SE506637C2 - Förbättringar av, eller med avseende på, multibärvågssystem - Google Patents

Description

506 657 30 datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras.

VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL: - CAP ; av QAM med undertryckt bärvåg, för passiva NT- "Bärvågslös” (carrierless) AM/PM, en version konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); - DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvågs- system som använder diskret Fourir-transfor- mering (Discrete Fourier Transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvågor, för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms multiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); - DWMT; Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone), ett multibärvågssystem som använder för ”Wavelet-omvandlingar” (Wawelet transforms) att skapa och demodulera individuella bärvågor; l0 25 30 506 637 DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthàllas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare (splitters). Normal användning skulle placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- specifikationen vänder emellertid på denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.

Moderna multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvågor med QAM-konstellationer av hög ordning för överföring av en mångfald (multiple) av bitar per bärvåg och symbol, ställer stora krav på synkroniseringen av mottagaren med sändaren. Den maximalt tillåtna avvikelsen från exakt synkronisering är vanligtvis en liten bråkdel av ett samplingsintervall. En reserverad bärvåg, pilotbärvägen, som ges en definierad fas, används vanligen som referens för att uppnå denna höga exakthet. Mottagarens till pilotbärvàgen. Det är därför nödvändigt att värdeberäkna samplingsklockoscillator låses i fas (phase-locked) 506 637 UI 10 25 30 35 fasen för pilotbärvågen. Användning av ett bandpassfilter för att återta (recover) pilotbärvàgen, oavsett ramstrukturen hos DMT-signalen, eliminerar inte påverkan från de angränsande bärvågorna på pilotbärvågen.

Ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla, i ett multibärvågstransmissionssystem, en metod att värdeberäkna (estimate) fasen hos en pilotbärvàg som utnyttjar bärvâgornas ortogonalitet för att undvika påverkan från angränsande bärvágor på pilotbärvågen.

Ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla, för användning i ett multibärvàgstransmissionssystem, en mottagare anordnad att värdeberäkna fasen hos en mottagen pilotbärvàg genom att utnyttja bärvâgornas ortogonalitet för att undvika påverkan från angränsande bärvágor på pilotbärvågen.

Ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla, multibärvågstransmissionssystem, en transceiver anordnad för användning i ett att värdeberäkna fasen hos en mottagen pilotbärvàg genom att utnyttja bärvâgornas ortogonalitet för att undvika påverkan från angränsande bärvágor på pilotbärvågen.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahàlles en mottagare för användning i ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvágor med QAM-konstellationer av hög ordning, i vilken en mottagarsamplingsklocka faslåses till en pilotbärvàg, kännetecknad av att nämnda mottagare inkluderar: - valanordning anordnad att välja en ram från en ström av mottagen tidsdomändata; 25 30 506 657 - en en-frekvens DFT-anordning som utför en en- frekvens DFT på nämnda valda ram, för att producera ett komplext tal som representerar nämnda pilotbärvág, vars argument är pilotbârvàgens fas, och - en processoranordning för att hämta nämnda argument från nämnda komplexa tal.

Nämnda multibärvàgstransmissionssystem kan vara ett DMTÉsystem.

Nämnda processoranordning kan vara anordnad att hämta nämnda argument från nämnda komplexa tal genom en omvänd (inverse) tangentoperation.

Nämnda mottagare kan inkludera korrelationsanordning anordnad att hämta en ramstartsignal från nämnda ström av tidsdomändata.

Nämnda valanordning kan anordnas att använda nämnda ramstartsignal för att välja en ram från strömmen av mottagen tidsdomändata.

Nämnda en-frekvens DFT-anordning kan vara en FFT- processor.

Alternativt kan nämnda en-frekvens DFT-anordning omfatta en komplex multiplikator (complex multiplier) som har: - som första input en ström av ”digitized input samples”; - som andra input en output från en komplex expo- nentialtabellanordning; och 506 657 - en output ansluten till en komplex ackumulator (complex accumulator); där en output från nämnda komplexa ackumulator är nämnda pilotbärvágskomponenter.

Un Nämnda komplexa exponentialtabellanordning och nämnda komplexa ackumulator kan styras av signaler som hämtas från anordning för ramsynkroniseringslogik.

Nämnda multibärvàgstransmissionssystem kan vara ett multitonbaserat (multi-tone based) VDSL-system.

Enligt en andra aspekt av den föreliggande 15 uppfinningen tillhandahàlles en transceiver som inkluderar en sändare och en mottagare kånnetecknad av att nämnda mottagare är en mottagare såsom skildrats ovan.

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande 20 uppfinningen tillhandahållas ett multibärvágstransmissionssystem som använder ortogonala bärvágor med QAM-konstellationer av hög ordning, i vilket en mottagarsamplingsklocka faslàses till en pilotbärvág, kännetecknat av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem 25 inkluderar två transceivrar såsom skildrats i det föregående stycket.

Enligt en fjärde aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles, i ett 30 multibärvägstransmissionssystem som har en sändare och en mottagare och i vilket nämnda sändare sänder en pilotbärvåg till nämnda mottagare, en metod att värdeberäkna nämnda pilotbärvågs fas, kännetecknad av att en signalprocessoperation utförs på delar av en dataström, i hl V: vilken bärvágor är ortogonala, för att minimera de effekter som orsakas av angränsande (neighbouring) bärvágor.

LI! Lu Un Sflé 637 Enligt en femte aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahàlles, i ett multibärvàgstransmissionssystem som använder ortogonala bärvágor med QAM-konstellationer av hög ordning, och i vilket en pilotbärvág sänds av en första sändare till en första mottagare, en metod att faslâsa nämnda första mottagares samplingsklocka till nämnda pilotbärvág, kännetecknad av att: - en ram väljes från en ström av mottagna tidsdomändata; - en en-frekvens DFT utförs på nämnda valda ram för att producera ett komplext tal som representerar nämnda pilotbärvág, vars argument är pilotbärvàgens fas; och - nämnda argument härleds från nämnda komplexa tal.

