SE506636C2 - Förbättringar av, eller med avseende på, multibärvågssystem - Google Patents

Description

506 636 användningen av asymmetriska lösningar i vilka höga datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa 5 perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras.

VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt 10 mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.

U Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL: CAP; ”Bärvågslös” (carrierless) AM/PM, en version av QAM med undertryckt bärvàg, för passiva NT- konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvágs- system som använder diskret Fourir-transfor- mering (Discrete Fourier Transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvàgor, för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms multiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); DWMT; Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone), ett multibärvàgssystem som använder ”Wavelet-omvandlingar" (Wawelet transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvágor; 10 25 30 35 506 636 DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthàllas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare (splitïers). Normal användning skulle placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- specifikationen vänder emellertid på denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.

I ett multibärvågstransmissionssystem, såsom ett DMT- system, måste en mottagare kunna återhämta (recover) en samplingsklocka som är mycket exakt synkroniserad till en sändarsamplingsklocka. En känd metod för att uppnå synkronisering använder en reserverad bärvàg, som sänds med en fast fas. (phase-locked) till pilotbärvågen, Mottagarsamplingsklockan låses då i fas pilotbärvågen. Ramsynkronisering måste också återhämtas.

Detta kan uppnås med användning av en korrelationsteknik. 506 636 30 Ett mål med den föreliggande uppfinningen är att i ett multibärvàgstransmissionssystem tillhandahålla en förbättrad metod att återhämta en samplingsklocka och faslåsa samplingsklockan till en pilotbärvág och därigenom synkronisera en mottagarsamplingsklocka med en sändarsamplingsklocka.

Ett annat mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla ett multibärvägstransmissionssystem i vilket en pilotbärväg sänds, införlivande en förbättrad teknik för faslåsning av en samplingsklocka, i en mottagre, till nämnda pilotbärvàg, och därigenom synkronisera nämnda mottagarsamplingsklocka med en sändarsamplingsklocka.

Ytterligare ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en mottagare som kan utgöra en del av en transceiver, för användning i ett multibärvågstransmissionssystem, där nämnda mottagare och/eller transceiver använder en förbättrad teknik för faslåsning av en samplingsklocka, i nämnda mottagare, till en pilotbärvàg, därigenom synkroniserande nämnda mottagarsamplingsklocka med en sändarsamplingsklocka.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles en mottagare för användning i ett multibärvågstransmissionssystem som använder ortogonala bärvågor, i vilken en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom faslàsning av nämnda mottagarsamplingsklocka till en pilotbärvàg, kännetecknad av att nämnda mottagare inkluderar: - en första àterkopplingsslinga anordnad att rikta in (align) nämnda mottagares ramsynkronsering genom att använda en ramsynkroniseringsavvikelsesignal för att styra UI l0 IQ UI 506 636 en oscillatoranordning anpassad att producera nämnda mottagarsamplingsklocka; och - en andra àterkopplingsslinga anordnad att kom- pensera för kanaleffekter genom användning av en signal som representerar en argumentvärde- beräkning av nämnda pilotbärvàg för att styra nämnda oscillatoranordning.

Nämnda oscillatoranordning kan vara en VCXO.

Nämnda multibärvàgstransmissionssystem kan vara ett DMT-transmissionssystem.

Nämnda multibärvàgstransmissionssystem kan vara ett DMT-baserat VDSL-system.

Nämnda mottagare kan inkludera korrelationsanordning ansluten till en topplägesestimatoranordning (peak position estimator means) anordnad att producera nämnda ramsynkroniseringsavvikelsesignal.

Nämnda mottagare kan inkludera anordning för pilot- anordnad att producera nämnda signal som representerar nämnda argumentvärdeberäkning (argument estimation) pilotargumentvärdeberäkning.

Nämnda anordning för topplägesvärdeberäkning och nämnda anordning för pilotargumentvärdeberäkning kan var och en anslutas till äterkopplingsstyranordning som kan anslutas, via en D/A, till nämnda oscillatoranordning.

Nämnda ácerkopplingsstyrningsanordning kan omfatta tvâ äterkopplingsstyranordningar vilkas utdata adderas för att producera en styrsignal för nämnda oscillatoranordning. 506 636 Nämnda signal som representerar nämnda pilotargumentvärdeberäkning kan fungera som en utjämningsparameter och åstadkomma att nämnda oscillatoranordning justeras på ett sätt som kompenserar för kanaleffekter.

Nämnda mottagare kan arbeta enligt en synkroniseringsprocess som har följande beståndsdelar: - raminriktning (frame alignment) genom justering av nämnda oscillatoranordning som svar pá en ramsynkroniseringsavvikelsesignal; - utjämning (equalization) genom justering av nämnda oscillatoranordning som svar pä nämnda signal som representerar nämnda pilotbärvágs- argument; och - först efter det att en "etableringsperiod” har gàtt till ända, justering av nämnda oscillatoranordning som svar (settling down period) på nämnda signal som representerar nämnda pilotbärvágsargumentvärdeberäkning.

Nämnda signal som representerar nämnda pilotbärvägsargumentvärdeberäkning kan användas för att utjämna tidsvariationer i kanalkarakteristik för en kanal över vilken nämnda pilotbärvàg sänds. övervakningsanordning kan tillhandahållas för att övervaka ramsynkroniseringsavvikelser och för att initiera resynkronisering, om nämnda ramsynkroniseringsavvikelser överstiger et: stort förutbestämt värde.

Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen :illhandahàlles en transceiver, inkluderande 10 25 506 636 en sändare och en mottagare, kännetecknad av att nämnda mottagare är en mottagare såsom skildrats i de föregående styckena.

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles ett multibärvágstransmissionssystem som använder ortogonala bärvägor, i vilket en mottagarsamplingsklocka faslàses till en pilotbärvág, kännetecknat av att nämnda multibärvågstransmissionssystem inkluderar tvà transceivrar såsom framställts i det föregående stycket.

Enligt en fjärde aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahálles, i ett multibärvàgstransmissionssystem i vilket en sändare och en mottagare är synkroniserade med hjälp av en pilotbärvág som sänds av nämnda sändare till nämnda mottagare, en metod att återhämta (recover), vid nämnda mottagare, nämnda sändares samplingsklocka fràn nämnda pilotsignal och synkronisera nämnda sändare med nämnda mottagare, kännetecknad av stegen att: - erhålla signal; (derive) en ramsynkroniseringsavvikelse- - använda nämnda ramsynkroniseringsavvikelse- signal för att rikta in (align) en mottagen ram- struktur till en sänd ramstruktur; och - erhålla (derive) en värdeberäkning (estimate) av nämnda pilotbärvàgsargument och använda den som en utjämningsparameter för att kompensera för kanalinfluens.

