、トランジスタ３７及びトランジスタ３６によってワイドラー型カレント・ミラー回路が構成されている。また、コレクタをトランジスタ３６に接続されたＮＰＮ型トランジスタ３８のエミッタはグランドに接地され、トランジスタ３９のコレクタは電流検出用抵抗３１の高電位側に接続され、トランジスタ３９のエミッタはグランドに接地されており、トランジスタ３８のベースとトランジスタ３９のベースが接続されており、ＮＰＮ型トランジスタ５４のコレクタは電源ラインＶcc3に接続され、トランジスタ５４のベースはトランジスタ３８のコレクタに接続され、トランジスタ５４のエミッタは両トランジスタ３８、３９のベースに接続されている。よって、トランジスタ３８、トランジスタ３９及びトランジスタ５４によってベース電流補償型カレント・ミラー回路が構成されている。
【００６１】
この具体回路によるモータ制御装置１１の場合も、モータ電流の検出動作はこれまでに述べたものと同様であるので、その動作については説明を省略し、検出電流値の検出精度と誤差を計算により求め、従来例の場合と比較する。いま、モータ１２が正回転駆動している場合を考え、図１２に示すように、プリドライバ１６から差動増幅回路１４に流れている電流をＩoで表わすと、カレント・ミラー回路２６、２９がオンになっているのでトランジスタ３２、３５からモータ駆動回路１７のトランジスタＱ１１、Ｑ１４のベースにそれぞれ電流Ｉoが流れると共に、カレント・ミラー回路３０内でトランジスタ３６からトランジスタ３８に電流Ｉoが流れ出る。
【００６２】
また、モータ電流をＩmとすると、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出る電流Ｉm＋Ｉoは、前記（１３）式と同様、次の（２１）式で表わされる。
【数８】
【００６３】
一方、トランジスタ３８、３９及び５４からなるベース電流補償型カレント・ミラー回路においては、トランジスタ３８に流れ込む電流をIo、トランジスタ３９に流れ込む電流をＩa、電源ラインＶcc3からトランジスタ５４に流れる電流をＩd、両トランジスタ３８及び３９のベースに流れる電流をＩb、トランジスタ３８、３９及び５４の増幅率をトランジスタＱ１３、Ｑ１４と同じくｈfeとするとき、次の（２２）式、（２３）式、（２４）式が成り立つ。
【数９】
【００６４】
上記（２２）〜（２４）式より、ＩaをＩoで表すと、次の（２５）式となる。また、これを前記（１２）式を用いてモータ電流Ｉmで表すと、（２６）式となる。
【数１０】
【００６５】
上記トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出た電流〔(21)式〕のうち、（２６）式で表わされる電流Ｉaがカレント・ミラー回路３０に流れるので、結局電流検出用抵抗３１に流れる電流Ｉsとフィードバック信号Ｖfbは、次の（２７）式及び（２８）式で表わされる。
【数１１】
【００６６】
よって、検出電流Ｉfbは、モータ電流Ｉmにより、上記（２９）式のように表わされる。（２９）式に基づいて、検出精度（＝Ｉm／Ｉfb）と誤差（＝１−精度）を求めると、次の（３０）式及び（３１）式のような結果が得られる。
【数１２】
【００６７】
よって、従来例の回路では、誤差がｈfeの−１乗のオーダーであったものが、−３乗のオーダーとなっており、誤差が小さくなっていることが分かる。具体的には、増幅率ｈfe＝１００とすると、精度≒０.９９９９９８、誤差≒０.０００２％という結果が得られ、増幅率ｈfe＝３０とすると、精度≒０.９９９９２６、誤差≒０.００７４％となる。従来例と比較すると以下のとおりである。
【００６８】
（第３の具体回路）
図１３は図６のようなモータ制御装置１１の具体回路のさらに別な実施形態を示す回路図であって、基準電圧出力回路１３は省略されている。この実施形態では、プリドライバ出力補償回路１８のカレント・ミラー回路３０のうち、プリドライバ１６側をワイドラー型カレント・ミラー回路によって構成し、電流検出用抵抗３１側をウィルソン型カレント・ミラー回路によって構成している。すなわち、図１３に示すように、ＰＮＰ型トランジスタ３７のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタが差動増幅回路１４の出力に接続され、さらにコレクタとベースとが接続されており、ＰＮＰ型トランジスタ３６のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタがトランジスタ３８のコレクタに接続され、そのベースはトランジスタ３７のベースに接続されている。よって、トランジスタ３７及びトランジスタ３６によってワイドラー型カレント・ミラー回路が構成されている。また、コレクタをトランジスタ３６に接続されたＮＰＮ型トランジスタ３８のエミッタはグランドに接地され、トランジスタ５５のコレクタは電流検出用抵抗３１の高電位側に接続され、トランジスタ５５のエミッタはトランジスタ３９のコレクタに接続され、トランジスタ３９のエミッタはグランドに接地されており、トランジスタ５５のベースはトランジスタ３８のコレクタに接続され、トランジスタ３８のベースとトランジスタ３９のベースが接続され、トランジスタ３９のコレクタとベースが接続されている。よって、トランジスタ３８、トランジスタ３９及びトランジスタ５５によってウィルソン型カレント・ミラー回路が構成されている。
【００６９】
この具体回路によるモータ制御装置１１の場合も、モータ電流の検出動作はこれまでに述べたものと同様であるので、その動作については説明を省略し、検出電流値の検出精度と誤差を計算により求め、従来例の場合と比較する。いま、モータ１２が正回転駆動している場合を考え、図１４に示すように、プリドライバ１６から差動増幅回路１４に流れている電流をＩoで表わすと、カレント・ミラー回路２６、２９がオンになっているのでトランジスタ３２、３５からモータ駆動回路１７のトランジスタＱ１１、Ｑ１４のベースにそれぞれ電流Ｉoが流れると共に、カレント・ミラー回路３０内でトランジスタ３６からトランジスタ３８に電流Ｉoが流れ出る。
【００７０】
また、モータ電流をＩmとすると、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出る電流Ｉm＋Ｉoは、前記（１３）式と同様、次の（３２）式で表わされる。
【数１３】
【００７１】
一方、トランジスタ３８、３９及び５５からなるウィルソン型カレント・ミラー回路においては、トランジスタ３８に流れ込む電流をIo、トランジスタ５５に流れ込む電流をＩa、トランジスタ５５のベースに流れる電流をＩe、両トランジスタ３８及び３９のベースに流れる電流をＩb、トランジスタ５５の増幅率をｈfe１、トランジスタ３８、３９の増幅率をｈfe２とするとき、次の（３３）式、（３４）式、（３５）式が成り立つ。
（ｈfe１＋１）Ｉe＝（ｈfe２＋２）Ｉb …（33）
Ｉo−Ｉe＝ｈfe２・Ｉb …（34）
Ｉa＝ｈfe１・Ｉe …（35）
【００７２】
ここで、トランジスタ３８、３９及び５５の増幅率がモータ駆動回路１７のトランジスタＱ１３、１４の増幅率と同じで、
ｈfe１＝ｈfe２＝ｈfe
であるとすると、上記（３３）〜（３５）式より、Ｉaは次の（３６）式と表せる。また、これを前記（１２）式を用いてモータ電流Ｉmで表すと、（３７）式となる。
【数１４】
【００７３】
上記トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出た電流〔(32)式〕のうち、（３７）式で表わされる電流Ｉaがカレント・ミラー回路３０に流れるので、結局電流検出用抵抗３１に流れる電流Ｉsとフィードバック信号Ｖfbは、次の（３８）式及び（３９）式で表わされる。
【数１５】
【００７４】
よって、検出電流Ｉfbは、モータ電流Ｉmにより、上記（４０）式のように表わされる。（４０）式に基づいて、検出精度（＝Ｉm／Ｉfb）と誤差（＝１−精度）を求めると、次の（４１）式及び（４２）式のような結果が得られる。
【数１６】
【００７５】
よって、従来例の回路では、誤差がｈfeの−１乗のオーダーであったものが、−３乗のオーダーとなっており、誤差が小さくなっていることが分かる。具体的には、増幅率ｈfe＝１００とすると、精度≒０.９９９９９８、誤差≒０.０００２％という結果が得られ、増幅率ｈfe＝３０とすると、精度≒０.９９９９２６、誤差≒０.００７４％となる。従来例と比較すると以下のとおりである。
【００７６】
また、（３３）式、（３４）式、（３５）式で、
ｈfe１＝ｈfe２＋１
とすれば、Ｉe＝Ｉbとなり、
Ｉa＝Ｉo
となる。よって、電流検出用抵抗３１に流れる電流Ｉsとフィードバック信号Ｖfbは、それぞれ
Ｉs＝Ｉm …(43)
Ｖfb＝Ｒs・Ｉm …(44)
となり、検出電流Ｉfbは、
Ｉfb＝Ｉm …(45)
となる。
【００７７】
（第４の具体回路）
図１５はモータ制御装置１１の具体回路のさらに別な実施形態を示す回路図であって、基準電圧出力回路１３は省略されている。この実施形態では、プリドライバ出力補償回路１８のカレント・ミラー回路３０のうち、プリドライバ１６側をウィルソン型カレント・ミラー回路によって構成している。すなわち、図１５に示すように、トランジスタ３７のエミッタがエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタが差動増幅回路１４の出力に接続されており、ＰＮＰ型トランジスタ３６のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタがＰＮＰ型トランジスタ６０のエミッタに接続され、トランジスタ６０のコレクタがトランジスタ３８のコレクタに接続されており、トランジスタ３６のベースとコレクタが接続され、トランジスタ３６のベースとトランジスタ３７のベースが接続され、トランジスタ６０のベースがトランジスタ３７のコレクタに接続されている。よって、トランジスタ３７、３６及び６０によってウィルソン型カレント・ミラー回路が構成されている。
【００７８】
図９の具体回路のようにカレント・ミラー回路２６〜３０としてワイドラー型カレント・ミラー回路を用いた場合には、トランジスタ３２〜３７に流れるベース電流をＩvとしたとき、差動増幅回路１４の出力に流れる電流とトランジスタ３６からトランジスタ３８に流れる電流やトランジスタ３２〜３５からトランジスタＱ１１〜Ｑ１４に流れる電流とは正確には等しくなく、４Ｉvだけ誤差がある。これに対し、図１５に示す実施形態のように、プリドライバ出力補償回路１８のプリドライバ１６側をウィルソン型カレント・ミラー回路で構成することにより、差動増幅回路１４の出力に流れる電流とプリドライバ出力補償回路１８においてトランジスタ６０からトランジスタ３８に流れる電流との誤差を小さくすることができる。
【００７９】
なお、図示しないが、差動増幅回路１４の出力に流れる電流とプリドライバ出力補償回路１８においてプリドライバ１６側のトランジスタからトランジスタ３８に流れる電流との誤差を小さくするためには、図１５のようなウィルソン型カレント・ミラー回路以外にもベース電流補償型カレント・ミラー回路なども用いることができる。
【００８０】