Nämnda argument kan hämtas frán nämnda komplexa tal genom en omvänd (inverse) tangentoperation.

En ramstartsignal kan hämtas från nämnda ström av tidsdomändata genom en korrelationsprocess.

Nämnda ramstartsignal kan användas för att välja en ram från strömmen av mottagna tidsdomândata.

Nämnda en-frekvens DFT kan utföras med hjälp av en FFT-processor.

Aternativt kan nämnda en-frekvens DFT inkludera stegen att: 506 637 U! 20 30 - multiplicera en ström av ”digitized input samples” med värden hämtade från en tabell med komplexa exponentialvärden; och - behandla resultaten av nâmndamultiplikation i en komplex ackumulator; för att ge nämnda pilotbärvàgskomponenter.

Nämnda multibärvágstransmissionssystem kan vara ett multitonbaserat VDSL-system.

Utförandeformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas, med hjälp av exempel, med hänvisningar till de medföljande figurerna, där: Figur l visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.

Figur a visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvågssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvågssystem som här beskrivs.

Un 20 25 506 637 Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhàllandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvàgssystem som här beskrivs.

Figur 10 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 11 visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.

Figur 14 visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvâgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix. 506 Un 20 25 30 637 10 Figur 18 visar, i schematisk form, ett ”beslutsinriktat" (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbârvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.

Figur 20 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbârvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt på vilket två av de multitonbärvágssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvàgstransmissionssystem.

Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 24 visar BSI-längd.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 25 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvágssystem som visas i Figur 4. 10 20 25 30 506 637 ll Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up”- signalering för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbârvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nâtöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation.

Figur 33 visar ett blockschema på en pilotfasvärdeberäknare (pilot phase estimator).

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.

ADC: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) AIS: ”Alarm In Signal” ASIC: Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) BPSK: Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) BSI: Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI-D: BSI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) BSI-U: BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) CCH: Styrkanal (Control channe l) 506 637 15 20 25 30 CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DFl: DF2: DF3: DMT: DWMT: EMC: FEC: FEXT: FFT: FTTN: Gl MUSIC: 12 Bärvågstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärvág (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Bärvágstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urstàndsatt bärvág (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvàgstyp (mode) 3, bärvág ordnad för nollbitsladdningf (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cykliskt prefix (Cyclic Prefix) Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) ”Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) 20 30 G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: SC: 506 637 13 (Generation one, prototype system VMB-based) Tre + tvà, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Två chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir"-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Lágpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) Konventionell, ”gammal” telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) ”Quadrature Amplitude Modulation” Systemstyrenhet (System Controller) 506 637 20 25 30 14 SDH: Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) SF: Synkroniseringsram (Synch Frame) SNR: Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) STB: Set Top Box SUS: Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SUS1: SF och DFl ramsekvens (SF and DF1 frame sequence) SUS2: SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) TA: ”Time Advance” TDMA: Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) UTP Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) VCXO: Spänningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) VDSL: Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvågssystem för det installerade kopparnätet). MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation pâ kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.

(SE 9603190-1) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-0, SE MUSIC-systemet som beskrivs i denna 10 20 25 30 506 637 15 9603196-8, SE 9603197-6 och SE 9603198-4, kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, erbjuder en som ger 26:2 eller l3:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel ( lokala telefoninät.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden (Fibre To The Node = FTTN), betjänar många användare, fram till ett kopplingsskåp i som använder optisk fiber, som var och en närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg bithastighet (2 Mbit/s) uppströms, från abonnenten.

Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia-applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.

I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds två bestämda bithastigheter (l3:2 och 26:2 Mbit/s), där den lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.

För nätverkstermineringen (NT) består anslutningen såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av av ett set av standardiserade gränssnitt, (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som filtreras ut passivt, så att den år oberoende av 506 657 20 25 30 16 modemstatus. Nätverksenheten (NU) terminerar i det fasta nätet.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvågs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvágor. Detta visas F som visar två transceivrar vilka var och en har RX, tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de tvâ transceivrarna i igur 2, en mottagare, och en sändare, Tx, ansluten till ett med användning av en mångfald (plurality) av bärvágor, av vilka en del kanske in:e används, t.ex. när kanalkvalitén är extremt dålig. Antalet bitar som överförs av var och en av bärvàgorna kan också variera, beroende på kanalkvalité.

En multibärvágsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad parkabel på ett effektivt sätt. I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden pá 10 MHz upp pà 1024 bärvágor med en bredd på vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringseffekten för de individuella bärvàgorna beror på störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och ett av banden. Varje bärvàg förmedlar multinivàpulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAM). signal/brusförhàllande (SNR) beräknas pà mottagarsidan. Om Den individuella bärvâgens en bärvàg har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit pà denna bärvåg. För bärvágor med lägre SNR-värden placeras färre bitar på bärvágen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid l0 20 25 506 637 17 mottagning (forward error correction) och datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Två bestämda nedströmshastigheter (26/13 Mbit/s) stöds av systemet; den valda hastigheten beror på den aktuella kabellängden (<130O m) och/eller kvalitén pá kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s. Olika frekvensband kan användas i MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från uppströmskanalen och båda från POTS, se Figur 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.

TDMA och/eller en metod där varannan bärvåg dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hárdvarublocken är ADC och DAC, transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, synkronisering, fourir symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfoliering (interleaving), nätgränssnitt och systemövervakare.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiellai funktionsblock, nämligen: - den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI. 506 657 Lll 20 25 30 18 Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. På mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett lágpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En spänningsstyrd kristalloscillator, VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. På sändarsidan är hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett lágpassfilter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling unit), FFT, ansluten, som visas i Figur 4, till en synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfolierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt_ Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) ”fast Fourir” transformerings- och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.

