JP3816485B2 - 多重搬送波伝送システムにおけるフレーム同期 - Google Patents

Description

この発明は、多重搬送波変調を用いる伝送システムに関し、特に、以下に多重搬送波システムとして簡潔に述べられているシステムにおけるフレーム同期に関する。

多重搬送波変調の原理は、例えば、Ｊｏｈｎ Ａ．Ｃ．Ｂｉｎｇｈａｍにより、ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ，Ｖｏｌ．２８，Ｎｏ．５，５〜１４ページ１９９０年５月、における「Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｆｏｒ Ｄａｔａ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ： Ａｎ Ｉｄｅａ Ｗｈｏｓｅ Ｔｉｍｅ Ｈａｓ Ｃｏｍｅ」に記載されている。一般的に知られているように、多重搬送波変調を用いる伝送システムでは、伝送チャネルの使用可能な周波数帯域内で区分されるＦＤＭ（周波数分割多重）サブ搬送波は、サブ搬送波集合を形成し、システムのブロック又はシンボル伝送速度で変調される。各ブロック又はシンボル期間内に伝送するための入力データのビットは、サブ搬送波の信号−雑音比（ＳＮＲｓ）に依存する方法でサブ搬送波に割り当てられるので、一般的に、受信装置において監視されるサブ搬送波のビット誤り率は事実上等しくなる。その結果として、異なるサブ搬送波は、各シンボル期間内に異なる数のビット数を搬送する。適切なビットの割り当て、及びサブ搬送波に対する伝送電力を備えることによって、このようなシステムは、所期の性能を発揮する。

離散フーリエ変換を用いて変調が実行される、特定の形式の多重搬送波変調は、離散多重音調変調、あるいはＤＭＴ変調と呼ばれている。関連出願において、上記したＤＭＴ変調を用いる多重搬送波システムの詳細が言及されている。

どのような通信システムにおいても、ＤＭＴ又は他の多重搬送波システムにおける送信装置と受信装置との間において同期を確立し、維持することが必要である。周波数同期は、Ｊ．Ｓ．Ｃｈｏｗ等による規格委員会寄稿Ｔ１Ｅ１．４／９３−０２２、１９９３年３月８日における「ＤＭＴ Ｉｎｉｔｉａｌｉｚａｔｉｏｎ：Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ Ｎｅｅｄｅｄ Ｆｏｒ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｉｎ Ａ Ｓｔａｎｄａｒｄ」と題名された論文中に示されているように、受信装置における位相固定ループを制御するために、多重音調の１つをパイロット音調として用いることにより、従来からＤＭＴシステムにおいて備えられている。この参照文献はまた、システムの音調、又はサブ搬送波に対するビットの割り当てを含む、ＤＭＴシステムの他の初期化過程を概説している。

この周波数同期に加えて、伝送されたデータのブロック、又はシンボルの同期が要求される。このことは、単一搬送波伝送システムにおいて使用されている同一用語と一貫性を持たせるために、各フレームが多重搬送波システムの１つのブロック又はシンボルに対応するフレーム同期として、ここでは言及されている。各フレーム、ブロック、又はシンボルは、多くの情報量、例えば、約１７００のビット数（約２５０μｓのシンボル期間に約６．８Ｍｂ／ｓの伝送速度を備える場合）を含み得ることが認識されるべきである。

単一搬送波伝送システム、例えば、ＱＡＭ（矩象振幅変調方式）システムは、通常、時間ドメイン内に完全に機能する。このようなシステムでは、フレームの同期を維持するために、相対的に「無作為」フレーム同期数列を用いることが可能であり、数列は、送信装置にて時間ドメイン信号サンプル流れ内に直接挿入され、また、受信装置にて抽出されるとともに、記憶された数列のコピーと相関させられる。大きな相関結果は、フレームの同期が維持されていることを示し、小さな相関結果は、フレーム同期の損失、すなわち、不知の時間ドメインサンプル数だけズレが存在することを示す。後者の場合には、受信装置は、受信装置を再同期するための探索手続き、すなわち、受信装置におけるフレーム境界と送信装置におけるフレーム境界との再調整を起こさせる。

この時間ドメインフレーム同期は、受信装置がフレーム同期されたか否かという問いに対する、ｙｅｓ又はｎｏという単純な回答を備えている。フレーム同期が失われた際における受信装置の同期化は、システムに対して多くの可能なフレーム整列を通じた相関及び探索を要求するであろう。これは、時間がかかる故、期待することができない処理である。

本発明の目的は、多重搬送波変調を用いる伝送システムにおけるフレーム同期を備える改良方法、及びこの方法を使用する改良伝送システムを提供することにある。

本発明の一態様は、同期パターンを含む同期フレームが定期的に伝送される多重搬送波変調伝送システムにおけるフレーム同期維持方法において、前記同期フレームの複合振幅を記憶するステップと、相関結果を生成するために、前記同期フレームの前記複合振幅と、前記同期パターンを表す記憶された情報との相関を実行するステップと、前記相関結果が敷居値よりも小さいか否かによって、フレーム同期損失の有無を決定するステップと、この事象において、複数の時間偏移に対応する複数の相関結果を生成するために、前記記憶された複合振幅の各複合デローテーションを示す複合値と前記記憶された複合振幅との乗算結果と、前記記憶された情報と、の間における複数の相関を実行するステップであって、各複合デローテーションが前記同期フレームの各時間偏移に対応するステップと、複数の相関結果から、フレーム同期を回復させるための時間偏移を決定するステップと、フレーム同期を回復させるために、前記決定された時間偏移に従いフレーム境界を調整するステップとを備える。