Enligt en femte aspekt av den föreliggande uppfinningen :illhandahàlles, i ett 506 636 25 b) UI multibärvägstransmissionssystem som använder ortogonala bärvàgor, i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom faslásning av nämnda mottagarsamplingsklocka till en pilotbärvág som sänds av nämnda sändare, en metod att synkronisera nämnda mottagares samplingsklocka till nämnda sändares samplingsklocka, kännetecknad av stegen att: - rikta in nämnda mottagares ramsynkronisering genom att använda en ramsynkroniseringsav- vikelsesignal för att styra nämnda mottagares samplingsklocka; och - kompensera för kanaleffekter genom att använda en signal som representerar en argument- värdeberäkning av nämnda pilotbärvág för att styra nämnda mottagares samplingsklocka.

Nämnda ramsynkroniseringsavvikelsesignal kan erhållas, genom korrelering, från en ström av mottagna data i tidplanet (time domain).

'Nämnda ramsynkroniseringsavvikelsesignal kan adderas till nämnda signal som representerar en argumentvärdeberäkning av nämnda pilotbärvág för att producera en mottagarsamplingsklockstyrsignal_ Nämnda signal som representerar pilotargumentvärdeberäkning kan fungera som en utjämningsparameter och kan åstadkomma att nämnda oscillatorancrdning justeras på ett sätt som kompenserar för kanaleffekter.

Nämnda metod kan inkludera de följande beståndsdelarna: 10 20 25 506 636 - raminriktning (frame alignment), mellan nämnda mottagare och nämnda sändare, genom justering av nämnda mottagares samplingsklocka som svar pà en ramsynkroniseringsavvikelse- signal; - utjämning av en kanal över vilken nämnda pilotsignal sänds genom justering av nämnda sändares samplingsklocka som svar på nämnda signal som representerar nämnda pilotbärvàgsargument; och - först efter det att en "etableringsperiod” (se:tling down period) gått till ända, justering av nämnda mottagares samplingsklocka som svar pà nämnda signal som representerar nämnda pilotbärvàgsargument.

Nämnda signal som representerar nämnda värdeberäkning av pilotbärvägsargument kan användas för att utjämna för tidsvariationer i kanalkarakteristik i en kanal över vilken nämnda pilotbärvåg sänds.

Nämnda ramsynkroniseringsavvikelser kan övervakas och resynkronisering initieras om nämnda ramsynkroniseringsavvikelser överstiger ett stort förutbestämt värde.

Utförandeformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas, med hjälp av exempel, med hänvisningar till de medföljande figurerna, där: Figur l visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system. 506 U: 20 636 10 Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvágssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvágssystem som här beskrivs.

Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhållandet (SNR-ratio) multitonbärvàgssystem som här beskrivs. för frekvens i det Figur 10 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur ll visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4. 10 20 Ix) Un (U CD ON O\ (N Ch ll Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.

Figur 14 visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvâgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvägssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix.

Figur 18 visar, i schematisk form, ett ”beslutsinriktat” (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.

Figur 20 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemszyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitozcärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt pà vilket tvâ av de multitonbärvägssystemmodem, som visas i 506 636 Lll 10 IS 20 25 12 Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvágstransmissionssystem.

Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 24 visar BSI-längd.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvágssystem som visas i Figur 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.

Figur 28 visar, i schematisk form, "wake-up"- signalering för det multitonbärvâgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgrànssnitt för en VDSL modemapplikation.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.

ADC: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) AIS: ”Alarm In Signal” 20 ASIC: BPSK: BSI: BSI-D: BSI-U: CCH: CM1: CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DFl: DF2: DF3: DMT: 506 636 13 Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bärvàgstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärvåg (Carrier mode l, bit-loaded and used carrier) Bärvàgstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urstándsatt bärvàg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvàgstyp (mode) 3, bärvág ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled Carrier) Cykliskt prefix (Cyclic Prefix) Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) 506 636 10 30 DWMT: EMC: FEC: FEXT: FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: 14 Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) ”Fast Fourier"-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VME-based) Tre + två, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Två chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Làgpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) 20 OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSl: SUS2: TA: TDMA: UTP: VCXO: 506 636 15 Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verkS)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) Konventionell, "gammal" telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) ”Quadrature Amplitude Modulation” Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SF och DFl ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) "Time Advance” Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) Spänningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) 506 636 lS 20 25 30 16 VDSL: Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som "MUSIC" (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvågssystem för det installerade kopparnätet). MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster. (ss 9603189-3) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-O, SE 9603196-8, SE 9603197-6 och SE 9603198-4, MUSIC-systemet som beskrivs i denna erbjuder en kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, som ger 26:2 eller 13:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel ( lokala telefcninät.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden (Fibre To The Node = FTTN), som använder optisk fiber, som var och en betjänar många användare, fram till ett kopplingsskáp i närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg bichascighet (2 Mbit/si uppströms, från abonnenten.

Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en video-on-demand, är länkad multimedia-applikation, t.ex.

UI 20 lx) UI 506 636 17 till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.

I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds två bestämda bithastigheter (l3:2 och 26:2 Mbit/s), där den lägre bithastigheten 13:2 Mbit/s kan implementeras som en extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.

För nätverkstermineringen (NT) består anslutningen av ett set av standardiserade gränssnitt, såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som filtreras ut passivt, så att den är oberoende av (NU) terminerar i det fasta modemstatus. Nätverksenheten nätet.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvágs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvågor. Detta visas i Figur 2, som visar två transceivrar vilka var och en har en mottagare, Rx, och en sändare, Tx, ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de två transceivrarna med användning av en mångfald (plurality) av bärvågor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitén är extremt dålig. Antalet bitar som överförs av var och en av bärvågorna kan också variera, beroende på kanalkvalité. 506 636 10 25 18 En multibärvàgsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden pà 10 MHz upp på 1024 bärvàgor med en bredd pà vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringseffekten för de individuella bärvágorna beror pà parkabel på ett effektivt sätt. störningseffekten och överföringsförlusterna pá vart och ett av banden. Varje bärvàg förmedlar multiniväpulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAM). Den individuella bärvágens signal/brusförhàllande (SNR) beräknas pà mottagarsidan. Om en bärvàg har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit på denna bärvàg. För bärvàgor med lägre SNR-värden placeras färre bitar på bärvàgen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid mottagning (forward error correction) och datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Två bestämda nedströmshastigheter (26/13 Mbit/s) valda hastigheten beror på den aktuella kabellängden ( stöds av systemet; den m) och/eller kvalitén pà kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s.

MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från Olika frekvensband kan användas i uppströmskanalen och båda från POTS, se Figur 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.

TDMA och/eller en metod där varannan bärvàg dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hàrdvarublocken är ADC och DAC, synkronisering, fourir 20 30 506 636 19 transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfoliering (interleaving), nätgränssnitt och systemövervakare.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; den analoga ingången (front end); och“ - systemövervakaren (system controller)/PCI.

Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. Pâ mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett lágpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En spänningsstyrd kristalloscillator, VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. På sändarsidan är hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett lágpassfilter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling unit), FFT, ansluten, som visas i Figur 4, till en synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfolierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt.

Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) ”fast Fourir" transformerings- och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och 506 636 Un 10 20 (x) Un 20 interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, så som visas i Figur 4.

Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollnivån till modemets skikt ett-funktionalitet.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- om så erfordras. ramar” (dummy frames) Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MÜSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhalles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering fse senare i denna specifikation).

Symbolmappningsblocket tar emot ingångsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende pà det aktuella bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta får systemet att skala IFFT-blocket utför sedan en FFT på ingàngsdatan, som mcdulerar varje bärvàg. Som ett slutligt uteffektsnivàn pá varje bärvåg. reell 2048 punkters inverterad (inverse) steg utförs en address ”wrap around” på utgángsdatan, där en kopia av de försïa 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).

Den modulerade signalen går till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång 30 506 636 21 (minimum true dynamic range) på 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan på 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balanserat gränssnitt mot kopparkabeln.

En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.

I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, från 0 till 4 kHz, från de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den làgniváiga mottagningssignalen från den kombinerade högnivåiga sändningssignalen och den làgnivàiga mottagningssignalen.

För att reducera Nyquisteffekter på signalen lágpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier).

PGA n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC:n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO:n.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan frän den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och överförs till ”VCXO feed back (20 MHZ). (frame timing estimate) controller". VCXO:n genererar samplingsklockan En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.

Därför används, efter làsningssekvensen, en dedicerad 506 636 Un 20 30 22 pilotbärvåg för att uppná en hög synkroniseringsprecision på samplingsklockan.

En BSI-signal extraheras också från pilotbärvägen.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.

En 2048 punkters verklig FFT utförs pà ingángsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras pà energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs pà utmatningsdatan fràn FFT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberäkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bitar som skall sändas pà var och en av bärvàgorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).

I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvàg enligt bitladdningsmallen (bit-loading mask).

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering” (de- interleaving) och "felkorrigering vid mottagning” (FBC, Forward Error Correction) pà den detekterade bitströmmen.

Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns SC). en generell (general purpose) processor som har gränssnitt styrenheten för systemet (System Controller, SC:n är UI 25 30 506 636 23 mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. I den version av MUSIC som beskrivs här, är styrenheten CPU programmerbar. En extern port tillhandahålles, genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board), för att underlätta programmering.

Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra bitladdnings- och energiladdningsberäkningar. Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad styrkanal (CCH). Denna kanal överför data avseende förändringar i bit/energi-laddning och annan systemsignalering.

För att erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändning, måste de digitala delarna av systemet vara baserade på åtminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamàl.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras på ett tredje, respektive fjärde, chips.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell l till 3 bifogade härtill.

VDSL-system arbetar i spektrumet från 0 till 40 MHz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, som beskrivs här, de lägre 10 MHz, se Figur 6. Ett antal traditionella band finns i detta spektrum, inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvàgor över 10 MHz, har varje bärvàg en bandbredd på 9,77 kHz, där de tvá första bärvágorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvàgen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten. 506 636 20 IJ Un 30 24 Andra bärvågor (på radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning.

Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- och ISDN-systemen existera under (below) MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvågor över 10 MHz ger varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bärvågor. Beroende på kanalkarakteristiken måste dessa fem bärvågor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*l0O=50O kbit/s bandbredd.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.

Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörzing = Far End Cross Talk) utförda på en telekommunika:ionsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 2C3-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen på högre frekvenser den maximala bithastigheten. 10 20 30 506 636 25 För kablar pà omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en 1 km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen måste kanske också uteslutas.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: - maximal varaktighet 250 ps - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan år belägen pá NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” pà mindre än 0,5 ns.

Samplingsklockan på NT-sidan är faslåst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärvágen för att producera en finjustering av läsningen. Làsningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare. Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision på l/100 sampel, med ett ”phase jitter” pà mindre än 0,5 ns.

Ramklockan är l/(2048 + 128) av samplingsklockan och styr starten av mottagning och sändning av ramarna. 506 636 30 26 Ramklockan, som används bàde för sändning och mottagning, avviker i fas pà både NU- och NT-sidan.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Mottagningsramklockan på NT-sidan erhålles från hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart pà NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) på kopparledaren. Detta mäste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, bàde pà upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning pà NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Ramklockan för mottagning pá NU-sidan fördröjs ett antal sampelklockcykler (TA) i förhållande till ramklockan för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.

Ramklockan för mottagning pà NU-sidan styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande taww __* sidan. Parametrarna kan, exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, pà båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up). 20 30 506 636 27 BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.

En kort pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens pá pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan.

Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast på den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = 128 samplingar = 6,4 ps utbredningsfördröjning. Detta motsvarar 1280 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m).

Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till T1- chipset och systemcontrollern för styrändamál.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också är länkad till POTS. Pà mottagningssidan av hybriden går den inkommande signalen via ett làgpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. Pâ sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och går därifrån via ett làgpassfilter LP till 506 636 30 28 hybridtransformatorn. En spånningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, är ansluten till Tl-chipsets synkroniseringsblock.

En OFDM-ram är en summa av sinusformade bärvågor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplanet (frequency domain) med ett minimum av separationsavstånd mellan bärvàgor. Antagandet att symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppnivåer.

