SE506639C2 - Förbättringar av, eller med avseende på, multibärvågssystem - Google Patents

Description

506 659 10 30 35 duplex, har för ett antal transmissionsförslag föreslagits användningen av asymmetriska lösningar i vilka höga datahastigheter sänds endast i en riktning. Sådana lösningar uppfyller många av kraven för tjänster med stor bandbredd, såsom video-on-demand, men i det långa perspektivet kommer symmetriska duplexsystem att erfordras.

VDSL-teknik liknar ADSL i stor utsträckning, även om ADSL måste sörja för mycket större dynamiskt omfång (dynamic ranges) och som resultat av detta är betydligt mera komplex. VDSL är lägre i kostnad och lägre i energi (lower in power), och VDSL-enheter inom fastigheter (premises) behöver implementera en accesstyrning för media i det fysiska skiktet för multiplexering av uppströms data.

Fyra linjekoder har föreslagits för VDSL: - CAP; (carrierless) AM/PM, en version av QAM med undertryckt bärvàg, ”Bärvàgslös” för passiva NT- konfigurationer, CAP skulle använda QPSK upp- ströms och en typ av TDMA för multiplexering (ehuru CAP inte utesluter en lösning med FDM för uppströms multiplexering); - DMT; Discrete Multi-Tone, ett multibärvàgs- system som använder diskret Fourir-transfor- för att skapa och demodulera individuella bärvägor, mering (Discrete Fourier Transforms) för passiva NT-konfigurationer; DMT skulle använda FDM för uppströms multiplexering (ehuru DMT inte utesluter en strategi med TDMA-multiplexering); - DWMT; Diskret Wavelet multiton Multi-Tone), ett multibärvågssystem som använder (Discrete Wavelet UI W 30 01 CD O\ O\ ~J4 43 ”Wavelet-omvandlingar” (Wawelet transforms) för att skapa och demodulera individuella bärvâgor; DWMT använder också FDM för uppströms multiplexering, men tillåter också TDMA; och - SLC; Enkel linjekodning (Simple Line Code), en version av basbandssignalering med fyra nivåer som filtrerar basbandet och återställer det vid mottagaren, för passiva NT-konfigurationer; det är mest troligt att SLC3 kommer att använda TDMA för uppströms multiplexering, ehuru FDM är möjlig.

Tidiga versioner av VDSL kommer att använda frekvensmultiplex (frequency division multiplexing) för att separera nedströms- från uppströms kanaler, och båda dessa från POTS och ISDN. Ekosläckning kan komma att behövas för senare generationer av system med symmetriska datahastigheter. Ett tämligen stort avstånd, i frekvens, kommer att upprätthållas mellan den lägsta datakanalen och POTS för att möjliggöra mycket enkla och kostnadseffektiva POTS-linjedelare (splitters). Normal användning skulle placera nedströmskanalen ovanför uppströmskanalen. DAVIC- specifikationen vänder emellertid på denna ordning för att möjliggöra distribution av VDSL-signaler över koaxialkabel- system i byggnader.

När en multibärvågssignal tas emot samplas och digitaliseras den före FFT-behandling, (eller ”wavelet”- tranformeringsbehandling). Multibärvågssignaler består av många smalbandiga bärvàgor som förmedlar data via en Amplitudfördelningen för summan av alla de Detta betyder att höga amplituder inträffar med låg sannolikhet. bredbandskanal. individuella bärvàgorna är Gaussisk (Gaussian).

För närvarande har analog- till digital-omvandlare ett begränsat dynamiskt omfång. Det är därför normal praxis att 506 659 l0 20 25 30 ordna med en kompromiss mellan klippning (cutting) och kvantiseringsstörningar (quantisation noise). Detta betyder att de skadliga effekterna av en grov kvantisering måste balanseras mot signaldistorsioner som orsakas av förlust av de med låg sannolikhet höga amplitudsignalerna.

Den föreliggande uppfinningen tillhandahåller ett alternativ genom att detektera förekomsten av höga amplitudsignaler och värdeberäkna (estimating) värdet på sådana signaler med statistiska hjälpmedel, och använda det värdeberäknade signalvärdet istället för det mättade värdet som hårleds från analog- till digital-omvandlaren. Denna teknik minimerar effekterna av klippning som orsakas av mättning av en analog- till digital omvandlare som arbetar med ett begränsat dynamiskt omfång, och acceptabla kvantiseringsintervall.

Ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en metod att reducera klippning i analog- till digital-omvandling av en multibärvágssignal då man arbetar med ett begränsat dynamiskt omfång och upprätthålla acceptabla kvantiseringsintervall.

Ett annat mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en mottagare för mottagning av multibärvågssignaler i vilka klippning reduceras i analog- till digital-omvandlingen av en mottagen multibärvágssignal vid drift med ett begränsat dynamiskt omfång och upprätthållande av acceptabla kvantiseringsintervall. Ännu ett mål med en föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla en transceiver som har en mottagare för mottagningen av multibärvàgssignaler i vilka klippning reduceras i analog- till digital-omvandlingen av en mottagen multibärvágssignal vid drift med ett begränsat 15 30 dynamiskt omfång och upprätthållande av acceptabla kvantiseringsintervall.

Ytterligare ett mål med den föreliggande uppfinningen är att tillhandahålla ett multibärvágstransmissionssystem som har åtminstone två transceivrar, där var och en inkluderar en mottagare för mottagningen av multibärvágssignaler i vilka klippning är reducerad i analog- till digital-omvandlingen av en mottagen multibärvàgssignal vid drift med ett begränsat dynamiskt omfång och upprätthållande av acceptabla kvantiseringsintervall.

Enligt en första aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahàlles en mottagare, för användning i ett multibärvágstransmissionssystem, där nämnda mottagare inkluderar digitaliseringsanordning för sampling och kvantisering av en mottagen signal omfattande en mångfald (plurality) av individuella bärvàgor, och databehandlingsanordning (processing means) för digital databehandling av nämnda samplade och kvantiserade mottagna signal för att extrahera data modulerade på nämnda mångfald av bärvàgor, kännetecknad av att nämnda digitaliseringsanordning inkluderar en analog- till digital-omvandlare för omvandling av nämnda mottagna signal till en serie av digitaliserade sampel, där varje sampel har n bit, en ”toppvärdesdetektor” för detektering av när en analog signal vid en ingång till nämnda analog- till digital-omvandlare har en amplitud större än det som kan representeras av n bit, och generatoranordning som styrs av nämnda extremdetektor för att generera m bit för att representera varje digitaliserad sampel, där m > n.

Nämnda digitaliseringsanordning kan verka för att sådan klippning av nämnda digitaliserade signal som orsakas 506 659 10 b) Un av mättning av nämnda analog- till digital-omvandlare minimeras.

Ett tal som representeras av nämnda m bitar kan bestämmas genom värdeberäkning/värdering (estimation) från en Gauss-fördelning av amplituder.

Nämnda mottagna signal kan föras genom analog amplitudregleringsanordning innan den förs till nämnda input pá nämnda analog- till digital-omvandlare.