また、図１５の具体回路では、カレント・ミラー回路２６をトランジスタ３７、３２及び５６からなるエラーアンプによって構成し、カレント・ミラー回路２７をトランジスタ３７、３３及び５７からなるエラーアンプによって構成し、カレント・ミラー回路２８をトランジスタ３７、３４及び５８からなるエラーアンプによって構成し、カレント・ミラー回路２９をトランジスタ３７、３５及び５９からなるエラーアンプによって構成している。
【００８１】
図１５の具体回路のように、カレント・ミラー回路２６〜２９をエラーアンプで構成することにより、差動増幅回路１４の出力に流れる電流とカレント・ミラー回路２６〜２９からトランジスタＱ１１〜Ｑ１４に流れる電流との誤差も小さくすることができる。
【００８２】
（第５の具体回路）
図１６は図６のようなモータ制御装置１１の具体回路のさらに別な実施形態を示す回路図であって、基準電圧出力回路１３は省略されている。この実施形態では、ＰＮＰ型トランジスタ３７のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタが差動増幅回路１４の出力に接続され、さらにコレクタとベースとが接続されている。ＰＮＰ型トランジスタ３６のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタがトランジスタ３８のコレクタに接続され、トランジスタ３６のベースはトランジスタ３７のベースに接続されている。コレクタをトランジスタ３６に接続されたＮＰＮ型トランジスタ３８のエミッタはグランドに接地され、トランジスタ３８のコレクタとベースが接続されており、ＮＰＮ型トランジスタ３９のコレクタは電流検出用抵抗３１の高電位側に接続され、トランジスタ３９のエミッタはグランドに接地されており、トランジスタ３８のベースとトランジスタ３９のベースが接続されている。
【００８３】
ＰＮＰ型トランジスタ６１はエミッタを電源ラインＶcc1に接続されており、トランジスタ６１のベースはトランジスタ３７のベースに接続されており、トランジスタ６１のコレクタは、トランジスタ６３、６４及び６５からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。すなわち、ＮＰＮ型トランジスタ６３のベースとＮＰＮ型トランジスタ６４及びＮＰＮ型トランジスタ６５の各ベースとが接続されており、トランジスタ６３のコレクタとベースが接続されていて当該コレクタにトランジスタ６１のコレクタが接続され、トランジスタ６４のコレクタが電源ラインＶcc4に接続され、トランジスタ６５のコレクタは、トランジスタ６６及び６７からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。そして、各トランジスタ６３、６４及び６５の各エミッタがトランジスタＱ１４のベースに接続されている。ＰＮＰ型トランジスタ６６のベースとＰＮＰ型トランジスタ６７のベースは接続されており、トランジスタ６６、６７のエミッタは共に電源ラインＶcc2に接続されている。トランジスタ６６のコレクタとベースは接続されていて、ここにトランジスタ６５のコレクタが接続されている。トランジスタ６７のコレクタは、トランジスタＱ１１に接続されている。また、トランジスタ６１のコレクタとトランジスタ６３のコレクタは、スイッチ７３を介してグランドに接地されている。
【００８４】
ＰＮＰ型トランジスタ６２はエミッタを電源ラインＶcc1に接続されており、トランジスタ６２のベースはトランジスタ３７のベースに接続されており、トランジスタ６２のコレクタは、トランジスタ６８、６９及び７０からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。すなわち、ＮＰＮ型トランジスタ６８のベースとＮＰＮ型トランジスタ６９及びＮＰＮ型トランジスタ７０の各ベースとが接続されており、トランジスタ６８のコレクタとベースが接続されていて当該コレクタにトランジスタ６２のコレクタが接続され、トランジスタ６９のコレクタが電源ラインＶcc4に接続され、トランジスタ７０のコレクタは、トランジスタ７１及び７２からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。そして、各トランジスタ６８、６９及び７０の各エミッタがトランジスタＱ１３のベースに接続されている。ＰＮＰ型トランジスタ７１のベースとＰＮＰ型トランジスタ７２のベースは接続されており、トランジスタ７１、７２のエミッタは共に電源ラインＶcc2に接続されている。トランジスタ７１のコレクタとベースは接続されていて、ここにトランジスタ７０のコレクタが接続されている。トランジスタ７２のコレクタは、トランジスタＱ１２に接続されている。また、トランジスタ６２のコレクタとトランジスタ６８のコレクタは、スイッチ７４を介してグランドに接地されている。
【００８５】
よって、図１６のトランジスタ３７及び６１からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ６３、６４及び６５からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ６６及び６７からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路２６及び２９が構成され、トランジスタ３７及び６２からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ６８、６９及び７０からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ７１及び７２からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路２７及び２８が構成されている。また、トランジスタ３７及びトランジスタ３６からなるワイドラー型カレント・ミラー回路と、トランジスタ３８及びトランジスタ３９からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路３０が構成されている。すなわち、トランジスタ３６、３７、６１、６２によって多連出型のカレント・ミラー回路が構成されている。また、トランジスタ３９は、トランジスタ３８と比較して３倍のエミッタ面積を持つ素子が用いられている。
【００８６】
しかして、ロジック回路１５によってスイッチ７３、７４をオンにしていれば、モータ電流が流れず、モータ１２は停止している。これに対し、スイッチ７３をオフにしていれば、モータ１２に正方向に電流が流れてモータ１２が正回転駆動され、また、スイッチ７４をオフにしていれば、モータ１２に逆方向に電流が流れてモータ１２が逆回転駆動される。
【００８７】
このモータ制御装置１１においては、スイッチ７３のみがオフになっていてモータ１２が正回転駆動されている場合を考えると、その時の状態は図１７のような概略図で表わされる。プリドライバ１６及びプリドライバ出力補償回路１８のそれぞれのワイドラー型カレント・ミラー回路の働きにより、トランジスタ６１のコレクタとトランジスタ３６のコレクタからは同じ値の電流Ｉoが流れ出ている。トランジスタ６１から流れ出たコレクタ電流Ｉoは、トランジスタ６３のコレクタ・エミッタ間を流れるので（ここの説明では、各トランジスタのベース電流成分は無視する。）、カレント・ミラー回路の働きでトランジスタ６４及び６５のコレクタ・エミッタ間にも電流Ｉoが流れる。この結果、トランジスタ６１のコレクタ電流がカレント・ミラー回路により増幅され、トランジスタＱ１４のベースには、３Ｉoの電流が流れ込むことになる。この結果、モータ電流をＩmとすれば、トランジスタＱ１４のエミッタからは当該電流３Ｉoとモータ電流Ｉmとの和Ｉm＋３Ｉoが流れ出ている。尚、トランジスタ６６には電流Ｉoが流れるので、カレント・ミラー回路の働きでトランジスタ６７にも電流Ｉoが流れ、その結果、トランジスタＱ１１のベースには、Ｉoの電流が供給される。
【００８８】
一方、トランジスタ３６から流れ出た電流Ｉoは、トランジスタ３８のコレクタに流れる。ここで、トランジスタ３９はトランジスタ３８の３倍のエミッタ面積を有しているので、カレント・ミラー回路のバランスによってトランジスタ３８に電流Ｉoが流れたとき、トランジスタ３９には３倍の電流３Ｉoが流れる。よって、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出た電流Ｉm＋３Ｉoのうち、電流３Ｉoがプリドライバ出力補償回路１８のトランジスタ３９へ流れ込むので、電流検出用抵抗３１には電流Ｉmだけが流れ、電流検出用抵抗３１の抵抗値をＲsとすると、フィードバック信号はＶfb＝Ｒs・Ｉmとなり、検出電流値はＩmとなる。モータ１２が逆回転駆動されている場合も同様である。
【００８９】
なお、上記各実施形態においては、トランジスタＱ１３、Ｑ１４としてＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いたが、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを用いていても差し支えない。この場合には、図６のカレント・ミラー回路２６、２７として、例えばプリドライバ出力補償回路１８と同様に２つのワイドラー型カレント・ミラー回路等から構成すればよい。
【００９０】
【発明の効果】
本発明のモータ制御装置によれば、モータに接続された接合型トランジスタのベース電流がモータに流れた電流と合流して電流検出部に流れ込む（あるいは、モータ電流の一部がベース電流として電流検出部外へ流れ出る）場合でも、当該ベース電流が電流検出部の検出値に影響を与えないよう補償回路によってベース電流と等しい値の電流を引き抜いたり、供給したりすることができ、電流検出部にはモータに流れた電流と等しい値の電流だけが流れるようにできる。よって、電流検出部ではモータに流れた電流だけを精度よく検出することができるようになり、モータに流れる電流が一定に保たれるように高精度のフィードバック制御を行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来例によるモータ制御装置の構成を示すブロック回路図である。
【図２】同上のモータ制御装置に用いられているモータ駆動回路の具体回路図である。
【図３】モータ正回転駆動時に、同上のモータ駆動回路に流れる電流の経路を説明する図である。
【図４】本発明にかかるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図５】同上のモータ制御装置に用いられている基準電圧出力回路の構成を示す回路図である。
【図６】図４のモータ制御装置の構成（基準電圧出力回路を除く。）を具体的に示した回路図である。
【図７】図６に示した構成により、モータが正回転しているときの駆動状態を説明するための図である。
【図８】図６に示した構成により、モータが逆回転しているときの駆動状態を説明するための図である。
【図９】本発明にかかるモータ制御装置の具体回路の一実施形態を示す回路図である。
【図１０】図９のモータ制御装置において、モータが正回転駆動されている場合の状態を説明する図である。