Emellertid måste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsnivåer i DAC:n för att hantera (average) genomsnittliga signaler. Även om DAC n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivå i sändaren, finns det begränsningar på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara .

En kort kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en lång kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opåverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stort dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga 10 20 30 506 636 29 upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det område som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9.

Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalniván vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.

Linjedelaren(splitter)/hybriden har tvâ huvuduppgifter, nämligen att: - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen från att uppträda vid mottagaren pá samma enhet genom balansering av kabeln.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan.

Avsikten med lágpassfiltret på ingàngssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) pà interferens ovanför det använda frekvensområdet.

Làgpassfiltret på utgängssidan reducerar utsänd effekt på ”stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av uppdelnings-/hybridmodulen.

Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är "Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhàllande pá ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används. 506 636 UI 25 30 30 FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT:er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gång.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hårdvarurealiseringen baseras på en radix-32-kärna som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar” (passes), se Figur 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhållandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: sNR=22'°'“'1 där b = antal bit, och v = ll (antal effektiva radix-2 ”förvandlingar”). Lösningen för b ger 17 bit upplösning (baserat på ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.

VCXO n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen måste vara mycket stabil och faslást för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler. (phase locked) till NU-referensklockan För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.

Dämpningsnivån är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för ”framflyttning av (timing advance) synkronisering" genom systemcontrollern.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance” och dämpningsnivån, måste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, Un 20 25 30 506 636 31 speciellt när bärvågor moduleras med stora konstellationer.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger på korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen.

På NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. På NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage Controlled Crystal Oscillator) som är låst i fas till oscillatorn på NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbärvåg, efter en lásningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet på sam lin sklocks nkroniserin en.

P 9 Beroende på den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför 506 656 Un 32 kommer dessa toppar att ha ett känt synkroniseringsförhållande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.

Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna.

Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa tvâ signaler används som indata till en ”feed-back controller” som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inlåsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de tvâ signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning pá en ramlängd. Utdatan på fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan frán integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign). Denna hàrdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden. 10 20 30 506 636 33 Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen_ Beroende på den reducerade dataordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) passerar genom en fördröjning med N = 1024, dvs en ram, och till en konjugator. Utdatan från fördröjningen och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) medelvärdesbildaren, vilken Z(k) signal W(k) som går till en ackumulator som ger en utsignal C(k). som går till en medelvärdesbildare. Utdatan från Z(k) gär till en subtraherare fràn fördröjd med L = 128 subtraheras. Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. Utsignalen kan uttryckas som Mm Z(k) = Y(k-iM) ' O H ll där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.

För az: göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken på korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator. 506 656 10 20 30 34 Registerinnehållet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gång ett värde större än registerinnehållet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). När ett helt signalintervall har passerat, kommer detta andra register att innehålla ett index till det max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett tredje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (1#) divideras med två (med användning av skiftning) shift). (using Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Återkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med sedan användas som en pekare (pointer) hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvågen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvàgor. Detta beror på den inneboende ortogonaliteten mellan bärvågorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. Detta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, sä argumentet är -v- inte direkt tillgängligt. i återkopplingsslingan är det nödvändigt att upptäcka (detect) mycket små 20 h) \Jl 506 636 35 argumentavvikelser. Därför måste upplösningen på argumentet vara hög. Återkopplingscontrollern kommer att få pilotbärvägsargumentet att konvergera mot noll. En approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet område omkring noll, är då tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som är ”monotonic" i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: A=M.KHC}-(1-sgn¶{C}).K. ¶{C}.sgn.3{CH där C är den komplexa pilotbärvàgsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).

Kanalen inför fasskift pá pilotbärvàgen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.

För att eliminera detta problem gär pilotbärvàgsestimatorn också genom utjämnaren för frekvensplanet (frequency domain equalizer). Utjämningsparametern för denna bärvàg sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.

Valet av pilotbärvàg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvàgor som pilot kan också tillhandahållas. Återkopplingsslingan har i verkligheten två ”controllers”, var och en med sin egen insignal.De tvà controllerutgángarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating). 506 656 10 25 30 36 Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvågen i frekvensplanet som härleds från utjämnaren (equalizer) förs till en pilotargumentestimator, vars utdata förs till ”återkopplingscontrollers” som också tar emot utdata från toppestimatorn. Utdatan från ”àterkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberäknas utjämningsparametern för pilotbärvågen och sättes (av SC:n}. Detta görs endast en gång, och ytterligare uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista utvärde så att VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.

Sålunda tillhandahåller synkroniseringstekniken i den föreliggande uppfinningen en faslåsningsslinga, för att återta (recover) samplingsklockan, med en mycket liten bandbredd. Denna producerar en samplingsklocka med en noggrann fas, dvs noggrant inriktad med (aligned with) samplingsklockan i sändaren. Eftersom låsningsområdet är mycket smalt, krävs en speciell inlåsningssekvens (lock-in sequence).

Som framgår av den föregående beskrivningen àtertas en ramtidsavvikelsesignal från tidsdomändataströmmen med användning av en korreleringsmetod. Denna signal används UI 10 25 30 506 636 37 för att faslàsa en oscillator som genererar mottagarsamplingsklockan. Medelvärdet för den sålunda genererade klockfrekvensen kommer att sammanfalla med sändarsamplingsklockfrekvensen. Tyvärr kommer fasskillnaden mellan sändarsamplingsklockan och mottagarsamplingsklockan att ha en alltför stor varians.

En andra äterkopplingsslinga som använder en värdeberäkning (estimate) av pilotbärvàgsargumentet används därför. Oscillatorstyrsignalen är, som framgår av Figur 15, summan av áterkopplingsstyranordningens tvâ utdata (outputs). Pilotbärvàgsargumentet värdeberäknas kontinuerligt, men används inte i den första delen av synkroniseringssekvensen_ Synkroniseringssekvensen omfattar tre steg, nämligen: 1. Ramsynkroniseringsavvikelsesignalen används för att rikta in mottagarramsynkroniseringen genom att styra mottagarsamplingsklockan sä att mottagna ramar samplas korrekt, dvs i enlighet med den sända ramstrukturen. 2. Pilotbârvàgsargumentet används som en utjämningsparameter för denna bärvág för att kompensera för kanalinducerade effekter. Båda dessa àterkopplingsslingor används sedan parallellt under en kort ”etableringsperiod” (settling-down period). 3. Det sista utgàngsvärdet frán ramsynkroniserings- avvikelseslingan bibehàlles som del av oscillatorstyrningen. Ãterkopplingsslingan för pilotbärvàgsargumentet är då den enda återstående variabla parametern som används för att styra mottagarsamplingsklockfasen_ 506 636 38 Ramsynkroniseringsavvikelsen övervakas separat för möjliga stora värden. Om stora värden av ramsynkroniseringsavvikelse upptäcks, resynkroniseras' systemet.