Nämnda generatoranordning kan vara en 3-till-1 multiplexor som har en första ingång anordnad att ta emot en n bits utgång från nämnda analog- till digital- omvandlare, en andra ingång anordnad att ta emot en värdeberäknin (estimate) av ett positivt amplitudvärde som representerar en amplitud av en sampel av nämnda mottagna signal större än ett positivt mättnadsvärde för nämnda analog- till digital-omvandlare, en tredje ingång anordnad att ta emot en värdeberäkning av ett negativt amplitudvärde som representerar en amplitud av en sampel av nämnda mottagna signal mindre än ett negativt mättnadsvärde för nämnda analog- till digital-omvandlare, och en utgång för en m bits signal som representerar en predikterad amplitud av nämnda indatasignal.

Nämnda multibärvågstransmissionssystem kan vara ett ortogonalt frekvensdelningsmultiplexradiotransmissions- system.

Nämnda multibärvågstransmissionssystem kan vara ett DMT-transmissionssystem.

Nämnda multibärvågstransmissionssystem kan vara ett DMT-baserat VDSL-system. 'du 10 ba u: En digitaliserad utdatasignal från nämnda digitaliseringsanordning kan föras till en ingång pá en FFT-processoranordning.

En digitaliserad utdatasignal från nämnda digitaliseringsanordning kan föras till en ingång på en "wavelet transform”-processoranordning.

Enligt en andra aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahàlles en transceiver, inkluderande en sändare och en mottagare, kännetecknad av att nämnda mottagare är en mottagare såsom skildrats i de föregående styckena.

Enligt en tredje aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles ett multibärvàgstransmissionssystem kännetecknat av att nämnda multibärvågs:ransmissionssystem inkluderar två transceivrar såsom skildrats i det föregående stycket.

Enligt en fjärde aspekt av den föreliggande uppfinningen tillhandahålles en metod att digitalisera en analog multibärvågssignal omfattande en mångfald av individuella bärvàgor vilka var och en moduleras med en dataström i vilken nämnda signal samplas och kvantiseras, kännetecknad av stegen: - sampling och kvantisering av nämnda analoga mulcibärvàgssignal för att producera en sekvens av digitala sampel vilka var och en innehåller n bitar som representerar nämnda sampelamplitud; - detektering av när en analog mul:ibärvågssignalssampel har en amplitud som är större än den maximala amplitud som kan representeras av n bit; och 506 639 UI 25 30 - -generering av en digital signal i vilken varje sampel representeras av m bit, där m > n.

Klippning av nämnda digitaliserade signal som resultat av mättning av en analog till digital omvandlare som används för sampling och kvantisering kan minimeras.

Ett tal som representeras av nämnda m bit kan värdeberäknas från en Gauss-fördelning av amplituder.

Nämnda analoga multibärvàgssignals amplitud kan regleras före sampling och kvantisering.

En positiv amplitud för nämnda analoga multibärvágssignal, större än det positiva mättnadsvärdet för nämnda analog- till digital-omvandlare kan värdeberäknas, en negativ amplitud för nämnda analoga multibärvágssignal, mindre än det negativa mättnadsvärdet för nämnda analog- till digital-omvandlare kan värdeberäknas och: - om en sampel av nämnda analoga multibärvágssignal har en amplitud som ligger mellan nämnda positiva och negativa mättnadsvärden, kan utdata från nämnda analog- till digital-omvandlare användas för att representera amplituden för nämnda sampel av nämnda analoga multibärvágssignal; - om en sampel av nämnda analoga multibärvágssignal har en amplitud som är större än nämnda positiva mättnadsvärde, kan det värdeberäknade positiva värdet för nämnda amplitud användas för att representera amplituden för nämnda sampel av nämnda analoga multibärvágssignal; och 10 20 h) Lll 30 506 639 - om en sampel av nämnda analoga multibärvågssignal har en amplitud som är mindre än nämnda negativa mättnadsvärde, kan det värdeberâknade negativa värdet för nämnda amplitud användas för att representera amplituden för nämnda sampel av nämnda analoga multibärvàgssignal; Nämnda multibärvàgssignal kan vara en ortogonal frekvensdelningsmultiplexsignal.

Nämnda multibärvágssignal kan vara en DMT- transmissionssignal.

Utförandeformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas, med hjälp av exempel, med hänvisningar till de medföljande figurerna, där: Figur 1 visar, i schematisk form, ett asymmetriskt kommunikationssystem.

Figur 2 visar, i schematisk form, ett DMT-system.

Figur 3 visar, grafiskt, de kanalseparationer som används i ett asymmetriskt DMT-transmissionssystem.

Figur 4 visar, i schematisk form, grundstenarna i ett multitonbärvàgssystemmodem som avses i den föreliggande uppfinningen.

Figur 5 visar, i schematisk form, en uppdelning (partitioning) hos det multitonbärvâgssystemmodem som visas i Figur 4, och som används för att underlätta implementering.

Figur 6 visar, i grafisk form, spektralallokering för kopparpar.

Figur 7 visar, i schematisk form, den ramstruktur som används 1 det multitonbärvágssystem som här beskrivs. 506 639 (J: 10 20 10 Figur 8 visar, i schematisk form, det analoga gränssnittet för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 9 visar, i grafisk form, beroendet av signal/brusförhàllandet (SNR-ratio) för frekvens i det multitonbärvágssystem som här beskrivs.

Figur 10 visar, i schematisk form, den FFT-algoritm som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 11 visar, i schematisk form, den ramkorrelationsprincip som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 12 visar, i schematisk form, implementering av en korrelator som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 13 visar, i schematisk form, den medelvärdesbildare (averager) som används i korrelatorn i Figur 12.

Figur 14 visar, i schematisk form, en korrelationspositionsdetektor som används för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 15 visar, i schematisk form, en översikt över den synkroniseringsenhet som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 16 visar, i schematisk form, en översikt över den FFT/IFFT-enhet som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 17 visar, i schematisk form, användningen av ett cykliskt prefix. 10 20 h) UI 30 Cfl :D O\ O\ 04 \0 ll Figur 18 visar, i schematisk form, ett "beslutsinriktat” (decision directed) kanalvärdeberäknings- och utjämningsssystem för användning i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 19 visar QAM-kodning för b = 6.

Figur 20 visar, i schematisk form, förverkligandet av beräkningen av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer som används i det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 21 visar, i schematisk form, en översikt av systemstyrningsgränssnittet (system controller interface) som används i det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 22 visar, i schematisk form, det sätt på vilket tvà av de multitonbärvágssystemmodem, som visas i Figur 4, är sammankopplade för att skapa ett multitonbärvàgstransmissionssystem_ Figur 23 visar, i schematisk form, det vektorhanteringssystem som används i det multitonbärvågssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 24 visar BSI-längd.

Figur 25 visar, i schematisk form, NU SC laddningsfördelning (load distribution) för BSI- avbrott för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 26 visar SUS-mönstret för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4.

Figur 27 visar DAS-mönstret i schematisk form, för det modem för multitonbärvàgssystem som visas i Figur 4. 506 639 BU 12 Figur 28 visar, i schematisk form, ”wake-up”- signalering för det multitonbärvágssystemmodem som visas i Figur 4.

Figurerna 29 till 31 visar etableringssekvensen (set- up sequence) för det multitonbärvàgssystemmodem som visas i Figur 4.

Figur 32 visar, i schematisk form, en nätöversikt för ett nätgränssnitt för en VDSL modemapplikation.

Figur 33 visar den Gauss-fördelade amplituden hos en multibärvàgssignal.

