SE506641C2 - Förbättringar av, eller med avseende på, multibärvågssystem - Google Patents

Description

5Û6 641 15 25 30 användningen av asymmetriska lösningar i vilka höga datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, sàsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras.

VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL: - CAP; ”Bärvágslös" (carrierless) AM/PM, en version av QAM med undertryckt bärväg, för passiva NT- konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); - DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvågs- system som använder diskret Fourir-transfor- för att skapa och demodulera individuella bärvàgor, mering (Discrete Fourier Transforms) för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms mulïiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); - DWMT; Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone), ett multibärvàgssystem som använder för ”Wavelet-omvandlingar” (Wawelet transforms) att skapa och demodulera individuella bärvàgor; 10 25 506 641 DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthållas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- ísplitters). Normal användning skulle specifikationen vänder emellertid på denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.

För närvarande används bitladdning för att variera antalet bitar per underbärvåg, i så kallad diskret multiton, och OFDM-transmissionssystem_ Information beträffande kanalegenskaper, såsom bitladdnings- och energiladdningsinformation, sänds som en sekvens av N tal, där N är antalet underbärvågor.

Det är nödvändigt, när man använder diskret multiton (DMT)-system, att sända information beträffande hur kanalegenskaperna påverkar överföringen, till exempel antalet bitar som skall sändas per symbol. Vid användning 506 641 KJ: 30 av ett stort antal underbärvågor, måste en relativt stor mängd information avseende kanalegenskaper överföras. Det är därför ett krav i sådana system att tillhandahålla en effektiv metod för att sända sådan information.

Ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla, metod för den effektiva överföringen av information, i ett multibärvågstransmissionssystem, en såsom bitladdningsinformation, dvs en metod i vilken det antal informationsbitar som behöver sändas reduceras i jämförelse med kända system, och därigenom åstadkomma en besparing i transmissionskapacitet.

Ett annat mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla ett multibärvågstransmissionssystem i vilket en information, såsom bitladdningsinformation, kan sändas effektivt, dvs genom att reducera antalet informationsbitar som behöver sändas och därmed åstadkomma en besparing i transmissionskapacitet.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles ett multibärvågstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänd mellan två transceivrar som använder en mångfald av underbärvågor, kännetecknat av att varje underbärvåg, eller symbol, har en parameter som är associerad därmed, och av att nämnda transceivrar är anpassade att sända nämnda kanalinformation som en sekvens av ett antal grupper, där var och en av nämnda grupper innehåller information beträffande antalet angränsande (adjacent) underbärvågor som har samma värde som nämnda parameter, tillsammans med den verkliga (actual) värde: på parametern.

Nämnda parameter kan ha en mångfald (plurality) av diskreta värden och kan vara ett bitladdningsvärde, eller en QAM-konstellationsidentifierare. 10 30 35 506 641 Enligt uppfinningen reduceras det antal informationsbitar som behöver sändas väsentligt i jämförelse med kända system, och åstadkommer därigenom en besparing i transmissionskapacitet.

I ett föredraget arrangemang för multibärvågstransmissionssystemet kan nämnda parameter ha en mångfald av diskreta värden, och antalet informationbitar som sänds kommer att reduceras om: P (m + n) < N x n där P är antalet grupper, antalet diskreta värden på nämnda parameter är > 2", men S 2n¿, och antalet underbärvågor N är -1 > 2m, men S 2m .

Enligt det föredragna systemarrangemanget framlagt i föregående stycke, kan värde: på N vara lika med 1324, n kan vara lika med é, och m kan vara lika med 10. Sålunda, om P är lika med 50 grupper, kommer antalet bitar som skall 0 sändas att reduceras med 83 «. Om emellertid P är mindre än 200 grupper, kommer antalet bitar som skall sändas att Antalet bitar som skall sändas kommer att reduceras med åtminstone 66%, om P är reduceras med åtminstone 32%. mindre än 100 grupper.

Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles en sändare för ett multibärvàgstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar som använder en mångfald av underbärvågor, kännetecknad av att varje underbärvåg, eller symbol, har en parameter associerad därmed, och av att nämnda sändare är anpassad att sända nämnda kanalinformation som en sekvens av n grupper, i vilka var och en av nämnda n grupper innehåller information angående 506 641 Un 20 antalet angränsande (adjacent) underbärvågor som har samma värde som nämnda parameter, tillsammans med det aktuella värdet på parametern.

I ett föredraget arrangemang för sändaren kan nämnda parameter ha en mångfald av diskreta värden och vara ett eller en QAM- konstellationsidentifierare_ bitladdningsvärde, Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles en transceiver för ett multibärvågstransmissionssystem kânnetecknad av att nämnda transceiver inkluderar en mottagare och en sändare såsom skisserats i föregående stycke.

Enligt en fjärde aspekt av den föreliggande uppfinningen :illhandahålles ett multibärvågstransmissionssystem som inkluderar två transceivrar såsom skisserats i det föregående stycket.

Enligt en femte aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles, i ett multibärvågstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar med användning av en mångfald (plurality) av underbärvágor, en metod att sända kanalinformation, kânnetecknad av att varje underbärvåg, eller symbol, har en parameter associerad därmed, att nämnda metod kännetecknas av steget att sända nämnda kanalinformation som en sekvens av n grupper, vilka var och en av nämnda 2 grupper innehåller information beträffande antalet angränsande (adjacent) underbärvågor som har samma värde som nämnda parameter, tillsammans med det aktuella värdet på parametern.

I en föredragen metod av den föreliggande uppfinningen kan nämnda parameter ha en mångfald av Un W N u; Un 506 641 diskreta värden och kan vara ett bitladddningsvärde, eller en QAM-konstellationsindentifierare.

Med metoden för den föreliggande uppfinningen kan antalet informationsbitar som behöver sändas väsentligt reduceras i jämförelse med kända system, och därigenom effektuera en besparing i transmissionskapacitet.

Enligt metoden för den föreliggande uppfinningen kan nämnda parameter ha en mångfald av diskreta värden ,och antalet informationsbitar som sänds kommer att reduceras om: P (m+ n) < N X n där P är antalet grupper, antalet diskreta värden för nämnda parameter är > 2", men S Znfl, och antalet underbärvågor N är > 2m, men S Zmd.

Enligt metoden beskriven i föregående stycke kan värdet på N vara lika med 1024, n kan vara lika med 4, och m kan vara lika med 10. Sålunda, om P är lika med 50 grupper, kommer antalet bitar som skall sändas att reduceras med 83 %. Om emellertid P är mindre än 200 grupper, kommer antalet bitar som skall sändas att Antalet bitar som skall sändas kommer att reduceras med åtminstone 66%, om P är reduceras med åtminstone 32%. mindre än 100 grupper.