【図１１】本発明にかかるモータ制御装置の具体回路の別な一実施形態を示す回路図である。
【図１２】図１１のモータ制御装置において、モータが正回転駆動されている場合の状態を説明する図である。
【図１３】本発明にかかるモータ制御装置の具体回路のさらに別な実施形態を示す回路図である。
【図１４】図１３のモータ制御装置において、モータが正回転駆動されている場合の状態を説明する図である。
【図１５】本発明にかかるモータ制御装置の具体回路のさらに別な実施形態を示す回路図である。
【図１６】本発明にかかるモータ制御装置の具体回路のさらに別な実施形態を示す回路図である。
【図１７】図１６のモータ制御装置において、モータが正回転駆動されている場合の状態を説明する図である。
【符号の説明】
１２ モータ
１３ 基準電圧出力回路
１４ 差動増幅回路
１６ プリドライバ
１７ モータ駆動回路
Ｑ１１ トランジスタ
Ｑ１２ トランジスタ
Ｑ１３ トランジスタ
Ｑ１４ トランジスタ
１８ プリドライバ出力補償回路
２６、２７、２８、２９ カレント・ミラー回路
３０ カレント・ミラー回路
３１ 電流検出用抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ制御装置に関し、特にモータに所定の定電流を流して回転駆動させるための回路に接合型トランジスタを用いたモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタルカメラや３５ｍｍカメラ等のカメラではシャッター（シャッター羽根）を駆動するためにモータが用いられている。シャッターの絞り量ないし開口量は、モータの回転角度（シャッター駆動量）で決まり、モータの回転角度は一定電流をモータに通電する時間で決まるから、カメラのシャッター制御を精密に行うためには、通電時間を正確に制御すると共にモータに流す電流値を精密に制御する必要がある。しかし、モータに流れる電流値は、電源電圧（バッテリー電圧）の変動やモータ駆動回路の定数バラツキ等によってばらつくことがあり、これによってモータに流れる電流値が変動してシャッターの絞り量や開口量が目標値からずれ、露光量が露光量演算部で指示された値からずれてしまうことがあった。
【０００３】
そのため、従来にあっては、図１に示すようなモータ制御装置１を用いてモータ７を正逆任意の方向に回転駆動させると共にモータ２に流れる電流を検出してモータ２に流れる電流の値が一定になるようにフィードバック制御していた。このモータ制御装置１は、基準電圧Ｖrefを発生する基準電圧出力回路（基準電源）３、オペアンプを用いた差動増幅回路４、ロジック回路５、プリドライバ６、モータ駆動回路７から構成されている。モータ駆動回路７は、モータ２に一定の電流Ｉmを流して正回転又は逆回転させると共にモータ２に流れる電流値Ｉmに相当するフィードバック信号（電圧）Ｖfbを出力している。プリドライバ６は、ロジック回路５からの指令に応じてモータ駆動回路７による正回転駆動と逆回転駆動を切替えると共に、差動増幅回路４の出力電流Ｉoと等しい大きさの電流をモータ駆動回路７に供給している。基準電圧出力回路３の基準電圧Ｖrefは差動増幅回路４の非反転入力端子に入力され、フィードバック信号Ｖfbは差動増幅回路４の反転入力端子に入力されており、差動増幅回路４は、フィードバック信号Ｖfbの値と基準電圧Ｖrefを比較し、その差Ｖref−Ｖfbに比例した電流Ｉoを出力する。すなわち、基準電圧出力回路３の増幅率をｋ（ｋ＞０）とすれば、
Ｉo＝ｋ（Ｖref−Ｖfb） …(1)
となる。
【０００４】
いま、モータ２に流れる電流（以下、モータ電流という。）Ｉmとプリドライバ６から出力される電流Ｉoとの比例定数をｈfeとし、モータ電流Ｉmとフィードバック信号Ｖfbとの比例定数をＲsとすると、
Ｉm＝ｈfe・Ｉo …(2)
Ｖfb＝Ｒs・Ｉm …(3)
と表わされる。この（３）式から得られる電流検出値Ｉfb（＝Ｖfb／Ｒs）は、モータ電流Ｉmに等しくなる。基準電圧出力回路３の出力（基準電圧）Ｖrefは、モータ電流の目標値をＩmtとしてフィードバック信号がＶfb＝Ｒs・Ｉmtのとき、差動増幅回路４からＩo＝Ｉmt／ｈfeの電流を出力するように設定されている。従って、モータ２に目標とするモータ電流Ｉmtが流れている場合には、モータ制御装置１全体のバランスがとれ、安定に動作する。
【０００５】
これに対し、電源電圧等の変動によってモータ２に目標とする値Ｉmtよりも大きなモータ電流Ｉmが流れた場合には、フィードバック信号Ｖfbが大きくなる［上記(3)式］ので、差動増幅回路４から出力される出力電流Ｉoが減少し［上記(1)式］、これによってモータ電流Ｉmが減少させられる［上記(2)式］。逆に、目標とする値Ｉmtよりも小さなモータ電流Ｉmしか流れていない場合には、フィードバック信号Ｖfbが小さくなるので、差動増幅回路４から出力される出力電流Ｉoが増加し、これによってモータ電流Ｉmが増加させられる。この結果、モータ電流Ｉmは常に目標値Ｉmtとなるようにフィードバック制御され、目標値Ｉmtに等しくなった状態でモータ電流値Ｉmが安定することになる。
【０００６】
上記モータ制御装置１に用いられているモータ駆動回路７は、図２に示すような具体的回路構成を有している。このモータ駆動回路７は、モータ２を正回転駆動させるためのトランジスタＱ１、Ｑ４と、モータ２を逆回転駆動させるためのトランジスタＱ２、Ｑ３と、モータ２に流れる電流の値を検出するための電流検出用抵抗８とを備えている。
【０００７】
トランジスタＱ１、Ｑ２はＰＮＰ型のバイポーラトランジスタであり、両トランジスタＱ１、Ｑ２のエミッタはいずれも電源ラインＶccに接続され、トランジスタＱ１のコレクタはモータ２の一方端子に接続され、トランジスタＱ２のコレクタはモータ２の他方端子に接続されている。トランジスタＱ３、Ｑ４はＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであり、トランジスタＱ３のコレクタは前記トランジスタＱ１のコレクタ及びモータ２の一方端子に接続され、トランジスタＱ４のコレクタは前記トランジスタＱ２のコレクタ及びモータ２の他方端子に接続されており、両トランジスタＱ３、Ｑ４のエミッタは電流検出用抵抗８を介して接地されている。各トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のベースにはそれぞれプリドライバ６の出力が接続されており、プリドライバ６の出力によって各トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４がオン、オフ制御される。また、電流検出用抵抗８とトランジスタＱ３、Ｑ４のエミッタとの中点からは、フィードバック信号Ｖfbが取り出されている。
【０００８】
しかして、このモータ駆動回路７にあっては、モータ２の停止時には、全てのトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４をオフにしてモータ電流Ｉmを０アンペアに保っている。このときには、電流検出用抵抗８には電流が流れないので、フィードバック信号Ｖfbも０ボルトとなる。
【０００９】
モータ２を正回転駆動する場合には、図３に示すように、トランジスタＱ２、Ｑ３をオフに保ったままで、プリドライバ６からトランジスタＱ１、Ｑ４のベースに一定のベース電流Ｉoを流してトランジスタＱ１、Ｑ４をオンにする。この結果、電源ラインＶccからグランドへ向けてトランジスタＱ１→モータ２→トランジスタＱ４→電流検出用抵抗８の経路で電流が流れる。このときモータ２に流れる電流をＩmとし、トランジスタＱ３、Ｑ４の増幅率をｈfeとすると、プリドライバ６から供給されるベース電流Ｉoとモータ電流との間には、次の（４）式のような関係がある。
Ｉm＝ｈfe・Ｉo …(4)
トランジスタＱ１、Ｑ４をオフに保ったままで、プリドライバ６からトランジスタＱ２、Ｑ３のベースに一定のベース電流Ｉoを流してトランジスタＱ２、Ｑ３をオンにし、モータ２を逆回転駆動した場合も同様に（４）式が成り立つ。
【００１０】
また、図３に示すように、電流検出用抵抗８に流れる電流をＩsとし、電流検出用抵抗８の抵抗値をＲsとすると、フィードバック信号Ｖfbは、次の（５）式で表される。
Ｖfb＝Ｒs・Ｉs …(5)
【００１１】
モータ２に流れた電流は電流検出用抵抗８にも流れるので、電流検出用抵抗８に流れる電流Ｉsがモータ電流Ｉmに等しい（Ｉs＝Ｉm）とすると、上記（５）式は前記（３）式と等しくなり、フィードバック信号はＶfb＝Ｒs×Ｉmで表される。よって、フィードバック信号によってモータ電流Ｉmを検出することができ、検出したモータ電流が目標値Ｉmtと異なる場合には、前記のようにしてモータ制御装置１でトランジスタＱ１、Ｑ４のベース電流を制御することによりモータ電流が目標値に保たれるようにしている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２に示すようなモータ駆動回路７でモータ２と電流検出用抵抗８の間のトランジスタＱ３、Ｑ４としてバイポーラトランジスタを用いている場合には、実際には、電流検出用抵抗８にはモータ電流だけでなくトランジスタＱ３又はＱ４のベース電流が流れ込んでおり、その結果、電流検出用抵抗８によるモータ電流の検出精度が悪くなっていた。
【００１３】
電流検出用抵抗８によるモータ電流の検出値を、図３を参照して、計算により正確に求めると以下のようになる。モータ２に流れている電流をＩm、トランジスタＱ３及びＱ４の増幅率をｈfe、トランジスタＱ３又はＱ４のベース電流をＩoとする。いま、トランジスタＱ２、Ｑ３がオフ、トランジスタＱ１、Ｑ４がオンになっていてモータ２が正回転駆動されている場合を考えると、モータ電流Ｉm（＝トランジスタＱ４のコレクタ電流）は、前記（４）式又は（２）式で表される。また、電流検出用抵抗８の抵抗値をＲs、電流検出用抵抗８に流れる電流（＝トランジスタＱ４のエミッタ電流）をＩsとすると、この電流はモータ電流とベース電流との和であるから、次の（６）式で表される。
【数１】
さらに、フィードバック信号（電流検出用抵抗８の上端の電圧）は、前記（６）式より、次の（７）式のようになる。これより前記（３）式は正確なものでないことが分かる。
【数２】
よって、（７）式より、電流検出値Ｉfb（＝Ｖfb／Ｒs）は、モータ電流Ｉmを用いて次の（８）式で表され、モータ電流Ｉmとは正確に一致しない。
【数３】
上記（８）式に基づいて、検出精度（＝Ｉm／Ｉfb）と誤差（＝１−精度）を求めると、次のような結果が得られる。
精度＝１／（１＋１／ｈfe）≒１−（１／ｈfe）
誤差≒１／ｈfe
ここで、増幅率ｈfe＝１００とすると、精度≒０.９９０、誤差≒１％という結果が得られ、増幅率ｈfe＝３０とすると、精度≒０.９６７、誤差≒３.３３％となる。
【００１７】
このような誤差は小さいものであるが、例えばカメラのシャッターを駆動するためのモータ駆動回路などでは、次第にモータに流れる電流制御バラツキに対する要求が厳しくなってきている。しかも、電源電圧のバラツキなどを考慮すると、モータ駆動回路そのものの電流制御バラツキをより小さくする必要があり、従来のようなモータ駆動回路では要求を満たすことが困難であった。
