SE506638C2 - Förbättringar av, eller med avseende på, multibärvågssystem - Google Patents

Description

506 638 U 20 25 30 35 Eftersom interferens mellan par i kopparparkabel är högre där data sänds i båda riktningar, dvs symmetrisk duplex, har för ett antal transmissionsförslag föreslagits användningen av asymmetriska lösningar i vilka höga datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras.

VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL: - CAP; AM/PM, av QAM med undertryckt bärvàg, för passiva NT- ”Bärvágslös” (carrierless) en version konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); - DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvågs- system som använder diskret Fourir-transfor- mering (Discrete Fourier Transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvägor, för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms mulïiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); 20 25 30 35 506 638 - DWMT; Diskret Wavelet multiton Multi-Tone), ett multibärvågssystem som använder (Discrete Wavelet ”Wavelet-omvandlingar” (Wawelet transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvågor; DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthállas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare (splitters). Normal användning skulle placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- specifikationen vänder emellertid på denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.

I ett dubbelriktat (two-way) multibärvågstransmissionssystem, såsom ett DMT-system, i vilket det kan finnas dynamiska ändringar i transmissionsparametrarna, måste någon anordning tillhandahållas för att upprätthålla synkronisering mellan sändare och mottagare när transmissionsparametrarna ändras.

Det första steget i en sådan process kräver att ändringar 506 658 UI 10 25 30 av parametrar meddelas av den ena transceivern till den andra, involverad i en aktiv kommunikationsprocess, över en långsam kommunikationskanal, dvs styrkanalen. Följaktligen justeras synkroniseringen av transceivrarna samtidigt, dvs från en förutbestämd DMT-symbol. Sådana justeringar i tidssynkronisering måste uppnås med ett minimum av overhead.

Den föreliggande uppfinningen tillhandahåller en metod att upprätthålla tidssynkronisering i ett multibärvàgstransmissionssystem, utan overhead, vilket kan implementeras för ett totalt transparent dataflöde.

Uppfinningen är speciellt användbar för multibärvágs DMT- system såsom MUSIC, som tillåter dynamisk allokering av underbärvågor (subcarrier waves), bitladdningsfaktorer och andra parametrar som kräver tidssynkronisering.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles en mottagare för användning i ett multibärvágstransmissionssystem som använder ortogonala bärvägor, i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom att extrahera synkroniseringsdata fràn en pilotbärvág pá vilken en känd sekvens av symboler sänds, kännetecknad av att nämnda mottagare inkluderar styrkanalanordning för att ta emot en styrkanal över vilken data avseende ändringar i dynamiska transmissionsparametrar sänds, och korrelationsanordning för att extrahera synkroniseringsdata från nämnda pilotbärvág och unikt definiera en symbol vid vilken en ändring i nämnda dynamiska transmissionsparametrar kommmer att verkställas.

Nämnda multibàrvàgstransmissionssystem kan vara ett DMT-transmissionssystem. 15 20 30 Lu Un Nämnda multibärvàgstransmissionssystem kan vara ett DMT-baserat VDSL-system.

Nämnda kända symbolsekvens kan ha goda autokorrelerande egenskaper.

Nämnda kända symbolsekvens kan vara en kort pseudo- slumpmässig (pseudo random) sekvens.

Nämnda kända symbolsekvens kan ha en slutsymbol och nämnda slutsymbol kan sändas i en DMT-symbol omedelbart före en överenskommen symbol vid vilken ändringar i transmissionsparametrar kommer att verkställas, och nämnda mottagare kan anordnas att identifiera nämnda slutsymbol och justera nämnda samplingsklocka så att ram- och samplingsklocksynkronisering upprätthâlles.

Nämnda transmissionsparametrar kan inkludera bitladdning, energiladdning och styrkanalfrekvens.

Nämnda mottagare kan anordnas att justera nämnda samplingsklocka utan att påverka regleringen av dess fas.

Nämnda mottagare kan anordnas att ta emot data avseende ”numbering intervals” som sänds över nämnda styrkanal.

Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles en transceiver, inkluderande en sändare och en mottagare, känneteckad av att nämnda mottagare är en mottagare såsom skildrats i något av de föregående avsnitten.

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles ett multibärvâgstransmissionssystem som använder ortogonala 506 638 20 25 30 35 bärvàgor, i vilket en mottagarsamplingsklocka faslåses till en pilotbärvág, kännetecknat av att nämnda multibärvågstransmissionssystem inkluderar två transceivrar såsom skildrats i det föregående avsnittet.

Enligt en fjärde aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahållas, i ett multibärvågstransmissionssystem som använder ortogonala bärvâgor, i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom att extrahera synkroniseringsdata från en pilotbärvàg på vilken en känd sekvens av symboler sänds, en metod att kompensera för förändringar i dynamiska transmissionsparametrar, kännetecknad av att en vald bärvåg används som kontinuerlig: sänder en känd sekvens av symboler mellan sändaren och mottagaren och använder nämnda kända sekvens av symboler för att reglera mottagarens samplingsklockfas, att nämnda kända sekvens har ett förutbestämt symbolmönster med autokorrelerande egenskaper som reproducerar, entydigt, synkroniseringsinformation som kan extraheras genom korrelering, att den sista symbolen av nämnda förutbestämda mönster sänds i en transmissionssystemsymbol före en symbol där överenskomna ändringar av dynamiska transmissionsparametrar skall implementeras.

Enligt en femte aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles ett mul:ibärvàgs:ransmissionssystem som använder ortogonala bärvàgor och inkluderar åtminstone två transceivrar, i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplizgsklocka genom att extrahera synkroniseringsdata från en pilotbärvàg på vilken en känd sekvens av symboler sänds, kännetecknat av att en styrkanal tillhandahållas över vilken data avseende ändringar i dynamiska transmissionsparametrar kan sändas, och av att en mottagare är anordnad att extrahera synkroniseringsdata 506 638 frán nämnda pilotbärvàg genom autokorrelering, att nämnda synkroniseringsdata unikt identifierar en symbol vid vilken en ändring i nämnda dynamiska transmissionsparametrar kommer att verkställas.