Enligt uppfinningen kan ett multibärvågstransmissionssystem, en sändare, en transceiver eller en metod, skisserad i föregående stycken, kännetecknas av att det nämnda transmissionssystemet är ett DMT-system. 506 641 Alternativt kan, enligt uppfinningen, ett multibärvägstransmissionssystem, en sändare, en transceiver eller en metod, skisserad i föregående stycken, kännetecknas av att det nämnda transmissionssystemet är ett uppfi DMT-baserat VDSL-system.

Föregående och andra kännetecken hos den föreliggande nningen kommer att bättre förstås av följande beskrivning med referens till de bifogade figurerna där: 20 30 Figur 1 visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.

Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvágssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvâgssystemmodem som visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används i det multitonbärvágssystem som här beskrivs.

Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhàllandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvágssystem som här beskrivs.

Un 506 641 Figur 10 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 11 visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbârvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.

Figur 14 visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvägssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix.

Figur 18 visar, i schematisk form, ett ”beslutsinriktat” (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6. 506 641 LI! 10 20 10 Figur 20 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt på vilket tvâ av de multitonbärvágssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvàgstransmissionssystem_ Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 24 visar BSI-längd.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvágssystem som visas i Figur 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.

Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up”- signalering för det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figurerna 29 till 3l visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4. 20 25 506 641 ll Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation.

Figur 33 visar, i grafisk form, det sätt på vilket kanalinformation sänds enligt den föreliggande uppfinningen, i en sekvens av ett antal grupper.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.

ADC: AIS: ASIC: BPSK: BSI: BSI-D: BSI-U: CCH: CMI: CM2: CM3: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) "Alarm In Signal” Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bärvägstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärvág (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Bärvàgstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urständsatt bärvàg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvàgstyp (mode) 3, bärvàg ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) 506 641 IJ: 20 CP: DAC: DAS: DFl: DF2: DF3: DMT: DWMT: EMC: FEC: FEXT: FFT: FTTN: Gl MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: 12 Cykliskt prefix (Cyclic Prefix) Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) "Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VME-based) Tre + två, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Två chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir"~transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) 20 k) Un IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: 506 641 13 Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Làgpass (Low Pass) Nät(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) Konventionell, ”gammal” telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) ”Quadrature Amplitude Modulation" Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) 506 641 U: 20 25 30 14 SUS1: SF och DFl ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SUS2: SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) TA: ”Time Advance” TDMA: Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) UTP: Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) VCXO: Spänningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) VDSL: Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvàgssystem för det installerade kopparnätet). MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation pà kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.

(SE 9603194-3) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-1, SE 9603191-9, SE 9603192-7, SE 9603193-5, SE 9603195-0, SE 9603196-8, SE 9603197-6 och SE 9603198-4, kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, MUSIC-systemet som beskrivs i denna erbjuder en som ger 26:2 eller 13:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel ( lokala telefoninät.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det nätverkskoncept som är känt som Fiber till Nöden (Fibre To The Node = FTTN), betjänar många användare, som använder optisk fiber, som var och en fram till ett kopplingsskäp i Un 15 20 k) Un 30 506 641 15 närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med lág (2 Mbit/s) från abonnenten. bithastighet uppströms, Figur l visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia-applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög atahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms.

I MUSIC-systemet som beskrivs här, stöds tvâ bestämda bithastigheter (l3:2 och 26:2 Mbit/s), där den (I) 13 lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt ånga, kopparkablar.

För nätverkstermineringen (NT) består anslutningen såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av av ett set av standardiserade gränssnitt, (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som så att den är oberoende av (NU) filtreras ut passivt, modemstatus. Nätverksenheten terminerar i det fasta nätet.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full 506 641 20 IQ Un 16 funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.

MUSIC-systemet är ett DMT-baserat, multibärvágs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvågor. Detta visas i Figur 2, som visar tvâ transceivrar vilka var och en har en mottagare, Rx, och en sändare, Tx, ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de tvâ transceivrarna med användning av en mångfald (plurality) av bärvàgor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitên är extremt dålig. Antalet bitar som överförs av var och en av bärvàgorna kan också variera, beroende på kanalkvalité.

En multibärvågsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad parkabel pà ett effektivt sätt. I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden på lO MHz upp på 1024 bärvàgor med en bredd på vardera 9,77 kHz. Den tilldelade överföringseífekten för de individuella bärvågorna beror pà störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och ett av banden. Varje bärvàg förmedlar multinivápulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAM). Den individuella bärvágens signal/brusförhàllande (SNR) beräknas pà mottagarsidan. Om en bärvàg har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit pà denna bärvág. För bärvàgor med lägre SNR-värden placeras färre bitar på bärvägen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid mottagning (forward error correction) och datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Tvá bestämda UI 20 30 506 641 17 nedströmshastigheter (26/13 Mbit/s) stöds av systemet; den valda hastigheten beror på den aktuella kabellängden (<1300 m) och/eller kvalitén på kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s. Olika frekvensband kan användas i MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från uppströmskanalen och båda från POTS, se Figur 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.

TDMA och/eller en metod där varannan bärväg dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hárdvarublocken är ADC och DAC, synkronisering, fourir transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfolierin (interleaving), nâtgränssnitt och systemövervakare.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: - den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.

Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. Pá mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett lágpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En spänningsstyrd kristalloscillator, VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. På sändarsidan är hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett lágpassfilter. 506 641 20 h) Un 18 Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling unit), FFT, ansluten, som visas i Figur 4, till en synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en "avinterfolierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt.

Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) ”fast Fourir” transformerings- och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgräïssnitt, så som visas i Figur 4.

Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollniván till modemets skikt ett-funktionalitet.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- ramar" (dummy frames) om så erfordras.

Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleavedk. Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation).

Symbolmappningsblocket tar emot ingàngsdata som en heltalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellationen beroende pà det aktuella 'Ju 20 506 641 19 bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFFT-blocket. Detta får systemet att skala uteffektsnivàn på varje bärvàg. IFFT-blocket utför sedan en reell 2048 punkters inverterad (inverse) FFT pà ingångsdatan, som modulerar varje bärvàg. Som ett slutligt steg utförs en address ”wrap around” pá utgángsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).

Den modulerade signalen går till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) på 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan pà 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balanserat gränssnitt mot kopparkabeln.

En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.