Den föreliggande uppfinningen kännetecknas sålunda av: - en kombination av tvà synkroniseringstekniker för att återta ramsynkronisering, som tillägg till 10 fininställning av en mottagares samplingsklocka; - en speciell sekvens av synkroniseringsopera- tioner, enligt vad som framställts ovan; och n - en utjämningsoperation utförd på pilotbärvàgen för att placera nollgenomgángar för argumentet (zero argument crossings) vid rätt sampelintervall.

Pilotbärvägen används också för överföringen av 20 synkroniseringsinformation för bassynkroniseringsintervallet (BSI = Base Synchronization Interval). Bärvâgsargumentet antas normalt vara konstant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras på bärvågen med användning av faserna 0 och n och lämnande bärvägen pà fas O under 5 resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel ( pilotbärvägsargumentvärdeberäkningen försumbar. En korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI. 30 ”System Controllern” (SC) mäste ha läsaccess, för upptäckt av synkroniseringslåsning och av övervakningsskäl, till register som håller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen_ Un 20 25 30 506 636 39 För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvàgen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvàgen och skriva till utjämningsparameterminnet_ Ett kompensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och mäste vara skrivbart fràn SC:n. Detta används pà NT-sidan.

De detekterade BSI-hândelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).

Alternativt kan pilotbärvàgen àterhämtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslåsning av en samplingsklockoscillator_ Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvàgsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvàgorna, beroende pä ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.

Ramlängden och längden på de cykliska prefixen år fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en àterkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet pà ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är viktigt att VCXO:n har mycket låg fasstörning, eftersom áterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.

Ett diskret multitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler pá N bärvàgor (här använder vi N=l024 bärvàgor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av ”Inverse 506 636 10 20 40 (IFFT).

N st bärvàgorna av en FFT.

Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de I modemet, som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av (radix) 16, 32 ”kärnor” (cores), i olika faser. Denna process visas samma enhet, med användning av samma bas eller schematiskt i Figur 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder på 2048 reella, eller 1024 komplexa värden. För varje ram utför denna enhet en FFT, IFFT, skalning, omskalning (descaling), samt addering av cykliskt prefix.

FFT:n och IFFT n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar med ett minimum på 16 bit aritmetik.

För nätterminalsidan, (NT), finns det ett krav på synkronisering mellan ingàngsramstarten och IFFT- utgàngsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bârvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad ”timing advance".

En skalning (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingångsvärdena från symbolmappern (SM). Koefficienterna är på 16 bit vardera.

Koefficientminnet består av två banker av samma (l6XlO24 bit).

Omkoppling (switching) möjliggörs genom storlek Den ena banken används medan den andra uppdateras. ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.

Efter FFT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit. 20 k) UI 506 636 41 En exponent (som resulterar i en "post shift”) på 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.

Koefficientminnet består av två banker av samma ((l6+4)Xl024 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- storlek Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI.

Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvàg som en separat kanal.

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.

Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix på 128 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, 0,l,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den och de FIFO:n som har gränssnitt mot Tl-chips har en storlek pà 448 ord (32 bit). analoga sidan har en storlek pà 384 ord (16 bit) En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform” (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL transformation" standardiseringskommittë som avslog den. 506 636 10 20 25 30 42 Den precision som behövs i denna teknik beror pà det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av de analoga komponenterna (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero på klockhastighetsdifferenser och den mängd "timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar.

Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad” (decision directed) metod, eftersom alla dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens pà kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet.

Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för I ett visst skede av denna process är utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas på samma sätt som den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren kcnvergerar mot en modell av den "omvända" (inverse) kanalen. Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för_u:jämningsparametrar, EQ. Den 506 636 43 resulterande signalen, U, går sedan till en detektor (kvantiserare) vars utdata är Y. Y går sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också till en ingång (input) pà uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W.

En adaptiv algoritm för värdeberäkning av (EQ), och den kvantiserade datan (Y) utjämningsparametrarna datan (U) som använder den utjämnade som indata, beskrivs genom följande ekvation: som = Bok + ” .EQwUkÉ (Yk- Uk) |U1<|2 där u är en positiv konstant (p << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar pà insignalerna.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är ekvationen undvikas. Uttrycket p/IUKP dock möjligt att kvantisera detta uttryck på ett logaritmiskt sätt som visas nedan: LL/ ltjklz 2 2-1==eger(z.1og2lUxl>+ in=eger<1og2u> Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av Uk som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) på utdata.

Eftersom uttrycket är en heltalspotens av två, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en ”barrel shifter” 506 636 UI 20 30 44 Interferensvariansen på var och en av bärvågorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna från ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvågorna, uppfylles detta villkor.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: Wlvkl = .Wk+8. [Yk_Uk'2 Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern s är en liten, positiv konstant (S << 1) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja s bland heltalspotenser av två kommer att vara tillräckligt.

Om ett värde på 6 väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensnivån.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.

”System Controllern” måste ha både läs- och skriv- access till det minne som håller utjämningsparametrarna.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden. 20 30 506 636 45 Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern.

Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik uppstartsekvens, både för kanal- och interferensvärdeberäkningen. Under normal exekvering är den beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavägen.

Varje ändring av skalning i sändaren måste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav på speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i mottagaren. (encoder) mappar ett antal bitar till Symbolmappern ett komplext tal (I, Q) som indirekt bestämmer fasen och amplituden hos en bärvàg. Mappningen av alla värden av en viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet på de bitar som sänds på bärvågen. Det antal bitar som sänds på en viss bärvàg bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.

Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som 506 636 UI 25 35 46 möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så låg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellation som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren.

För en given bärvåg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) från fyrkantrutnâtkonstellationen (square-grid constellation) baserad på b-bitarna (vb¿,v¿4, _|vLv¿). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vg1'v¿4'___,vLv2). Till exempel, för b=2 ”etiketteras” de fyra konstellationspunkterna 0, 1, 2, 3 motsvarande (vLv¿) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), respektive.