Systemstyrningen (system control) âr ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, så som visas i Figur 4.

Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollnivà: till modemets skikt ett-funktionalitet.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- om så erfordras. ramar” (dummy frames) 20 25 30 19 Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation).

Symbolmappningsblocket tar emot ingångsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende på det aktuella bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta får systemet att skala uteffektsnivàn på varje bärvåg. IFFT-blocket utför sedan en reell 2048 punkters inverterad (inverse) FFT på ingångsdatan, som modulerar varje bärvàg. Som ett slutligt steg utförs en address ”wrap around” pà utgångsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).

Den modulerade signalen går till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) på 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan på 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balanserat gränssnitt mot kopparkabeln.

En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.

I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, från 0 till 4 kHz, från de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den lågnivåiga mottagningssignalen från 506 637 IO 20 30 20 den kombinerade högnivåiga sändningssignalen och den lågniváiga mottagningssignalen.

För att reducera Nyquisteffekter på signalen lågpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier).

PGA:n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC:n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO:n.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) och överförs till ”VCXO feed back (20 MHz). controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.

Därför används, efter làsningssekvensen, en dedicerad pilotbärvág för att uppnå en hög synkroniseringsprecision på samplingsklockan.

En BSI-signal extraheras också från pilotbärvågen.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.

En 2048 punkters verklig FFT utförs på ingångsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning 20 30 637 21 (rescaling), som baseras på energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.

Kanalvårdeberäkningen och -utjämningen utförs pá utmatningsdatan från FFT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberâkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bitar som skall sändas på var och en av bärvàgorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).

I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvàg enligt bitladdningsmallen (bit-loading mask).

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering” (de- interleaving) och ”felkorrigering vid mottagning” (FEC, Forward Error Correction) pà den detekterade bitströmmen.

Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns styrenheten för systemet (System Controller, SC). SC:n är en generell (general purpose) processor som har gränssnitt mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. I den version av MUSIC som beskrivs här, är styrenheten CPU programmerbar. En extern port tillhandahálles, genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board), för att underlätta programmering.

Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra bitladdnings- och energiladdningsberäkningar_ Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad (CCH). styrkanal Denna kanal överför data avseende 506 637 10 15 20 30 22 förändringar i bit/energi-laddning och annan systemsignalering.

För att erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändning, mäste de digitala delarna av systemet vara baserade på åtminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamäl.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras på ett tredje, respektive fjärde, chips.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell l till 3 bifogade härtill.

VDSL-system arbetar i spektrumet från O till 40 MHz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, som beskrivs här, de lägre 10 MHz, Ett antal traditionella band finns i detta spektrum, inklusive POTS och vissa se Figur 6. radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bârvågor över 10 MHz, har varje bärvàg en bandbredd på 9,77 kHz, där de två första bärvågorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvágen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.

Andra bârvågor (på radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning.

Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- och ISDN-systemen existera under (below) MUSIC- UI 20 25 30 506 637 23 frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvägor över 10 MHz ger varje bärvåg en bandbredd pá 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bärvágor. Beroende på kanalkarakteristiken mäste dessa fem bärvägor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*l0O=500 kbit/s bandbredd.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.

Resul:atet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda på en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen pä högre frekvenser den maximala bithastigheten.

För kablar pä omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en 1 km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen mäste kanske ocksâ uteslutas.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: - maximal varaktighet 250 ps - medianintervall 67 ms 506 637 15 20 25 30 24 - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen pà NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” pä mindre än 0,5 ns.

Samplingsklockan pä NT-sidan är fasläst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärvägen för att producera en finjustering av läsningen. Läsningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare. Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision pä 1/100 sampel, med ett ”phase jitter” på mindre än 0,5 ns.

Ramklockan är 1/(2048 + 128) av samplingsklockan och styr starten av mottagning och sändning av ramarna.

Ramklockan, som används både för sändning och mottagning, avviker i fas pä bäde NU- och NT-sidan.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Mottagningsramklockan pä NT-sidan erhålles från härdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

Ramklockan för sändning pä NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart pä 10 20 25 30 506 657 25 NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjnin (propagation delay) på kopparledaren. Detta måste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både på upplänken och nedlânken. Ramklockan för sändning på NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan fördröjs ett antal sampelklockcykler (TA) i förhållande till ramklockan för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvense: bestäms av hårdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

ESI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, på båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).

BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.

En kor: pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens på pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan. p Det cykliska prezixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den 506 637 10 20 25 30 26 verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast pà den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA= motsvarar 1280 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m). 128 samplingar = 6,4 ps utbredningsfördröjning. Detta Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till Tl- chipset och systemcontrollern för styrändamàl.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också är länkad till POTS. Pâ mottagningssidan av hybriden går den inkommande signalen via ett làgpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrän till Cl-chipset. På sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och går därifrån via ett lágpassfilter LP till hybridtransformatorn. En spânningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, är ansluten till Tl-chipsets synkroniseringsblock.

En OFDM-ram är en summa av sinusformade bärvågor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplanet (frequency domain) med ett minimum av separationsavstánd mellan bärvágor. Antagandet att symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra 10 20 25 30 ' n 'D \§\ Ö\ CN *J 27 till att skapa pulser med mycket höga toppnivåer.

Emellertid måste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsnivåer i DAC:n för att hantera genomsnittliga (average) signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivå i sändaren, finns det begränsningar på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara .

En kort kabel har lägre dämpning i det höga Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan frekvensområdet än en lång kabel, se Figur 9. opáverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stort dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade Linjen.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det område som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9.

Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalnivån vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.

Linjedelarenísplitter)/hybriden har två huvuduppgifter, nämligen att: 506 20 25 30 637 28 dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och förhindra den sända signalen från att uppträda vid mottagaren pà samma enhet genom balansering av kabeln.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan.

Avsikten med lågpassfiltret på ingångssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) på interferens ovanför det använda frekvensområdet.

Lågpassfiltret på utgàngssidan reducerar utsänd effekt på ”stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av uppdelnings-/hybridmodulen.

Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är "Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhållande på ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.

FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT:er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gång.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hàrdvarurealiseringen baseras på en radix-32-kärna se som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar" (passes), Figur 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhållandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: Zb-v-l SNR=2 10 20 25 30 506 637 29 där b = antal bit, och v = 11 (antal effektiva radix-2 ”förvandlingar”). Lösningen för b ger 17 bit upplösning (baserat på ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.

VCXO:n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen måste vara mycket stabil och faslàst (phase locked) till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler.

För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.

Dämpningsnivån är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för ”framflyttning av synkronisering" (timing advance) genom systemcontrollern.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance” och dämpningsniván, måste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvågor moduleras med stora konstellationer.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger på korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen.

På NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. På NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage Controlled Crystal Oscillator) oscillatorn pà NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av som är låst i fas till 506 637 15 20 25 30 ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbärvág, efter en läsningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet på samplingsklocksynkroniseringen.

Beroende pä den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlângden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelationsvârdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa toppar att ha ett känt synkroniseringsförhàllande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.

Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna.

Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa tvâ signaler används som indata till en ”feed-back controller" 20 25 30 506 637 31 som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inlásningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de tvâ signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning på en ramlängd. Utdatan pà fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan frán integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol (sign). Denna hárdvaruimplementering har en starkt reducerad komplexitet jämförd med användning av den fullständiga sampelordlängden.

Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen. Beroende på den reducerade dataordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) passerar genom en fördröjning med N = 1024, dvs en ram, och 506 637 UI 10 15 20 32 till en konjugator. Utdatan frán fördröjningen och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) som går till en medelvärdesbildare. Utdatan från medelvärdesbildaren, Z(k) går till en subtraherare från vilken Z(k) signal W(k) som går till en ackumulator som ger en utsignal C(k). fördröjd med L = 128 subtraheras. Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. Utsignalen kan uttryckas som - MQ Z(k) = Y(k-iM) ' 0 F ll där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken pà korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.

Registerinnehàllet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gång ett värde större än registerinnehållet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). När ett helt signalintervall har passerat, kommer detta andra register att innehålla ett index till det max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett tredje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (l#) divideras med två (med användning av skiftning) shift). (using 10 20 25 30 506 637 33 Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Återkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan sedan användas som en pekare (pointer) till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvâgen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvâgor. Detta beror på den inneboende ortogonaliteten mellan bärvágorna. För att uppnà en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. Detta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet är inte direkt tillgängligt. I áterkopplingsslingan är det nödvändigt att upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför måste upplösningen på argumentet vara hög. Återkopplingscontrollern kommer att få pilotbärvàgsargumentet att konvergera mot noll. En approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet omrâde omkring noll, är då tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som är ”monotonic” i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: A=M.[3{C}- (l-sgnílï{C}) .K. *Jï{C} .sgn.5{C}] 506 657 Un 10 20 25 30 34 där C är den komplexa pilotbärvågsvärdeberâkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).

Kanalen inför fasskift på pilotbärvågen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.

För att eliminera detta problem går pilotbärvàgsestimatorn också genom utjämnaren för frekvensplanet (frequency domain equalizer). Utjämningsparametern för denna bärvåg sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.

Valet av pilotbärvág kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvågor som pilot kan också tillhandahållas.

I en föredragen metod att värdeberäkna fasen hos pilotbärvågen förutsättes att ramstrukturen hos DMT- signalen är känd av mottagaren och en ramstartsignal till exempel, en korrelationsteknik. Ramstartsignalen används återtas (recovered) av mottagaren med användning av, för att välja en ram från strömmen av tidsdomändata. En en- frekvens diskret Fourier transformering utförs sedan på denna ram. Detta resulterar i ett komplext tal vars argument är pilotbârvågsfasen. Argumentet bestäms sedan genom beräkning med användning av, till exempel, en omvänd (inverse) tangentoperation.

DMT-mottagare år vanligen utrustade med en FFT- processor. Det komplexa talet som representerar pilotbärvàgen kommer därför att finnas tillgängligt vid processorutgàngen (output). Sålunda erfordras ingen extra hårdvara för värdeberäkningen av den komplexa representationen av pilotbärvågen vid användning av metoden i den föreliggande uppfinningen.

Un h) UI 30 506 637 35 Den föreliggande uppfinningen kännetecknas av användning av delar av dataströmmen där bärvàgorna är ortogonala, sålunda undvikande inverkan av andra bärvágor pá pilotbärvàgsfasvärdeberäkningen.

Om en FFT-processor ej finns tillgänglig för pilotfasvärdeberäkningen, kan en-frekvens DFT implementeras såsom visas i Figur 33.

"Digitized input samples” används som input till en komplex multiplikator (multiplier) där de multipliceras med värden hämtade från en komplex exponentialtabell.

Resultaten av multiplikationen förs sedan till en komplex ackumulator från vilken pilotbärvâgskomponenterna härleds.

Den komplexa ackumulatorn och den komplexa exponentialtabellfunktionen styrs av signaler härledda från ramsynkroniseringslogiken_ Återkopplingsslingan har i verkligheten tvâ ”controllers”, var och en med sin egen insignal.De två controllerutgàngarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda "controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating).

Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvágen i frekvensplanet som härleds från utjämnaren (equalizer) förs till en pilotargumentestimator, vars utdata förs till ”àterkopplingscontrollers" som också tar emot utdata från toppestimatorn. Utdatan från "återkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När 506 637 10 36 ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberâknas utjâmningsparametern för pilotbârvàgen och sättes (av SC:n). Detta görs endast en gång, och ytterligare uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista utvärde så att VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.

Pilotbärvågen används också för överföringen av synkroniseringsinformation för bassynkroniseringsintervallet (ESI = Base Synchronization Interval). Bärvàgsargumentet antas normalt vara konstant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras på bärvágen med användning av faserna O och n och lämnande bärvágen pá fas O under resten av ESI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel ( pilotbärvágsargumentvärdeberäkningen försumbar. En korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.

”System Controllern" (SC) måste ha läsaccess, för upptäckt av synkroniseringslásning och av övervakningsskäl, till register som håller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen.

För at: hantera den inledande utjämningen av pilotbärvàgen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvágen och skriva till utjämningsparameterminnet.

Ett kcmpensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och måste vara skrivbart från SC:n. Detta används pà NT-sidan.

W 30 506 637 37 De detekterade BSI-händelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).

Alternativt kan pilotbärvàgen áterhämtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslàsning av en samplingsklockoscillator. Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvägsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvágorna, beroende pà ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.

Ramlängden och längden pá de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en återkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet pà ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är viktigt att VCXO:n har mycket låg fasstörning, eftersom äterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.

Ett diskret multitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler på N bärvàgor (här använder vi N=lO24 bärvâgor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av ”Inverse (IFFT).

N st bärvágorna av en FFT.

Fast Fourier Transform" I mottagaren demoduleras de utförs FFT och IFFT av (radix) 16, I modemet, som beskrivs här, samma enhet, med användning av samma bas eller 32 ”kärnor” (cores), i olika faser. Denna process visas schematiskt i Figur 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder på 2048 reella, eller 1024 komplexa värden. För varje ram 506 637 10 20 30 38 utför denna enhet en FFT, IFFT, skalning, omskalning (descaling), samt addering av cykliskt prefix.

FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTS och arbetar med ett minimum pâ 16 bit aritmetik.

För nätterminalsidan, (NT), finns det ett krav på synkronisering mellan ingángsramstarten och IFFT- utgángsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, sä kallad ”timing advance”.

En skalning (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingàngsvärdena från symbolmappern (SM). Koefficienterna är på 16 bit vardera.

Koefficientminnet består av två banker av samma storlek (l6xL324 bit). Den ena banken används medan den andra uppdazeras. Omkoppling (switching) möjliggörs genom ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.

Efter FFT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit.

En exponent (som resulterar i en ”post shift”) pà 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.

Koefficientminnet består av tvâ banker av samma storlek ((16-4)xlO24 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI. 10 15 20 30 506 637 39 Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvàg som en separat kanal.

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.

Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix pá 128 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, O,l,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sida: har en storlek pà 384 ord (16 bit) och de FIFO:n som har gränssnitt mot T1-chips har en storlek på 448 ord (32 bit).

En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir transformation” är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform” (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommitté som avslog den.

Den precision som behövs i denna teknik beror på det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av de analoga komponenterna (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero på klockhastighetsdifferenser och den mängd ”timing advance" som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar. 506 657 10 40 Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad" (decision directed) metod, eftersom alla dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens på kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet.

Grundprincipen för ”beslutsinriktad" (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas pá samma sätt som den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” (inverse) kanalen. Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den resulterande signalen, U, går sedan till en detektor (kvantiserareä vars utdata är Y. Y går sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y gär också :ill en ingång (input) på uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W. 20 25 30 506 637 41 En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjâmnade datan (U) och den kvantiserade datan (Y) som indata, beskrivs genom följande ekvation: som = EQk + .EQrUkÉ (Yk- Uk) IUkI* där p är en positiv konstant (u << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar på insignalerna.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket p/|UkP har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck pà ett logaritmiskt sätt som visas nedan: }¿/ |[n<|2 z 2-in:eger<2.1°g2EukI)+ inneger<1og2p) Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av Uk som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) på utdata.

Eftersom uttrycket är en heltalspotens av två, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en "barrel shifter”.

Interferensvariansen på var och en av bärvägorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna fràn ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje 506 657 Ll| 20 30 42 datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvägorna, uppfylles detta villkor.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: Wk+1 = .Wk+s. |Yk_Uk|2 Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern s är en liten, positiv konstant (s << 1) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja e bland heltalspotenser av tvâ kommer att vara tillräckligt.

Om et: värde på 8 väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensnivån.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestitatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.

”System Controllern” måste ha både läs- och skriv- access till det minne som håller utjämningsparametrarna.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden.

Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern. 10 20 30 506 637 43 Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik uppstartsekvens, både för kanal- och interferensvärdeberäkningen. Under normal exekvering är den beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavägen.

Varje ändring av skalning i sändaren måste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav på speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i motzagaren.

Symbolmappern (encoder) mappar ett antal bitar till ett komplext :al (I, Q) som indirekt bestämmer fasen och amplituden hos en bärvàg. Mappningen av alla värden av en viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet på de bitar som sänds på bârvágen. Det antal bitar som sänds på en viss bärvàg bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.

Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så låg om möjligt. En annan res:riktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellation som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren. 506 657 10 25 44 För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) från fyrkantrutnätkonstellationen (square-grid constellation) baserad pà b-bitarna ( För enkelhetens skull när det gäller Vm1,Vba, .,VLV2)- beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vb1'vb¿'___,vLv¿). Till exempel, för b=2 ”etiketteras” de fyra konstellationspunkterna 0, 1, 2, (v¿,v2) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), 3 motsvarande respektive.