Figur 34 visar, i diagramform, effekterna av klippning i en multibärvàgssignal.

Figur 35 visar, i schematisk form, kretskopplingen för analog- till digital-omvandlaren som används i den föreliggande uppfinningen.

För att underlätta förståelsen av den föreliggande uppfinningen presenteras nedan en lista över förkortningar som används i denna patentansökan.

ADC: Analog- till digital(A/D)-omvandlare (Analog-to-Digital Converter) AIS: ”Alarm In Signal” ASIC: Applikationsspecifik integrerad krets (Application Specific Integrated Circuit) BPSK: Binär fasskiftmodulering (Binary Phase Shift Keying) BSI: Grundsynkroniseringsintervall (Base Synch Interval) BSI-D: ESI för nedlänkförbindelse (BSI for downlink connection) W 20 30 BSI-U: CCH: CMI: CM2: CM3: CP: DAC: DAS: DFl: DF2: DF3: DMT: DWMT: EMC: FBC: FEXT: 13 BSI för upplänkförbindelse (BSI for uplink connection) Styrkanal (Control channel) Bärvàgstyp (mode) 1; bit-laddad och använd bärväg (Carrier mode 1, bit-loaded and used carrier) Bärvågstyp (mode) 2, (bort)maskad eller urstàndsatt bärvåg (Carrier mode 2, masked out or disabled carrier) Bärvâgstyp (mode) 3, bärvàg ordnad för nollbitsladdning, (Carrier mode 3, zero bit-loading enabled carrier) Cykliskt prefix (Cyclic Prefix) Digital- till analog(D/A)-omvandlare (Digital-to-Analog converter) DF3 ramsekvens (DF3 frame sequence) Dataram, slumpmässig (random) data parallell CCH, (Data frame, random data parallel CCH) Dataram, slumpmässig data en CCH (Data frame, random data one CCH) Dataram, helt bitladdad en CCH (Data frame, fully bit loaded one CCH) Diskret multiton (Discrete Multi Tone) Diskret Wavelet multiton (Discrete Wavelet Multi-Tone) Elektromagnetisk kompatibilitet (Electro Magnetic Compatibility) Felkorrigering vid mottagaren (Forward Error Correction) Fjärröverhörning (Far End Cross Talk) 506 639 20 30 FFT: FTTN: G1 MUSIC: G2 MUSIC: G3 MUSIC: IFFT: IIR: ISDN: ISI: JTAG: LEX: LP: NT: OFDM: ONU: PGA: 14 ”Fast Fourier”-transformering (Fast Fourier Transform) Fiber till noden (Fibre To The Node) Första generationen, prototypsystem (VME-baserad) (Generation one, prototype system VMB-based) Tre + tvâ, ASIC-implementering (Three + two ASIC implementation) Två chips' kisel-implementering (Two chips silicon implementation) Omvänd ”Fast Fourir”-transformering (Inverse Fast Fourir Transformation) Obegränsad impulsrespons (Infinite Impulse Response) Internationell standard för digitala nät (International Standard for Digital Networks) Interferens mellan symboler (Inter-Symbol Interference) Joint Test Action Group Lokal växel (Local Exchange) Lágpass (Low Pass) Nât(verks)terminering (Network Termination) Nät(verks)enhet (Network Unit) Ortogonal frekvensmultiplex (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) Optisk nät(verks)enhet (Optical Network Unit) Programmerbar förstärkningsdämpare (Progammable Gain Attenuator) UI 10 20 30 POTS: QAM: SC: SDH: SF: SNR: STB: SUS: SUSl: SUS2: TA: TDMA: UTP : VCXO: VDSL: 506 639 15 Konventionell, ”gammal” telefonitjänst (Plain Old Telephony Service) ”Quadrature Amplitude Modulation” Systemstyrenhet (System Controller) Synkron digital hierarki (Synchronous Digital Hierarchy) Synkroniseringsram (Synch Frame) Signal/störnings-förhållande (Signal-to-Noise Ratio) Set Top Box Synkroniseringsramsekvens (Synch Frame Sequence) SF och DFl ramsekvens (SF and DFl frame sequence) SF och DF2 ramsekvens (SF and DF2 frame sequence) ”Time Advance” Multipelaccess med tidsdelning (Time Division Multiple Access) Oskärmad parkabel (Unshielded Twisted Pair) Spänningsstyrd kristalloscillator (Voltage Controlled Chrystal Oscillator) Digitala abonnentlinjer för mycket hög bithastighet (Very high bit-rate Digital Subscriber Lines) Det system som den föreliggande uppfinningen avser, hänvisas för enkelhetens skull till som ”MUSIC” (MUlti- carrier System for the Installed Copper Network - Multibärvágssystem för det installerade kopparnätet). MUSIC är avsett att tillhandahålla höghastighetskommunikation på 506 639 10 20 25 30 16 kopparparkabel för telefoni för stöd av bredbandiga multimediatjänster.

MUSIC-systemet som beskrivs i denna (SE 9603192-7) och de i korsreferens arrangerade patentspecifikationerna SE 9603187-7, SE 9603188-5, SE 9603189-3, SE 9603190-l, SE 9603191-9, SE 9603193-5, SE 9603194-3, SE 9603195-0, SE 9603196-8, SE 9603197-6 och SE 9603198-4, erbjuder en kostnadseffektiv och robust kundimplementering med kisel, som ger 26:2 eller l3:2 Mbit/s asymmetrisk transmission över kopparkabel ( lokala telefoninät.

MUSIC-systemet kan accessas med användning av det nätverkskoncept som är känt som Fiber till Noden (Fibre To The Node = FTTN), som använder optisk fiber, som var och en betjänar många användare, fram till ett kopplingsskåp i närheten av användarnas hem. Sålunda kan kabellängdsspecifikationen för MUSIC framgångsrikt begränsas till 1300 meter.

MUSIC-systemet är huvudsakligen avsett för överföring av en signal med hög bithastighet (26 Mbit/s) nedströms till abonnenten, och en signal med låg bithastighet (2 Mbit/s) uppströms, från abonnenten.

Figur 1 visar MUSIC-systemet. En nätverksenhet, NU, är ansluten till det fasta nätet genom en optisk fiberlänk, (FTTN). En nätverksterminering, NT, ansluten till en multimedia-applikation, t.ex. video-on-demand, är länkad till NU:n via kopparkabel. MUSIC-systemet stöder en hög datahastighet nedströms och en mycket lägre datahastighet uppströms. stöds tvâ bestämda bithastigheter (13 2 och 26:2 Mbit/s), där den lägre bithastigheten l3:2 Mbit/s kan implementeras som en I MUSIC-systemet som beskrivs här, 20 IQ V: 30 506 639 17 extra valmöjlighet för användning vid dåliga, eller extremt långa, kopparkablar.

För nåtverkstermineringen (NT) består anslutningen av ett set av standardiserade gränssnitt, såsom POTS, ISDN, ATM25 och Ethernet. Alla överföringsprotokollen stöds av (carried by) dataflödet i modemet, utom POTS-tjänsten som så att den är oberoende av (NU) filtreras ut passivt, modemstatus. Nätverksenheten terminerar i det fasta nätet.

MUSIC separerar upp- och nedlänksspektra genom passiv filtrering i de analoga delarna.