Nämnda kända sekvens av symboler har en slutsymbol och nämnda slutsymbol kan sändas i en DMT-symbol omedelbart före en överenskommen symbol vid vilken ändringar i transmissionsparametrar kommer att verkställas, och nämnda mottagare kan anordnas att identifiera nämnda slutsymbol och justera nämnda samplingsklocka så att ram- och samplingsklocksynkronisering upprätthälles.

Enligt en sjätte aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles, i ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvágor och inkluderar åtminstone tvá transceivrar, en metod att synkronisera en mottagarsamplingsklocka med en sändarsamplingsklocka genom att extrahera synkroniseringsdata från en pilotbärvåg pà vilken en känd sekvens av symboler sänds, kännetecknad av att en styrkanal tillhandahàlles över vilken data avseende ändringar i dynamiska transmissionsparametrar sänds, och av att en mottagare extraherar synkroniseringsdata från nämnda pilotbärvág genom autokorrelering, vilket unikt identifierar en symbol vid vilken en ändring i nämnda dynamiska transmissionsparametrar kommer att verkställas.

Utförandeformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas, med hjälp av exempel, med hänvisningar till de medföljande figurerna, där: Figur l visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system. 506 10 2 IQ UI 0 658 Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvágssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvàgssystem som här beskrivs.

Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av (SNR-ratio) multitonbärvågssystem som här beskrivs. signal/brusförhállandet för frekvens i det Figur 10 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 11 visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4. lO 20 30 506 638 Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.

Figur 14 visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix.

Figur 18 visar, i schematisk form, ett "beslutsinriktat” (decision directed) kanalvärieberäknincs- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.

Figur 20 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface; som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt på vilket tvà av de multitonbärvàgssystemmodem, som visas i 506 20 25 638 10 Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvågstransmissionssystem_ Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 24 visar BSI-längd.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvágssystem som visas i Figur 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvågssystem som visas i Figur 4.

Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up”- signalering för det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.

ADC: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) AIS: ”Alarm In Signal” 10 20 25 ASIC: BPSK: BSI: BSI-D: BSI-U: CCH: CMI: CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DFI: DF2: DF3: DMT: 506 638 ll Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bàrvàgstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärvàg (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Bärvàgstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urstàndsatt bärvàg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvàgstyp (mode) 3, bärvàg ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cykliskt prefix (Cyclic Prefix) Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) 506 638 20 N DWMT: EMC: FEC: FEXT: FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LÉX: LP: NT: 12 Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) "Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VME-based) Tre + två, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Tvà chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Làgpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) 20 OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUS1: SUS2: TA: TDMA: UTP: VCXO: 13 Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) Konventionell, ”gammal” telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) ”Quadrature Amplitude Modulation" Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Se: Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SF och DFl ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) ”Time Advance” Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) Oskármad parkabel (Unshielded Twisted Pair) Spänningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) 506 638 W Ü E 30 14 VDSL: Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvágssystem för det installerade kopparnätet). MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.

MUSIC-systemet som beskrivs i denna (SE 9603191-9) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-l, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-0, SE 9603196-8, SE 9603197-6 och SE 9603198-4, erbjuder en kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, som ger 26:2 eller 13:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel ( lokala telefoninät.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden (Fibre To The Node = FTTN), som använder optisk fiber, som var och en betjänar många användare, fram till ett kopplingsskàp i närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg bithastighet (2 Mbit/s) uppströms, från abonnenten.

Figur l visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia-applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad 20 30 596 638 15 till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.

I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds två bestämda bithastigheter (l3:2 och 26:2 Mbit/s), där den lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.

För nâtverkstermineringen (NT) består anslutningen av ett set av standardiserade gränssnitt, såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som så att den är oberoende av (NU) filtreras ut passivt, modemstatus. Nätverksenheten terminerar i det fasta nätet.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvágs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvàgor. Detta visas i Figur 2, som visar två transceivrar vilka var och en har en mottagare, Rx, ansluten till ett och en sändare, Tx, tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de två transceivrarna med användning av en mångfald (plurality) av bärvágor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitén är extremt dålig. Antalet bitar som överförs av var och en av bärvàgorna kan också variera, beroende på kanalkvalité. 506 638 30 16 En multibärvàgsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar pä tvinnad parkabel pá ett effektivt sätt. I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden pà 10 MHz upp pä 1024 bärvágor med en bredd på vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringseffekten för de individuella bärvágorna beror på störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och ett av banden. Varje bärvåg förmedlar multinivàpulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAM). Den individuella bärvágens signal/brusförhàllande (SNR) beräknas på mottagarsidan. Om en bärvåg har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit pä denna bärvåg. För bärvàgor med lägre SNR-värden placeras färre bitar på bärvàgen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid och mottagning (forward error correction) datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Tvá bestämda nedströmshastigheter (26/13 Mbit/s) valda hastigheten beror pà den aktuella kabellängden (<13OO stöds av systemet; den m) och/eller kvalitén på kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s. Olika frekvensband kan användas i MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från uppströmskanalen och båda från POTS, se Figur 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.

TDMA och/eller en metod där varannan bärvåg dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hàrdvarublocken är ADC och DAC, synkronisering, fourir 20 lx) Lh 17 transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfoliering (interleaving), nätgränssnitt och systemövervakare.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: - den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.

Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. På mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett làgpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En spànningsstyrd kristalloscillator, VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. Pâ sändarsidan är hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett làgpassfilter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling FFT, synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn unit), ansluten, som visas i Figur 4, till en är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfolierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt_ Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) "fast Fourir” transformerings- och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och 506 658 UI 20 30 18 interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, så som visas i Figur 4.

Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollnivàn till modemets skikt ett-funktionalitet.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- ramar” (dummy frames) om så erfordras.

Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhàlles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna s ecifikation).

P Symbolmappningsblocket tar emot ingångsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende pá det aktuella bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta får systemet att skala uteffektsnivàn pà varje bärvág. IFFT-blocket utför sedan en reell 2048 punkters inverterad (inverse) FFT på ingàngsdatan, som modulerar varje bärvág. Som ett slutligt steg utförs en address ”wrap around” pà utgángsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).

Den modulerade signalen gär till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång 20 30 506 658 19 (minimum true dynamic range) på 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan på 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balanserat gränssnitt mot kopparkabeln.

En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.

I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, från 0 till 4 kHz, fràn de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den lägnivàiga mottagningssignalen från den kombinerade högnivåiga sändningssignalen och den lågnivåiga mottagningssignalen.

För att reducera Nyquisteffekter på signalen lågpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA n (Programmable Gain Amplifier).

PGA:n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC:n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO:n.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och överförs till ”VCXO feed back controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan (20 MHz). (frame timing estimate) En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.

Därför används, efter lásningssekvensen, en dedicerad 506 658 Un 20 30 20 pilotbärvág för att uppnå en hög synkroniseringsprecision på samplingsklockan.

En BSI-signal extraheras också från pilotbärvàgen.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sândarens och mottagarens CCH-kommunikation.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.

En 2048 punkters verklig FFT utförs pá ingàngsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras på energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs pá utmatningsdatan från FFT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberäkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bitar som skall sändas pà var och en av bärvàgorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).

I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvág enligt bitladdningsmallen (bit-loading mask). (de- (FEC, Forward Error Correction) pá den detekterade bitströmmen.

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering” interleaving) och ”felkorrigering vid mottagning” Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block. som visas i Figur 4, finns SC). processor som har gränssnitt I systemets hjärtpunkt, styrenheten för systemet (System Controller, SC:n är en generell (general purpose) Ln CD O\ 21 mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. I den version av MUSIC som beskrivs här, är styrenheten CPU programmerbar. En extern port tillhandahálles, genom ett JTAG-gränssnitt pà moderkortet (on-board), för att underlätta programmering.

Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra bitladdnings- och energiladdningsberäkningar_ Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad styrkanal (CCH). Denna kanal överför data avseende förändringar i bit/energi-laddning och annan systemsignalering.

För att erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändning, mäste de digitala delarna av systemet vara baserade pá åtminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamäl.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras pá ett tredje, respektive fjärde, chips.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell 1 till 3 bifogade härtill.

VDSL-system arbetar i spektrumet från O till 40 MHz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, som beskrivs här, de lägre 10 MHz, se Figur 6. Ett antal traditionella band finns i detta spektrum, inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvägor över 10 MHz, har varje bärvàg en bandbredd pà 9,77 kHz, där de tvà första bärvàgorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvàgen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten. 506 638 20 30 22 Andra bärvàgor (på radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning.

Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en och ISDN-systemen existera under (below) liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvågor över 10 MHz ger varje bärvåg en bandbredd pä 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bärvägor. Beroende på kanalkarakteristiken måste dessa fem bärvågor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*l0O=500 kbit/s bandbredd.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten. som en bärare, Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda på en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen på högre frekvenser den maximala bithastigheten. 20 fn f:> o\ cr» t co 23 För kablar pà omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en 1 km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen mäste kanske också uteslutas.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: - maximal varaktighet 250 ps - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen pà NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” på mindre än 0,5 ns.

Samplingsklockan pà NT-sidan är faslást till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärvägen för att producera en finjustering av läsningen. Lásningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare_ Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision pá 1/100 sampel, med ett ”phase jitter” på mindre än 0,5 ns.

Ramklockan är 1/(2048 + 128) av samplingsklockan och styr starten av mottagning och sändning av ramarna. 506 638 UI 20 30 24 Ramklockan, som används bàde för sändning och mottagning, avviker i fas på både NU- och NT-sidan.

Ramklockan för sändning pà NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Mottagningsramklockan pà NT-sidan erhålles fràn hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

Ramklockan för sändning pà NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart pà NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) på kopparledaren. Detta måste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både pà upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning pá NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Ramklockan för mottagning pá NU-sidan fördröjs ett (TA) för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) antal sampelklockcykler i förhållande till ramklockan utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.

Ramklockan för mottagning pà NU-sidan styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, pá båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).

V: 10 30 Cfl CD O\ Ö\ 04 OO 25 Som här förklarats använder synkroniseringsprocessen en pilotkanal, dvs en viss bârvàg som kontinuerligt sänder en känd symbolsekvens, vilken kan vara en kort pseudo- sekvens. Pilotkanalen används slumpmässig (pseudo-random) för att reglera fasen i mottagarens samplingsklocka.

Symbolsekvensen som sänds över pilotkanalen skall innehålla ett förutbestämt mönster med jämna intervall, t ex varje sekund. Detta mönster måste ha goda autokorrelerande egenskaper som ger entydig tidsinformation och som kan detekteras med hjälp av en korrelationsprocess. Den sista symbolen i mönstret sänds i DMT-symbolen före den symbol där de överenskomna ändringarna, mellan de båda transceivrarna, verkställes.

Eftersom sekvensen är känd, kan kompensering för parameterändringarna verkställas så att reglering av fasen i mottagarens samplingsklocka är opáverkad av parameterändringarna.

Eftersom avståndet mellan synkroniseringsmönstren är kända är det endast nödvändigt att uppnå synkronisering till pilotkanalen för att upprätthålla systemsynkronisering under aktiv kommunikation.

Eftersom synkroniseringsintervallet är relativt kort, kan styrkanalen sända information om numrering av intervall (numbering of intervals) om detta erfordras för tidsinformation inom ett större tidsavsnitt.BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.

En kort pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens pà pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan. 506 638 UI 10 20 30 26 Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast pà den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = 128 samplingar = 6,4 us utbredningsfördröjning. Detta motsvarar 1280 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m).

Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid C1-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till T1- chipset och systemcontrollern för styrändamàl.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också är länkad till POTS. Pâ mottagningssidan av hybriden gàr den inkommande signalen via ett lágpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till C1-chipset. Pâ sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och går därifrån via ett lágpassfilter LP till hybridtransformatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, är ansluten till T1-chipsets synkroniseringsblock.

En OFDM-ram är en summa av sinusformade bärvàgor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplanet (frequency domain) med ett minimum av separationsavstánd mellan bärvágor. Antagandet att 10 20 25 30 fn CD O\ d\ LN 00 27 symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppnivåer.

Emellertid måste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsnivàer i DAC:n för att hantera genomsnittliga (average) signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivå i sändaren, finns det begränsningar på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Varâ .

En kort kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en lång kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opåverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stort dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det område som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9. 506 658 UI 20 IQ (J: 30 28 Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalniván vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.

Linjedelaren(splitter)/hybriden har tvá huvuduppgifter, nämligen att: - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen från att uppträda vid mottagaren på samma enhet genom balansering av kabeln.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan.

Avsikten med làgpassfiltret på ingàngssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) pà interferens ovanför det använda frekvensområdet.

Lâgpassfiltret på utgângssidan reducerar utsänd effekt pà ”stoppbandet". Dessa filter kan utgöra delar av uppdelnings-/hybridmodulen_ Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är ”Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhállande pà ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.

FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT:er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gång.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hàrdvarurealiseringen baseras pà en radix-32-kärna Un 20 30 506 638 29 som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar” (passes), se Figur 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhållandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: sNR=2”°'“'1 där b = antal bit, och v = ll ”förvandlingar”). (antal effektiva radix-2 Lösningen för b ger 17 bit upplösning (baserat på ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.

VCXO:n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen måste vara mycket till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler. stabil och faslåst (phase locked) För at: fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste före ADC:n.

Dämpningsnivån är huvudsakligen en funktion av kabellängden en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in och kan bestämmas med värdet för "framflyttning av synkronisering” (timing advance) genom systemcontrollern.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance” och dämpningsnivån, måste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvågor moduleras med stora konstellationer.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger på korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen. 506 658 ._- U: IQ Un 30 Pà NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. På NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage Controlled Crystal Oscillator) som är läst i fas till oscillatorn pà NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbärvág, efter en lâsningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet pá samplingsklc:ksynkroniseringen.

Beroende på den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsinterval (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är iznehállet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera satplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelation värdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa :oppar att ha ett känt synkroniseringsförhàllande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.

Un 10 IJ UI 506 638 31 Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna.

Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa tvà signaler används som indata till en ”feed-back controller" som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inlàsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de två signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning på en ramlängd. Utdatan pà fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan från integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol (sign). Denna hàrdvaruimplementering har en starkt reducerad komplexitet jämförd med användning av den fullständiga sampelordlängden.

Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen_ Beroende på den 506 658 Uu 10 30 32 reducerade dataordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) 1024, till en konjugator. Utdatan från fördröjningen och passerar genom en fördröjning med N = dvs en ram, och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) som går till en medelvärdesbildare. Utdatan från medelvärdesbildaren, Z(k) gär till en subtraherare från vilken Z(k) signal W(k) som går till en ackumulator som ger en utsignal C(k). fördröjd med L = 128 subtraheras. Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. Utsignalen kan uttryckas som Z(k) = Y(k-iM) 0 ïT4“ där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken pà korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.

Registerinnehállet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gäng ett värde större än registerinnehàllet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall UI 10 20 IQ UI 30 (TI CD O\ O\ (AI 0D 33 (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). När ett helt signalintervall har passerat, kommer detta andra register att innehålla ett index till det max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett tredje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (l#) divideras med tvá (med användning av skiftning) (using shift).

Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Återkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan sedan användas som en pekare (pointer) till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvágen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvâgor. Detta beror pà den inneboende ortogonaliteten mellan bärvágorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt làg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. Detta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, sà argumentet är inte direkt tillgängligt. I àterkopplingsslingan är det nödvändigt att upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför mäste upplösningen pá argumentet vara hög. Återkopplingscontrollern kommer att få pilotbärvàgsargumentet att konvergera mot noll. En 506 638 20 30 34 approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet omrâde omkring noll, är då tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som är ”monotonic” i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: A=M.[5{C}- (l-sgnSR{C}) .K. 9ï{C}.sgn.3{C}] där C är den komplexa pilotbärvågsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).

Kanalen inför fasskift på pilotbärvágen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.

För att eliminera detta problem går pilotbärvágsestimatorn också genom utjàmnaren för frekvensplanet (frequency domain equalizer). Utjämningsparametern för denna bärvág sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.

Valet av pilotbärvàg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvágor som pilot kan också tillhandahållas. Återkopplingsslingan har i verkligheten två ”controllers”, var och en med sin egen insignal.De tvâ controllerutgàngarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI~typ (Proportional and Integrating).

Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvágen i frekvensplanet som härleds från utjämnaren (equalizer) förs till en pilotargumentestimator, Un 10 20 30 35 vars utdata förs till "återkopplingscontrollers” som också tar emot utdata från toppestimatorn. Utdatan från ”áterkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberäknas utjämningsparametern för pilotbärvàgen och sättes (av SC:n). Detta görs endast en gäng, och ytterligare uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilctargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, läses dess sista utvärde så at: VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.

Pilotbärvågen används också för överföringen av synkroniseringsinformation för bassynkroniseringsintervallet (BSI = Base Synchronization Interval). Bärvàgsargumentet antas normalt vara konstant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras pà bärvàgen med användning av faserna O och n och lämnande bärvàgen på fas O under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel ( pilotbärvàgsargumentvärdeberäkningen försumbar. En korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.