また、離散多重音調変調伝送システムのための方法において、前記システムの送信装置及び受信装置間における周波数同期のための所定周波数を有する音調を使用するステップと、前記送信装置において、Ｎポイント逆高速フーリエ変換を用いて前記周波数ドメインに関する複合振幅を時間ドメイン値に変換するステップと、前記送信装置におけるドメイン値を前記所定周波数のｊ倍のサンプリング周波数にてサンプリングするステップと、ここでｊは２の累乗整数であることと、前記受信装置において、Ｎポイント高速フーリエ変換を用いて時間ドメイン値を前記周波数ドメイン中の複合振幅に変換するステップと、前記各複合デローテーションは、前記１フレームの存続期間内にＮ／ｊ時間偏移の一つずつに対応することとを備える。

各相関結果は、各複合振幅に前記記憶された前記同期パターンを示す情報からの対応する複合振幅を掛け合わせ、前記相関積の実数部分を合計することにより得られることが好ましい。本方法は、乗算された前記複合振幅に重み付けするステップを含むことが好ましく、乗算された各複合振幅に対する重み付けは、前記それぞれの複合振幅に対応する多重搬送波チャネルの信号−雑音比に依存することが好ましい。

本発明の他の態様は、多重搬送波変調伝送システムの受信装置において、時間ドメイン値を前記周波数ドメイン中の複合振幅に変換するための高速フーリエ変換（ＦＦＴ）装置と、フレーム境界に従って被受信時間ドメイン値を前記ＦＦＴ装置に提供するためのバッファと、相関結果を生成するために、システムの同期フレームの複合振幅を前記受信装置にて記憶された同期パターンと相関するための相関装置と、前記フレーム境界を調整するために、前記記憶された同期パターンと、前記同期フレームの各時間偏移に対応する前記複合振幅の各複合デローテーションを示す複合値によって毎回乗算される前記複合振幅との間における複数の相関を実行することにより決定された時間偏移によって、敷居値よりも小さい前記相関結果に対応し、前記最適な相関結果を選択する制御装置とを備える。

図を参照すると、多重搬送波システムは、ここで下流方向とされている送信装置１０から受信装置１２へ向かう方向へ信号を伝達するために、それぞれ複合回路１４，１６を介して、伝送パス１８、例えば２線電話加入者回線、に接続されているＤＭＴ（多重音調）送信装置１０及びＤＭＴ受信装置１２を備えている。パス１８を介して反対方向である上流方向へ信号を伝達するために、上流方向送信装置（図示しないが送信装置１０と同様）が複合回路１６と接続されており、また上流方向受信装置（図示しないが受信装置１２と同様）は、複合回路１４と接続されている。例えば、システムには、上流方向への伝送ビット速度よりも下流方向への伝送ビット速度が高い、ＡＤＳＬ（非対称ディジタル加入者回線）システムを採用することができる。

送信装置１０には、パス２０を介して伝送されるためのデータが供給され、送信装置１０は、符号化装置２２、フレーム同期数列ソース２４、例えば、５１２ポイントＩＦＦＴを実行するＩＦＦＴ（逆ＦＦＴ、あるいは逆高速フーリエ変換）装置２６、循環プレフィクス加算装置２８、及びＤＡＣ（ディジタル−アナログ変換装置）及び出力側が複合回路１４に連結されているフィルタを含む装置３０を備えている。

これに対して、受信装置１２は、複合回路１６からの被受信信号が供給される装置３２、及びＡＤＣ（アナログ−ディジタル変換装置）、時間ドメイン等化装置（ＴＥＱ）、バッファ３６，５１２ポイントＦＦＴを実行する装置３８、周波数ドメイン等化装置（ＦＥＱ）及び出力パス上に原データを再成する複合化装置４０を備えている。バッファ３６は、ＦＦＴ装置３８に供給する信号を直並列変換するために機能し、循環プレフィクスはＦＦＴ装置３８に供給されず、ここで除去される。図示されている受信装置１２の他の部分は、周波数及びフレーム同期に関係しており、以下に説明する。

パス２０上の下流方向信号は、フレーム中に分割され、符号化装置２２によって、ＩＦＦＴ装置に供給される周波数ドメイン多重搬送波シンボル中にエンコードされる。各データのフレームは、システムにおける多数のサブ搬送波、又は音調に関する複合振幅（すなわち、実及び仮想信号成分に関する２つの振幅）を含むそれぞれの多重搬送波によって表示される。例えば、システムは、ｎ×４．３１２５ｋＨｚの周波数を伴う２５６個の離散音調又はサブ搬送波を使用するであろう。ここで、ｎは１〜２５６個までの音調あるいは搬送波数である。各音調振幅には、例えば、上記Ｒ．Ｒ．Ｈｕｎｔ等による関連出願中に記述されたようなビット割り当て方式に従い、信号ビットの可変数が割り当てられる。各多重搬送波期間内、例えば、約２５０μｓに各音調に対して割り当てられるビット数は、０（すなわち、音調は信号に対して使用されていない）であり得、あるいは、例えば２ビットの最小値から、例えば１０〜１６ビットの範囲の最大値まで変化し得る。

フレーム同期に関して以下さらに説明する。ソース２４によって発生させられる同期数列を含む同期フレームは、符号化装置２２からＩＦＦＴ装置２６（同期数列の時間ドメイン翻訳が選択的に装置２６及び２８間に挿入され得る）へのデータ流れの中に定期的に挿入される。例えば、Ｑ＝第６９フレーム、又は多重搬送波シンボル毎に同期フレームが備えられ、その結果、各同期フレームは、６８個のデータフレームを後に従わせることとなる。同期数列は、例えば、以下に説明するような疑似無作為数列であり、各同期フレームのために提供される同一数列である。