【００１８】
なお、基準電圧出力回路３から出力される基準電圧Ｖrefの設定を、トランジスタＱ３又はＱ４に流れるベース電流分を含んだフィードバック信号でバランスするように設定することも考えられるが、モータ電流が変動すると、それにつれてベース電流も変動しているから、このような方法では精度のよいモータ電流の検出ないしモータ電流の制御を行うことはできない。
【００１９】
【発明の開示】
本発明は上記のような解決課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、カメラその他の精密機器に用いられているモータに流れる電流をより高精度に制御することができるモータ制御回路を提供することにある。
【００２０】
本発明にかかるモータ制御装置は、モータに流れる電流を検出するための電流検出部と、モータと該電流検出部との中間に接続された接合型トランジスタと、該接合型トランジスタに供給するベース電流によりモータに流れる電流を制御すると共に前記電流検出部により検出された電流値に基づいてモータに流れる電流が一定になるようにフィードバック制御する制御部とを備えたモータ制御装置において、前記制御部から前記接合型トランジスタに供給されるベース電流と等しい値の電流を前記接合型トランジスタと電流検出部との中間点から吸収する電流補償部を設けたことを特徴としている。ここで、接合型トランジスタの伝導型は特に限定されず、従って制御部から接合型トランジスタにベース電流が流れ込むものであっても、接合型トランジスタから流れ出るようになっているものでもよい。また、電流検出部は、モータよりも低電位側に接続されていても、高電位側に接続されていてもよい。
【００２１】
本発明にかかるモータ制御装置にあっては、電流検出部によってモータに流れる電流を検出し、その電流値に基づいてモータに流れる電流をフィードバック制御しているので、モータに流れる電流の変動を抑制してモータ電流をほぼ一定に保つことができる。また、モータと電流検出部との中間に接合型トランジスタが接続されている場合には、接合型トランジスタのベース電流が電流検出部に流れ込んだり、モータ電流の一部が接合型トランジスタのベース電流として外部へ流れ出たりすることにより、電流検出部による電流検出値がモータ電流の値から外れる可能性があるが、本発明のモータ制御装置によれば、接合型トランジスタに供給されているベース電流と等しい値の電流を電流補償部により接合型トランジスタと電流検出部との中間点から吸収させている（ベース電流が負の場合も含む。すなわち、接合型トランジスタからベース電流が流れ出ている場合には、接合型トランジスタと電流検出部の中間点にベース電流に等しい値の電流を供給する。）ので、電流検出部では接合型トランジスタのベース電流の影響を受けることなく、モータに流れる電流値を高精度に検出することができる。よって、本発明によれば、モータに流れる電流を高精度に制御することができ、モータの回転をより安定させることができる。
【００２２】
ここで、電流補償部としては、カレント・ミラー回路を用いることができる。カレントミラー回路としては、回路学上言われる狭義のカレント・ミラー回路に限らず、狭義のカレント・ミラー回路を複数組み合わせたようなものでもよい。また、カレント・ミラー回路としては、基準となる電流と従となる電流とがほぼ等しいものに限らず、従となる電流が基準となる電流のほぼ定数倍となっているものでもよい。さらに、電流補償部としては、より広くは定電流源（これには、カレント・ミラー回路も含まれる。）を用いることもできる。
【００２３】
カレント・ミラー回路としては、ワイドラー型カレント・ミラー回路がよく知られているが、これ以外にもベース電流補償型カレント・ミラー回路やウィルソン型カレント・ミラー回路など任意のカレント・ミラー回路を用いることができ、ベース電流補償型カレント・ミラー回路やウィルソン型カレント・ミラー回路を用いることによってモータに流れる電流をより高精度に検出することができる。
【００２４】
なお、この発明の以上説明した構成要素は、可能な限り組み合わせることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図４はデジタルカメラその他のカメラのシャッターを作動させるためのモータ１２を一定電流で駆動するモータ制御装置１１の構成を示すブロック図である。このモータ制御装置１１は、基準電圧出力回路１３、差動増幅回路１４、ロジック回路１５、プリドライバ１６、モータ駆動回路１７、プリドライバ出力補償回路１８によって構成されている。
【００２６】
基準電圧出力回路１３は、フィードバック信号Ｖfbと比較することによってモータ１２に所定のモータ電流を流すための基準電圧Ｖrefを出力する。この基準電圧Ｖrefを変化させることにより、モータ電流の目標値を変化させることができる。
【００２７】
差動増幅回路１４は、負帰還を掛けたオペアンプによって構成されており、差動増幅回路１４の非反転入力端子には基準電圧出力回路１３から出力された基準電圧Ｖrefが入力され、反転入力端子にはフィードバック信号Ｖfbが入力され、出力にはプリドライバ１６が接続されている。差動増幅回路１４の出力とプリドライバ１６の入力との間には、基準電圧出力回路１３から出力された基準電圧Ｖrefの値とフィードバック信号Ｖfbの値との差に応じた電流Ｉoが流れる。
【００２８】
ロジック回路１５は、プリドライバ１６に接続されている。このロジック回路１５は、プリドライバ１６に制御用パルス信号を送り、モータ１２の始動及び停止を制御し、また、モータ１２の回転方向を正逆に切り替えるものである。
【００２９】
プリドライバ１６は、差動増幅回路１４、ロジック回路１５、モータ駆動回路１７及びプリドライバ出力補償回路１８に接続されており、差動増幅回路１４から入力された電流Ｉoと等しい値の電流Ｉoをモータ駆動回路１７及びプリドライバ出力補償回路１８に出力する。このような機能を実現するため、プリドライバ１６は例えば後述のようなカレント・ミラー回路によって構成されている。
【００３０】
モータ駆動回路１７は、プリドライバ１６、モータ１２及びプリドライバ出力補償回路１８に接続されており、モータ１２に所定のモータ電流Ｉmを供給してモータ１２を回転駆動させる。すなわち、プリドライバ１６は、ロジック回路１５からの制御パルス信号に応じてモータ駆動回路１７を制御し、制御パルス信号出力期間モータ１２を正回転駆動又は逆回転駆動させる。
【００３１】
プリドライバ出力補償回路１８は、プリドライバ１６及びモータ駆動回路１７に接続されており、モータ駆動回路１７からの出力電流とプリドライバ１６からの出力電流との差に比例した電流値に比例したフィードバック信号Ｖfbを差動増幅回路１４へ出力する。モータ駆動回路１７からは、本来モータ電流ＩmもしくはＩmに比例した電圧が出力されるべきであるが、後述のようにモータ駆動回路１７として従来例のモータ駆動回路７と同じような回路を用いていると、モータ電流Ｉmにバイポーラトランジスタのベース電流Ｉoが加わったＩm＋Ｉoが出力される。一方、プリドライバ１６からプリドライバ出力補償回路１８へは、ベース電流Ｉoと同じ電流が流れているから、プリドライバ出力補償回路１８から差動増幅回路１４へは（Ｉm＋Ｉo）−Ｉo＝Ｉmに比例したフィードバック信号
Ｖfb＝Ｒs・Ｉm
が出力される。ここで、Ｒsは比例定数であって、具体的には電流検出用抵抗の抵抗値である。
【００３２】
しかして、モータ電流Ｉmの目標値をＩmtとするとき、プリドライバ出力補償回路１８からのフィードバック信号Ｖfb＝Ｒs・Ｉmtが差動増幅回路１４の反転入力端子に入力されるとき、差動増幅回路１４から
Ｉo＝Ｉmt／ｈfe
の電流が出力されるように基準電圧Ｖrefが設定されていれば（ｈfeは比例定数であって、具体的にはモータ駆動回路１７に用いられているバイポーラトランジスタの増幅率である。）、モータ１２に目標とするモータ電流Ｉmtが流れた状態でモータ制御装置１１がバランスする。これに対し、モータ１２に流れている電流Ｉmが目標値Ｉmtよりも減少した場合には、フィードバック信号Ｖfbが低くなるので、差動増幅回路１４の出力電流Ｉoが増加してモータ電流Ｉmtを増加させる方向に制御され、逆に、モータ電流Ｉmが目標値Ｉmtより増加した場合には、フィードバック信号Ｖfbが高くなるので、差動増幅回路１４の出力電流Ｉoが減少してモータ電流Ｉmtを減少させる方向に制御され、この結果、モータ電流Ｉmが目標値Ｉmtに等しくなるようにフィードバック制御される。しかも、本発明にあっては、フィードバック信号Ｖfb＝Ｒs・Ｉmがモータ電流Ｉmにのみ比例し、ベース電流などを含まないので、モータ電流Ｉmを高い精度でフィードバック制御することが可能になる。
【００３３】
次に、図４に示したモータ制御装置１１の各部の構成を詳細に説明する。まず、図５は基準電圧出力回路１３の構成を示す回路図である。基準電圧出力回路１３は、フィードバック信号Ｖfbと比較するための基準電圧Ｖrefを出力する基準電源であって、バンドギャップ回路１９、分圧回路２０、論理回路２１によって構成されている。バンドギャップ回路１９は、複数の端子を備えており、各端子からは一定電圧Ｖbg（例えば、１.２ボルトの電圧）を出力している。分圧回路２０は、複数のスイッチ２２ａ、２２ｂ、…と複数の抵抗２３、２４ａ、２４ｂ、…からなり、各抵抗２３、２４ａ、２４ｂ、…の一端は共に出力端子２５に接続されており、抵抗２３の他端はグランドに接地され、抵抗２４ａ、２４ｂ、…の他端はそれぞれスイッチ２２ａ、２２ｂ、…を介してバンドギャップ回路１９の出力端子に接続されている。従って、開閉するスイッチ２２ａ、２２ｂ、…の組み合わせを変えることにより、出力端子２５から出力される基準電圧Ｖrefの値を変化させることができる。
【００３４】
例えば、抵抗２３、２４ａ、２４ｂ、…の抵抗値をＲ０、Ｒ１、Ｒ２、…（これらの抵抗値は、全て同じであってもよく、異なっていてもよい。）とするとき、スイッチ２２ａのみが閉じられている場合には、バンドギャップ回路１９の出力電圧Ｖbgを抵抗値Ｒ０とＲ１で分圧した値が出力電圧（基準電圧Ｖref）となるから、基準電圧は次式で表わされる。
Ｖref＝｛Ｒ０／（Ｒ０＋Ｒ１）｝Ｖbg
また、スイッチ２２ａ及び２２ｂのみが閉じられている場合には、出力される基準電圧は、次式のようになる。
論理回路２１は外部から設定された分圧回路設定入力（例えば、基準電圧値）に応じて各スイッチ２２ａ、２２ｂ、…を開閉制御するものであって、論理回路２１の分圧回路設定入力に応じて基準電圧出力回路１３から出力する基準電圧Ｖrefを変化させることができる。
【００３６】
モータ１２に流す電流値は、モータ１２の種類やカメラ等のモータ使用機器の仕様などによって異なるので、論理回路２１の分圧回路設定入力で基準電圧Ｖrefを調整できるようにし、それによってモータ電流の目標値を調整できるようにしている。これによって、モータ制御装置１１の汎用化を図っている。
【００３７】