(SC) upptäckt av synkroniseringslàsning och av övervakningsskäl, ”System Controllern” måste ha läsaccess, för till register som håller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotarguzentapproximeringen. 506 638 UI 20 IJ UI 36 För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvàgen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvàgen och skriva till utjämningsparameterminnet_ Ett kompensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och måste vara skrivbart från SC:n. Detta används pá NT-sidan.

De detekterade BSI-händelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).

Alternativt kan pilotbärvàgen áterhämtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslàsning av en samplingsklockoscillator_ Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvägsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvàgorna, beroende på ortogonalizeten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.

Ramlängden och längden på de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en àterkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet på ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är viktigt att VCXO:n har mycket làg fasstörning, eftersom àterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.

Ett diskret multitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler pà N bärvàgor (här använder vi N=lO24 (inverse) bärvàgor). Denna mappning beräknas som en omvänd diskret Fourir-transformering genom användning av ”Inverse 20 30 506 638 37 (IFFT).

N st bärvågorna av en FFT.

Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de I modemet, som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av samma enhet, med användning av samma bas (radix) 16, eller 32 ”kärnor” i olika faser. (cores), Denna process visas schematiskt i Figur 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder pà 2048 reella, eller 1024 komplexa värden. För varje ram utför denna enhet en FFT, IFFT, skalning, omskalning (descaling), samt addering av cykliskt prefix.

FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar :ed ett minimum pá 16 bit aritmetik.

För nätterminalsidan, (NT), finns det ett krav pà synkronisering mellan ingångsramstarten och IFFT- utgàngsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvågorna). Sändaren skall kunna starta sändningen f en ram innan den startar att ta emot en ram, Q) så kallad ”timing advance”.

En skalning (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingàngsvärdena fràn symbolmappern (SM). Koefficienterna är på _6 bit vardera.

Koefficientminnet består av två banker av samma storlek (16x1024 bit). Den ena banken används medan den andra uppdateras. Omkoppling (switching) möjliggörs genom ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.

Efter ?FT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.

Denna omskalzing är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit. 506 638 20 IJ Un 30 38 En exponent (som resulterar i en ”post shift”) på 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.

Koefficientminnet består av två banker av samma storlek ((l6+4)x1024 bit). Den ena banken används medan den andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- kommando och verkställes vid nästa BSI.

Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvág som en separat kanal.

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.

Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är l30O m, kommer ett cykliskt prefix pà 128 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, O,l,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sidan har en storlek på 384 ord (16 bit) och de FIFO n som har gränssnitt mot Tl-chips har en storlek pà 448 ord (32 bit).

En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir transformation” är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform” (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommitté som avslog den. 10 20 25 30 39 Den precision som behövs i denna teknik beror pà det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av (speciellt DAC), FIFO-storleken kommer att bero på klockhastighetsdifferenser och den mängd de analoga komponenterna ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar.

Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad” (decision directed) metod, eftersom alla dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens pá kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet.

Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodelle: exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas pà samma sätt som den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” (inverse) kanalen. Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den 506 638 Un 10 20 25 30 40 resulterande signalen, U, gàr sedan till en detektor (kvantiserare) vars utdata är Y. Y går sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också till en ingång (input) pà uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W.

En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjämnade datan (U) och den kvantiserade datan (Y) som indata, beskrivs genom följande ekvation: som = EQR + .EQpUkÉ (Yk- Uk) IUkIZ där u är en positiv konstant (p << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar pà insignalerna.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket P/IUkP har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck på ett logaritmiskt sätt som visas nedan: LL/ ltjklz z 2-in:eger+ 1n=eger<1°g2p> Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av Uk som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) på utdata.

Eftersom uttrycket är en heltalspotens av tvâ, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en ”barrel shifter”. 10 20 25 30 506 658 41 Interferensvariansen pá var och en av bärvágorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna från ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt làg för att varje datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvágorna, uppfylles detta villkor.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: Wk+l = -Wk-Fs. 'Yk_Uk|2 Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern 8 är en liten, positiv konstant (2 << 1) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja 6 bland heltalspotenser av två kommer att vara tillräckligt.

Om ett värde på s väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensnivàn.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.

”System Controllern” måste ha både läs- och skriv- access till det minne som häller utjämningsparametrarna.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden. 506 638 Un IJ Un 30 42 Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern.

Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik uppstartsekvens, både för kanal- och interferensvärdeberäkningen_ Under normal exekvering är den beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavägen.

Varje ändring av skalning i sändaren mäste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav pà speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i mottagaren. (encoder) mappar ett antal bitar till Symbolmappern ett komplext tal (I, Q) som indirekt bestämmer fasen och amplituden hos en bärvåg. Mappningen av alla värden av en viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet pà de bitar som sänds på bärvägen. Det antal bitar som sänds på en viss bärvåg bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.

Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som 10 35 506 638 43 möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så låg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellation som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren.

För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) (square-grid constellation) baserad på b-bitarna (vbl,vbQ| från fyrkantrutnätkonstellationen _,vLv¿). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikezt (integer label) vars binära representation är (vbl,vbQ,___,vLv2). Till exempel, för b=2 ”etiketteras” de fyra konscellationspunkterna O, l, 2, 3 motsvarande (VLV2) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), respektive.

För jämna värden på b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkten (I, Q) från b-bitarna (vb1Ivb_ L 'H gg vz) enligt följande. Dela upp V i VI = (v¿_L vb¿,___ ,v1) och VQ = (vb2,vb4,___,v°). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2GraW(VI) + l, och Q=2Gra¶(VQ) + 1.

Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar på I och Q när b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas så att ”msb” av dessa tal blir ”msb” på utmatningen (16 - [b/2 steg kvar).

För en given bärvàg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbl, ,vLv2). vbQ,___ För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en 506 638 UI 10 25 30 44 heltalsetikett vars binära representation är (väl vbz _” IVLVQ.

Det antas att värdena på I och Q begränsas genom mättnad till omrâdet (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas ,i1,io)f Och Q = (q1s,q14, ,q1,qo) f och kombineras sedan till V som V = (giß,gquLgin,gqM'.....), värdena I = (ißlin,_H där de övre b-bitarna är gällande.