ＩＦＦＴ装置２６に入力がなされると、フレーム毎に１つの特定音調が何らの情報も搬送しないパイロット音調として予約され、それにより、以下に説明するように周波数同期のために機能する被伝送パイロット音調が与えられる。各周波数ドメイン多重搬送波シンボルは、ＩＦＦＴ装置２６によって時間ドメイン多重搬送波シンボルに変換される。時間ドメイン多重搬送波シンボルは、循環プレフィクス加算装置２８に供給される５１２個の実数値時間ドメインサンプルを含む。各多重搬送波シンボルに関して、循環プレフィクス加算装置２８は、例えば、５４４個の実数値時間ドメインサンプルの直列流れを、これらのサンプルを複合回路１４を介して伝送パス１８に伝送される分離済アナログ信号に変換する、ＤＡＣ及びフィルタ装置３０に対して供給する。５４４個のサンプルは、ＩＦＦＴ装置２６によって与えられた５１２個のサンプルによって構成され、循環プレフィクス加算装置２８によって加算されたこれらサンプルの最後の３２個の繰り返しによってプレフィクスされる。この方法において加えられる循環プレフィクスの使用方法、及び利点は、例えば、Ｊ．Ｓ．Ｃｈｏｗ等による「Ａ Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ＳｙｓｔｅｍＦｏｒ ＨＤＳＬ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ」ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌｕｍｅ９，Ｎｏ．６，８９５〜９０８ページ、１９９１年８月によって知られている。

受信装置１２において、伝送パス１８を介して受信された信号は、時間ドメイン等化装置（ＴＥＱ）３４に供給された多重搬送波シンボル毎に、５４４個の直列サンプルを再生するために、複合回路１６によってフィルタ及びＡＤＣ装置３２へ供給される。ＴＥＱ３４は、インパルス応答の大部分を循環プレフィクス継続期間よりも少ない期間に限定するよう機能する、有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＲフィルタ）なので、続いて起こる循環プレフィクスの除去に際して、一連の多重搬送波シンボル間の干渉を低減する。等化済直列時間ドメインサンプル流れは、その直列出力側にて５１２個の各多重搬送波シンボルの時間ドメインサンプルを生成し、循環プレフィクスの３２ビットが除去されるバッファ３６に供給される。これら５１２個の時間ドメインサンプルは、５１２ポイントＦＦＴ装置３８に供給され、この装置によって、装置４０の周波数ドメイン等化装置（ＦＥＱ）に供給される２５６個の複合音調振幅を備える周波数ドメイン多重搬送波シンボルに変換される。

ＦＥＱは、各２５６の音調に対して複合信号ワンタップ（ｏｎｅ−ｔａｐ）適合等化装置を備えている。ＦＥＱ及び復号化装置４０は、例えば、上記したＲ．Ｒ．Ｈｕｎｔ等による関連出願の図３に図示された形を取ることができる。装置４０は、出力データパス４２上にデコード済被受信信号を生成する。

ここでは詳細には述べていないが、例えば、上記したＪ．Ｍ．Ｃｉｏｆｆｉ等による関連出願中に説明されているように、送信装置１０及び受信装置１２はまた、可変遅延バッファ及びトレリス被コード変調を実行することができる。複合回路１４、１６の機能は別として、各送信装置１０及び受信装置１２における、ほとんど、あるいは全ての機能は、１以上のディジタル信号処理装置によって改良され得る。

送信装置３０におけるＤＡＣには、ＤＡＣが作動する要求サンプリング周波数にて、回線４４を介してクロック信号が供給される。受信装置３２におけるＡＤＣには、関連周波数で同期されることが要求される（２つの周波数は完全同一であっても良く、あるいは、一方が他方を整数倍したものであっても良く、若しくは、サンプルのスタッフィング（ｓｔｕｆｆｉｎｇ）、内挿、デシメィション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）を介した速度変換を調整する方法で関連付けられたものであっても良い）。装置３２におけるＡＤＣは、ここで、単純化のために装置３０におけるＤＡＣのサンプリング周波数にて作動するものとする。周波数同期を提供するために、上記したように２５６個の音調の１つが占有的にパイロット音調として用いられる。したがって、この音調に割り当てられるパス２０上における信号ビットは、各多重搬送波シンボルに関して０である。

簡便のために、サンプリング周波数及びパイロット音調周波数が選択され、その結果、サンプリング周波数はパイロット音調周波数の２の累乗整数となる。例えば、６４×４．３１２５＝２７６ｋＨｚの周波数を有する第６４音調（ｎ＝６４）がパイロット音調として用いられ、サンプリング周波数は、このパイロット音調周波数の８倍、あるいは、２．２０８ＭＨｚである。この関係は、以下にさらに説明するように、フレーム同期に関して特有の利点を提供する。

パイロット音調は、定常位相を有し、あるいは、連続多重搬送波シンボルを通じて、送信装置及び受信装置の双方に知られている特定位相パターン、あるいは長疑似無作為数列を搬送する。ＩＦＦＴ装置２６には、パイロット音調の要求内容を示す、パイロット音調に関する複合振幅が供給される。簡便のために、ここで、パイロット音調は定常位相を有し、またＩＦＦＴ装置２６にはパイロット音調に関するこの定常位相を示す定常複合振幅が供給されるものとする。

受信装置１２は、位相比較回路５０、及び装置５２によって表示されているディジタル及びアナログ制御ループフィルタを有する制御ループによって送信装置１０の２．２０８ＭＨｚのサンプリング周波数で同期されるとともに、装置３２におけるＡＤＣに関するサンプリングクロック信号を回線４８上に生成する電圧制御水晶発振装置（ＶＣＸＯ）４６を備えている。ＦＥＱ及び復号化装置３６は、回線５４を介して被受信パイロット音調の位相情報を位相制御装置５０に対して供給し、記憶されている基準位相もまた、記憶装置５６から位相制御装置に提供される。位相制御装置５０は、その出力側に、アナログ制御電圧を生成するために装置５２のディジタル及びアナログフィルタによって分離されたディジタル位相誤り制御信号を生成する。この信号は、周波数同期を維持するためにＶＣＸＯ４６の制御に用いられる。