図６は、差動増幅回路１４、ロジック回路１５、プリドライバ１６、モータ駆動回路１７及びプリドライバ出力補償回路１８の構成を具体的に示す回路図であり、図７はモータ１２が正回転しているときの駆動状態を説明するための図、図８はモータ１２が逆回転しているときの駆動状態を説明するための図である。モータ駆動回路１７は、モータ２を正回転駆動させるためのトランジスタＱ１１、Ｑ１４と、モータ２を逆回転駆動させるためのトランジスタＱ１２、Ｑ１３とを備えている。
【００３８】
トランジスタＱ１１、Ｑ１２はＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであり、両トランジスタＱ１１、Ｑ１２のコレクタはいずれも電源ラインＶccに接続され、トランジスタＱ１１のエミッタはモータ２の一方端子に接続され、トランジスタＱ１２のエミッタはモータ２の他方端子に接続されている。トランジスタＱ１３、Ｑ１４はＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであり、トランジスタＱ１３のコレクタは前記トランジスタＱ１１のエミッタ及びモータ２の一方端子に接続され、トランジスタＱ１４のコレクタは前記トランジスタＱ１２のエミッタ及びモータ２の他方端子に接続されており、両トランジスタＱ１３、Ｑ１４のエミッタはプリドライバ出力補償回路１８の電流検出用抵抗３１を介して接地されている。各トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４のベースにはそれぞれプリドライバ１６の出力が接続されており、プリドライバ１６の出力によって各トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４がオン、オフ制御される。
【００３９】
プリドライバ１６は、４つのカレント・ミラー回路２６、２７、２８、２９によって構成されている。カレント・ミラー回路２６、２７、２８、２９の制御側端子は共に差動増幅回路１４の出力に接続されており、プリドライバ１６のカレント・ミラー回路２６、２７、２８、２９の出力側端子はそれぞれトランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４のベースに接続されている。
【００４０】
プリドライバ出力補償回路１８は、カレント・ミラー回路３０と、モータ１２に流れる電流の値を検出するための電流検出用抵抗３１によって構成されている。カレント・ミラー回路３０の制御側端子は差動増幅回路１４の出力に接続されており、カレント・ミラー回路３０の出力側端子は電流検出用抵抗３１の一端に接続され、電流検出用抵抗３１の他端はグランドに接地されている。カレント・ミラー回路３０と電流検出用抵抗３１の中点からは、フィードバック信号Ｖfbが取り出される。
【００４１】
図７及び図８に示すように、差動増幅回路１４から出力される電流Ｉoはプリドライバ１６（及びプリドライバ出力補償回路１８）から差動増幅回路１４へ向けて流れるようになっており、プリドライバ１６を構成する各カレント・ミラー回路２６〜２９は各制御側端子から差動増幅回路１４へ向けて電流Ｉoが流れ出ると出力側端子からも電流Ｉoが流れ出るように構成されており、プリドライバ出力補償回路１８を構成するカレント・ミラー回路３０は制御側端子から差動増幅回路１４へ向けて電流Ｉoが流れ出ると出力側端子へ電流Ｉoが流れ込むように構成されている。
【００４２】
また、ロジック回路１５は、プリドライバ１６を構成する４つのカレント・ミラー回路２６を個々にオン、オフ制御するようになっており、全てのカレント・ミラー回路２６がオフになっていると、モータ駆動回路１７のいずれのトランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４にもベース電流が供給されず、トランジスタＱ１１〜Ｑ１４がオフに保たれるので、モータ電流Ｉmが流れず、モータ１２は停止する。
【００４３】
これに対し、図７に示すように、ロジック回路１５によりカレント・ミラー回路２６及び２９をオンにし、カレント・ミラー回路２７及び２８をオフにすると、モータ駆動回路１７のトランジスタＱ１１及びＱ１４がオンになり、トランジスタＱ１２及びＱ１３がオフになるので、モータ１２にトランジスタＱ１１側からトランジスタＱ１４側へ電流が流れてモータ１２が正回転する。
【００４４】
このとき、カレント・ミラー回路２９からトランジスタＱ１４のベースに電流Ｉoが流れているので、モータ１２に流れる電流Ｉm（トランジスタＱ１４のコレクタ電流）は、トランジスタＱ１４の増幅率をｈfeとすれば、次の（９）式で表わされる。
Ｉm＝ｈfe・Ｉo …(9)
また、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出る電流は、コレクタ電流とベース電流の和となるから、Ｉm＋Ｉoとなる。一方、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出る電流のうちＩoはカレント・ミラー回路３０へ流れるので、電流検出用抵抗３１に流れる電流Ｉsは、次の（１０）式で表わされる。
Ｖfb＝Ｒs・Ｉm …(11)
この（１１）式から得られる電流検出値Ｉfb（＝Ｖfb／Ｒs）は、ベース電流Ｉoを含まず、モータ電流Ｉmに等しくなる。
【００４５】
これとは反対に、図８に示すように、ロジック回路１５によりカレント・ミラー回路２７及び２８をオンにし、カレント・ミラー回路２６及び２９をオフにすると、モータ駆動回路１７のトランジスタＱ１２及びＱ１３がオンになり、トランジスタＱ１１及びＱ１４がオフになるので、モータ１２にトランジスタＱ１２側からトランジスタＱ１３側へ電流が流れてモータ１２が逆回転する。図８から分かるように、この場合もフィードバック信号Ｖfbは上記（１１）式に等しくなり、電流検出値Ｉfb＝Ｉmとなる。
【００４６】
（第１の具体回路）
図９は図６のようなモータ制御装置１１の具体回路の一実施形態を示す回路図であって、基準電圧出力回路１３は省略されている。この実施形態では、ＰＮＰ型トランジスタ３７（以下で用いているトランジスタは、いずれもバイポーラトランジスタである。）のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタが差動増幅回路１４の出力に接続され、さらにコレクタとベースとが接続されている。ＰＮＰ型トランジスタ３４、３５はいずれもエミッタを電源ラインＶcc1に接続されており、各トランジスタ３４，３５のコレクタはそれぞれトランジスタＱ１３、Ｑ１４のベースに接続され、各トランジスタ３４、３５のベースはトランジスタ３７のベースに接続されている。トランジスタ３４のコレクタとトランジスタＱ１３のベースとの中点は、スイッチ４２を介してグランドに接地され、また、トランジスタ３５のコレクタとトランジスタＱ１４のベースとの中点は、スイッチ４３を介してグランドに接地されている。
【００４７】
ＰＮＰ型トランジスタ３２はエミッタを電源ラインＶcc1に接続されており、トランジスタ３２のベースはトランジスタ３７のベースに接続されており、トランジスタ３２のコレクタは、トランジスタ４４及び４５からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。すなわち、ＮＰＮ型トランジスタ４４のベースとＮＰＮ型トランジスタ４５のベースが接続されており、トランジスタ４４、４５のエミッタは共にグランドに接地されている。トランジスタ４４のコレクタとベースは接続されていて、ここにトランジスタ３２のコレクタが接続されている。トランジスタ４５のコレクタは、トランジスタ４６及び４７からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。すなわち、ＰＮＰ型トランジスタ４６のベースとＰＮＰ型トランジスタ４７のベースが接続されており、トランジスタ４６、４７のエミッタは共に電源ラインＶcc2に接続されている。トランジスタ４６のコレクタとベースは接続されていて、ここにトランジスタ４５のコレクタが接続されている。トランジスタ４７のコレクタはトランジスタＱ１１のベースに接続されている。また、トランジスタ３２のコレクタとトランジスタ４４のコレクタは、スイッチ４０を介してグランドに接地されている。
【００４８】
ＰＮＰ型トランジスタ３３はエミッタを電源ラインＶcc1に接続されており、トランジスタ３３のベースはトランジスタ３７のベースに接続されており、トランジスタ３３のコレクタは、トランジスタ４８及び４９からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。すなわち、ＮＰＮ型トランジスタ４８のベースとＮＰＮ型トランジスタ４９のベースが接続されており、トランジスタ４８、４９のエミッタは共にグランドに接地されている。トランジスタ４８のコレクタとベースは接続されていて、ここにトランジスタ３３のコレクタが接続されている。トランジスタ４９のコレクタは、トランジスタ５０及び５１からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。すなわち、ＰＮＰ型トランジスタ５０のベースとＰＮＰ型トランジスタ５１のベースが接続されており、トランジスタ５０、５１のエミッタは共に電源ラインＶcc2に接続されている。トランジスタ５０のコレクタとベースは接続されていて、ここにトランジスタ４９のコレクタが接続されている。トランジスタ５１のコレクタはトランジスタＱ１２のベースに接続されている。また、トランジスタ３３のコレクタとトランジスタ４８のコレクタは、スイッチ４１を介してグランドに接地されている。
【００４９】
さらに、ＰＮＰ型トランジスタ３６のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタがトランジスタ３８のコレクタに接続され、トランジスタ３６のベースはトランジスタ３７のベースに接続されている。コレクタをトランジスタ３６に接続されたＮＰＮ型トランジスタ３８のエミッタはグランドに接地され、トランジスタ３８のコレクタとベースが接続されており、ＮＰＮ型トランジスタ３９のコレクタは電流検出用抵抗３１の高電位側に接続され、トランジスタ３９のエミッタはグランドに接地されており、トランジスタ３８のベースとトランジスタ３９のベースが接続されている。
【００５０】
よって、図９のトランジスタ３７及び３２からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ４４及び４５からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ４６及び４７からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路２６が構成され、トランジスタ３７及び３３からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ４８及び４９からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ５０及び５１からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路２７が構成され、トランジスタ３７及びトランジスタ３４からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路２８が構成され、トランジスタ３７及びトランジスタ３５からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路２９が構成されている。また、トランジスタ３７及びトランジスタ３６からなるワイドラー型カレント・ミラー回路と、トランジスタ３８及びトランジスタ３９からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路３０が構成されている。すなわち、トランジスタ３２〜３７によって多連出型のカレント・ミラー回路が構成されている。