Det antal bitar varje bärvàg förmedlar beror på deras respektive signal/brusförhållande (SNR).

Signal/brusförhállandet beräknas för varje bärvàg i mottagaren. Baserat på signal/brusförhàllandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvàg. Sålunda bestäms det antal bitar varje bärvàg skall överföra per sänd symbol.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadracure Amplitude Modulation” (QAM) på varje bärvàg, med bitladdningsfaktorer varierande från O-12 bitar.

Antalet bitar som sänds på varje bärvàg kan uttryckas genom: <1 + sm > <1> I' ßi = bi + løgz logz där F, SNR-gapet, beror på modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende på de extra bitar som behövs för kodning.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: r = - yd + ymargin (dB) (2) 10 20 IQ Uu 30 (fl (D Ö'\ O\ CN CD 45 där Psär den önskade symbolfelfrekvensen, yd är ”kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, ymugm är systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (l) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet.

Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (O - 12 bit).

Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tilläts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvåg. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: (Qi-UF Ei = 2 mi (3) Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvågsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.

Fjärröverhörningen (FEXT) kommer att variera avsevärt i en sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvágsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bàrvåg.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: sNRfwi (4) 506 'Ju 10 20 h) U: 658 46 där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.

För varje bärvàg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2“ - 1 möjliga faktorer.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.

Trösklarna beror pà L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. Pà ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3). 20 506 638 47 - Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de två första stegen nödvändiga.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.

Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror pä felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller tvà bit per bärvág. Sannolikheten för ett enstaka bitfel pá en bärvág är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror pà det sätt på vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).

All kodning beror pà en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving”- blocken. I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer ”simple dead reckoning" att vara tillräckligt, eftersom ett fel i dataflöde (data flow slip) aldrig kan inträffa utan förlust av ramsynkronisering, eller felinställning vid bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart. 506 638 UI IS 20 48 Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving" för att öka möjligheten att korrigera skurfel.

"Interleaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn på djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet.

Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.

Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bitar (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett ”enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, måste de mest ”felbenägna” (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller några få, av Reed-Solomon-symbolerna.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvågs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).

Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik_ Faltningskoden skall kombineras med interleaving.

Det är möjligt att använda en ”top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t.ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de återstående bitfelen.

U: 10 20 30 CH ID O\ <3\ LN OO 49 Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.

”System Controllern” är baserad pà en ”micro controller", eller signalprocessor, beroende på kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: - hantering av ”Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de två datavägarna oberoende av varandra pä samma fysiska kopparkabel, terminerande i nät(verks)enheten (NU) på nätsidan, och nättermineringen (NT) på användarsidan. Både sändaren Tx och mottagaren Rx styrs av System Controllern.

System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna.

Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, på både sändar- och mottagarsidan. 506 658 Un 20 30 50 Beräkningarna görs och uppdateringen initieras på den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer pà systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.

System Controllern kan initiera omstart pá olika nivåer; till exempel, gå tillbaka till ”idle mode", eller göra en fullständig uppstart.

Styrkanalen är en vald bärvåg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen pá bärvágen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.

Protokollet pà styrkanalen år delvis baserat på HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag sequence" och ”bit-stuffing”. En 16-bitars ”frame check sequence" garanterar att varje meddelande mottages korrekt.

”Flag-sequence", ”bit-stuffing" och ”frame check sequence" hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern.

Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende pà storleken på buffrarna på mappnings- och detekteringschipset.

Protokoll på högre nivå kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23. lll 20 IJ lJI 506 638 51 För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande på mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvågen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera ett specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24.

Denna BSI är hårdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändaren och mottagaren, genom ”base sync interval uplink” (BSI-U) och ”base sync interval downlink” (BSI-D), se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall.

SC:n vid NU:n, eller NT:n, kommer att ta emot avbrott för både BSI-U och BSI-D.

För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott. Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.

Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvåg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid på sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI:n ändras vektorn synkront på mottagar- och sändarsidan. 506 638 Un 20 30 52 Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används på varje bärvàg, hanteras av tvà minnen för mottagning och två minnen för sändning på mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bitars ord för varje bärvàg (1024x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.

Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan O och 12, där O anger en oanvänd bärvåg; 1-12 anger antalet bitar i konstellationen (t.ex. 2 för 4QAM, 4 för 16QAM, 10 för 1024 QAM).

Energivektorn håller information om hur bärvågorna skalas/omskalas på energi. Detta år en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel.

Skalningsvektorn (scaling vector) kommer också att användas för annullerade (cancelled) som ett mönster (mask) bärvàgor.

Skalning av de olika bärvågorna på sändarsidan hanteras av ett minnesområde på FFT-chipset. Minnet består av ett 16-bitars ord för varje bärvåg (1024 X 16). Dessa värden multipliceras med vektorn för varje bärvâg i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de tvâ minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- inzervall.

Ett motsvarande minne (dubblerat) mottagarsida: för att omskala (rescale) bärvågorna före implementeras på symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext 10 20 30 S3 värde för varje bärvàg (32 bitar/bärvàg), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet 0 används för bärvägsannullering.

Utjämningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren.

Beroende på bärvågens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvàg - denna bärvàg sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är "sändarskalad” och ”mottagaromskalad”; - annullerad bärvàg - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvàg; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.

I bärvågsmode l (CMl) arbetar systemet normalt.

Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.

I bärvågsmode 2 (CM2) sättes energiskalnings- /omskalningsvärdet till O för att urståndsätta (disable) all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvàgen är satt ur 506 638 Un 20 h) Ul 54 stånd. För denna bärväg kan ingen kanalvärdeberäkning göras.

I bärvàgsmode 3 (CM3) har mottagaren beräknat en nolla för bitladdningsfaktorn. Pâ sändarsidan betyder detta att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvâgsvärdet fràn synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.

Bärvägsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.