発明の背景において説明したように、被伝送多重搬送波シンボルデータのフレーム同期もまた、送信装置及び受信装置間において維持されなければならない。言い換えれば、送信装置１０のＩＦＦＴ装置２６に対する入力側において多重搬送波シンボルのために用いられる同一フレーム境界は、受信装置１２のＦＦＴ装置３８のために使用されなければならない。受信装置１２におけるフレーム境界は、それぞれの周波数ドメイン多重搬送波シンボルに変換されるために５１２個の各時間ドメインサンプルのどの数列がＦＦＴ装置３８に対して供給されたかを決定するために、バッファ３６によって使用される。

上記したように、送信装置１０では、６８個のデータフレーム毎に同期フレームが追加され、それによりＱ＝６９個の連続フレーム、又は多重搬送波シンボルのスーパフレームが形成される。この数Ｑは、システムのデータ搬送容量（高い値のＱが好ましい）及びフレーム再同期時間（低い値のＱが好ましい）の間のバランスを提供するために選択される。同期フレームは、どのような異なる方法によっても、同期フレーム多重搬送波シンボルの音調に対して適用し得る疑似無作為データを含んでいる。これらの方法の内の一つを以下に例示する。

送信装置１０にて、次式に従いソース２４によって長さ５１２のバイナリ疑似無作為数列が生成される。

ここで、ｘ［ｐ］は、数列ビットｐの２進数値であり、

はモジュロ２の加法を示している。この数列ビットは、２５６のビット対にグループ化され、第１ビット対は、ｄ．ｃ．及びナイキストサブ搬送波（このビット対を事実上無視するために、割り当てられるエネルギは０である）のために使用され、残りの２５５のビット対は、周波数を増加させるために、同期フレームの多重搬送波シンボルのそれぞれの音調に割り当てられ、各ビット対が採り得る４つの組み合わせ（０，０）、（０，１）、（１，０）、（１，１）は、同期フレームのそれぞれの音調の４−ＱＡＭポイントに対して直接マップされる。言い換えれば、各ビット対は、同期フレームのそれぞれの音調に関してＩＦＦＴ装置２６に供給される、複合振幅を備えている。パイロット音調は、上述したように、自身の適当な複合振幅で上書きされる。

システムのために確立されたビット割り当てに従って、シンボル当たり２ビットより小さいビットが割り当てられ得る音調は、伝達されないように、受信装置にて捨てられ得、あるいは、送信装置にて抑制された自身の振幅を有し得る。この結果、送信装置における電力が一定に保たれ、不完全な等化又は分離に起因する音調間の干渉可能性を回避することができる。後者の場合、送信装置及び受信装置の双方に備えられているビット割り当てテーブルは、同期フレーム中の各音調に供給されるとともに、ＩＦＦＴ装置２６に供給される前に多重化される複合振幅によって、エネルギスケーリングベクトルを各音調に対して供給するために用いられ得る。補足的なスケーリングが受信装置１２内で実行される。

他に採り得る手段では、ソース２４からの記憶済疑似無作為数列は、十分なＳＮＲ（信号―雑音比）が存在することを示すビット割り当てテーブルに関するそれらの音調に単に割り当てられ得、数列は、同期フレームにて使用される全ての音調に対する疑似無作為データの割り当てが完了したときに切り捨てられる。繰り返すと、受信装置は、送信装置と同一のビット割り当てテーブルを記憶するので、要求される相互関係が適切に実行され得る。さらに他の手段として、フレーム同期のために、必ずしも全ての利用可能な音調が同期フレームにて使用される必要のないことが理解される。

フレーム同期に関して、図１に示すように受信装置１２は、送信装置におけるソース２４に対応するとともに、同一の同期数列を生成する同期数列ソース５８、各被受信同期フレームの内容（又は、受信装置が各被受信同期フレームに関して理解している内容、すなわち、全ての第Ｑフレーム、あるいは多重搬送波シンボル）が装置４０におけるＦＥＱの出力側から供給される相関器６０、及び記憶装置６２を備えている。同期フレームに関して用いられるＦＥＱ関数は、データフレームに関して用いられる関数と異なるであろう。受信装置はさらに、相関器６０に供給されるソース５８からの同期数列が経由する重み付け乗算器６４、以下に述べるようにして複合デローテーション値によって乗算された被受信同期フレーム内容を相関器６０に供給するための複合デローテーション乗算器６６、及びフレーム同期決定装置６８を備えている。装置６８は、フレーム同期の存在又は不存在を決定するため、また、以下に説明するように、必要なときにパス７０を介してバッファ３６によって使用されるフレーム境界に対して調整変更を施すために、相関器６０により生成された相関結果に反応する。

伝送システムが、初期化された送信装置１０及び受信装置１２を備えている場合、フレーム同期は、以下に説明するような方法で確立される。後の通常操作において、フレーム同期は、要求されているフレーム境界に如何なる変化をももたらすことなく維持される。以下に説明するように、この通常操作状況では、相関器６０、及び決定装置６８は、フレーム同期を監視している。フレーム同期を失った場合には（周波数同期が現れた場合には、受信装置１２はパス１８を介して信号を受信している旨を表示する）、フレーム同期は再記憶されなければならない。この手順は、システムを再初期化することにより実行可能であるが（従来技術として）、初期化過程は、相対的に遅く、例えば２０秒程かかりシステムの動作に事実上中断をもたらすので、あまり期待することができない。