【００５１】
しかして、ロジック回路１５によって全てのスイッチ４０、４１、４２、４３をオンにしていれば、モータ電流が流れず、モータ１２は停止している。これに対し、スイッチ４０及び４３のみをオフにしていれば、モータ１２に正方向に電流が流れてモータ１２が正回転駆動され、また、スイッチ４１及び４２のみをオフにしていれば、モータ１２に逆方向に電流が流れてモータ１２が逆回転駆動される。
【００５２】
このモータ制御装置１１におけるモータ電流制御動作は、図６、図７及び図８により説明した通りである。いま、スイッチ４０及び４３のみがオフになっていてモータ１２が正回転駆動されている場合を考えると、その時の状態は図１０のような概略図で表わされる。プリドライバ１６及びプリドライバ出力補償回路１８のそれぞれのワイドラー型カレント・ミラー回路の働きにより、トランジスタ３５のコレクタとトランジスタ３６のコレクタからは同じ値の電流Ｉoが流れ出ている。トランジスタ３５から流れ出た電流Ｉoは、モータ駆動回路１７のトランジスタＱ１４のベースに流れ込み、トランジスタＱ１４のエミッタからは当該電流Ｉoとモータ電流Ｉmとの和Ｉm＋Ｉoが流れ出ている。一方、トランジスタ３６から流れ出た電流Ｉoは、トランジスタ３８のコレクタに流れ、トランジスタ３８とトランジスタ３９からなるワイドラー型カレント・ミラー回路の働きでトランジスタ３９のコレクタに電流Ｉo（図１０でＩaで表わしているもの）が流れ込む。よって、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出た電流Ｉm＋Ｉoのうち、電流Ｉoがプリドライバ出力補償回路１８のトランジスタ３９へ流れ込むので、電流検出用抵抗３１には電流Ｉmだけが流れ、電流検出用抵抗３１の抵抗値をＲsとすると、フィードバック信号はＶfb＝Ｒs・Ｉmとなり、検出電流値はＩmとなる。モータ１２が逆回転駆動されている場合も同様である。
【００５３】
つぎに、図９のような具体回路で示されるモータ制御装置１１に関して検出電流値の検出精度と誤差を計算により求め、従来例の場合と比較する。いま、モータ１２が正回転駆動している場合を考え、図１０に示すように、プリドライバ１６から差動増幅回路１４に流れている電流をＩoで表わすと、カレント・ミラー回路２６、２９がオンになっているのでトランジスタ３２、３５からモータ駆動回路１７のトランジスタＱ１１、Ｑ１４のベースにそれぞれ電流Ｉoが流れると共に、カレント・ミラー回路３０内でトランジスタ３６からトランジスタ３８に電流Ｉoが流れ出る。
【００５４】
トランジスタＱ１４に着目すると、エミッタ電流としてモータ電流Ｉmが流れ、ベース電流としてIoが流れているので、トランジスタの増幅率をｈfeとすると、モータ電流Ｉmとベース電流Ｉoとの間には、次の（１２）式のような関係がある。
Ｉm＝ｈfe・Ｉo …(12)
また、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出る電流Ｉm＋Ｉoは、（１２）式を用いてＩmにより、次の（１３）式で表わされる。
【数４】
一方、トランジスタ３８及び３９からなるワイドラー型カレント・ミラー回路においては、トランジスタ３８に流れ込む電流をIo、トランジスタ３９に流れ込む電流をＩa、両トランジスタ３８及び３９のベースに流れる電流をＩb、トランジスタ３８及び３９の増幅率をトランジスタＱ１３、Ｑ１４と同じくｈfeとするとき、容易に分かるように、
Ｉo＝Ｉa＋２Ｉb
Ｉa＝ｈfe・Ib
の関係がある。すなわち、ワイドラー型カレント・ミラー回路の両トランジスタ３８、３９に流れる電流ＩoとＩaは厳密には等しくなく、ベース電流の２倍の差がある。この２つの式より次の（１４）式が得られ、さらにモータ電流Imを用いて（１５）式のように表わされる。
【数５】
上記トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出た電流〔(13)式〕のうち、（１５）式で表わされる電流Ｉaがカレント・ミラー回路３０に流れるので、結局電流検出用抵抗３１に流れる電流Ｉsとフィードバック信号Ｖfbは、次の（１６）式及び（１７）式で表わされる。
【数６】
よって、検出電流Ｉfbは、モータ電流Ｉmにより、上記（１８）式のように表わされる。（１８）式に基づいて、検出精度（＝Ｉm／Ｉfb）と誤差（＝１−精度）を求めると、次の（１９）式及び（２０）式のような結果が得られる。
【数７】
よって、従来例の回路では、誤差がｈfeの−１乗のオーダーであったものが、−２乗のオーダーとなっており、誤差が小さくなっていることが分かる。具体的には、増幅率ｈfe＝１００とすると、精度≒０.９９９８、誤差≒０.０２％という結果が得られ、増幅率ｈfe＝３０とすると、精度≒０.９９７８、誤差≒０.２２％となる。従来例と比較すると以下のとおりである。
【００５９】
なお、上記説明から分かるように、プリドライバ１６の各トランジスタ３２〜３５とプリドライバ出力補償回路１８のトランジスタ３６から流れ出る電流Ｉoも、厳密には差動増幅回路１４の出力電流には等しくないが、その場合でもトランジスタ３２〜３６の増幅率が等しければ各トランジスタ３２〜３６から流れ出る電流は等しいから、上記の動作説明や精度、誤差の計算結果に影響はない。
【００６０】
（第２の具体回路）
図１１は図６のようなモータ制御装置１１の具体回路の別な実施形態を示す回路図であって、基準電圧出力回路１３は省略されている。この実施形態では、プリドライバ出力補償回路１８のカレント・ミラー回路３０のうち、プリドライバ１６側をワイドラー型カレント・ミラー回路によって構成し、電流検出用抵抗３１側をベース電流補償型カレント・ミラー回路によって構成している。すなわち、図１１に示すように、ＰＮＰ型トランジスタ３７のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタが差動増幅回路１４の出力に接続され、さらにコレクタとベースとが接続されており、ＰＮＰ型トランジスタ３６のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタがトランジスタ３８のコレクタに接続され、トランジスタ３６のベースはトランジスタ３７のベースに接続されている。よって、トランジスタ３７及びトランジスタ３６によってワイドラー型カレント・ミラー回路が構成されている。また、コレクタをトランジスタ３６に接続されたＮＰＮ型トランジスタ３８のエミッタはグランドに接地され、トランジスタ３９のコレクタは電流検出用抵抗３１の高電位側に接続され、トランジスタ３９のエミッタはグランドに接地されており、トランジスタ３８のベースとトランジスタ３９のベースが接続されており、ＮＰＮ型トランジスタ５４のコレクタは電源ラインＶcc3に接続され、トランジスタ５４のベースはトランジスタ３８のコレクタに接続され、トランジスタ５４のエミッタは両トランジスタ３８、３９のベースに接続されている。よって、トランジスタ３８、トランジスタ３９及びトランジスタ５４によってベース電流補償型カレント・ミラー回路が構成されている。
【００６１】
この具体回路によるモータ制御装置１１の場合も、モータ電流の検出動作はこれまでに述べたものと同様であるので、その動作については説明を省略し、検出電流値の検出精度と誤差を計算により求め、従来例の場合と比較する。いま、モータ１２が正回転駆動している場合を考え、図１２に示すように、プリドライバ１６から差動増幅回路１４に流れている電流をＩoで表わすと、カレント・ミラー回路２６、２９がオンになっているのでトランジスタ３２、３５からモータ駆動回路１７のトランジスタＱ１１、Ｑ１４のベースにそれぞれ電流Ｉoが流れると共に、カレント・ミラー回路３０内でトランジスタ３６からトランジスタ３８に電流Ｉoが流れ出る。
【００６２】
また、モータ電流をＩmとすると、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出る電流Ｉm＋Ｉoは、前記（１３）式と同様、次の（２１）式で表わされる。
【数８】
一方、トランジスタ３８、３９及び５４からなるベース電流補償型カレント・ミラー回路においては、トランジスタ３８に流れ込む電流をIo、トランジスタ３９に流れ込む電流をＩa、電源ラインＶcc3からトランジスタ５４に流れる電流をＩd、両トランジスタ３８及び３９のベースに流れる電流をＩb、トランジスタ３８、３９及び５４の増幅率をトランジスタＱ１３、Ｑ１４と同じくｈfeとするとき、次の（２２）式、（２３）式、（２４）式が成り立つ。
【数９】
上記（２２）〜（２４）式より、ＩaをＩoで表すと、次の（２５）式となる。また、これを前記（１２）式を用いてモータ電流Ｉmで表すと、（２６）式となる。
【数１０】
上記トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出た電流〔(21)式〕のうち、（２６）式で表わされる電流Ｉaがカレント・ミラー回路３０に流れるので、結局電流検出用抵抗３１に流れる電流Ｉsとフィードバック信号Ｖfbは、次の（２７）式及び（２８）式で表わされる。
【数１１】
よって、検出電流Ｉfbは、モータ電流Ｉmにより、上記（２９）式のように表わされる。（２９）式に基づいて、検出精度（＝Ｉm／Ｉfb）と誤差（＝１−精度）を求めると、次の（３０）式及び（３１）式のような結果が得られる。
【数１２】
よって、従来例の回路では、誤差がｈfeの−１乗のオーダーであったものが、−３乗のオーダーとなっており、誤差が小さくなっていることが分かる。具体的には、増幅率ｈfe＝１００とすると、精度≒０.９９９９９８、誤差≒０.０００２％という結果が得られ、増幅率ｈfe＝３０とすると、精度≒０.９９９９２６、誤差≒０.００７４％となる。従来例と比較すると以下のとおりである。
（第３の具体回路）