I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, från O till 4 kHz, från de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den làgniváiga mottagningssignalen fràn den kombinerade högnivàiga sändningssignalen och den làgniváiga mottagningssignalen.

För att reducera Nyquisteffekter på signalen làgpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier).

PGA:n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB. 506 641 (J: 20 30 20 Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO;n.

I början återtar (retrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och överförs till ”VCXO feed back controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan (20 MHz). (frame timing estimate) En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.

Därför används, efter lásningssekvensen, en dedicerad pilotbärvág för att uppnå en hög synkroniseringsprecision på samplingsklockan.

En BSI-signal extraheras också fràn pilotbärvàgen.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.

En 2048 punkters verklig FFT utförs på ingángsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras pà energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs på utmatningsdatan från FFT-blocket. Alla dataramar används (estimate) för att värdeberäkna kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bitar som skall sändas på var och en av bärvågorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH). 20 k) UI 506 641 21 I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning" (demapping) för varje bärvàg enligt bitladdningsmallen (bi:-loading mask).

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering” (de- interleaving och ”felkorrigering vid mottagning” (FEC, Forward Error Correction) pá den detekterade bitströmmen.

Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns styrenheten för systemet (System Controller, SC). SC:n är en generell .general purpose) processor som har gränssnitt mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. styrenheten CPU programmerbar. En extern port I den version av MUSIC som beskrivs här, är tillhandahälles, genom ett JTAG-gränssnitt pà moderkortet (o:-board), får att underlätta programmering.

Huvud:;pgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra bitladdnings- och energiladdningsberäkningar. Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad (CSE). förändringar i bit/energi-laddning och annan styrkanal Denna kanal överför data avseende syseemsignalering.

För at: erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändnizg, måste de digitala delarna av systemet vara baserade på äïminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamàl.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller reïsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, synboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocks: och nätgränssnittblocket kan implementeras pá e:: tredje, respektive fjärde, chips. 506 641 30 22 Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell 1 till 3 bifogade härtill.

VDSL-system arbetar i spektrumet från 0 till 40 MHz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, som beskrivs här, de lägre 10 MHz, se Figur 6. Ett antal traditionella band finns i detta spektrum, inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvâgor över 10 MHz, har varje bärvág en bandbredd pà allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista 9,77 kHz, där de två första bärvàgorna är bärvàgen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.

Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning pá Andra bärvâgor (pà radioband) kan behöva annulleras. de: balanserade kopparparet.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning.

Det finns tvâ sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- (below) MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en och ISDN-systemen existera under liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandaha;_as oberoende av konfiguration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvâgor över 10 MHz ger varje bärvág en bandbredd på 9,77 kHz. (150- 4)/9,77 = 5, ISDN-spektrumet kräver allokeringen av dessa bärvâgor. Beroende på kanalkarakteristiken mäste dessa fem bärvâgor väljas att ha UI 10 20 30 506 641 23 det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*l00=500 kbit/s bandbredd.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 500 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.

Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda pá en telekommunikationsoperatörs nåt, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 200-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen pä högre frekvenser den maximala bithastigheten.

För kablar på omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en l km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar den använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen måste kanske också uteslutas.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: - maximal varaktighet 250 ps - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen pà NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).

Samplingsklockans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” pä mindre än 0,5 ns. 506 641 10 20 30 24 Samplingsklockan på NT-sidan är faslåst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation) i ett första skede, och använder sedan pilotbärvågen för att producera en finjustering av läsningen. Låsningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare_ Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision på 1/100 sampel, med ett ”phase jitter” på mindre än 0,5 ns.

Ramklockan är 1/(2048 + 128) styr starten av mottagning och sändning av ramarna. av samplingsklockan och Ramklockan, som används både för sändning och mottagning, avviker i fas på både NU- och NT-sidan.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Mottagningsramklockan på NT-sidan erhålles från hårdvarufunkzionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

Ramklockan för sändning på NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart på NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) på kopparledaren. Detta måste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både på upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning på NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan fördröjs ett antal sampelklockcykler (TA) i förhållande till ramklockan för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i 20 IJ UI m -::> m fl3\ 4> _) 25 uppstartningssekvensen bestäms av hârdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvårdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.

Ramklockan för mottagning pà NU-sidan styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande sidan. Parametrarna kan, till exempel, vara bitladdning, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, på båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).

BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.

En kort pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens på pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan.

Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast på den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = motsvarar 1280 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m). 128 samplingar = 6,4 us utbredningsfördröjning. Detta 506 641 UI 26 Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till Tl- chipset och systemcontrollern för styrändamål.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också är länkad till POTS. På mottagningssidan av hybriden går den inkommande signalen via ett lågpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. På sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och går därifrån via ett lågpassfilter LP till hybridtransformatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, synkroniseringsblock. är ansluten till Tl-chipsets En OFDM-ram är en summa av sinusformade bärvågor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplanet (frequency domain) med ett minimum av separationsavstánd mellan bärvâgor. Antagandet att symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppnivåer.

Emellertid mäste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsnivåer i DAC:n för att hantera (average) genomsnittliga signaler. Även om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivå i sändaren, finns det begränsningar på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Vara . 20 25 30 506 641. 27 En kort kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en läng kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opáverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stort dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det omrâde som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det omrâde som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9.

Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom att omsorgsfullt ställa in signalnivàn vid mottagaren ADC i beroende av kabellängden.

Linjedelaren(splitter)/hybriden har två huvuduppgifter, nämligen att: - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen frän att uppträda vid mottagaren pà samma enhet genom balansering av kabeln.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan. 506 641 UI 20 28 Avsikten med lágpassfiltret på ingángssignalen är att minska "alias"-effekter (aliasing effects) pá interferens ovanför det använda frekvensområdet.

Lágpassfiltret på utgángssidan reducerar utsänd effekt pá ”stoppbandet". Dessa filter kan utgöra delar av uppdelnings-/hybridmodulen.

Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är ”Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhållande pà ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.

FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT:er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gäng.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hàrdvarurealiseringen baseras pä en radix-32-kärna som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar” (passes), se Figur 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhållandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: sNR-22b'”'1 där b = antal bit, och v = 11 (antal effektiva radix-2 ”förvandlingar"). Lösningen för b ger 17 bit upplösning (baserat pà ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.

VCXO:: genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen mäste vara mycket LI: N lx) VI N 506 641 29 stabil och faslåst till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler. (phase locked) För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.

Dämpningsnivån är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för "framflyttning av synkronisering” (timing advance) genom systemcontrollern.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för "timing advance” och dämpningsniván, måste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvàgor moduleras med stora konstellationer.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger på korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen.

På NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. Pâ NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO Controlled Crystal Oscillator) (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage som är låst i fas till oscillatorn på NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbärvàg, efter en låsningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet på samplingsklocksynkroniseringen.

Beroende på den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av 506 641 l0 30 30 kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdcmänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelazion som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa :oppar att ha ett känt synkroniseringsförhällande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.

Korrelaïorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för att skapa en signal med samma period som korrelationstopparna. mellan dessa två Fasavvikelse: (frame time deviation) signaler används som indata till en ”feed-back controller" som justerar TCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid i::e tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Iärför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inläsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.

W N 506 641 31 Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de två signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning pà en ramlängd. Utdatan på fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan fràn integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign). Denna hàrdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden.

Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen. Beroende på den reducerade dataordlängde: som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) passerar genom en fördröjning med N = 1024, dvs en ram, och till en konjugator. Utdatan från fördröjningen och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) medelvärdesbildaren, vilken Z(k) signal W(k) som gär till en ackumulator som ger en utsignal C(k). som gàr till en medelvärdesbildare. Utdatan från Z(kl fördröjd med L = 128 subtraheras. går till en subtraherare från Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar 506 641 20 IQ Un 30 32 en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. Utsignalen kan uttryckas som 6 Z(k) = Z Y(k-iM) i=0 där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken pà korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.

Registerinnehàllet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gäng ett värde större än registerinnehàllet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). detta andra register att innehålla ett index till det När et: helt signalintervall har passerat, kommer max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index (#3), och innehållet i det första registret lagras i ett tredje register en gång per signalintervall, (l#) divideras med två shift). (med användning av skiftning) (using Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Återkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med sedan användas som en pekare (pointer) hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.

Un 20 30 506 641 33 Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvágen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvágor. Detta beror pá den inneboende ortogonaliteten mellan bärvàgorna. För att uppnä en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. Detta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet är inte direkt tillgängligt. I áterkopplingsslingan är det nödvändigt att upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför mäste upplösningen på argumentet vara hög. Återkopplingscontrollern kommer att få pilotbärvàgsargumentet att konvergera mot noll. En approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet omrâde omkring noll, är då tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som är ”monotonic" i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: A;NL[3{C}-(l-sgn¶{C}).K. ¶{C}.sgn.S{CH där C är den komplexa pilotbärvágsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).

Kanalen inför fasskift pà pilotbärvágen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.

För att eliminera detta problem gàr pilotbärvágsestimatorn också genom utjämnaren för frekvensplanet (frequency domain 506 641 (J: 20 IQ (JA 34 equalizer). Utjämningsparametern för denna bärvàg sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.

Valet av pilotbärvåg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvågor som pilot kan också tillhandahållas. Återkopplingsslingan har i verkligheten två "controllers”, var och en med sin egen insignal.De tvà controllerutgàngarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating).

Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvàgen i frekvensplanet som härleds från utjämnaren (equalizer) förs till en pilotargumentestimator, vars utdata förs till ”àterkopplingscontrollers" som också tar emot utdata fràn toppestimatorn. Utdatan fràn ”áterkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberäknas utjämningsparametern för pilotbärvàgen och sättes (av SC:n). uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna Detta görs endast en gäng, och ytterligare ändring av utjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista 10 l5 20 30 506 641 35 utvärde så att VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.

Pilotbárvàgen används också för överföringen av synkroniseringsinforma:ion för bassynkroniseringsintervailet (BSI = Base Synchronization Interval). Bärvágsargutentet antas normalt vara konstant.

Ett kort mönster BPSK-moduleras pà bärvàgen med användning av faserna O och n och lämnande bärvàgen på fas 0 under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel ( pilotbärvàgsargumentvärdeberäkningen försumbar. En korrelator används för azt detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.

”System Controllern” (SC) mäste ha läsaccess, för upptäckt av synkroniseringslåsning och av övervakningsskäl, till register som håller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen.

För att hantera den inledande utjämningen av pilotbärvàgen är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvàgen och skriva till utjämningsparameterminnet.

Ett kompensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och måste vara skrivbart frán SC:n. Detta används pà NT-sidan.

De detekterade BSI-händelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).

Alternativt kan pilotbärvàgen àterhämtas (recover) fràn signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslàsning av en som här samplingsklockoscillatcr. Frekvensplansmetoden, 506 641 .- Un 20 36 beskrivs, har fördelen att pilotbärvàgsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvàgorna, beroende på ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.

Ramlängden och längden på de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en återkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet på ramsynkroniseringsestimatorn modifieras en aning. Det är viktigt att VCXO:n har mycket låg fasstörning, eftersom áterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.

Ett diskret multitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler pà N bärvàgor (här använder vi N=1024 bärvàgor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av ”Inverse (IFFT).

N st bärvägorna av en FFT.

Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av 16, eller (cores), i olika faser. Denna process visas I modemet, samma enhet, med användning av samma bas (radix) 32 ”kärnor” schematiskt i Figur 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder pà 2048 reella, utför denna enhet en FFT, eller 1024 komplexa värden.

IFFT, (descaling), samt addering av cykliskt prefix.

För varje ram skalning, omskalning FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTs och arbetar med ett minimum pà 16 bit aritmetik.

För nätterminalsidan, (NT), finns det ett krav pà synkronisering mellan ingàngsramstarten och IFFT- 20 h) lJl 30 506 641 37 utgångsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvágorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad ”timing advance”.

En skalning (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella qkoefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingàngsvärdena från symbolmappern (SM). Koefficienterna är på 16 bit vardera.

Koefficientminnet består av två banker av samma (l6Xl024 bit). andra uppdateras. Omkoppling (switching) möjliggörs genom storlek Den ena banken används medan den ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.

Efter FFT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skelningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit.

En exponent (som resulterar i en ”post shift”) på 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.

Koefficientminnet består av två banker av samma ((1e_4)x1o24 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- storlek Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI.

Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvåg som en separat kanal.

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen. 506 Un 20 30 641 38 Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix pà 128 sampel att behövas. Sàlunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: l920, l92l,...,2046, 2047, O,l,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sidan har en storlek pà 384 ord (16 bit) och de FIFO:n som har gränssnitt mot Tl-chips har en storlek pà 448 ord (32 bit).

En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir är ”Discrete Wavelet Multi-tone Transform” (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL transformation” standardiseringskommitté som avslog den.

Den precision som behövs i denna teknik beror pà det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av de analoga komponenterna (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero pá klockhastighetsdifferenser och den mängd ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar.

Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad” (decision directed) metod, eftersom alla dataramar dà används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens på kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet_ Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna 20 25 30 506 641 39 data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas pà samma sätt som den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” kanalen. (inverse) Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant systeà. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den resulterande signalen, U, går sedan till en detektor ( vantiserars, vars utdata är Y. Y går sedan till en U och Y går också till en ingång (input) på uppdateringsenheten symboldekoder som producerar en avkodad databitström. för utjämningsparametrar och till en variansestimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W.

En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjämnade datan (U) och den kvantiserade datan (Y) som indata, beskrivs genom följande ekvation: P EQk+l = EQk + .EQk.Uk'. (Yk' Uk) Iukiz där u är en positiv konstant (u << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde 506 641 Un 20 fx) LI: 40 ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar på insignalerna.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket p/IUJZ har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck pá ett logaritmiskt sätt som visas nedan: Iz 2-incege:<2.1og2|uxIJ+ 1n:eger<1°g2p> av P/'Uk Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av Uk som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) pà utdata.

Eftersom uttrycket är en heltalspotens av tvá, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en ”barrel shifter”.

Interferensvariansen pà var och en av bärvàgorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna fràn ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvàgorna, uppfylles detta villkor.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation; WN = (1-s).wk+s.|Yk_Uk|2 Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfilter. Parametern S är en liten, positiv konstant (6 << 1) som påverkar filtrets dynamiska LJ» 20 IJ LJ| 506 641 41 egenskaper. Detta är inte någon kritisk parameter, och att välja s bland heltalspotenser av två kommer att vara tillräckligt.

Om ett värde på s väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensnivån.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.

”System Controllern” mäste ha både läs- och skriv- access till det minne som håller utjämningsparametrarna.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden.

Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern.

Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik uppstartsekvens, både för kanal- och interferensvärdeberäkningen. Under normal exekvering är den beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräckligt låg symbolfelfrekvens.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavägen. 506 641 42 Varje ändring av skalning i sändaren måste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav pà speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i mottagaren.

Symbolmappern (encoder) mappar ett antal bitar till ett komplext tal (I, Q) som indirekt bestämmer fasen och amplituden hos en bärvàg. Mappningen av alla värden av en viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet på de bitar som sänds på bärvágen. Det antal bitar som sänds pà en viss bärvàg bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.

Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så làg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellation som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den adaptiva utjämnaren.

För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) (square-grid constellation) baserad pà b-bitarna (vbllväq, fràn fyrkantrutnätkonstellationen _'vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation för b=2 3 motsvarande är (vb1'vbQ,___,vLv2). Till exempel, "etiketteras” de fyra konstellationspunkterna O, 1, 2, (v.v2) = (0,0), (0,1), (l,O). (1,1), respektive.

LI: 20 30 506 641 43 För jämna värden pà b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkten (I, Q) från b-bitarna (vbl vb L U_,v1j@) enligt följande. Dela upp V i VI = (vbl|vb3V_H lvl) och VQ = (vb2,v¿4,___,vo). Tillämpa sedan den omvända Gray-koden på VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2GraW(VI) + 1, och Q=2Graw(VQ) + 1.

- Figur L: visar hur det binära mönstret för V mappar på I och Q när b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas så att ”msb" av dessa tal blir ”msb" pà utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).

För en given bärvàg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vbfli Vb-z, _'vLv¿ För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikeït vars binära representation är (vbllvbq, lr-llvz).

Det antas att värdena pà I och Q begränsas genom mâttnad till omrâdet (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas värdena I = Ti1s,i14, ,i1,io)f och Q = (qiaqn, ,q1,qo)f och kombineras sedan till V som V = (gißlgqß gin gqM,.....), där de övre b-bitarna är gällande.

Det antal bitar varje bärvàg förmedlar beror pà deras (SNR).

Signal/brusförhállandet beräknas för varje bärvàg i respektive signal/brusförhállande mottagaren. Baserat pà signal/brusförhállandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvàg. Sålunda bestäms det antal bitar varje bärvàg skall överföra per sänd symbol.

Dessa bitladiningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell "Quadrature 506 Un 20 25 30 35 641 44 Amplitude Modulation” (QAM) på varje bärvâg, med bitladdningsfaktorer varierande fràn O-12 bitar.

Antalet bitar som sänds pá varje bärvág kan uttryckas genom: SNRi ) Bi = bi + logz (L)= logz (1 + (1) l' där F, SNR-gapet, beror på modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende på de extra bitar som behövs för kodning.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: [QflPs/MJZ |- = ___:_____ - yd + ymargin 3 (dB) (2) där Psär den önskade symbolfelfrekvensen, yd är ”kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, nßmnïär systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (1) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet.

Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (0 - 12 bit).

Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvág. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger; (Qi-l)f SNR.

E-_ 2 1 (3) UI 10 20 |~J Un 506 641 45 Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvågsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.

Fjärröverhörningen (FEXT) kommer att variera avsevärt i en sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor år den maximala energi som är tillåten på varje bärvåg.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: sNRi=wi (4) där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.

För varje bärvåg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2” - l möjliga faktorer.

Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna 506 641 10 20 IJ (Ju 30 46 som representerar bitladdningsfaktorn.

Trösklarna beror på L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. På ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3).

- Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de två första stegen nödvändiga.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/FFT-processorn.

Som förut nämnts används bitladdning för närvarande i så kallad Information för att variera antalet bitar per underbärvág, diskret multiton, och OFDM-transmissionssystem. beträffande kanalegenskaper, såsom bitladdnings- och energiladdningsinformation, sänds som en sekvens av N tal, där N är antalet underbärvàgor.

Sålunda är det nödvändigt, vid användning av diskret multiton (DMT)-system, att sända information beträffande hur kanalegenskaperna påverkar överföringen, till exempel antalet bitar som skall sändas per symbol. Vid användning Un 30 u: LI! 506 641 47 av ett stort antal underbärvågor, måste en förhållandevis stor mängd information avseende kanalegenskaper sändas. Det är därför ett krav att sådana system tillhandahåller en effektiv metod för att sända sådan information.

Eftersom en typisk underbärvág har egenskaper liknande dem hos de angränsande underbärvågorna, är en effektiv metod för överföring av kanalinformation att sända kanalinformationen som en sekvens av ett antal grupper, där varje grupp innehåller information beträffande antalet underbärvägor som har samma värde och det aktuella värdet hos sådana underbärvàgor.