現実のフレーム同期損失は、例えば、送信装置１０を含むプリント基板が装置ラックから引き抜かれ（受信装置１２における信号、及び周波数同期の損失をもたらす）、そして再装填される（信号及び周波数同期は、それにより受信装置１２にて再記憶される）結果として発生するであろう。フレーム同期損失はまた、たとえ現実のフレーム同期損失がないとしても、不十分な相関結果をもたらす過度の雑音が存在する場合には、モニタリングすることにより示されるであろう。この場合、フレーム再同期は必要ないか、あるいは要求されない。本発明は、現実のフレーム同期損失によって一般的にフレーム同期の再記憶が必要となる場合であっても、例えば、約１００ｍｓ以下の非常に短い期間内にこれらの状況を区別することができ、それにより、いかなるシステムの再初期化をも伴うことなくフレーム同期が維持される。

構成要素５８から６８の機能について、図２に示すフローチャートを参照しつつ以下に説明する。

フレーム同期状態においては、図２中のブロック８０によって示されるように、受信された各同期フレームの内容、すなわち、各第６９フレーム、又は多重搬送波シンボルは、装置４０のＦＥＱの出力側から供給され、記憶装置６２に記憶される。これらの内容は、周波数ドメイン内の複合振幅であり、同期フレームの音調の複合振幅を表していることが理解される。図２中のブロック８２によって示されるように、これら同期フレーム内容はまた、それらが重み付け乗算器６４を介して記憶装置５８から供給された同期数列と相関される相関器６０に対して、直接又は記憶装置６２から供給される。この相関は、以下に説明するような、それぞれの重み付け要素に従い乗算器６４によって重み付けられた、記憶装置５８からの同期数列の複合振幅と符合することによって、装置４０のＦＥＱの出力側から供給される各複合振幅の乗数、及び相関器６０の出力側にて単一実数相関結果を生成するための複合振幅の実数部分の合計積から構成されている。

最も簡単な場合には、重み付け乗算器６４によって用いられる重み付け関数は、各音調又は複合振幅に関して、音調がそれぞれ相関に寄与するために用いられているか否かを表示する２進数１又は０のいずれかを備えている。このように、パイロット音調は、周波数同期に関する基準なので、例えば、常に０の重み付け係数を有し、周波数同期に関する制御ループは、パイロット音調に起因するあらゆる位相誤りを除去する。同様に、現在使用されていない他のどの音調も、０の重み付け係数を有することが可能であり、伝送に使用されている音調は、１の重み付け係数を有することができる。重み付け係数は、受信装置１２に備えられているビット割り当てテーブルから容易に引き出され得ることが分かる。

より好ましくは、重み付け乗算器６４によって使用される各係数は、それぞれの音調のＳＮＲ（信号−雑音比）に依存する、それぞれの音調の複合振幅に関する重み付けを備える。この重み付けは、システムの初期化の間に決定されるような、各音調に関するＳＮＲ（これは音調に関するビット割り当ての決定に用いられる）に基づくことが可能であり、あるいは、現ＳＮＲの測定基準を各音調に対して提供する音調の適用平均平方誤り（多重搬送波シンボル毎に頻繁に更新され得る）に基づくことも可能であり、それにより重み付け係数はまた、適応するよう更新される。平均平方誤りの使用方法、平均平方誤りとビット割り当てとの対応、及びＳＮＲは、先に参照したＲ．Ｒ．Ｈｕｎｔ等及びＰ．Ｓ．Ｃｈｏｗ等による関連出願中に説明されている。図２中のブロック８４によって示されているように、決定装置６８は、相関器６０によって生成された相関結果が敷居値ＴＬを超えているか否かを決定する。フレーム同期の通常状態では、これが実情であり、これ以降、さらなる動作は生じない。図２は、次期同期フレームに関するブロック８０へのリターンパス８６を示しており、その間データは、他のフレーム、あるいは多重搬送波から装置３８、４０を介して図１中の出力パスに供給される。敷居値ＴＬは、比較的低い値に設定されるので、相関結果は、通常、多くの雑音が存在する場合にでさえこれを超えるであろうし、その結果として、フレーム同期損失の誤った決定が実質的に回避される。さらに、図２中には示されていないが、フレーム同期損失が決定される前に、相関結果の反復故障が連続同期フレームに関する敷居値ＴＬを超えることを要求するためにカウンタが備えられ得る。相関結果が敷居値ＴＬ（連続同期フレームの必要数、例えば２）を超えない場合には、図２中のブロック８８に移行する。

ブロック８８によって表され、以下に説明するように、既に決定されたフレーム同期損失に関する同期フレームに従う、次期６４個の各データフレームにおいては、乗算器６０は、それぞれの複合デローテーション集合に基づき複合デローテーション乗算器６６において乗算される、記憶装置６２からの受信された同期フレーム内容を、上記のようにして重み付けされたソース５８からの同期数列と相関させる。その結果として、乗算器６０は、これら６４個の各データフレームに関する６４個の相関結果を生成する。図２中のブロック９０によって示されるように、決定装置６８は、これらの相関結果から最適な１つの相関結果を決定し、図２中のブロック９２によって示されるように、これが再同期敷居値ＴＨを超えたか否かを決定する。敷居値ＴＨは、敷居値ＴＬよりも高い値、例えばフレーム同期状態に対する最大可能相関結果の約半分に設定されているので、偽再同期結果が実質的に回避される。図２中に図示されていないが、この場合について繰り返すと、連続スーパフレームに関して、再同期が実行される前にブロック８８から９２の処理に基づく同様の結果が繰り返されることを要求するためにカウンタが備えられるであろう。