För jämna värden på b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkten (I, Q) från b-bitarna (vb-i, vb- L u_,vLv2) enligt följande. Dela upp V i VI = (vb1,v¿q,_H yo) .

Gray-koden pá VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2Gra¶(VI) + 1, och Q=2Gray(VQ) + 1. lvl) och VQ = (vb2,vb4,_H Tillämpa sedan den omvända Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar på I och Q när b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas så att "msb" av dessa tal blir "msb" på utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).

För en given bärvàg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbfl, vbQ,___,vLv¿). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetiket: vars binära representation är (vb1,vb2,_H IVLVQ.

Det antas att värdena pà I och Q begränsas genom mättnad till området (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas ,i1,io) f Och Q = (qiaqi-a, ,q1,qo) f och kombineras sedan till V som V = (giu¿gqß,giM,gqu,.....), värdena I = (ilíilp _” där de övre b-bitarna är gällande. 10 20 30 35 506 657 45 Det antal bitar varje bärvåg förmedlar beror pà deras (SNR).

Signal/brusförhállandet beräknas för varje bärvåg i respektive signal/brusförhàllande mottagaren. Baserat pá signal/brusförhållandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvåg. Sålunda bestäms det antal bitar varje bärvåg skall överföra per sänd symbol.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadrature Amplitude Modulation” (QAM) på varje bärvåg, med bitladdningsfaktorer varierande från 0-12 bitar.

Antalet bitar som sänds på varje bärvåg kan uttryckas QEIIOIH: ßi = bi + iogz = log, (1 + “mi ) <1) I' där T, SNR-gapet, beror på modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende på de extra bitar som behövs för kodning.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: [Qflps/fnf r = _____________ - yd + ymargin (dB) (2) 3 där Psär den önskade symbolfelfrekvensen,'h är ”kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, ymugfi,är systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (l) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet. 506 637 »_- Un 25 30 46 Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (O - 12 bit).

Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvåg. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: (ßi-IH' SNR.

Ei, 2 1 (3) Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bârvågsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna :illåts variera alltför mycket.

Fjärröverhörningen (FEXT) kommer att variera avsevärt i en sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvágsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bärvåg.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: SNRi :Wi (4 ) där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.

För varje bärvåg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För UI 10 l5 20 IQ Un 30 506 637 47 energiladdning används n bit för att ge 2” - 1 möjliga faktorer.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnä en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberâknas SNR med hjälp av (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.

Trösklarna beror på L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. Pá ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3).

- Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de två första stegen nödvändiga. 506 637 20 25 30 48 Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.

Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror på felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller två bit per bärvåg. Sannolikheten för ett enstaka bitfel på en bärvàg är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror på det sätt pà vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).

All kodning beror pà en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving”- blocken. "simple dead reckoning" att vara tillräckligt, eftersom ett I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer fel i dataflöde (data flow slip) aldrig kan inträffa utan förlust av ramsynkronisering, eller felinstâllning vid bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.

Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.

”Interleaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn pá djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet. 10 20 30 506 637 49 Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.

Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bitar (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett ”enbitsfel" (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, måste de mest ”felbenâgna” (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller nägra fä, av Reed-Solomon-symbolerna.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvàgs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre (shared) redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).

Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik_ Faltningskoden skall kombineras med interleaving.

Det är möjligt att använda en "top-level" Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t.ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de återstående bitfelen.

Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.

”System Controllern” är baserad pá en ”micro controller", eller signalprocessor, beroende pá kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 506 657 20 lx) Un 50 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: - hantering av ”Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de två datavägarna oberoende av varandra på samma fysiska kopparkabel, terminerande i nät(verks)enheten (NU) på nätsidan, och nättermineringen (NT) på användarsidan. Både sändaren Tx och mottagaren Rx styrs av System Controllern.

System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna.

Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, pà både sändar- och mottagarsidan.

Beräkningarna görs och uppdateringen initieras på den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer på systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten. 20 25 30 506 657 51 System Controllern kan initiera omstart på olika nivåer; till exempel, gà tillbaka till ”idle mode", eller göra en fullständig uppstart.

Styrkanalen är en vald bärvág som endast används för signalering mellan de tvâ modemen. Konstellationen på bärvágen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat pá HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av "flag sequence" och ”bit-stuffing”. En 16-bitars "frame check sequence" garanterar att varje meddelande mottages korrekt.

"Flag-sequence", ”bit-stuffing” och "frame check sequence" hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern.

Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende på storleken pá buffrarna pà mappnings- och detekteringschipset.

Protokoll på högre nivå kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23.

För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande på mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvágen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera ett specifikt mönster. Denna klocka används av 506 657 UI IO 20 30 52 systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24.

Denna BSI är härdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändaren och mottagaren, genom "base sync interval uplink” (BSI-D), samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall.

(BSI-U) och ”base sync interval downlink” se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt SC:n vid NU:n, eller NT:n, kommer att ta emot avbrott för både BSI-U och BSI-D.

För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott. Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.

Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvàg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid på sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI:n ändras vektorn synkront på mottagar- och sändarsidan.

Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används pá varje bärvàg, hanteras av två minnen för mottagning och två minnen för sändning på mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bitars ord för varje bärvàg (l024x4). 20 506 637 53 System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten fràn nästa BSI-intervall.

Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan 0 och 12, där O anger en oanvänd bärvág; 1-12 anger antalet bitar i konstellationen (t.ex. 2 för 4QAM, 4 för 16QAM, 10 för 1024 QAM) . i Energivektorn håller information om hur bärvágorna skalas/omskalas på energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel.

Skalningsvektorn (scaling vector) kommer också att användas för annullerade (cancelled) som ett möns:er (mask) bärvágor.