Den version av MUSIC som beskrivs här är avsedd att ge möjlighet till framtida funktionella uppgraderingar. Av detta skäl är FFT/IFFT-blocket projekterat att stödja full funktionalitet så att det kan återanvändas i framtida uppgraderingar av systemet.

MUSIC-systemet år ett DMT-baserat, multibärvågs VDSL-system som använder diskret Fourier-transformering för att skapa och demodulera individuella bärvàgor. Detta visas i Figur 2, som visar två transceivrar vilka var och en har en mottagare, Rx, och en sändare, Tx, ansluten till ett tvinnat kopparpar. Data sänds mellan de två transceivrarna med användning av en mångfald (plurality) av bärvágor, av vilka en del kanske inte används, t.ex. när kanalkvalitén är extremt dålig. Antalet bitar som överförs av var och en av bärvågorna kan också variera, beroende på kanalkvalité.

En multibärvàgsmoduleringsteknik som DMT hanterar frekvensberoende förluster och störningar på tvinnad I MUSIC-systemet delas den tillgängliga bandbredden på 10 MHz upp på 1024 bärvågor med en bredd pà vardera 9,77 kHz. Den tilldelade parkabel på ett effektivt sätt. överföringseffekten för de individuella bärvågorna beror pà störningseffekten och överföringsförlusterna på vart och 506 639 30 18 ett av banden. Varje bärvág förmedlar multinivàpulser (multilevel pulses) som kan representera upp till 12 bit data (4096 QAM). Den individuella bârvàgens signal/brusförhàllande (SNR) beräknas på mottagarsidan. Om en bärvág har ett högt SNR, placeras upp till 12 bit pà denna bärvág. För bärvàgor med lägre SNR-värden placeras färre bitar pà bärvágen. Bärvàgor som är drabbade av smalbandiga störningskällor stängs av. Felkorrigering vid mottagning (forward error correction) och datainterfoliering (data interleaving) används för att mildra effekterna av tillfälliga skurar av impulsstörningar.

Asymmetrisk VDSL implementeras i denna version av MUSIC-systemet, vilket betyder att nedströmshastigheten är mycket högre än uppströmshastigheten. Två bestämda nedströmshastigheter (26/13 Mbit/s) stöds av systemet; den valda hastigheten beror pà den aktuella kabellängden (<1300 m) och/eller kvalitén pà kanalen. Uppströmshastigheten är fixerad till 2 Mbit/s. Olika frekvensband kan användas i MUSIC-systemet för att separera nedströmskanalen från uppströmskanalen och båda fràn POTS, se Figur 3.

Alternativt kan andra duplexmetoder användas, t.ex.

TDMA och/eller en metod där varannan bärvág dediceras för nedströms- och uppströmskanalen.

Figur 4 visar en översikt av ett MUSIC-modem som den föreliggande uppfinningen avser. De viktigaste hàrdvarublocken är ADC och DAC, transformeringsbehandling, kanalvärdeberäkning/utjämning, synkronisering, fourir symbolmappning och detektering, kodning och avkodning med interfoliering (interleaving), nätgränssnitt och systemövervakare.

Modemet kan betraktas i form av fyra principiella funktionsblock, nämligen: Un 20 k) Un 30 19 - den digitala mottagarenheten; - den digitala sändarenheten; - den analoga ingången (front end); och - systemövervakaren (system controller)/PCI.

Den analoga ingången inkluderar en hybridtransformator ansluten till ett oskärmat, tvinnat par och POTS. Pà mottagarsidan är hybriden ansluten, via ett làgpassfilter, LP, en programmerbar förstärkningsdämpare, PGA, till en analog- till digital(A/D)-omvandlare. En spänningsstyrd kristalloscillator, VCXO, används för att driva analog- till digital-omvandlaren. På sändarsidan är hybriden ansluten till en digital- till analog(D/A)- omvandlare via ett làgpassfilter.

Den digitala mottagarenheten inkluderar en ”fast Fourir”-transformerings- och omskalningsenhet (rescaling unit), FFT, ansluten, som visas i Figur 4, till en synkroniseringsenhet och en kanalestimator. Kanalestimatorn är ansluten via en symboldetekteringsenhet och en ”avinterfo1ierings”- (de-interleaving) och avkodningsenhet, till en bithanteringsenhet och därifrån till ett nätapplikationsgränssnitt_ Den digitala sändarenheten inkluderar en bithanteringsenhet som är ansluten till en inverterad (inverse) ”fast Fourir” transformerings- och skalningsenhet, IFFT, via en kodnings- och interfolieringsenhet (interleaving) och en symbolmappningsenhet.

Systemstyrningen (system control) är ansluten till olika funktionsenheter i den digitala mottagaren och digitala sändaren, och till nätapplikationsgränssnittet och ett datorgränssnitt, så som visas i Figur 4. 506 639 Un 30 20 Nät(verks)gränssnittet ansluter den högre protokollnivån till modemets skikt ett-funktionalitet.

Detta block ansvarar för att systemet förses med data med den konfigurerade bithastigheten, och lägger till ”attrapp- om så erfordras. ramar" (dummy frames) Datan kanalkodas sedan och interfolieras (interleaved). Det MUSIC-system som beskrivs här använder en faltningskod (convolutional code) kombinerad med interfoliering. Med användning av ett djup med ett flertal (multiple) ramar erhålles en kombinerad frekvens- /tidinterfoliering (se senare i denna specifikation).

Symbclmappningsblocket tar emot ingångsdata som en helzalsvektor. Denna vektor mappas in i den konfigurerade konstellaticnen beroende på det aktuella bitladdningsvärdet. Mappningsenheten använder ett Gray- kodningsschema för att reducera sannolikheten för bitfel.

En reell (real) vektormultiplicering är det första steget i IFÉT-blocket. Detta får systemet att skala IFFT-blocket utför sedan en FFT på ingàngsdatan, som modulerar varje bärvàg. Som ett slutligt uteffektsnivån på varje bärvàg. reell 2048 punkters inverterad (inverse) steg utförs en address ”wrap around” på utgångsdatan, där en kopia av de första 128 samplingarna läggs till i slutet av ramen. Detta kallas det cykliska prefixet (CP).

Den mcdulerade signalen går till en DAC som omvandlar signalen med ett minsta sant dynamiskt omfång (minimum true dynamic range) pà 84 dB. DAC:n klockas av systemsampelklockan på 20 MHz. För att bli av med Nyquist ”ghosts”, LP-filtreras signalen. Hybriden tillhandahåller ett balansera: gränssnitt mot kopparkabeln.

En översikt över MUSIC-sändarens och -mottagarens signalväg visas i Figur 4. Sändardelen använder samma hybridkonstruktion som mottagaren.

Un 20 Ix) UI 30 506 659 21 I mottagaränden separerar splitter/hybrid- transceivern de frekvenser som används av POTS, frän 0 till 4 kHz, från de frekvenser som används av systemet. Det extraherar också den làgnivâiga mottagningssignalen fràn den kombinerade högniváiga sändningssignalen och den lágniváiga mottagningssignalen.

För att reducera Nyquisteffekter pà signalen làgpassfiltreras den mottagna analoga signalen innan den matas in i PGA:n (Programmable Gain Amplifier).

PGA:n är nödvändig för att få det bästa utnyttjandet av det dynamiska omfånget i ADC:n. I detta system skall det dynamiska omfånget vara åtminstone 66 dB.