För jämna värden på b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkten (I, Q) från b-bitarna (vbl vb 2|___|vLv¿) enligt följande. Dela upp V i VI = (v¿¿I\%_L ”_ ,vl) och VQ = (vb2,vb4,_,__v0). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2Gra¶(VI) + 1, och Q=2Gray(VQ) + 1.

Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar på I och Q när b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT n normaliseras de genom att skiftas så att ”msb” av dessa tal blir ”msb” pâ utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).

För en given bärvàg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vb¿_ ,vLv2). vbQ,___ För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en 20 25 30 L.) Un 506 636 47 heltalsetikett vars binära representation är (vb¿,v¿4 'U lvllvz) .

Det antas att värdena på I och Q begränsas genom mättnad till området (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas ,i1,io) f och Q = (qisflln, ,q1,qo)/ Och kombineras sedan till V som V = (giH,gqß,giM,gqn,....J, värdena I = (ilíin, där de övre b-bitarna är gällande.

Det antal bitar varje bärvåg förmedlar beror på deras respektive signal/brusförhàllande (SNR).

Signal/brusförhállandet beräknas för varje bärvåg i mottagaren. Baserat på signal/brusförhàllandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvåg. Sålunda bestäms det antal bitar varje bärvåg skall överföra per sänd symbol.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadrature Amplitude Modulation” (QAM) pà varje bärvåg, med bitladdningsfaktorer varierande frän 0-12 bitar.

Antalet bitar som sänds pà varje bärvåg kan uttryckas genom: (l) SNRi ) ßi= bi+ log2(L)= logz (1 + r där I", SNR-gapet, beror pà modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende pà de extra bitar som behövs för kodning.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: [Qflpsm >]2 r = g - Vd + ymargin 3 (de) (2) IO 20 25 506 656 48 där Psär den önskade symbolfelfrekvensen,'m är "kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, Ymargin är systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (1) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet.

Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de Stödda faktorerna (O - 12 bit).

Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvåg. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (l) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: (Qi-Uf E, _ 2 mi (3) Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvågsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.

(FEXT) sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns Fjârröverhörningen kommer att variera avsevärt i en kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bärvág.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: sNRi=wi (4) 20 506 636 49 där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.

För varje bärvàg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2" - 1 möjliga faktorer.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg; - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.

Trösklarna beror pá L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. På ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3). 506 636 l0 20 30 50 - Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de två första stegen nödvändiga.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.

Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror på felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller två bit per bärvág. Sannolikheten för ett enstaka bitfel på en bärvåg är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror på det sätt på vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).

All kodning beror pá en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving”- blocken. ”simple dead reckoning” att vara tillräckligt, eftersom ett fel i dataflöde I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer (data flow slip) aldrig kan inträffa utan förlust av ramsynkronisering, eller felinställning vid bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, sysïemstart.

Un 20 30 506 636 51 Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.

"Interleaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn på djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet.

Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgrânser.

Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bitar (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett ”enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, måste de mest ”felbenägna" (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller några fä, av Reed-Solomon-symbolerna.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvágs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).

Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik.

Faltningskoden skall kombineras med interleaving.

Det är möjligt att använda en ”top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t.ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de återstående bitfelen. 506 636 !0 20 IQ Un 30 52 Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.

”System Controllern” är baserad på en ”micro controller", eller signalprocessor, beroende på kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: - hantering av "Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de två datavâgarna oberoende av varandra pà samma fysiska kopparkabel, (NU) nättermineringen (NT) pà användarsidan. Både sändaren Tx terminerande i nät(verks)enheten på nätsidan, och och mottagaren Rx styrs av System Controllern.

System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna_ Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, pà både sändar- och mottagarsidan.

IO 30 506 636 53 Beräkningarna görs och uppdateringen initieras på den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer pà systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.

System Controllern kan initiera omstart på olika nivåer; till exempel, gå tillbaka till ”idle mode", eller göra en fullständig uppstart.

Styrkanalen är en vald bärvåg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen på bärvågen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat på HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag sequence" och ”bit-stuffing". En 16-bitars "frame check sequence" garanterar att varje meddelande mottages korrekt.

”Flag-sequence", ”bit-stuffing” och ”frame check sequence" hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern.

Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende på storleken på buffrarna på mappnings- och detekteringschipset.

Protokoll på högre nivå kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23. 506 636 10 20 25 30 54 För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande på mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvågen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera ett specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24.

Denna BSI är hårdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändare: och mottagaren, genom ”base (BSI-U) se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt sync interval uplink" (BSI-D), samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall. och ”base sync interval downlink” SC:n vid NU:n, eller NT n, avbrott för både BSI-U och BSI-D. kommer att ta emot För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott_ Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.

Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvàg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid pá sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI:n ändras vektorn synkront på mottagar- och sändarsidan. 20 IJ Uu 30 506 636 55 Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används pà varje bärvàg, hanteras av två minnen för mottagning och tvâ minnen för sändning på mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bitars ord för varje bärvàg (1024x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.

Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan 0 och 12, där 0 anger en oanvänd bärvàg; 1-12 anger antalet bitar i konstellationen (t.ex. 2 för 4QAM, 4 för 16QAM, 10 för 1024 QAM).

Energivektorn häller information om hur bärvägorna skalas/omskalas på energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel. kommer också att användas Skalningsvektorn (scaling vector) som ett mönster (mask) för annullerade (cancelled) bärvägor.

Skalning av de olika bärvágorna på sändarsidan hanteras av ett minnesomräde på FFT-chipset. Minnet består av ett 16-bitars ord för varje bärvàg (1024 x 16). Dessa värden multipliceras med vektorn för varje bärvàg i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de två minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall.

Ett motsvarande minne (dubblerat) implementeras pà mottagarsidan för att omskala (rescale) bärvàgorna före symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext 506 636 UI 20 56 värde för varje bärvàg (32 bitar/bärvàg), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet O används för bärvågsannullering.

Utjämningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren.

Beroende pá bärvågens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvàg - denna bärvàg sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är "sändarskalad” och ”mottagaromskalad”; - annullerad bärvàg - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvàg; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.

I bärvágsmode 1 (CMl) arbetar systemet normalt.

Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.