ブロック９２において決定された敷居値ＴＨを超える相関結果に対応して、以下説明するように、パス７０を介したバッファ３６内のポインタの制御により、装置６８が単一ステップにて、フレーム境界を変更する図２中のブロック９４に移行する。この変更は６８−６４＝４個のデータフレームが残存している間に実行され得るので、再同期は、図２中に示すブロック９４からブロック８０までのパスによって次期同期フレームの前に実行され、また確認され得る。したがって、上述したカウンタが備えられている場合には、検出されたフレーム同期損失に対応する再同期は、単一スーパフレーム、又は２，３個のスーパフレームに関して実行されることが可能であり、それにより、フレーム同期は実質的に継続して維持される。例えば、上述したように２．２０８ＭＨｚのサンプリング周波数、各フレーム中に５４４個の時間ドメインサンプル、及び各スーパフレーム中に６９個のフレームを備える場合には、スーパフレーム期間は１７ｍｓである。要求されている２のカウントを得るために、上記したカウンタの双方が備えられている場合には、フレーム同期損失が検出され、また、上述した再同期が４個のスーパフレーム、又は６８ｍｓ以内に完了される。

ブロック９２にて敷居値ＴＨを超える相関結果はない、と決定された場合には図２中のブロック９８に移行する。このブロックでは、種々の可能な動作が採られる。例えば、ブロック９２における肯定的な結果の見込みを増加させるために、敷居値ＴＨの値を減少させることが可能であり、あるいは、同期数列に関する異なるフレームを調査するために、バッファ３６中のポインタを変更することによってフレームカウンタを変更させることが可能であり、あるいは、システムを再初期化させることができる。現実には、ブロック８８及び９０の処理が、ブロック９２における肯定的な結果を不変的にもたらすことが既に理解されており、したがって、再同期処理は非常に効果的である。

有限長離散数列の離散フーリエ変換が、

と定義され、ここで、Ｗ_N＝^ej2π/Nは、最も重要な第Ｎ単一根である、また、有限長数列が、Ｎ周期数列を形成するために定期的に繰り返される場合には、時間偏移特性が満たされることが示され得る。すなわち、

である。Ｗ_Nは複合ローテーションであり、したがって周期数列ｆ（ｋ）の時間偏移は、Ｆ（ｘ）の周波数ドメインサンプルの複合ローテーションをもたらし、ローテーション量は、周波数ｎ、及び時間偏移ｍに依存する。

上記した伝送システムでは、同期数列はＮ周期数列として定期的に繰り返されず、むしろ上述したようにパス２０からのデータによって先行され、また後を追われる。しかしながら、データは同期数列に関して無作為性質を有しており、上記特性は、適度に正確な結果とともに同期フレームに適用され得る。

周波数同期が上述したように現れている間、システムにおけるフレーム同期損失は、バッファポインタに関してバッファ３６に供給されたデータサンプルの時間偏移に対応する。ここで説明したようなシステムでは、サンプリング周波数は周波数同期のために使用されるパイロット音調の８倍であり、この時間偏移は、±８サンプルの整数倍としてのみ存在し得る。Ｎ＝５１２の大きさのサンプル（５１２ポイントＩＦＦＴ装置２６及びＦＦＴ装置３６）を伴う場合には、フレーム、又は多重搬送波当たり５１２／８＝６４個の可能時間偏移が存在する。これら可能時間偏移の各々は、上記等式に従い乗算器６６によって使用される６４組の複合デローテーションのそれぞれによって補正される。時間偏移を双方向に適用する際には、各正及び負方向へのフレームの半分までにより時間偏移を表示するために、６４個の可能時間偏移が用いられる。換言すれば、乗算器６６による複合デローテーションの各集合は、バッファ３６におけるデータサンプルの内、±８、±１６、．．．±２５６のサンプルに関するそれぞれの時間偏移に対応する。ローテーションは循環的なので、受信装置１２において複合デローテーションの一集合だけが記憶されるだけでよい。

図２中のブロック８８に関しては、上記した６４個のデータフレームの各々は、６４個の各可能時間シフトｍに関する相関結果の演算のために使用される。乗算器６６では、記憶装置６２から供給された各音調に関する複合振幅は、複合ローテーションＷ_N ^-mnのそれぞれによって乗算され、得られた積は、重み付け乗算器６４を介して記憶装置５８から提供される同期数列の重み付けされた複合振幅と相関器６０にて相関され、それぞれの時間偏移ｍに関する相関結果を生成するために相関積の実数部分が合計される。フレーム同期損失が、評価された可能時間偏移ｍの一つに起因する場合には、他の全ての可能時間偏移に関する相関結果が敷居値ＴＨよりも遙かに小さいことを考慮すれば、時間偏移が敷居値ＴＨを超えるという相関処理は十分に正確である。決定装置６８は、それによりフレーム同期損失を生成した時間偏移ｍを確実に決定し、また上述したようにパス７０を介してこの時間偏移を訂正するために単一ステップでバッファ３６のポインタを調整し、それによってフレーム同期が再記憶される。この同期は、同期に関する如何なる検索処理をも伴うことなく実行される。

ブロック８８にて生成された相関結果が敷居値ＴＨを超えない場合には、上述したように、この敷居値を低減することが可能であり、あるいは、大きな時間偏移がフレーム同期損失を発生させたと結論づけることができる。後者の場合には、同期数列に関する異なるフレームを調べるために、フレームのカウントを変更することにより１フレームよりも大きな時間偏移を適応させることができ、異なるフレームカウントに関する上記ステップが繰り返し行われ、この検索は、敷居値ＴＨを超えるまで、６９個のフレームの異なるフレームに関して継続して行われる。他に採り得る手段として、システムが再初期化されるであろう。どちらの場合も、フレーム同期の再記憶に際しては、大きな時間遅れが発生するが、上記したように、この事象は現実には起こり得ないように思われる。