Efter det att signalen omvandlats till digitalt format, tar synkroniserings- och FFT-blocket emot datan.

I synkroniseringsblocket genereras en ramklocka (för styrning av FFT-buffertarna) och en styrsignal för VCXO:n.

I början återtar írezrieve) synkroniseringsblocket ramklockan från den samplade signalen. Ramklockan används sedan för att beräkna ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) och överförs till ”VCXO feed back controller”. VCXO:n genererar samplingsklockan (20 MHz).

En samplingsklocka som endast styrs av ”frame time estimate” är inte tillräckligt exakt i ett DMT-system.

Därför används, efter làsningssekvensen, en dedicerad pilotbärvàg för att uppnå en hög synkroniseringsprecision pà samplingsklockan.

En BSI-signal extraheras också från pilotbärvàgen.

BSI är den bassynkroniseringsintervallsignal (Base Synchronization Interval timing signal) som används för att synkronisera sändarens och mottagarens CCH-kommunikation.

En av de nya aspekterna av MUSIC-systemet är den algoritm 506 659 UI 20 I~J U» 22 som används av synkroniseringsblocket, som behandlas mera detaljerat senare i denna specifikation.

En 2048 punkters verklig FFT utförs på ingängsramarna i FFT-blocket. Efter detta utförs omskalning (rescaling), som baseras på energiladdningsparametrarna, innan data överförs till nästa block.

Kanalvärdeberäkningen och -utjämningen utförs på utmatningsdatan från EFT-blocket. Alla dataramar används för att värdeberäkna (estimate) kanalegenskaperna. Dessa används sedan för att beräkna (compute) en bitladdningsvektor som bestämmer antalet bitar som skall sändas på var och en av bärvágorna. Denna information sänds därefter till sändaren genom uppströmsstyrkanalen (CCH).

I symboldetekteringsblocket utförs en ”avmappning” (demapping) för varje bärvàg enligt bitladdningsmallen (bit-loading mask).

Efter avmappning utförs ”avinterfoliering” (de- interleaving) och ”felkorrigering vid mottagning” (FEC, Forward Error Correction) på den detekterade bitströmmen.

Datan är sedan klar för nät(verks)/applikations- gränssnittsblocket efter bithantering. Attrappramarna (dummy frames) tas bort i detta block.

I systemets hjärtpunkt, som visas i Figur 4, finns SC). en generell (general purpose) processor som har gränssnitt styrenheten för systemet (System Controller, SC:n är mot och styr de olika underblocken med användning av en lokal PCI-buss. I den version av MUSIC som beskrivs här, är styrenheten CPU programmerbar. En extern port tillhandahàlles, genom ett JTAG-gränssnitt på moderkortet (on-board), för att underlätta programmering.

Huvuduppgifterna för SC:n är att styra systemstart- up och uppförandet under körtid och att utföra 20 25 30 506 639 23 bitladdnings- och energiladdningsberäkningar. Den kommunicerar med fjärrsidan av modemet genom en dedicerad styrkanal (CCH). Denna kanal överför data avseende förändringar i bit/energi-laddning och annan systemsignalering.

För att erhålla en kostnadseffektiv produkt för hög volymanvändning, måste de digitala delarna av systemet vara baserade på åtminstone två ASIC-kretsar. Figur 5 visar hur systemet kan delas upp (partition) för chipsdesignändamål.

Ett chips innehåller FT/IFFT-kärnan. Ett andra chips innehåller ramsynkronisering, kanalvärdeberäkning och -utjämning, symboldetektering och symbolmappning. Det analoga blocket och nätgränssnittblocket kan implementeras på ett tredje, respektive fjärde, chips.

Systemparametrarna som används av MUSIC-systemet som beskrivs här visas i Tabell 1 till 3 bifogade härtill.

VDSL-system arbetar i spektrumet från 0 till 40 MHz.

I detta band upptar MUSIC-systemet, som beskrivs här, de lägre 10 MHz, se Figur 6. Ett antal traditionella band finns i detta spektrum, inklusive POTS och vissa radioamatörband. Olika frekvensband används i det MUSIC- system som beskrivs här för att separera nedströms- från uppströms kanaler. Eftersom det MUSIC-system som beskrivs här använder 1024 bärvágor över 10 MHz, har varje bärvåg en bandbredd på 9,77 kHz, där de två första bärvågorna är allokerade av DC-nivån och POTS-tjänsten. Den sista bärvågen är satt ur stånd eftersom den är Nyquist-punkten.

Andra bärvágor (på radioband) kan behöva annulleras. Detta är i första hand en fråga om immunitet och utstrålning på det balanserade kopparparet.

Genom passiv filtrering av POTS-spektrumet kan denna tjänst göras oberoende av det MUSIC-system som beskrivs här, körtidstatus, eller strömförsörjning. 506 639 20 30 24 Det finns två sätt att tillhandahålla ISDN-tjänster för en MUSIC-modemanslutning. Ett sätt är att låta POTS- och ISDN-systemen existera under (below) MUSIC- frekvensbanden. Detta kan uppnås med användning av en liknande filtreringsprocess för ISDN-bandspektrum som för POTS. Denna filtrering gör det möjligt för tjänsten att tillhandahållas oberoende av konfiguration.

Det andra sättet att tillhandahålla ISDN är att låta ISDN vara en bärartjänst i MUSIC-systemet. Denna lösning har fördelen i termer av spektrumeffektivitet. Användning av 1024 bärvágor över 10 MHz ger varje bärvág en bandbredd på 9,77 kHz. ISDN-spektrumet kräver allokeringen (150- 4)/9,77 = 5, av dessa bärvägor. Beroende pá kanalkarakteristiken mäste dessa fem bärvägor väljas att ha det bästa SNR:et i systemet. För en standardanslutning ger detta 5*100=500 kbit/s bandbredd.

Den optimala lösningen är därför att använda modemet som en bärare, och allokera endast 64 kbit/s, jämfört med 509 kbit/s för den totala bandbredden för 64 kbit/s ISDN- tjänsten.

Resultatet av mätningarna av dämpning och FEXT (fjärröverhörning = Far End Cross Talk) utförda på en telekommunikationsoperatörs nät, visade att det är möjligt att uppnå bithastigheter högre än 100 Mbit/s om kabeln är kortare än 230-300 meter. För längre kablar begränsar dämpningen pä högre frekvenser den maximala bithastigheten.

För kablar pä omkring 500 meter kan 40 Mbit/s uppnås, och för en 1 km kabel är 15-20 Mbit/s realistiskt.

En annan faktor som minskar prestandan är EMC, som begränsar de: använda effekten. Vissa delar av frekvensdomänen måste kanske också uteslutas.

En typisk PSTN kan förväntas ha följande karakteristik när det gäller impulsstörningar: 20 25 - maximal varaktighet 250 ps - medianintervall 67 ms - maximal toppamplitud 20 mV - huvuddelen av energin under 200 kHz - bakgrundsstörning -107 dBm/Hz Huvudkällan för synkronisering i systemet är samplingsklockan. Referensen för samplingsklockan är belägen pä NU-sidan och är gemensam för alla tvinnade kopparpar i en sekundärkabel (secondary cable).

Samplingsklcckans frekvens är 20 MHz i 10 ppm, med ett ”phase jitter” pä mindre än 0,5 ns.