Skalning av de olika bärvágorna på sändarsidan hanteras av ett minnesomràde på FFT-chipset. Minnet består av ett 16-bitars ord för varje bärvàg (1024 X 16). Dessa värden multipliceras med vektorn för varje bärvág i frekvensdomäzen (I och Q multipliceras med värdet separat).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de två minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall.

Ett mczsvarande minne (dubblerat) implementeras pá mottagarsida: för att omskala (rescale) bärvágorna före symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext värde för varje bärvág (32 bitar/bärvág), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet O används för bärvágsannullering. 506 637 10 20 30 54 Utjämningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren.

Beroende på bärvågens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvåg - denna bärvåg sänder data enligt det beräknade bitladdningsvârdet och är ”sândarskalad” och ”mottagaromskalad"; - annullerad bärvág - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvåg; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.

I bärvàgsmode 1 (CMI) arbetar systemet normalt.

Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.

I bärvàgsmode 2 (CM2) sättes energiskalnings- /omskalningsvärdet till 0 för att urständsätta (disable) all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvágen är satt ur stånd. För denna bärvâg kan ingen kanalvärdeberäkning göras.

(CM3) nolla för bitladdningsfaktorn. På sändarsidan betyder detta I bärvàgsmode 3 har mottagaren beräknat en att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvàgsvärdet från 10 20 25 30 506 637 55 synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvårdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.

Bärvágsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.

Basfunktionaliteten för ”startup”-sekvensen i systemet, dvs "kall" och ”varm” start (boot), kommer nu att behandlas.

Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up" är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensniván för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.

De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram häller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvág och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att låta moduleringsmönstret beskrivas genom en ”random sequence” hàlles korskorreleringen inom ramen låg, så att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 2. Dataram 1, (DFl), förmedlar ”random data” pà alla bärvágor, utom på fyra fördefinierade bärvågor som sänder styrkanalen (CCH) parallellt. Det används vid "start-up” när CCH-bärvàgen är obestämd och möjliggör för mottagaren att välja den minst störda bärvàgen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 506 657 15 20 30 56 3. Dataram 2 (DF2) förmedlar ”random data” på alla bârvågor utom en, som bär styrkanalen (CCH). Den används när CCH-bärvàgen har bestämts, och bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta.

(DFB) bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 förmedlar data och använder En bärvåg är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i vilolâge (idle mode), kallad start-up-sekvens (SUS= Start-Up Sequence).

SUS kan sammansättas genom att använda de olika dataramarna, DF1 och DF2, som följaktligen kallas SUS1 och SUS2. I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för kanalvärdeberäkning.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar frán användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.

Defaultinstâllningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lâmnande sändaren "död".

Mottagaren försöker, på vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger mottagaren en distinkt indikation på när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up”-signal.

”Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas pá NU-sidan, går systemet direkt 10 20 30 506 637 57 till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) som beskrivs nedan.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out” om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.

Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up”-signal i form av en SUSl. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.

När ”wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake-up”-signal, eller nätet initierar uppsättningen.

Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUS1- mönstret. NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance” (TA)-inställning, med TA = O, pá CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.

Piloten sänds kontinuerligt.

NT-mottagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan átertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten på synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvägorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvág för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = 0 för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) pá CCH-bärvàgen för varje mottaget TA-valmeddelande, 506 637 10 15 20 58 repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloten med BSI/2 frän den inkommande piloten, så att SC-laddningen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen.

Sålunda börjar steg 1 av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUS1 och ett TA-meddelande med TA = 0 i periodiska intervall. Vid mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - återhämta BSI:n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; - välja en CCH; och - avkoda TA-valmeddelandet.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUS1, ett TA =0 -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelering.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett "timing advance"-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- värdet.

När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande. 20 506 637 59 I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende på att NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, och enheten behöver återkorrelera. Efter det att ramklockan har återhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsättningssekvensen.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nâtenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA:t, säg X, tillsammans med en SUS1, sänds från sändarterminalen. som respons till SUS1 och TA = O-meddelandet som Terminalenheten, NT: - tar emot det nya TA-meddelandet; - korrigerar den utgående ramklockan; och - sänder ett kvitto SUSl och TA = X.

Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; - väljer en CCH; och - avkodar meddelandet. 506 637 20 60 Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH-valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvågen och sänder ett CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.).

På NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUS1 och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n på den valda bârvàgen.

CCH-bärvâgen i upplänk har nu konfigurerats. För nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.

Sålunda kommer i steg 3 nåtenheten att: - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta på en kvittering; och - avsluta CCH-meddelandet.

Terminalenheten: tar emot CCH-valet för upplänken; terminerar SUSl; - startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.

Nätenheten: - tar emot CCH-valet för nedlänken; - terminerar SUSl; 20 30 506 637 61 - startar SUS2; och - kvitterar varje CCH-val.

Terminalenheten: - sänder den valda CCH:n för nedlänken; - väntar på en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.

När dessa steg har tagits har modemet nått viloläge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS-sändning påbörjas.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende på den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nä::ermineringsutrustning. Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket accessnoden är placerad.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt 1-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt 1-rame: finns, bortsett från ramhuvudet och nyttolasten, ett antal informationsfält för hanterings- och styrinformation. Dessa hanterings- och styrfält inkluderar ex. AIS- (giltig endast om Stå tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar olika larminiikatorer, såsom SDH-larm, t. av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar 506 657. 62 pá om synkronisering år dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög temperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester på modemet, för drift 5 och underhállsåndamål. 506 637 63 TABELL l Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende pà duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Netzobithastighet, - uçpströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruïtobithaszighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bârvàg - uppströms O-4096 QAM - nedströms 0-4096 QAM Antal bärvågcr, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvâg 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvàg) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz 506 637 64 Bitfelsfrekvens 10” Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd 1 bärvâg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz il0ppm Ram clk 20 MHZ/(2048+1l2) = 9,19 kHz 506 637 65 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Bitladdning Ja, O, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s 506 637 66 TABELL 3 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO i25 ppm, lüppm/V känslighet - DAC 18 bit, omrâde O-5 V - upplösning 1/100 av en sample 506 637 67 TABELL 4 Bârvågsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjåmna Skalning CMl Data 2 - 12 Ja Ja cM2 Nej o Nej o CM3 Synk-info 0 Ja, synk Ja, låg