図１３は図６のようなモータ制御装置１１の具体回路のさらに別な実施形態を示す回路図であって、基準電圧出力回路１３は省略されている。この実施形態では、プリドライバ出力補償回路１８のカレント・ミラー回路３０のうち、プリドライバ１６側をワイドラー型カレント・ミラー回路によって構成し、電流検出用抵抗３１側をウィルソン型カレント・ミラー回路によって構成している。すなわち、図１３に示すように、ＰＮＰ型トランジスタ３７のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタが差動増幅回路１４の出力に接続され、さらにコレクタとベースとが接続されており、ＰＮＰ型トランジスタ３６のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタがトランジスタ３８のコレクタに接続され、そのベースはトランジスタ３７のベースに接続されている。よって、トランジスタ３７及びトランジスタ３６によってワイドラー型カレント・ミラー回路が構成されている。また、コレクタをトランジスタ３６に接続されたＮＰＮ型トランジスタ３８のエミッタはグランドに接地され、トランジスタ５５のコレクタは電流検出用抵抗３１の高電位側に接続され、トランジスタ５５のエミッタはトランジスタ３９のコレクタに接続され、トランジスタ３９のエミッタはグランドに接地されており、トランジスタ５５のベースはトランジスタ３８のコレクタに接続され、トランジスタ３８のベースとトランジスタ３９のベースが接続され、トランジスタ３９のコレクタとベースが接続されている。よって、トランジスタ３８、トランジスタ３９及びトランジスタ５５によってウィルソン型カレント・ミラー回路が構成されている。
【００６９】
この具体回路によるモータ制御装置１１の場合も、モータ電流の検出動作はこれまでに述べたものと同様であるので、その動作については説明を省略し、検出電流値の検出精度と誤差を計算により求め、従来例の場合と比較する。いま、モータ１２が正回転駆動している場合を考え、図１４に示すように、プリドライバ１６から差動増幅回路１４に流れている電流をＩoで表わすと、カレント・ミラー回路２６、２９がオンになっているのでトランジスタ３２、３５からモータ駆動回路１７のトランジスタＱ１１、Ｑ１４のベースにそれぞれ電流Ｉoが流れると共に、カレント・ミラー回路３０内でトランジスタ３６からトランジスタ３８に電流Ｉoが流れ出る。
【００７０】
また、モータ電流をＩmとすると、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出る電流Ｉm＋Ｉoは、前記（１３）式と同様、次の（３２）式で表わされる。
【数１３】
一方、トランジスタ３８、３９及び５５からなるウィルソン型カレント・ミラー回路においては、トランジスタ３８に流れ込む電流をIo、トランジスタ５５に流れ込む電流をＩa、トランジスタ５５のベースに流れる電流をＩe、両トランジスタ３８及び３９のベースに流れる電流をＩb、トランジスタ５５の増幅率をｈfe１、トランジスタ３８、３９の増幅率をｈfe２とするとき、次の（３３）式、（３４）式、（３５）式が成り立つ。
（ｈfe１＋１）Ｉe＝（ｈfe２＋２）Ｉb …（33）
Ｉo−Ｉe＝ｈfe２・Ｉb …（34）
Ｉa＝ｈfe１・Ｉe …（35）
【００７２】
ここで、トランジスタ３８、３９及び５５の増幅率がモータ駆動回路１７のトランジスタＱ１３、１４の増幅率と同じで、
ｈfe１＝ｈfe２＝ｈfe
であるとすると、上記（３３）〜（３５）式より、Ｉaは次の（３６）式と表せる。また、これを前記（１２）式を用いてモータ電流Ｉmで表すと、（３７）式となる。
【数１４】
上記トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出た電流〔(32)式〕のうち、（３７）式で表わされる電流Ｉaがカレント・ミラー回路３０に流れるので、結局電流検出用抵抗３１に流れる電流Ｉsとフィードバック信号Ｖfbは、次の（３８）式及び（３９）式で表わされる。
【数１５】
よって、検出電流Ｉfbは、モータ電流Ｉmにより、上記（４０）式のように表わされる。（４０）式に基づいて、検出精度（＝Ｉm／Ｉfb）と誤差（＝１−精度）を求めると、次の（４１）式及び（４２）式のような結果が得られる。
【数１６】
よって、従来例の回路では、誤差がｈfeの−１乗のオーダーであったものが、−３乗のオーダーとなっており、誤差が小さくなっていることが分かる。具体的には、増幅率ｈfe＝１００とすると、精度≒０.９９９９９８、誤差≒０.０００２％という結果が得られ、増幅率ｈfe＝３０とすると、精度≒０.９９９９２６、誤差≒０.００７４％となる。従来例と比較すると以下のとおりである。
また、（３３）式、（３４）式、（３５）式で、
ｈfe１＝ｈfe２＋１
とすれば、Ｉe＝Ｉbとなり、
Ｉa＝Ｉo
となる。よって、電流検出用抵抗３１に流れる電流Ｉsとフィードバック信号Ｖfbは、それぞれ
Ｉs＝Ｉm …(43)
Ｖfb＝Ｒs・Ｉm …(44)
となり、検出電流Ｉfbは、
Ｉfb＝Ｉm …(45)
となる。
【００７７】
（第４の具体回路）
図１５はモータ制御装置１１の具体回路のさらに別な実施形態を示す回路図であって、基準電圧出力回路１３は省略されている。この実施形態では、プリドライバ出力補償回路１８のカレント・ミラー回路３０のうち、プリドライバ１６側をウィルソン型カレント・ミラー回路によって構成している。すなわち、図１５に示すように、トランジスタ３７のエミッタがエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタが差動増幅回路１４の出力に接続されており、ＰＮＰ型トランジスタ３６のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタがＰＮＰ型トランジスタ６０のエミッタに接続され、トランジスタ６０のコレクタがトランジスタ３８のコレクタに接続されており、トランジスタ３６のベースとコレクタが接続され、トランジスタ３６のベースとトランジスタ３７のベースが接続され、トランジスタ６０のベースがトランジスタ３７のコレクタに接続されている。よって、トランジスタ３７、３６及び６０によってウィルソン型カレント・ミラー回路が構成されている。
【００７８】
図９の具体回路のようにカレント・ミラー回路２６〜３０としてワイドラー型カレント・ミラー回路を用いた場合には、トランジスタ３２〜３７に流れるベース電流をＩvとしたとき、差動増幅回路１４の出力に流れる電流とトランジスタ３６からトランジスタ３８に流れる電流やトランジスタ３２〜３５からトランジスタＱ１１〜Ｑ１４に流れる電流とは正確には等しくなく、４Ｉvだけ誤差がある。これに対し、図１５に示す実施形態のように、プリドライバ出力補償回路１８のプリドライバ１６側をウィルソン型カレント・ミラー回路で構成することにより、差動増幅回路１４の出力に流れる電流とプリドライバ出力補償回路１８においてトランジスタ６０からトランジスタ３８に流れる電流との誤差を小さくすることができる。
【００７９】
なお、図示しないが、差動増幅回路１４の出力に流れる電流とプリドライバ出力補償回路１８においてプリドライバ１６側のトランジスタからトランジスタ３８に流れる電流との誤差を小さくするためには、図１５のようなウィルソン型カレント・ミラー回路以外にもベース電流補償型カレント・ミラー回路なども用いることができる。
【００８０】
また、図１５の具体回路では、カレント・ミラー回路２６をトランジスタ３７、３２及び５６からなるエラーアンプによって構成し、カレント・ミラー回路２７をトランジスタ３７、３３及び５７からなるエラーアンプによって構成し、カレント・ミラー回路２８をトランジスタ３７、３４及び５８からなるエラーアンプによって構成し、カレント・ミラー回路２９をトランジスタ３７、３５及び５９からなるエラーアンプによって構成している。
【００８１】
図１５の具体回路のように、カレント・ミラー回路２６〜２９をエラーアンプで構成することにより、差動増幅回路１４の出力に流れる電流とカレント・ミラー回路２６〜２９からトランジスタＱ１１〜Ｑ１４に流れる電流との誤差も小さくすることができる。
【００８２】
（第５の具体回路）
図１６は図６のようなモータ制御装置１１の具体回路のさらに別な実施形態を示す回路図であって、基準電圧出力回路１３は省略されている。この実施形態では、ＰＮＰ型トランジスタ３７のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタが差動増幅回路１４の出力に接続され、さらにコレクタとベースとが接続されている。ＰＮＰ型トランジスタ３６のエミッタが電源ラインＶcc1に接続され、そのコレクタがトランジスタ３８のコレクタに接続され、トランジスタ３６のベースはトランジスタ３７のベースに接続されている。コレクタをトランジスタ３６に接続されたＮＰＮ型トランジスタ３８のエミッタはグランドに接地され、トランジスタ３８のコレクタとベースが接続されており、ＮＰＮ型トランジスタ３９のコレクタは電流検出用抵抗３１の高電位側に接続され、トランジスタ３９のエミッタはグランドに接地されており、トランジスタ３８のベースとトランジスタ３９のベースが接続されている。
【００８３】
ＰＮＰ型トランジスタ６１はエミッタを電源ラインＶcc1に接続されており、トランジスタ６１のベースはトランジスタ３７のベースに接続されており、トランジスタ６１のコレクタは、トランジスタ６３、６４及び６５からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。すなわち、ＮＰＮ型トランジスタ６３のベースとＮＰＮ型トランジスタ６４及びＮＰＮ型トランジスタ６５の各ベースとが接続されており、トランジスタ６３のコレクタとベースが接続されていて当該コレクタにトランジスタ６１のコレクタが接続され、トランジスタ６４のコレクタが電源ラインＶcc4に接続され、トランジスタ６５のコレクタは、トランジスタ６６及び６７からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。そして、各トランジスタ６３、６４及び６５の各エミッタがトランジスタＱ１４のベースに接続されている。ＰＮＰ型トランジスタ６６のベースとＰＮＰ型トランジスタ６７のベースは接続されており、トランジスタ６６、６７のエミッタは共に電源ラインＶcc2に接続されている。トランジスタ６６のコレクタとベースは接続されていて、ここにトランジスタ６５のコレクタが接続されている。トランジスタ６７のコレクタは、トランジスタＱ１１に接続されている。また、トランジスタ６１のコレクタとトランジスタ６３のコレクタは、スイッチ７３を介してグランドに接地されている。
【００８４】
ＰＮＰ型トランジスタ６２はエミッタを電源ラインＶcc1に接続されており、トランジスタ６２のベースはトランジスタ３７のベースに接続されており、トランジスタ６２のコレクタは、トランジスタ６８、６９及び７０からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。すなわち、ＮＰＮ型トランジスタ６８のベースとＮＰＮ型トランジスタ６９及びＮＰＮ型トランジスタ７０の各ベースとが接続されており、トランジスタ６８のコレクタとベースが接続されていて当該コレクタにトランジスタ６２のコレクタが接続され、トランジスタ６９のコレクタが電源ラインＶcc4に接続され、トランジスタ７０のコレクタは、トランジスタ７１及び７２からなるワイドラー型カレント・ミラー回路に接続されている。そして、各トランジスタ６８、６９及び７０の各エミッタがトランジスタＱ１３のベースに接続されている。ＰＮＰ型トランジスタ７１のベースとＰＮＰ型トランジスタ７２のベースは接続されており、トランジスタ７１、７２のエミッタは共に電源ラインＶcc2に接続されている。トランジスタ７１のコレクタとベースは接続されていて、ここにトランジスタ７０のコレクタが接続されている。トランジスタ７２のコレクタは、トランジスタＱ１２に接続されている。また、トランジスタ６２のコレクタとトランジスタ６８のコレクタは、スイッチ７４を介してグランドに接地されている。