I bärvågsmode 2 (CM2) sättes energiskalnings- /omskalningsvärdet till O för att urståndsätta (disable) all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvågen är satt ur LJ: 10 20 IJ UI 30 506 636 57 stånd. För denna bärvåg kan ingen kanalvärdeberäkning göras.

I bärvàgsmode 3 (CM3) har mottagaren beräknat en nolla för bitladdningsfaktorn. På sändarsidan betyder detta att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvågsvärdet från synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.

Bärvågsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.

Basfunktionaliteten för ”startup”-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), kommer nu att behandlas.

Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up” är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivån för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.

De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. l. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram håller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvåg och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att låta moduleringsmönstret beskrivas genom en ”random sequence” hålles korskorreleringen inom ramen låg, så att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 10 h) KJ! 58 2. Dataram 1, (DF1), förmedlar ”random data” på alla bärvàgor, utom på fyra fördefinierade bärvàgor som sänder styrkanalen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up” när CCH-bärvágen är obestämd och möjliggör för mottagaren att välja den minst störda bärvàgen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) förmedlar "random data” på alla bärvàgor utom en, som bär styrkanalen (CCH). Den används när CCH-bärvágen har bestämts, och bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta.

(DF3) bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 förmedlar data och använder En bärvàg är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge (idle mode), kallad start-up-sekvens (SUS= Start-Up Sequence).

SUS kan sammansättas genom att använda de olika .a dataramarna, DFl och DF2, som följaktligen kallas SUSl och SUS2. I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för kanalvärdeberäkning.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar från användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".

Mottagaren försöker, på vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelerin körs enom en tröskelfunktion som er 9 20 IQ UI 30 506 636 59 mottagaren en distinkt indikation på när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up”-signal.

”Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas på NU-sidan, går systemet direkt till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) som beskrivs nedan.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out” om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.

Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en "wake-up"-signal i form av en SUSI. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.

När ”wake-up”~tillstándet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake-up”-signal, eller nätet initierar uppsättningen.

Det första steget i uppsâttningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUSl- mönstret. NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance” (TA)-inställning, med TA = 0, pà CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.

Piloten sänds kontinuerligt.

NT-mottagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan átertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten på synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av 506 636 10 30 60 denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvágorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvàg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = O för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) på CCH-bärvágen för varje mottaget TA-valmeddelande, repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloten med BSI/2 från den inkommande piloten, så att SC-laddningen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen.

Sålunda börjar steg 1 av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUSl och ett TA-meddelande med TA = 0 i periodiska intervall. Vid mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - återhämta BSI:n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; - välja en CCH; och - avkoda TA-valmeddelandet.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack ), SUSl, ett TA =O -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelering.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett ”timing advance”-värde (TA). värdet.

CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- 2 IQ KJ! O 506 636 61 När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande.

I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende pá att och enheten Efter det att ramklockan har återhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, behöver återkorrelera. detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsättningssekvensen.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA:t, säg X, SUSl, som respons till SUSl och TA = sänds från sändarterminalen. tillsammans med en O-meddelandet som Terminalenheten, NT: - ar emot det nya TA-meddelandet; - korrigerar den utgående ramklockan; och - sänder ett kvitto SUSl och TA = X.

Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; 506 636 62 - väljer en CCH; och - avkodar meddelandet.

Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH-valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvågen och sänder ett CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.).

På NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUSl och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n på den valda bärvàgen.

CCH-bärvàgen i upplänk har nu konfigurerats. För nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta på en kvittering; och - avsluta CCH-meddelandet.

Terminalenheten: tar emot CCH-valet för upplänken; terminerar SUSI; startar SUS2; och kvi:terar varje CCH-val.

U: 10 20 h) UI 506 636 63 Nätenheten: - tar emot CCH-valet för nedlänken; - terminerar SUSl; - startar SUS2; och - kvitterar varje CCH-val.

Terminalenheten: - sänder den valda CCH:n för nedlänken; - väntar pà en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.

När dessa steg har tagits har modemet nätt viloläge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS-sändning påbörjas.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende pà den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning. Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skàp i vilket accessnoden är placerad.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt l-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt 1-ramen finns, bortsett från ramhuvudet och 506 656 64 nyttolasten, ett antal informationsfâlt för hanterings- och styrinformation. Dessa hanterings- och styrfält inkluderar olika larmindikatorer, sàsom SDH-larm, t. ex. AIS- (giltig endast om SDH tas hela vågen till kundutrymmena) mätningar 5 av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar på om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög temperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester på modemet, för drift 10 och underhàllsändamàl. 506 636 65 TABELL l Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende pà duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithas:ighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvág - uppströms O-4096 QAM - nedströms 0-4096 QAM Antal bärvàgor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvàg 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvág) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz 506 636 66 Bitfelsfrekvens 104 Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd 1 bärvâg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz il0ppm Ram clk 20 MHz/(2048+1l2) = 9,19 kHz 506 636 67 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Bitladdning Ja, O, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s 506 656 TABELL 3 68 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO i25 ppm, lOppm/V känslighet - DAC 18 bit, omrâde O-5 V - upplösning 1/100 av en sample 506 636 69 TABELL 4 Bärvågsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CM1 Data 2 - 12 Ja Ja cM2 Nej o Nej o CM3 Synk-info O Ja, synk Ja, låg

Claims (26)

506 636 W N 70 PATENTKRAV

1. En mottagare för användning i ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvågor, i vilken en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom faslåsning av nämnda mottagarsamplingsklocka till en pilotbärvág, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare inkluderar: - en första àterkopplingsslinga anordnad att rikta in nämnda mottagares ramsynkronisering genom användning av en ramsynkroniseringavvikelsesignal för att styra en oscillatoranordning anordnad att producera nämnda mottagarsamplingsklocka; och - en andra återkopplingsslinga anordnad att kompensera för kanaleffekter genom användning av en signal som representerar en argumentvärdeberäkning av nämnda pilotbärvàg för att styra nämnda oscillatoranordning.

2. En mottagare enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda oscillatoranordning är en VCXO.

3. En mottagare enligt antingen patentkrav 1, eller patentkrav 2, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibârvágstransmissionssystem är ett DMT- transmissionssystem.

4. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibárvágstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system.

5. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, 10 20 25 30 506 636 71 k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare inkluderar korrelationsanordning ansluten till en topplägesestimatoranordning anordnad att producera nämnda ramtidsynkroniseringsavvikelsesignal.

6. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare inkluderar anordning för pilotargumentvärdeberäkning anordnad att producera nämnda signal som representerar nämnda pilotargumentvärdeberäkning_

7. En mottagare enligt patentkrav 6, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda anordning för värdeberäkning av toppläge och nämnda anordning för värdeberäkning av pilotargument var och en ansluts till áterkopplingsstyranordning som ansluts, via en D/A, till nämnda oscillatoranordning.

8. En mottagare enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda anordning för äterkopplingsstyrning omfattar tvâ återkopplingsstyranordningar vilkas utdata summeras för att producera en styrsignal för nämnda oscillatoranordning.

9. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda signal som representerar nämnda pilotargumentvärdeberäkning fungerar som en utjämningsparameter och åstadkommer att nämnda oscillatoranordning justeras pá ett sätt som kompenserar för kanaleffekter.

10. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare arbetar enligt en synkroniseringsprocess som har följande beståndsdelar; 506 656 10 25 30 72 - raminriktning (frame alignment) genom justering av nämnda oscillatoranordning som svar på en ramsynkroniseringsavvikelse- signal; - utjämning genom justering av nämnda oscillator- anordning som svar pà nämnda signal som repre- senterar nämnda pilotbärvàgsargument; och - först efter det att en ”etableringsperiod” har gått till ända, justering av nämnda oscillatoranordning som svar på nämnda signal som representerar nämnda pilotbärvàgsargumentvärdeberäkning.

11. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda signal som representerar nämnda pilotbärvàgsargumentvärdeberäkning används för att utjämna tidsvariationer i kanalkarakteristik för en kanal över vilken nämnda pilotbärvág sänds.

12. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att övervakningsanordning tillhandahàlles för att övervaka ramsynkroniseringsavvikelser och för att initiera resynkronisering om nämnda ramsynkroniseringsavvikelser överstiger ett stort förutbestämt värde.

13. En transceiver, inkluderande en sändare och en mottagare, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare är en mottagare enligt något av föregående patentkrav.

14. Ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvàgor, i vilket en mottagarsamplingsklocka fasläses till en pilotbärvàg, k ä n n e t e c k n a t av 10 25 30 35 506 636 73 att nämnda multibärvágstransmissionssystem inkluderar tvâ transceivrar enligt patentkrav 13.

15. I ett multibärvàgstransmissionssystem, i vilket en sändare och en mottagare är synkroniserade med hjälp av en pilotbärvàg sänd av nämnda sändare till nämnda mottagare, en metod att återhämta, vid nämnda mottagare, nämnda sändares samplingsklocka från nämnda pilotsignal och synkronisera nämnda sändare med nämnda mottagare, kännetecknad av stegen: att hämta en ramsynkroniseringsavvikelsesignal; - att använda nämnda ramsynkroniseringsavvikelse- signal för att rikta in en mottagen ramstruktur med en sänd ramstruktur; och - hämta en várdeberäkning av nämnda pilotbärvàgs- argument och använda den som en utjämnings- parameter för att kompensera för kanalinfluens.

16. En transceiver, ett multibärvâgstransmissionssystem, eller en metod enligt något av patentkraven 13 till 15, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem är ett DMT-system.

17. En transceiver, ett multibärvágstransmissionssystem, eller en metod enligt patentkrav 16, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system.

18. I ett multibärvágstransmissionssystem som använder ortogonala bärvàgor, i vilket en mottagarsamplingsklocka synkroniseras med en sändarsamplingsklocka genom faslàsning av nämnda mottagarsamplingsklocka till en pilotbärvàg som ßw-vufi. 506 636 74 sänds av nämnda sändare, en metod att synkronisera nämnda mottagares samplingsklocka till nämnda sändarsamplingsklocka, k ä n n e t e c k n a d av stegen att: Un - rikta in nämnda mottagares ramsynkronisering genom att använda en ramsynkroniseringsavvikelse- signal för att styra nämnda mottagares samplings- klocka; och - kompensera för kanaleffekter genom att använda en signal som representerar en argumentvärdeberäkning av nämnda pilotbärvàg för att styra nämnda mottagares samplingsklocka.

19. En metod enligt patentkrav 18, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvágstransmissionssystem är ett DMT- transmissionssystem.

20. 20. En metod enligt antingen patentkrav 18, eller 19, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system. 25

21. En metod enligt något av patentkraven 18 till 20, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda ramsynkroniseringsavvikelsesignal erhålles, genom korrelering, från en ström av mottagna tidsdomändata. 30

22. En metod enligt något av patentkraven 18 till 21, b: UI k ä n n e t e c k n a d av att nämnda ramsynkroniseringsavvikelsesignal adderas till nämnda signal som representerar en argumentvärdeberäkning av nämnda pilotbärvàg att producera en mottagarsamplingsklocksstyrsignal_ UI 506 636 75

23. En metod enligt något av patentkraven 18 till 22, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda signal som representerar nämnda pilotargumentvärdeberäkning fungerar som en utjämningsparameter och åstadkommer att nämnda oscillatoranordning justeras på ett sätt som kompenserar för kanaleffekter.

24. En metod enligt något av patentkraven 18 till 23, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda metod inkluderar följande beståndsdelar: - raminriktning, mellan nämnda mottagare och nämnda sändare, genom justering av nämnda mottagares samplingsklocka som svar på en ratsynkroniseringsavvikelsesignal. - utjämning av en kanal över vilken nämnda pilotsignal sänds genom justering av nämnda mottagares samplingsklocka som svar på nämnda signal som representerar nämnda pilotbärvàgs- argument; och - först efter det att en ”etableringsperiod” gått till ända, justering av nämnda mottagares samplingsklocka som svar på nämnda signal som representerar nämnda pilotbärvàgsargument.

25. En metod enligt något av patentkraven 18 till 24, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda signal som representerar nämnda pilotbärvàgsargumentvärdeberäkning används för att utjämna för tidsvariationer i kanalkarakteristik i en kanal över vilken nämnda pilotbärvàg sänds.

26. En metod enligt något av patentkraven 18 till 25, 506 636 76 k ä n n e t e c k n a d av att nämnda ramsynkroniseringsavvikelser övervakas och att initiering av en resynkronisering sker om nämnda A ramsynkroniseringsavvikelser överstiger ett stort 5 förutbestämt värde.