Sålunda är, i enlighet med den föreliggande uppfinningen, ett multibärvägssystem, t.ex. MUSIC-systemet i Figur l av de bifogade figurerna, i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar som använder en mångfald av underbärvågcr, anordnat på ett sätt varmed varje eller symbol, underbärvåg, har en parameter associerad därmed, och zransceivrarna, eller mera exakt, modemen associerade därmed, är anpassade att överföra kanalinformationen som en sekvens av ett antal grupper, av vilka var och en innehåller information beträffande antalet angränsande underbärvågor som har samma värde som parametern, tillsammmans med det aktuella värdet på parametern. Parametern, som kan ha en mångfald av diskreta värden, kan vara ett bitladdningsvärde, eller en QAM- konstellationsindentifierare.

I ett DMT-system, såsom MUSIC-systemet, kan antalet underbärvàgor, N, som visas i Figur 33 i de bifogade figurerna, vara lika med 1024 och där kan finnas 50 nivåer (plateaus), dvs kanalinformationen kan sändas, enligt den föreliggande uppfinningen, som en sekvens om 50 grupper. 506 641 U: 10 20 IQ Un 48 om det antas att det finns 1024 underbärvàgor, att antalet grupper är lika med 50, och att Sålunda, ett modem behöver överföra det antal bitar som varje kanal skall använda (0 till 15, dvs 4 bitar), kommer det att vara direkt uppenbart av följande tabell att, genom att använda metoden i den föreliggande uppfinningen, det kommer att vara möjligt att effektuera en besparing av transmissionskapaciteten, eftersom avsevärt mycket mindre information behöver sändas. âändâ Typisk metod 1024 x 4 = 4096 100% Föreliggande 50 x (4 + 10) = 700 17% uppfinning Vid bestämnng av antalet grupper, eller platåer, som ka: användas för att uppnå fördelarna med den föreliggande uppfinningen, bör hänsyn tas till följande analys.

Om det antas att: - antalet diskreta värden på parametern refererad till ovan är > 2“, men S 2°4, - antalet underbärvàgor N är > 2m, men S Zmfl, - anzalet nivåer är P, då kommer den sända mängden av data, enligt metoden för den föreliggande uppfinningen, att reduceras om: P (m + n) < N x n Lll 25 30 49 Om vi betraktar fallet där N = 1024 underbärvågor och det finns 15 parametervärden, dvs där m = 10, och n = 4, då följer av den ovanstående ekvationen att: P (4 + 10) < 1024 X 4 = 4096 dvs, siffran given i tabellen ovan för en typisk metod.

I det ovannämnda fallet, som kan betraktas som brytpunkten (break even point), dvs ingen besparing i transmissionstid, kommer antalet nivåer P att vara enligt följande: P = 4094/14 = 292 nivåer Uppenbarligen kommer det att vara fördelaktigt att använda metoden med den föreligggande uppfinningen i de fall där P < 200, och speciellt där P < 100.

Till exempel, där P är lika med 200, kommer bitarna som skall sändas att vara 2,800, dvs en besparing på ungefär 32% i jämförelse med en typisk metod. Beträffande fallet när 100 nivåer används, kommer det att bli en besparing på ungefär 66%.

Det kommer att vara helt uppenbart av den föregående beskrivningen att metoden i den föreliggande uppfinningen kan användas av varje modem som är anordnat att överföra information beträffande hur kapaciteten i en kanal skall användas, och som använder OFDM, eller liknande teknik, för distribution av sådan information på ett antal underbärvàgor. 506 641 (J: 30 50 Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror på felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller tvâ bit per bärvág. Sannolikheten för ett enstaka bitfel på en bärvâg är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror pà det sätt på vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).

All kodning beror pà en synkronisering för att bestämma star:biten för kodorden och/eller ”interleaving”- blocken. e:: system sådant som MUSIC-modemet kommer ”simple dead reckoning” att vara tillräckligt, eftersom ett fel i datafliie (data flow slip) aldrig kan inträffa utan förlust av ramsynkronisering, eller felinställning vid bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.

Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.

"InterLeaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn på djupet är tidsfördrä*ningen som införs i systemet. .4 Skil naden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.

Un 10 20 IQ UI 506 641 51 Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bitar (vanligen åtta), en sä kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett ”enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, mäste de mest ”felbenägna" (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller nâgra få, av Reed-Solomon-symbolerna.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvàgs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre redundans som kan användas av ett kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).

Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik.

Faltningskoden skall kombineras med interleaving.

Det är möjligt att använda en ”top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t.ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de återstående bitfelen.

Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.

”System Controllern” är baserad på en "micro controller", eller signalprocessor, beroende pà kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICS som utgör modemet.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: 506 641 Un 20 52 - hantering av ”Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de två datavägarna oberoende av varandra på samma fysiska kopparkabel, (NU) (NT) på användarsidan. Både sändaren Tx terminerande i nät(verks)enheten pà nätsidan, och nättermineringen och mottagaren Rx styrs av System Controllern.

Syste: Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, biïladdnings- och energiladdningsfaktorerna.

Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, pà både sändar- och mottagarsidan.

Beräkningarna görs och uppdateringen initieras på den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med ESI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer på systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.

System Contrcllern kan initiera omstart på olika nivåer; till exempel, gå tillbaka till ”idle mode", eller göra en fullständig uppstart. 20 506 641 53 Styrkanalen är en vald bärvàg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen pá bärvàgen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat på HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bitars ”frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.

"Flag-sequence”, "bit-stuffing” och ”frame check sequence” hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern.

Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende på storleken på buffrarna på mappnings- och detekteringschipset.

Protokoll på högre nivå kan delvis baseras CCITT Q.921-rekommendationer.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23.

För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalningsvektorn. Motsvarande pà mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvágen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera ett specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization 506 641 UI 20 30 54 Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas i Figur 24.

Denna BSI är hàrdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.

När systemet är igång kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändaren och mottagaren, genom ”base (BSI-U) se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt sync interval uplink" (Bsï-D), samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall. och "base sync interval downlink” SC:n vid NU:n, eller NT:n, kommer att ta emot avbrott för både BSI-U och BSI-D.

För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI-D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott. Genom att skifta BSI-U med BSI/2, över BSI-perioden. kommer SC-laddningen att fördelas bättre Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvåg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid på sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI:n ändras vektorn synkront på mottagar- och sändarsidan.

Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används på varje bärvåg, hanteras av två minnen för mottagning och två minnen för sändning på mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bitars ord för varje bärvàg (l024x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.

U: 20 IQ KJ! 01 CD 0\ ~J\ F> ...à 55 Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan 0 och 12, där O anger en oanvänd bärvág; 1-12 anger antalet bitar i konstellationen (t.ex. 2 för 4QAM, 4 för 16QAM, 10 för 1024 QAM).