【００８５】
よって、図１６のトランジスタ３７及び６１からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ６３、６４及び６５からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ６６及び６７からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路２６及び２９が構成され、トランジスタ３７及び６２からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ６８、６９及び７０からなるワイドラー型カレント・ミラー回路、トランジスタ７１及び７２からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路２７及び２８が構成されている。また、トランジスタ３７及びトランジスタ３６からなるワイドラー型カレント・ミラー回路と、トランジスタ３８及びトランジスタ３９からなるワイドラー型カレント・ミラー回路によって図６のカレント・ミラー回路３０が構成されている。すなわち、トランジスタ３６、３７、６１、６２によって多連出型のカレント・ミラー回路が構成されている。また、トランジスタ３９は、トランジスタ３８と比較して３倍のエミッタ面積を持つ素子が用いられている。
【００８６】
しかして、ロジック回路１５によってスイッチ７３、７４をオンにしていれば、モータ電流が流れず、モータ１２は停止している。これに対し、スイッチ７３をオフにしていれば、モータ１２に正方向に電流が流れてモータ１２が正回転駆動され、また、スイッチ７４をオフにしていれば、モータ１２に逆方向に電流が流れてモータ１２が逆回転駆動される。
【００８７】
このモータ制御装置１１においては、スイッチ７３のみがオフになっていてモータ１２が正回転駆動されている場合を考えると、その時の状態は図１７のような概略図で表わされる。プリドライバ１６及びプリドライバ出力補償回路１８のそれぞれのワイドラー型カレント・ミラー回路の働きにより、トランジスタ６１のコレクタとトランジスタ３６のコレクタからは同じ値の電流Ｉoが流れ出ている。トランジスタ６１から流れ出たコレクタ電流Ｉoは、トランジスタ６３のコレクタ・エミッタ間を流れるので（ここの説明では、各トランジスタのベース電流成分は無視する。）、カレント・ミラー回路の働きでトランジスタ６４及び６５のコレクタ・エミッタ間にも電流Ｉoが流れる。この結果、トランジスタ６１のコレクタ電流がカレント・ミラー回路により増幅され、トランジスタＱ１４のベースには、３Ｉoの電流が流れ込むことになる。この結果、モータ電流をＩmとすれば、トランジスタＱ１４のエミッタからは当該電流３Ｉoとモータ電流Ｉmとの和Ｉm＋３Ｉoが流れ出ている。尚、トランジスタ６６には電流Ｉoが流れるので、カレント・ミラー回路の働きでトランジスタ６７にも電流Ｉoが流れ、その結果、トランジスタＱ１１のベースには、Ｉoの電流が供給される。
【００８８】
一方、トランジスタ３６から流れ出た電流Ｉoは、トランジスタ３８のコレクタに流れる。ここで、トランジスタ３９はトランジスタ３８の３倍のエミッタ面積を有しているので、カレント・ミラー回路のバランスによってトランジスタ３８に電流Ｉoが流れたとき、トランジスタ３９には３倍の電流３Ｉoが流れる。よって、トランジスタＱ１４のエミッタから流れ出た電流Ｉm＋３Ｉoのうち、電流３Ｉoがプリドライバ出力補償回路１８のトランジスタ３９へ流れ込むので、電流検出用抵抗３１には電流Ｉmだけが流れ、電流検出用抵抗３１の抵抗値をＲsとすると、フィードバック信号はＶfb＝Ｒs・Ｉmとなり、検出電流値はＩmとなる。モータ１２が逆回転駆動されている場合も同様である。
【００８９】
なお、上記各実施形態においては、トランジスタＱ１３、Ｑ１４としてＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いたが、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを用いていても差し支えない。この場合には、図６のカレント・ミラー回路２６、２７として、例えばプリドライバ出力補償回路１８と同様に２つのワイドラー型カレント・ミラー回路等から構成すればよい。
【００９０】
【発明の効果】
本発明のモータ制御装置によれば、モータに接続された接合型トランジスタのベース電流がモータに流れた電流と合流して電流検出部に流れ込む（あるいは、モータ電流の一部がベース電流として電流検出部外へ流れ出る）場合でも、当該ベース電流が電流検出部の検出値に影響を与えないよう補償回路によってベース電流と等しい値の電流を引き抜いたり、供給したりすることができ、電流検出部にはモータに流れた電流と等しい値の電流だけが流れるようにできる。よって、電流検出部ではモータに流れた電流だけを精度よく検出することができるようになり、モータに流れる電流が一定に保たれるように高精度のフィードバック制御を行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来例によるモータ制御装置の構成を示すブロック回路図である。
【図２】同上のモータ制御装置に用いられているモータ駆動回路の具体回路図である。
【図３】モータ正回転駆動時に、同上のモータ駆動回路に流れる電流の経路を説明する図である。
【図４】本発明にかかるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図５】同上のモータ制御装置に用いられている基準電圧出力回路の構成を示す回路図である。
【図６】図４のモータ制御装置の構成（基準電圧出力回路を除く。）を具体的に示した回路図である。
【図７】図６に示した構成により、モータが正回転しているときの駆動状態を説明するための図である。
【図８】図６に示した構成により、モータが逆回転しているときの駆動状態を説明するための図である。
【図９】本発明にかかるモータ制御装置の具体回路の一実施形態を示す回路図である。
【図１０】図９のモータ制御装置において、モータが正回転駆動されている場合の状態を説明する図である。
【図１１】本発明にかかるモータ制御装置の具体回路の別な一実施形態を示す回路図である。
【図１２】図１１のモータ制御装置において、モータが正回転駆動されている場合の状態を説明する図である。
【図１３】本発明にかかるモータ制御装置の具体回路のさらに別な実施形態を示す回路図である。
【図１４】図１３のモータ制御装置において、モータが正回転駆動されている場合の状態を説明する図である。
【図１５】本発明にかかるモータ制御装置の具体回路のさらに別な実施形態を示す回路図である。
【図１６】本発明にかかるモータ制御装置の具体回路のさらに別な実施形態を示す回路図である。
【図１７】図１６のモータ制御装置において、モータが正回転駆動されている場合の状態を説明する図である。
【符号の説明】
１２ モータ
１３ 基準電圧出力回路
１４ 差動増幅回路
１６ プリドライバ
１７ モータ駆動回路
Ｑ１１ トランジスタ
Ｑ１２ トランジスタ
Ｑ１３ トランジスタ
Ｑ１４ トランジスタ
１８ プリドライバ出力補償回路
２６、２７、２８、２９ カレント・ミラー回路
３０ カレント・ミラー回路
３１ 電流検出用抵抗
Claims (5)
- モータに流れる電流を検出するための電流検出部と、モータと該電流検出部との中間に接続された接合型トランジスタと、該接合型トランジスタに供給するベース電流によりモータに流れる電流を制御すると共に前記電流検出部により検出された電流値に基づいてモータに流れる電流が一定になるようにフィードバック制御する制御部とを備えたモータ制御装置において、
前記制御部から前記接合型トランジスタに供給されるベース電流と等しい値の電流を前記接合型トランジスタと電流検出部との中間点から吸収する電流補償部を設けたことを特徴とするモータ制御装置。 - 前記電流補償部は、定電流源によって構成されていることを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
- 前記電流補償部は、カレント・ミラー回路によって構成されていることを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
- 前記電流補償部は、ベース電流補償型カレント・ミラー回路によって構成されていることを特徴とする、請求項３に記載のモータ制御装置。
- 前記電流補償部は、ウィルソン型カレント・ミラー回路によって構成されていることを特徴とする、請求項３に記載のモータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002031016A JP3858982B2 (ja) | 2002-02-07 | 2002-02-07 | モータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002031016A JP3858982B2 (ja) | 2002-02-07 | 2002-02-07 | モータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003235293A JP2003235293A (ja) | 2003-08-22 |
| JP3858982B2 true JP3858982B2 (ja) | 2006-12-20 |
Family
ID=27774544
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002031016A Expired - Fee Related JP3858982B2 (ja) | 2002-02-07 | 2002-02-07 | モータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3858982B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4416577B2 (ja) | 2004-06-14 | 2010-02-17 | ローム株式会社 | シャッタ用アクチュエータ駆動回路及びシャッタ用アクチュエータ装置 |
| JP2007086157A (ja) * | 2005-09-20 | 2007-04-05 | Nidec Copal Corp | シャッタ制御装置 |
-
2002
- 2002-02-07 JP JP2002031016A patent/JP3858982B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003235293A (ja) | 2003-08-22 |
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