上記したように、フレーム同期はシステムの初期化中に確立されなければならない。初期化処理は、１９９３年５月、１９９３通信に関する国際会議（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）７６１ページから７６５ページにおけるＪ．Ｓ．Ｃｈｏｗ等による題名「Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｆｏｒ Ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ」にて説明されているように、受信装置１２のＴＥＱ３４に関する調整方法を含んでいる。ＴＥＱ３４の調整が終了すると、ＩＦＦＴによる変換により、時間ドメイン内に被等化チャネル応答ｂ及び等化応答（すなわち、等化係数）ｗが得られる。時間ドメイン内におけるｂ及びｗの開始位置間の相対的な差は、初期フレーム同期を提供するために用いられる、受信装置における多重搬送波シンボル、又はフレーム境界を順次決定する被受信信号に関する好ましい遅延を決定する。

あるいは、上記した相関処理はまた、フレーム同期の初期確立に関して適用することが可能であり、各フレームは同期数列を搬送するために使用され（初期化中）、時間偏移は、フレーム同期を確立するために上述したように実行される。この処理は、ＦＥＱ係数の使用を必要とするので（すなわち、相関は装置４０のＦＥＱの出力側から引き出された情報であり、ＦＥＱ係数の適切な設定を推定する）、かかる場合、先ずＦＥＱ係数の適切な組み合わせを演算することが必要となる。これは、初期化処理中に識別されたチャネル応答によって実行され得、非復調信号組み合わせが概算され、またデコードを容易にする固定距離のグリッド中でローテーションさせられるようＦＥＱ係数が決定される。

さらに採りうる手段として、フレーム同期は、当初、同期数列、５１２個の全可能フレーム境界整列の各音調に関するＳＮＲを測定することにより初期化中に決定されたチャネル応答、及び最適なＳＮＲ性能をもたらす配列のフレーム境界の選択によって確立される。

上記にて与えられた特定の数字、相互関係、及び詳細は、特定のシステムに適するよう変更され得ることは自明なことである。例えば、サンプリング周波数はパイロット音調周波数の８倍であると上述されており、これが全ての場合に要求されるわけではないものの、この２の累乗整数の関係は、受信装置１２にて実行されるディジタル信号処理を飛躍的に単純化するので好ましい。同様にして、スーパフレーム当たりＱ＝６９個のフレームの大きさは、スーパフレーム内においてフレーム当たり１つの割合で、上述したように次期同期フレームの前に、フレーム境界偏移を実行するための付加時間を許容するので、±２５６までのサンプルを有する６４個の可能時間偏移に関する相関を都合良く調整する。

さらに、下流方向の伝送についてのみ本発明を説明したが、同一又は異なる変数（特に、２つの伝送方向に関して異なる伝送速度、異なるＩＦＦＴ及びＦＦＴ大きさを有するＡＤＳＬシステムに関する）を用いて上流方向の伝送についても同様に適用することが可能である。繰り返すと、特定のＤＭＴ変調状況において本発明を説明してきたが、他の形式の多重搬送波変調を使用する伝送システムにも適用することができる。

したがって、本発明に係る特定の発明の実施の形態を説明してきたが、請求の範囲にて定められている本発明の範囲を逸脱しない範囲で、これら及び多くの他の改良、変更、応用が可能であること可能であることは理解されるべきである。

本発明に係る発明の実施の形態に従ってフレーム同期が維持され、また再記憶される多重搬送波変調を用いる伝送システムの一部を示す図である。 図１の伝送システムにおけるフレーム同期の維持、及び再記憶のためのステップを示すフローチャートである。

Claims (29)

1. 複数の周波数音調を利用してフレーム同期パターンを伝送する方法であって、
   フレーム同期パターンを取得するステップと、
   前記パターンを２進値の対にグループ化するステップと、
   第１の２進値の対をd.c.及びナイキスト・サブ搬送波に割り当てるステップと、
   残りの複数の２進値の対の各々を複合振幅にマッピングするステップと、
   前記マッピングされた対の各々を前記周波数音調の対応する一つに割り当てるステップと、
   前記周波数音調の少なくとも一つの前記振幅を抑制するステップと、
   前記周波数音調の少なくともサブセットをそれに対応するマッピングされた対に従って変調することにより、変調されたフレーム同期データを生成するステップと、
   前記変調されたフレーム同期データを伝送するステップとを備える方法。
2. 請求項１記載の方法であって、
   前記フレーム同期パターンは、以下の等式によって決定され、
   前記等式は、
   

   

   
   ここで、ｘ［ｐ］は前記シーケンスのp番目の値である２進値を示し、
   

   