Energivektorn håller information om hur bärvàgorna skalas/omskalas pà energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel.

Skalningsvektorn (scaling vector) kommer också att användas för annullerade (cancelled) som ett mönster (mask) bärvágor.

Skalning av de olika bärvàgorna på sändarsidan hanteras av ett minnesomràde på FFT-chipset. Minnet består av ett 16-bitars ord för varje bärvág (1024 x 16). Dessa värden multipliceras med vektorn för varje bärvág i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de tvä minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall. (dubblerat) mottagarsidan för att omskala (rescale) bärvàgorna före Ett motsvarande minne implementeras pà symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext värde för varje bärvág (32 bitar/bärvág), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet 0 används för bärvàgsannullering.

Utjämningsvektorn används för att utjämna den mottagna ramen enligt kanalkarakteristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren. 506 641 56 Beroende på bärvágens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvåg - denna bärvåg sänder data enligt det > beräknade bitladdningsvärdet och är ”sändarskalad” och ”mottagaromskalad”; - annullerad bärvåg - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller 10 - dålig bärvåg; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.

I bärvågsmode l (CM1) arbetar systemet normalt.

Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med 1> användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCE, och en synkron ändring utförs.

I bärvågsmode 2 (CM2) sättes energiskalnings- /omskalningsvärdet till O för att urstàndsätta (disable) 20 all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvàgen är satt ur stånd. För denna bärvåg kan ingen kanalvärdeberäkning göras.

I bärvàgsmode 3 (CM3) har mottagaren beräknat en 25 nolla för bitladdningsfaktorn. På sändarsidan betyder detta att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvägsvärdet från synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en 30 kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.

Bärvägsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4. 10 506 641 57 Basfunktionaliteten för ”startup”-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” (boot), behandlas. start kommer nu att Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det vik:igaste att ta hänsyn till vid ”start- up” är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivàn för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.

De olika ramzyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram häller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvåg och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom att láta moduleringsmöïsïret beskrivas genom en ”random sequence” hàlles korskorreleringen inom ramen låg, så att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 2. Dataram 1, ( Fl), förmedlar ”random data” pá alla bärvàgor, utom på fyra fördefinierade bärvágor som sänder styrka:alen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up” när CCH-bärvágen är obestämd och möjliggör fö :ottagaren att välja den minst störda bärvàgen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen.

(DF2 bärvágor utom en, 3. Dataram 2 förmedlar ”random data” pà alla som bär styrkanalen (CCH). Den används när CSE-bärvàgen har bestämts, och bitladdningsfakïorerna ännu inte är satta. 506 641 lJl 20 I~J (Jl 30 58 (DF3) bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 förmedlar data och använder En bärvàg är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge (idle mode), kallad start-up-sekvens Start-Up Sequence).

SUS kan sammansättas genom att använda de olika dataramarna, DF1 och DF2, som följaktligen kallas SUSl och SUS2. kanalvärdeberäkning.

I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar fràn användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".

Mottagaren försöker, pà vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger mottagaren en distinkt indikation på när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up”-signal.

”Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas på NU-sidan, går systemet direkt som beskrivs till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) nedan.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out" om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.

Ur 20 30 506 641. 59 Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up”-signal i form av en SUS1. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.

När ”wake-up”4tillstándet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.

Uppsâttningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake-up"-signal, eller nätet initierar uppsättningen.

Det första steget i uppsättningssekvensen visas i startar NU för att sända SUS1- NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance” Figur 29. I denna fas mönstret.

(TA)-inställning, med TA = O, pá CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.

Piloten sänds kontinuerligt.

NT-mcttagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan àtertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten på synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvàgorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvàg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = CCH-bärvágen för varje mottaget TA-valmeddelande, O för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) pá repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloten med ESI/2 fràn den inkommande piloten, så När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av att SC-laddningen distribueras över tiden. uppsättningssekvensen. 506 641 60 Sâlunda börjar steg l av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUSl och ett TA-meddelande med TA = 0 i periodiska intervall. Vid mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: UI - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - återhämta BSI:n; 10 - möjliggöra kanalvärdeberäkning; - välja en CCH; och - avkoda TA-valmeddelandet.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUSl, ett TA =O -meddelande och en pilot skiftad 1: med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelering.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett ”timing advance"-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- 20 värdet.

När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande. k) Un I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende pá att NT-sändaren ändrar (changing) ramklocka, och enheten behöver àterkorrelera. Efter det att ramklockan har àterhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar 506 641 61 systemet TA-meddelandet och går till det tredje steget av uppsättningssekvensen.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA:t, säg X, tillsammans med en SUSl, sänds från sändarterminalen. som respons till SUSI och TA = 0-meddelandet som Terminalenheten, NT: - tar emot det nya TA-meddelandet; - korrigerar den utgående ramklockan; och - sänder ett kvitto SUSl och TA = X.

Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; - väljer en CCH; och avkodar meddelandet.

Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH-valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvågen och sänder ett CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.). 506 641 62 På NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUS1 och sänder en SUS2, dvs terminerar _ parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n på den valda bärvágen.

CCH-bärvágen i upplänk har nu konfigurerats. För Un nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: w - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta pà en kvittering; och - avsluta CCH-meddelandet.

Terminalenheten: - tar emot CCH-valet för upplänken; 5 - terminerar SUS1; - startar SUS2; och - kvitterar varje CCH-val.

Nätenheten: tar emot CCH-valet för nedlänken; terminerar SUS1; IQ O I startar SUS2; och kvitterar varje CCE-val.

Terminalenheten: - sänder den valda CCH:n för nedlänken; Un 20 IQ Un 506 641 63 - väntar på en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.