Samplingsklockan pä NT-sidan är fasläst till NU- sidan. Logiken för läsningen använder ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing i ett och använder sedan estimation) första skede, pilotbärvägs: för att producera en finjustering av läsningen. Läsningslogiken styr frekvensen hos en VCXO via en 18 bit digital/analog-omvandlare_ Kraven för VCXO:n är 20 MHz i 25 ppm omfång och 10 ppm/volt känslighet. Den slutliga läsningen skall ha en precision pä 1/100 sampel, med ett ”phase jitter” pä mindre än 0,5 ns.

Ramklockan är 1/(2048 + 128) av samplingsklockan och styr starten av mottagning och sändning av ramarna.

Ramklockan, som används både för sändning och mottagning, avviker i fas på både NU- och NT-sidan.

Ramklcckan för sändning på NT-sidan är master och styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Mottagningsramklockan pä NT-sidan erhålles från hàrdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen och styr starten av ramsamplingsperiod, se Figur 7. 50 20 IQ Ul Û 639 26 Ramklockan för sändning på NT-sidan är densamma som ramklockan för mottagning, men är en TA-sampel tidigare i fas. TA är en parameter som mäts under systemuppstart på NU-sidan och används för kompensering av utbredningsfördröjning (propagation delay) på kopparledaren. Detta måste göras för att upprätthålla ortogonaliteten, över kopparledaren, för de samplade perioderna, både på upplänken och nedlänken. Ramklockan för sändning på NT-sidan styr starten av signalintervallen, se Figur 7.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan fördröjs ett antal sampelklockcykler (TA) i förhållande till ramklockan för sändning, efter det att TA-beräkning (calculation) utförts. Fördröjningen före beräkningen av TA i uppstartningssekvensen bestäms av hárdvarufunktionen för ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimation hardware function) och värdet är åtkomligt för styrenheten.

Ramklockan för mottagning på NU-sidan styr starten av rarsamplingsçeriod, se Figur 7.

BSI-klockan används för att synkronisera parameterändringar mellan den sändande och den mottagande Parametrarna kan, vara bitladdning, sidan. till exempel, energiladdning eller styrkanalfrekvens. Parametrarna uppdateras av systemstyrenheten, på båda sidor, innan BSI- klockan initierar switchen för den nya uppsättningen (set- up).

BSI-klockan är 1/8192 av ramklockan. BSI-klockan i upplänken fördröjs en halv BSI-klockcykel i förhållande till BSI-klockan i nedlänken.

En kor: pseudo-slumpmässig (pseudo-random) sekvens på pilotkanalen används för BSI-synkronisering mellan den sändande och mottagande sidan.

UI 20 27 Det cykliska prefixet är en utökning (extension) av ramarna som adderas av FFT-chipset. För att upprätthålla ortogonaliteten under hela signaleringsperioden, kopieras de sista 128 samplen av ramen och placeras före den verkliga (actual) ramen. Detta arrangemang hanterar problem som sammanhänger med interferens mellan symboler som orsakas av tidsdispersion.

Det är viktigt att den del av signaleringsperioden som samplas endast på den mottagande sidan överlappar en signaleringsperiod i den andra riktningen, längs hela kopparledaren. TA används för att optimera denna överlappningsperiod. Den maximala kabellängden begränsas av TA = motsvarar 1250 meter (om utbredningsfördröjning är 5 ns/m). 128 samplingar = 6,4 ps utbredningsfördröjning. Detta Det analoga gränssnittet ansluter den mottagna och sända digitala dataströmmen vid Cl-chipset till telefonledningen. Det finns också anslutningar till Tl- chipset och systemcontrollern för styrändamäl.

Det analoga gränssnittet visas i Figur 8. Ledningen är ansluten till en hybridtransformator som också är länkad till POTS. På mottagningssidan av hybriden går den inkommande signalen via ett lägpassfilter och en programmerbar förstärkningsdämpare till en analog/digital- omvandlare, ADC, och därifrån till Cl-chipset. På sändarsidan av hybriden omvandlas den utgående digitala signalen till analog av en digital/analog-omvandlare, DAC, och går därifrån via ett làgpassfilter LP till hybridtransíormatorn. En spänningsstyrd kristalloscillator, som driver både ADC och DAC, är ansluten till T1-chipsets synkroniseringsblock.

En OFSM-ram är en summa av sinusformade bärvágor modulerade i fas och amplitud och med mellanrum (spaced) i frekvensplanet (frequency domain) med ett minimum av separationsavstánd mellan bärvàgor. Antagandet att 586 10 20 25 30 659 28 symbolerna inom ramen är jämnt fördelade och okorrelerade i förhållande till varandra ger en signal i tidplanet med en ungefär normalfördelad momentan amplitud. Sålunda existerar det en liten möjlighet att indata kan samverka med varandra till att skapa pulser med mycket höga toppnivåer.

Emellertid måste den maximala amplituden begränsas till en lägre amplitud än denna så att det finns ett tillräckligt antal kvantiseringsnivåer i DAC:n för att hantera (average) genomsnittliga signaler. Ãven om DAC:n har tillräcklig upplösning för att rymma en hög toppnivá i sändaren, finns det begränsningar på mottagarsidan (ADC). Emellertid behöver konsekvenserna på mottagarsidan inte vara så allvarliga som de kan tyckas Våra .

En kort kabel har lägre dämpning i det höga frekvensområdet än en lång kabel, se Figur 9. Detta betyder att en tillfällig puls kan uppträda i mottagaren nästan opåverkad av kabelkarakteristiken. Därför krävs ett relativt stort dynamiskt omfång i mottagaren. Detta kan emellertid lätt åstadkommas eftersom nästan lika dämpningar ej kräver ett stort dynamisk omfång. ADC:n behöver rymma det område som i Figur 9 indikerats med den heldragna, grova, pilmarkerade linjen.

Den större högfrekvensdämpningen hos långa kablar kräver emellertid ett stort dynamiskt omfång.

Högfrekvensdämpningen betyder också att det skulle krävas åtskilliga stora toppar (peaks) från sändaren för att bygga upp höga amplituder i mottagaren; ett fall som är ännu mindre sannolikt att inträffa vid ADC-ingången (input) än enstaka toppar. Den ”fria höjden” (headroom) kan därför minskas och ADC:n bör rymma det område som markeras av den grova, streckade pillinjen i Figur 9. 10 25 30 35 506 639 29 Sammanfattningsvis kan prestandan optimeras genom omsorgsfull inställning (setting) av signalnivån vid mottagar-ADC:n beroende pà kabellängd. Klippning, dvs hög amplitudmättnad hos analog- till digital-omvandlaren kan ändå vara ett problem. Den föreliggande uppfinningen, som behandlas i detalj nedan, tillhandahåller ett sätt att reducera de skadliga effekterna av klippning.

Metoden för den föreliggande uppfinningen är baserad på detektering av sampler i vilka amplituden överstiger det maximala värdet av den disponibla kvantiseringen. När detta inträffar, omvandlas den digitala signalen som representerar sampeln till ett tal som motsvarar ett predikterat värde pà signalamplituden, istället för mättnadsvärdet för analog- till digital-omvandlaren som används.

Metoden kräven endast en obetydlig ökning i komplexiteten hos analog- till digital-behandlingen (processing) av signalen.