   
   はモジュロ２の加法を示している方法。
3. 請求項１記載の方法であって、
   前記変調されたフレーム同期データは時間ドメインサンプルのシーケンスを有し、
   前記伝送するステップに先だって、前記時間ドメインサンプルのシーケンスの最後から選択されたサンプルの数に対応する循環プレフィックスを付加するステップを更に有する方法。
4. 請求項１記載の方法であって、
   前記複数の周波数音調に対してビット数を割り当てるステップを更に有し、
   前記抑制するステップは、選択されたレベルより少ないのビット数を有する前記複数の周波数音調の少なくとも一つの振幅を抑制する方法。
5. 請求項４記載の方法であって、前記選択されたレベルは２ビットである方法。
6. 請求項４記載の方法であって、それぞれの周波数音調に対してビット数を割り当てる前記ステップは、前記周波数音調の信号対雑音比に基づく方法。
7. 請求項４記載の方法であって、
   前記ビット数から前記複数の周波数音調のエネルギースケーリングベクトルを生成するステップを更に含み、
   前記抑制するステップは、前記複数の周波数音調の少なくとも一つに対して、この音調に対する前記エネルギスケーリングベクトルを前記マッピングされた２進値の対の前記複合振幅に掛け合わせるステップを有する方法。
8. 請求項１記載の方法であって、
   前記伝送するステップは、前記変調されたフレーム同期データを変調されたデータフレームの間で周期的に伝送する方法。
9. 請求項１記載の方法であって、
   前記伝送するステップは、前記変調されたフレーム同期データを２線式電話加入者回線を介して伝送する方法。
10. 請求項１記載の方法であって、
    前記伝送するステップは、前記変調されたフレーム同期データを非同期ディジタル加入者線システムの伝送のアップストリーム方向に伝送する方法。
11. 請求項１記載の方法であって、
    前記伝送するステップは、前記変調されたフレーム同期データを非同期ディジタル加入者線システムの伝送のダウンストリーム方向に伝送する方法。
12. 請求項１記載の方法であって、更に、
    第２の２進値の対をパイロット音調に関連付けると共に前記パイロット音調に対する定常複合振幅に対応する前記第２の２進値の対で書き換えるステップを有する方法。
13. 多重搬送波変調を用いてデータを通信する送信装置であって、
    ２進値のシーケンスを生成するためのフレーム同期シーケンス源であって、第１の２進値の対はd.c.及びナイキスト・サブ搬送波に関連付けられており、複数の残りの２進値の対の各々は周波数ドメイン同期フレーム多重搬送波シンボルにおける関連付けられた周波数音調に対応する複合振幅を規定するものである前記フレーム同期シーケンス源と、
    前記周波数ドメイン同期フレーム多重搬送波シンボル内の前記周波数音調の少なくとも一つの複合振幅をそれに関連付けられた２進値の対によって規定される前記複合振幅から抑制する回路と、
    前記周波数ドメイン同期フレーム多重搬送波シンボルから時間ドメイン多重搬送波シンボルを生成する変調器と、
    時間ドメイン多重搬送波シンボルをアナログ出力信号へ変換するディジタルアナログ変換器とを有する送信装置。
14. 請求項１３記載の送信装置であって、前記抑制する回路は、
    変調器に与えられる前に、前記周波数ドメイン同期フレーム多重搬送波シンボル内の前記周波数音調の少なくとも一つの前記複合振幅が掛け合わされることによりエネルギスケーリングベクトルを提供するビット割り当てテーブルを有する送信装置。
15. 請求項１３記載の送信装置であって、
    前記抑制する回路は、選択されたレベルより少ないビット数を有する前記周波数ドメイン同期フレーム多重搬送波シンボル内の前記周波数音調の少なくとも一つの前記複合振幅を抑制する送信装置。
16. 請求項１３記載の送信装置であって、
    データストリームをフレーム内の整列された周波数ドメイン多重搬送波データシンボルに符号化する符号器を更に有し、
    前記変調器は、また、前記周波数ドメイン多重搬送波データシンボルから時間ドメイン多重搬送波データシンボルを生成し、
    前記ディジタルアナログ変換器は、また、時間ドメイン多重搬送波データシンボルをアナログ信号に変換する送信装置。
17. 請求項１６記載の送信装置であって、前記変調器は、前記周波数ドメイン同期フレーム多重搬送波シンボルおよび周波数ドメイン多重搬送波データシンボルを周期的に変調する送信装置。
18. 請求項１３記載の送信装置であって、前記フレーム同期シーケンス源は前記フレーム同期パターンを記録する回路を有する送信装置。
19. 請求項１３記載の送信装置であって、前記変調器は逆ＦＦＴ装置を有する送信装置。
20. 請求項１３記載の送信装置であって、
    前記２進値のシーケンスは、以下の等式によって決定され、
    前記等式は、
    

    

    
    ここで、ｘ［ｐ］は前記シーケンスのp番目の値である２進値を示し、
    

    

    
    はモジュロ２の加法を示している方法。
21. 請求項１３記載の送信装置であって、
    前記時間ドメイン多重搬送波シンボルは時間ドメインサンプルのシーケンスを有し、
    更に、時間ドメインサンプルのシーケンスの最後から選択されたサンプルの数に対応する循環プレフィックスを付加する循環プレフィックス付加器を有する送信装置。
22. 請求項２１記載の送信装置であって、前記選択されたレベルは２ビットである送信装置。
23. 請求項１３記載の送信装置であって、前記ディジタルアナログ変換器は、前記パイロット音調の周波数の２の累乗整数であるサンプリング周波数で動作する送信装置。
24. 請求項１３記載の送信装置であって、
    受信したアナログ信号を直列時間ドメインサンプルストリームへ変換するアナログ−ディジタル変換器と、
    前記時間ドメインサンプルストリームを周波数ドメイン多重搬送波シンボルへ復調する復調器と、
    前記周波数ドメイン多重搬送波シンボルから復号された信号を回復する回路を更に有する送信装置。
25. 請求項２４記載の送信装置であって、
    前記アナログ−ディジタル変換器の入力と前記ディジタルアナログ変換器の出力を伝送パスに結合する複合回路を更に有する送信装置。
26. 請求項２５記載の送信装置であって、
    前記伝送パスは２線式電話加入者回線で構成されている送信装置。
27. 請求項２５記載の送信装置であって、
    前記ディジタルアナログ変換器が第１のサンプリング周波数で動作することにより前記出力アナログ信号は第１伝送速度に対応するものであり、
    前記受信したアナログ信号は第２伝送速度に対応する送信装置。
28. 請求項２７記載の送信装置であって、前記第１伝送速度は前記第２伝送速度より大である送信装置。
29. 請求項２７記載の送信装置であって、前記第１伝送速度は前記第２伝送速度より小である送信装置。

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