Claims (22)

506 657 25 30 68 PATENTKRAV

1. En mottagare för användning i ett multibärvágstransmissionssystem som använder ortogonala bärvågor med QAM-konstellationer av hög ordning, i vilket en mottagarsamplingsklocka faslàses till en pilotbârvág, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare inkluderar: - valanordning anordnad att välja en ram från en ström av mottagna tidsdomändata; - en en-frekvens DFT-anordning för utförande av en en-frekvens DFT på nämnda valda ram, för att producera ett komplext tal som representerar nämnda pilotbärvàg, vars argument är pilotbärvägens fas, och - en processoranordning för att härleda nämnda argument frán nämnda komplexa tal.

2. En mottagare, enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvâgstransmissionssystem är ett DMT-system.

3. En mottagare, enligt antingen patentkrav 1, eller 2, k å n n e t e c k n a d av att nämnda processoranordning är anordnad att härleda nämnda argument från nämnda komplexa tal genom en omvänd (inverse) tangentoperation.

4. En mottagare, enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare inkluderar korrelationsanordning anordnad att hämta en ramstartsignal från nämnda ström av tidsdomändata.

5. En mottagare, enligt patentkrav 4, I0 25 30 506 637 69 k ä n n e t e c k n a d av att nämnda valanordning är anordnad att använda nämnda ramstartsignal för att välja en ram från strömmen av mottagna tidsdomändata.

6. En mottagare, enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda en-frekvens DFT- anordning är en FFT-processor.

7. En mottagare, enligt något av patentkraven 1 till 5, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda en-frekvens DFT- anordning omfattar en komplex multiplikator som har: - som en första input en ström av ”digitized input samples”; - som en andra input en output från en komplex exponentiell tabellanordning; och - en output ansluten till en komplex ackumulator; där en output från nämnda komplexa ackumulator är nämnda pilotbärvâgskomponenter.

8. En mottagare, enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda komplexa exponentialtabellanordning och nämnda komplexa ackumulator styrs av signaler som härleds från anordning för ramsynkroniseringslogik.

9. En mottagare, enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem är ett multitonbaserat VDSL-system. 506 637 20 25 30 35 70

10. mottagare, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare En transceiver, inkluderande en sändare och en är en mottagare enligt något av föregående patentkrav.

11. Ett multibärvágstransmissionssystem som använder ortogonala bärvàgor med QAM-konstellationer av hög ordning i vilket en mottagarsamplingsklocka är fasläst till en pilotbärvàg, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem inkluderar två transceivrar enligt patentkrav 10.

12. I ett multibärvágstransmissionssystem, som har en sändare och en mottagare och i vilket nämnda sändare sänder en pilotbärvàg till nämnda mottagare, en metod att värdeberäkna nämnda pilotbärvágs fas, k ä n n e t e c k n a d av att en signalprocessoperation utförs pá delar av en dataström, i vilken bärvågor är ortogonala för att mimimera effekterna som orsakas av angränsande bärvàgor.

13. En transceiver, ett multibärvágstransmissionssystem, eller en metod enligt något av patentkraven 10 till 12, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvågstransmissionssystem är ett DMT-system.

14. En transceiver, ett multibärvágstransmissionssystem, eller en metod enligt patentkraven 13, k à n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvágstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system.

15. I ett multibärvågstransmissionssystem som använder ortogonala bärvägor med QAM-konstellationer av hög ordning, och i vilket en pilotbärvàg sänds av en första sändare till en första mottagare, en metod att faslàsa nämnda första mottagares samplingsklocka till nämnda pilotbärvàg, 10 20 25 30 506 637 71 k ä n n e t e c k n a d av: - att en ram väljes från en ström av mottagna tidsdomändata; - att en en-frekvens DFT utförs på nämnda valda ram för att producera ett komplext tal som representerar nämnda pilotbârvàg, vars argument är pilotbärvàgens fas; och - att nämnda argument härleds från nämnda komplexa tal.

16. En metod, enligt patentkrav 15, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem är ett DMT-system.

17. En metod, enligt antingen patentkrav 15, eller 16, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda argument hämtas frän nämnda komplexa tal genom en omvänd tangentoperation.

18. En metod, enligt något av patentkraven 15 till 17, k ä n n e t e c k n a d av att en ramstartsignal härleds fràn nämnda ström av tidsdomändata genom en korrelationsprocess.

19. En metod, enligt patentkrav 18, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda ramstartsignal används för att välja en ram fràn strömmen av mottagna tidsdomändata.

20. k ä n n e t e c k n a d av att nämnda en-frekvens DFT En metod, enligt något av patentkraven 15 till 19, utförs med hjälp av en FFT-processor.

21. En metod, enligt något av patentkraven 15 till 19, 506 637 72 k ä n n e t e c k n a d av att nämnda en-frekvens DFT inkluderar stegen att: - multiplicera en ström av ”digitized input 5 samples” med värden härledda från en tabell med komplexa exponentialvärden; och - behandla resultaten av nämnda multiplikation i en komplex ackumulator; W för att ge nämnda pilotbärvågskomponenter.

22. En metod, enligt något av patentkraven 15 till 21, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda 15 multibärvàgstransmissionssystem är ett multitonsbaserat VDSL-system.