Metoden för den föreliggande uppfinningen reducerar sålunda de skadliga effekterna av klippning vid mottagningen och digitaliseringen av multibärvågssignaler.

Den föreliggande uppfinningen kan användas i DMT-system, sådana som MUSIC-systemet som här beskrivs. Uppfinningen kan emellertid användas i radiotransmissionssystem som använder OFDM. Uppfinningen är inte begränsad till system som använder FFT, den är också tillämplig i system som använder ”wavelet transforms”.

Vid samplingen och kvantiseringen av en multibärvågssignal, behövs ett stort dynamiskt omfång för att undvika klippning av den digitaliserade signalen genom mättnad av analog- till digital-omvandlaren som används för att digitalisera signalen. Detta problem uppstår på grund 506 639 UI 10 25 30 30 av att multibärvàgssignaler har en amplitudfördelning som är ungefär Gaussisk , dvs normalfördelad. Detta betyder att extrema värden på amplituden, höga signalamplituder, kan förekomma, fastän med låg sannolikhet.

Den föreliggande uppfinningen är baserad på registrering, eller detektering, av extrema amplitudvärden, både positiva och negativa, under samplingsprocessen, och att använda dessa data för att prediktera ett väntevärde på amplituden. När klippning ej inträffar, används digitaliserade utdata från analog- till digital- omvandlaren utan modifiering. När klippning är för handen ersättes mättnadsvärdet som erhålles från analog- till digital-omvandlaren med ett predikterat värde på amplituden för indata. Det predikterade värdet för amplituden kan beräknas ur Gaussfördelningen.

Som förklarats ovan, sänds i ett multibärvågstransmissionssystem många smalbandsdatamodulerade bärvågor parallellt via en bredbandskanal. Om sända data statistiskt kan betraktas som en slumpmässig sekvens, kommer varje bärvág att få en slumpmässig fas och, i många fall, en slumpmässig amplitud.

Centrala gränsvärdesatsen innebär att amplitudfördelningen för summan av alla kommer att vara Gaussisk, se Figur 33, bärvàgorna.

För att digitalisera, genom sampling och kvantisering, och återskapa en multibärvågssignal utan klippning, behövs en kvantiserare med en dynamisk upplösning med många bit.

Emellertid har tillgängliga analog-till digital-omvandlare endast en begränsad bitupplösning vid höga signalbandbredder, dvs höga samplingshastigheter. Detta betyder att en balans måste uppnås mellan klippning och dynamiskt omfång, eller upplösning. Om kvantiseringsintervallet görs tillräckligt brett för att 10 25 31 kraftigt reducera klippning, införs orimligt kvantiseringsbrus som orsakar en oacceptabel förlust av precision och prestanda. Effekten av klippning av en signal visas i Figur 34.

Den föreliggande uppfinningen är baserad pà de följande metodstegen: l. Amplituden hos den analoga signalen regleras av en förstärkningsstyranordning (gain controller), se Figur 35, till ett önskat kvantiseringsomráde. 2. Kvantiseraren, dvs analog- till digital- omvandlaren, ADC, som har en begränsad bitupplösning, samplar signalen. När amplituden hos den analoga signalen överstiger kvantiserarens mättnadsvärde, antingen positivt eller negativt, motsvarar den följande digitala representationen mättnadsvärdet. 3. En ”toppvärdesdetektor" detekterar när ADC:n när mättnad och, som en konsekvens, klippning inträffar.

Extremdetektorn styr funktionen hos en 3-till-1- multiplexor. 4. Den kvantiserade, digitala signalen skapar indata till 3-till-l-multiplexorn och utdatasignalen sänds till nedströmsenheter i mottagaren, nämligen FFT- processorn. Beroende pà styrsignalen som genereras av extremdetektorn, verkställs ett av följande steg, sampel för sampel: - när ett positivt maximum detekteras, genereras en predikterad max.amplitud, a, som överstiger mä:tnadsvärdet för ADC:n, dvs E{a 2 max}; 506 659 25 b) Un 32 - när ett negativt maximum detekteras, genereras en predikterad min.amplitud, a, som understiger det negativa mättnadsvärdet för ADC:n, dvs E{a S - max}; och - när varken ett positivt eller negativt maximum dezekteras, används den kvantiserade signal som finns pá ADC:ns utdata (output).

Efter multiplexorn ökar antalet bit och dessa används i den påföljande digitala databehandlingen av signalen. Ökningen i aztalet bit orsakas av det predikterade värdet för signalaïplituden som överstiger kvantiseringeintervallet.

Kretskcçpling för implementering av den föreliggande uppfinninge: visas schematiskt i Figur 35. En inkommande analog signal förs till en förstärkningsstyrenhet (gain controller), GC, som kan användas för att reglera amplituden h:s signalen till ett område lämpligt för databehandlizg av analog- till digital-omvandlaren, ADC:n.

Utdata från ADC:n omfattar n bit. En ”Detector of extremes”, beskriven i Figur 35 som en "toppvärdesdetektor", detekterar när det dynamiska området i ADC:n överskrids, dvs när n bit är otillräckligt för att representera signalens amplitud, och genererar en signal som matas till multiplexorn. Om det positiva mättnadsvärdet för ADC:n överskrids, kopplas en predikterad amplitud E{a 2 max} in av multiplexorn istället för amplitudens mättnadsväráe. Om det negativa mättnadsvärdet för ADC:n underskrids, kopplas en predikterad amplitud E{a S - max} in av multiplex:rn istället för amplitudens mättnadsvärde.

Antalet bitar som representerar en sampel vid multiplexorns utgång översziger antalet bit n som genereras av ADC.

Linjeielaren(splitter)/hybriden har tvà huvud;;pgifter, nämligen att: 20 IQ Un 33 - dela upp och kombinera telefonisignal- (POTS) och VDSL-signalfrekvensbanden; och - förhindra den sända signalen fràn att uppträda vid mottagaren på samma enhet genom balansering av kabeln.

Eftersom varje transmissionsriktning har sitt eget frekvensband, är det möjligt att optimera båda sidor när det gäller deras respektive frekvensband för att öka den totala prestandan.

Avsikten med làgpassfiltret på ingàngssignalen är att minska ”alias”-effekter (aliasing effects) pá interferens ovanför det använda frekvensområdet.

Làgpassfiltret på utgångssidan reducerar utsänd effekt på ”stoppbandet”. Dessa filter kan utgöra delar av uppdelnings-/hybridmodulen_ Den bästa kommersiellt tillgängliga ADC:n idag är ”Analog Devices AD9042” som har ett signal/brusförhållande på ungefär 66 dB. Det rekommenderas att antingen denna ADC, eller någon med likvärdig prestanda, används.

För denna beskrivning förutsättes det att en DAC med 14 bit upplösning används.

FFT- och IFFT-algoritmerna uppbygges av 1024- punkters komplexa FFT er med data-reorganisering för att tillåta beräkning av två reella sekvenser på samma gång.

Följaktligen är var och en av FFT och IFFT effektiva 2048- punkter. Hárdvarurealiseringen baseras på en radix-32-kärna som beräknar resultatet i tre ”fövandlingar” (passes), se Figur 10.