Basfunktionaliteten för ”startup”-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), kommer nu att behandlas.

Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller bàda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up” är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivân för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.

De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram håller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärväg och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att låta moduleringsmönstret beskrivas genom en ”random sequence” hälles korskorreleringen inom ramen låg, så att ramkcrreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 20 506 638 55 2. Dataram 1, (DFI), förmedlar ”random data” på alla bärvàgor, utom på fyra fördefinierade bärvâgor som sänder styrkanalen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up” när CCH-bärvágen är obestämd och möjliggör för mottagaren att välja den minst störda bärvágen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) förmedlar ”random data” på alla bärvágor utom en, som bär styrkanalen (CCH). Den används när CCH-bärvágen har bestämts, och bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta.

(DF3) förmedlar data och använder bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 En bärväg är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge (idle mode), kallad start-up-sekvens (SUS= Start-Up Sequence).

SUS kan sammansättas genom att använda de olika DFl och DF2, som följaktligen kallas SUSl och SUS2. I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för dataramarna, kanalvärdeberäkning.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar fràn användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".

Mottagaren försöker, pà vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger 506 (Jn 10 20 30 638 56 mottagaren en distinkt indikation på när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en "wake-up”-signal.

”Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas pà NU-sidan, går systemet direkt till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) som beskrivs nedan.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out” om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.

Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up”-signal i form av en SUSl. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.

När "wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake-up”-signal, eller nätet initierar uppsättningen.

Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUSl- mönstret. NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance” (TA)-inställning, med TA = O, pà CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.

Piloten sänds kontinuerligt.

NT-mottagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan àtertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten pá synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av Un 506 658 57 denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvågorna och, vid "message receive", väljer denna bärvåg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = 0 för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) pá CCH-bärvágen för varje mottaget TA-valmeddelande, repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloten med BSI/2 frán den inkommande piloten, så att SC-laddningen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen.

Sålunda börjar steg 1 av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUSl och ett TA-meddelande med TA = O i periodiska intervall. Vid mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - återhämta BSI:n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; - välja en CCH; och - avkoda TA-valmeddelandet.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUSl, ett TA =O -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar pá ramkorrelering.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett ”timing advance”-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- värdet. 506 638 15 20 58 När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande.

I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende pà att NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, och enheten behöver àterkorrelera. Efter det att ramklockan har àterhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsättningssekvensen.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA:t, säg X, tillsammans med en SUSI, sänds fràn sändarterminalen. som respons till SUSl och TA = O-meddelandet som Terminalenheten, NT: - tar emot det nya TA-meddelandet; - korrigerar den utgående ramklockan; och - sänder ett kvitto SUSl och TA = X.

Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; 20 25 506 638 59 - väljer en CCH; och - avkodar meddelandet.

Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH-valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvágen och sänder ett CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.).

På NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUSl och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n pà den valda bärvàgen.

CCH-bärvågen i upplänk har nu konfigurerats. För nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta på en kvittering; och - avsluta CCH-meddelandet.

Terminalenheten: - tar emot CCH-valet för upplänken; - terminerar SUSl; och - startar SUS2; - kvitterar varje CCH-val. 506 638 60 Nätenheten: tar emot CCH-valet för nedlänken; - terminerar SUSl; och startar SUS2; - kvitterar varje CCH-val.

Terminalenheten: - sänder den valda CCH:n för nedlänken; - väntar pá en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.

När dessa steg har tagits har modemet nått viloläge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS-sändning påbörjas.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende pá den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning_ Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket accessnoden är placerad.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt l-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt l-ramen finns, bortsett fràn ramhuvudet och UI 10 nyttolasten, ett antal styrinformation. Dessa olika larmindikatorer, endast om SDH tas hela av bitfelsfrekvens för 506 638 61 informationsfält för hanterings- och hanterings- och styrfält inkluderar såsom SDH-larm, t. ex. AIS- (giltig vägen till kundutrymmena) mätningar prestandaövervakning, indikeringar på om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög temperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester pà modemet, för drift och underhållsändamàl. 506 638 62 TABELL l Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende pà duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithastighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellàngd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvàg - uppströms 0~4096 QAM - nedströms 0-4096 QAM Antal bärvàgor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvàg 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvàg) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz 506 638 63 Bitfelsfrekvens 104 Inflätníngsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd l bärvåg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC Sample clk 20 IvH-Iz il0ppm Ram clk 20 MHz/(2048+ll2) = 9,19 kHz 506 638 TABELL 2 64 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Bitladdning Ja, 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s TABELL 3 506 638 65 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO i25 ppm, 10ppm/V känslighet - DAC 18 bit, område 0-5 V - upplösning 1/100 av en sample 506 638 66 TABELL 4 Bärvàgsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CMl Data 2 - 12 Ja Ja CM2 Nej O Nej O CM3 Synk-info O Ja, synk Ja, låg

Claims (28)

20 Ix) Un 506 638 67 PATENTKRAV

1. En mottagare för användning i ett multibärvâgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvågor, i vilken en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom att extrahera synkroniseringsdata från en pilotbärvåg på vilken en känd sekvens av symboler sänds, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare inkluderar styrkanalanordning för att ta emot en styrkanal över vilken data avseende förändringar i dynamiska transmissionsparametrar sänds och korrelationsanordning för att extrahera synkroniseringsdata från nämnda pilotbärvág och unikt identifiera en symbol vid vilken en ändring i nämnda dynamiska transmissionsparametrar kommer att verkställas.

2. En mottagare enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem är ett DMT- transmissionssystem.

3. En mottagare enligt antingen patentkrav l, eller 2, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvágstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system.

4. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kända sekvens av symboler har goda autokorrelationsegenskaper_

5. En mottagare enligt patentkrav 4, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kända sekvens av symboler är en kort pseudo-slumpmässig sekvens. 506 658 UI 10 30 68

6. En mottagare enligt något av patentkraven 2 till 5, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kända sekvens av symboler har en slutsymbol och nämnda slutsymbol sänds i en DMT-symbol omedelbart före en överenskommen symbol vid vilken ändringar i transmissionsparametrar kommer att verkställas, och nämnda mottagare är anordnad att identifera nämnda slutsymbol och justera nämnda samplingsklocka så att ram och samplingsklocksynkronisering upprätthàlles.

7. En mottagare enligt patentkrav 6, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda transmissionsparametrar inkluderar bitladdning, energiladdning och styrkanalfrekvens.

8. En mottagare enligt antingen patentkrav 6, eller 7, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare är anordnad att justera nämnda samplingsklocka utan att påverka regleringen av fasen därav.

9. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare är anordnad att ta emot data avseende numrering av intervall som sänds över nämnda styrkanal.

10. En transceiver, inkluderande en sändare och en mottagare, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare är en mottagare enligt något av föregående patentkrav.

11. ll. Ett multibärvågstransmissionssystem som använder ortogonala bärvágor, i vilket en mottagarsamplingsklocka låses i fas till en pilotbärvàg, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem inkluderar två transceivrar enligt patentkrav 10. 25 DJ lJn 506 638 69

12. I ett multibärvágstransmissionssystem, som använder ortogonala bärvàgor, i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom att extrahera synkroniseringsdata från en pilotbärvàg pà vilken en känd sekvens av symboler sänds, en metod att kompensera för förändringar i dynamiska transmissionsparametrar, k ä n n e t e c k n a d av att en vald bärvág används som kontinuerligt sänder en känd sekvens av symboler mellan sändaren och mottagaren och använder nämnda sekvens av symboler för att reglera mottagarens samplingsklockfas, att nämnda kända sekvens har ett förutbestämt symbolmönster med autokorrelationsegenskaper som reproducerar, entydigt, synkroniseringsinformation som kan extraheras genom korrelering, där den sista symbolen av nämnda förutbestämda mönster sänds i en transmissionssystemsymbol före en symbol där överenskomna ändringar av dynamiska transmissionsparametrar skall implementeras.

13. En transceiver, ett multibärvágstransmissionssystem, eller en metod, enligt något av patentkraven 10 till 12, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvägstransmissionssystem är ett DMT-system.

14. En transceiver, ett multibärvàgstransmissionssystem, eller en metod, enligt patentkraven 13, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvágstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system.

15. Ett multibärvágstransmissionssystem som använder ortogonala bärvàgor och inkluderar åtminstone två transceivrar, där en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom extraktion av synkroniseringsdata frán en pilotbärvàg pà vilken en känd sekvens av symboler sänds, k ä n n e t e c k n a t av att en styrkanal :illhandahàlles över vilken data avseende 50 Un 25 30 O 638 70 ändringar i dynamiska transmissionsparametrar kan sändas, och av att en mottagare är anordnad att extrahera synkroniseringsdata fràn nämnda pilotbärvâg genom autokorrelering, att nämnda synkroniseringsdata unikt identifierar en symbol vid vilken en ändring i nämnda dynamiska transmissionsparametrar kommer att verkställas.

16. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 15, multibârvågstransmissionssystem är ett DMT- k ä n n e t e c k n a t av att nämnda transmissionssystem.

17. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt antingen patentkrav 15, eller 16, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL-system.

18. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt något av patentkraven 15 till 17, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda kända sekvens av symboler har goda autokorrelerings- egenskaper.

19. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt patentkrav 18, symboler är en kort pseudo-slumpmässig sekvens. k ä n n e t e c k n a t av att nämnda kända sekvens av

20. patentkraven 16 till 19, k ä n n e t e c k n a t av att Ett multibärvágstransmissionssystem enligt något av nämnda sekvens av symboler har en slutsymbol och nämnda slutsymbol sänds i en DMT-symbol omedelbart före en överenskommen symbol vid vilken ändringar i transmissionsparametrar kommer att verkställas, och av att en mottagare är anordnad att identifiera nämnda slutsymbol och justera dess samplingsklocka så att ram- och samplingsklocksynkronisering upprätthàlles. 10 25 30 35 71

21. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt patentkrav 20, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda transmissionsparametrar inkluderar bitladdning, energiladdning och styrkanalfrekvens.

22. I multibärvágstransmissionssystem som använder ortogonala bärvâgor och inkluderar åtminstone tvà transceivrar, en metod att synkronisera en mottagarsamplingsklocka med en sändarsamplingsklocka genom att extrahera synkroniseringsdata från en pilotbärvàg på vilken en känd sekvens av symboler sänds, k ä n n e t e c k n a d av att en styrkanal tillhandahälles över vilken data avseende ändringar i dynamiska transmissionsparametrar sänds, och av att en mottagare extraherar synkroniseringsdata från nämnda pilotbärvág genom autokorrelering, vilket unikt identifierar en symbol vid vilken en ändring i nämnda dynamiska transmissionsparametrar kommer att verkställas.

23. En metod enligt patentkrav 22, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvágstransmissionssystem är ett DMT- transmissionssystem.

24. En metod enligt antingen patentkrav 22, eller 23, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL~ system.

25. En metod enligt något av patentkraven 22 till 24, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kända sekvens av symboler har goda autokorreleringsegenskaper.

26. En metod enligt patentkrav 25, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kända sekvens av symboler är en kort pseudo-slumpmässig sekvens. 506 638 Un 72

27. En metod enligt något av patentkraven 23 till 26, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kända sekvens av symboler har en slutsymbol och sänder nämnda slutsymbol i en DMT-symbol omedelbart före en överenskommen symbol, varvid ändringar i transmissionsparametrar kommer att verkställas och, vid en mottagare, identifiering av nämnda slutsymbol och justering av nämnda mottagares samplingsklocka så att ram- och samplingsklocksynkronisering upprätthàlles.

28. En metod enligt patentkrav 27, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda transmissionsparametrar inkluderar bitladdning, energiladdning och styrkanalfrekvens.