När dessa steg har tagits har modemet nått viloläge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS~sändning påbörjas.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende pà den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning. Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt se Figur 32, gränssnitt, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket nättermineringsutrustningen, accessnoden är placerad.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt 1-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt 1-ramen finns, bortsett fràn ramhuvudet och nyttolasten, ett antal informationsfält för hanterings- och styrinformation. Dessa hanterings- och styrfält inkluderar ex. AIS- endast om SDH tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar olika larmindikatorer, såsom SDH-larm, t. (giltig av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar på om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög temperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester på modemet, för drift och underhållsändamål. 506 641 64 TABELL 1 Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende pà duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithastighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvàg - uppströms O-4096 QAM - nedströms O-4096 QAM Antal bärvàgor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvàg 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvåg) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz U1 CD 0\ Ö\ ß- "A 65 Bitfelsfrekvens 104 Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd 1 bärvâg, minimum 16 kbi:/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz i10ppm Ram clk 20 MHZ/(2048+ll2) = 9,19 kHz 506 641 66 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP lO MHz Bitladdning Ja, O, 2, 4, 6, 8, lO, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s TABELL 3 506 641. 67 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHZ Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO i25 ppm, lOppm/V känslighet - DAC 18 bit, Område O-5 V - upplösning l/100 av en sample 506 641 6 8 TABELL 4 Bårvàgsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CMl Data 2 - 12 Ja Ja cM2 Nej o Nej o CM3 Synk-info O Ja, synk Ja, låg

Claims (28)

UI IJ Un ga V; 506 641 69 PATENTKRAV

1. l. Ett multibärvàgstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan två transceivrar med användning av en mångfald av bärvägor, k ä n n e t e c k n a t av att varje underbärvàg, eller symbol, har en parameter associerad därmed, och av att nämnda transceivrar är anpassade att sända nämnda kanalinformation som en sekvens av ett antal grupper, i vilka var och en av nämnda grupper innehåller information avseende antalet angränsande underbärvågor som har samma värde som nämnda parameter, tillsammans med det aktuella värdet på parametern.

2. Ett mulIibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav l, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda parameter har en mångfald av diskreta värden.

3. Ett mul:ibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 1 eller 2, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda parameter är ett bitladdningsvärde.

4. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt patentkrav l eller 2, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda parameter är en QAM-konstellationsidentifierare.

5. Ett mul:ibärvâgstransmissionssystem enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att antalet informationsbitar som behöver sändas är väsentligt reducerat i jämförelse med kända system, därigenom effektuerande en besparing i transmissionskapacitet.

6. Ett mul:ibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 5, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda parameter har en mångfald av diskreta värden, av att antalet sända iníormationsbitar kommer att reduceras om: 506 641 Un W fi 30 70 P (m+ n) < N x n där P är antalet grupper, antalet diskreta värden hos 2n~1 nämnda parameter är > 2“, men 5 , och antalet underbärvàgor N är > 2", men S Zmfl.

7. Ett multibärvàgstransmissionssystem enligt patentkrav 6, k ä n n e t e c k n a t av att N är lika med 1024, n är lika med 4, och m är lika med 10.

8. Ett multibärvågstransmissionssystem enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a t av att P är lika med 50 grupper och av att antalet bitar som skall sändas reduceras med 83%.

9. Ett multibärvágstransmissionssystem enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a t av att P är mindre än 200 grupper, med åtminstone 32%. och av att antalet bitar som skall sändas reduceas

10. Ett multibärvägstransmissionssystem enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a t av att P är mindre än 100 grupper, reduceras med åtminstone 66%. och av att antalet bitar som skall sändas

11. ll. En sändare för ett multibärvàgstransmissionssystem i vilket kanalinformation sänds mellan tvâ transceivrar som använder en mångfald av underbärvâgor, k ä n n e t e c k n a d av att varje underbärvàg, eller symbol, nämnda sändare är anpassad att sända nämnda har en parameter associerad därmed, och av att kanalinformation som en sekvens av n grupper, där var och en av nämnda n grupper innehåller information beträffande antalet angränsande underbärvàgor som har samma värde pâ nämnda parameter, tillsammans med det aktuella värdet pá parametern. (J: 10 b: (Ju _ 506 641 71

12. En sändare enligt patentkrav 11, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda parameter har en mångfald av diskreta värden.

13. En sändare enligt patentkrav 11 eller patentkrav 12, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda parameter är ett bitladdningsvärde.

14. En sändare enligt patentkrav 11 eller patentkrav 13, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda parameter är en QAM- konstellationsidentifierare.

15. En transceiver för ett multibärvågstransmissionssystem, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda transceiver inkluderar en mottagare och en sändare enligt något av patentkraven 11 till 14.

16. Ett multibärvågstransmissionssystem som inkluderar tvâ transceivrar enligt patentkrav 15.

17. I ett multibärvàgstransmissionssystem, i vilket kanalinformation sänds mellan tvà transceivrar med användning av en mångfald av underbärvågor, en metod att sända kanalinformation, k ä n n e t e c k n a d av att varje underbärvág, eller symbol, har en parameter associerad därmed, att nämnda metod kännetecknas av steget att sända nämnda kanalinformation som en sekvens av n grupper, där var och en av nämnda n grupper innehåller information beträffande antalet angränsande underbärvàgor som har samma värde på nämnda parameter, tillsammans med det aktuella värdet för parametern.

18. En metod enligt patentkrav 17, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda parameter har en mångfald av diskreta värden. 506 641 IQ Un 30 bl L/l 72

19. En metod enligt patentkrav 17 eller patentkrav 18, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda parameter är ett bitladdningsvärde.

20. En metod enligt patentkrav 17 eller patentkrav 18, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda parameter är en QAM- konstellationsidentifierare.

21. En metod enligt något av patentkraven 17 till 19, k ä n n e t e c k n a d av att antalet informationsbitar som behöver sändas är väsentligt reducerat i jämförelse med kända system, varigenom en besparing i transmissionskapacitet âstadkommes.

22. En metod enligt patentkrav 21, k ä n n e t e c k n a d av at: nämnda parameter har en mångfald av diskreta värden, av att antalet informationsbitar som sänds kommer att reduceras om: P (m + n) < N x n där P är antalet grupper, antalet diskreta värden för nämnda parameter är > 2“, men S Zml, och antalet underbärvågor N är > 2m, men S 2m4.

23. En metod enligt patentkrav 22, k ä n n e t e c k n a d av att N är lika med 1024, n är lika med 4, och m är lika med 10.

24. En metod enligt patentkrav 23, k ä n n e t e c k n a d av att P är lika med 50 grupper och av att antalet bitar som skall sändas reduceras med 83%.

25. En metod enligt patentkrav 23, U: 10 506 641 73 k ä n n e t e c k n a d av att P är mindre än 200 grupper och av att antalet bitar som skall sändas reduceras med åtminstone 32%.

26. En metod enligt patentkrav 23, k ä n n e t e c k n a d av att P är mindre än 100 grupper och av att antalet bitar som skall sändas reduceras med åtminstone 66%.

27. Ett multibärvågstransmissionssystem, en sändare, en transceiver, eller en metod enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda system är ett DMT-system.

28. Ett multibärvågssystem, en sändare, en transceiver, eller en metod enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda system är ett DMT- baserat VDSL-system.