Förhållandet mellan signal/brusförhállandet och upplösningen i algoritmen kan uttryckas som: sNR=22b'“'1 506 659 Un 20 30 34 och v = ll Lösningen för b ger 17 bit upplösning där b = antal bit, ”förvandlingar”). (antal effektiva radix-2 (baserat pä ADC SNR), men eftersom ADC inte är den enda källan för analog signaldegradering, bör 16 bit upplösning i algoritmen vara tillräckligt för att upprätthålla upplösningen genom hela systemet.

VCXO n genererar den samplingsfrekvens som används i NT-delen av systemet. Styrspänningen baseras på data från synkroniseringsenheten. Klockfrekvensen mäste vara mycket stabil och fasläst till NU-referensklockan för att upprätthålla ortogonalitet mellan symboler. (phase locked) För att fullt utnyttja ADC:ns dynamiska omfång måste en programmerbar dämpare (attenuator) sättas in före ADC:n.

Dämpningsnivän är huvudsakligen en funktion av kabellängden och kan bestämmas med värdet för ”framflyttning av synkronisering” (timing advance) genom systemcontrollern.

Dämpningsupplösning och omfång, och förhållandet mellan värdet för ”timing advance” och dämpningsnivàn, måste bestämmas. Utjämning och variansvärden kan också användas i beräkningarna för förbättrat resultat.

I ett DMT-system är det nödvändigt med en mycket exakt synkronisering mellan sändaren och mottagaren, speciellt när bärvàgor moduleras med stora konstellationer.

I den utförandeform som här beskrivs, används en ny ramsynkroniseringsmetod som bygger pà korrelationsegenskaper inbyggda i strukturen hos den mottagna signalen.

På NU-sidan används en kristalloscillator med bestämd frekvens som en referens för generering av samplingsklockan. Pä NT-sidan genereras en samplingsklocka av en VCXO Controlled Crystal Oscillator) (Spänningsstyrd kristalloscillator = Voltage som är låst i fas till oscillatorn pà NU-sidan. VCXO:n styrs initialt av 10 20 30 506 639 35 ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate).

Upplösningen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen är emellertid inte tillräcklig i den föreliggande applikationen. Därför används en dedicerad pilotbärvág, efter en lásningssekvens (lock-in sequence), för att uppnå en mycket hög noggrannhet pá samplingsklocksynkroniseringen_ Beroende pà den långa symbolvaraktigheten i ett DMT- system kan interferens mellan symboler orsakad av kanaltidsdispersion elimineras med hjälp av ett skyddsintervall (guard interval) som ett prefix till varje ram i tidsdomänen. För att upprätthålla ortogonaliteten hos ramarna är innehållet i varje prefix en kopia av den sista delen av den följande ramen, vilket gör att ramarna tycks vara partiellt cykliska.

Den synkroniseringsmetod som används för att värdeberäkna (estimate) ramsynkroniseringen använder den höga korrelation som finns mellan ett prefix och den motsvarande delen av en ram. Genom att kontinuerligt korrelera samplingar av den mottagna signalen, avskilda i tid av (den kända) ramlängden, kommer passerandet av ett skyddsintervall att orsaka en topp i korrelationsvärdeberäkningen (correlation estimate). Därför kommer dessa toppar att ha ett känt synkroniseringsförhällande till ramarna och kan användas för att skapa en ramstartsignal. Principen visas i Figur ll.

Korrelatorn och topptidsestimatorn använder en systemklocka som genereras av en VCXO. Denna klocka divideras med (divided by) det totala antalet sampler i ett signalintervall (ett cykliskt prefix och en ram), för at skapa en signal med samma period som korrelationstopparna.

Fasavvikelsen (frame time deviation) mellan dessa två signaler används som indata till en ”feed-back controller” 506 659 \J| .__ \J| 20 IQ (_11 36 som justerar VCXO-frekvensen till den korrekta samplingsfrekvensen. Fasen hos denna samplingsklocka är emellertid inte tillräckligt exakt för att användas i ett DMT-system. Därför används ramsynkroniseringsvärdeberäkningen huvudsakligen för en inläsningsoperation (lock-in operation). Den används också för att övervaka ramsynkroniseringen för att upptäcka större avvikelser som kommer att göra en resynkronisering nödvändig.

Korrelationen av den mottagna datan beräknas kontinuerligt. Tidsdifferensen mellan de tvà signalerna uppnås genom att använda en digital fördröjningsledning på en ramlängd. Utdatan på fördröjningsledningen multipliceras med den icke fördröjda signalen och integreras (ackumulerad) över ett intervall motsvarande längden hos det cykliska prefixet. Utdatan frán integratorn är korrelationsfunktionens värdeberäkning (estimate).

Eftersom endast synkroniseringsinformationen hos korrelationsvärdeberäkningen används, implementeras en förenklad estimator som endast använder den inmatade datans symbol reducerad komplexitet jämförd med användning av den (sign). Denna hàrdvaruimplementering har en starkt fullständiga sampelordlängden.

Datorsimuleringar har visat att användning av synkron medelvärdesbildning av ett flertal (several) signalintervall reducerar variansen hos ramsynkroniseringsvärdeberäkningen_ Beroende på den reducerade dataordlängden som används i multiplikatordelen av korrelatorn, är det möjligt att implementera en sådan medelvärdesbildningsfunktion omedelbart efter multiplikatorn.

Ett blockschema som visar implementeringen av korrelatorn visas i Figur 12. Den inkommande signalen X(k) passerar genom en fördröjning med N = 1024, dvs en ram, och Un 10 15 20 506 659 37 till en konjugator. Utdatan från fördröjningen och konjugatorn multipliceras sedan för att producera en signal Y(k) som går till en medelvärdesbildare. Utdatan från medelvärdesbildaren, Z(k) gär till en subtraherare från vilken Z(k) signal W(k) som går till en ackumulator som ger en utsignal C(k). fördröjd med L = 128 subtraheras. Detta ger en Detaljerna i den medelvärdesbildande delen av korrelatorn visas i Figur 13. Medelvärdesbildaren omfattar en serie fördröjningselement kombinerade med adderare, så som visas. Utsignalen kan uttryckas som 6 Z(k) = Z Y(k-iM) i=0 där Y(k) är insignalen och Z(k) är utsignalen.

För att göra medelvärdesbildningen synkron med signalens ramstruktur, är fördröjningarna lika med signalintervallet.

En detektor för att finna läget för den maximala storleken pà korrelationsfunktionsvärdeberäkningen visas i Figur 14. Den implementeras med hjälp av ett register (#1) för det senaste max.värdet och en komparator.

Registerinnehàllet och korrelationsstorleken jämförs, och varje gång ett värde större än registerinnehàllet påträffas, lagras det nya värdet i registret. Det aktuella värdet hos en räknare som räknar samplingsintervall (modulo signalinterval), förs också till ett andra register (#2). detta andra register att innehålla ett index till det När ett helt signalintervall har passerat, kommer max.värde som påträffats under detta intervall. Detta index lagras i ett tredje register (#3), en gång per signalintervall, och innehållet i det första registret (1#) divideras med tvä (med användning av skiftning) (using shift). 506 659 Un 10 20 38 Det index som lagrats i register #3 tolkas som avvikelsen mellan räknarvärdet och den aktuella synkroniseringen hos insignalramarna. Återkopplingscontrollern kommer att få medelvärdet för denna avvikelse att konvergera mot noll. Räknarvärdet kan sedan användas som en pekare (pointer) till signalintervallet. Ramsynkroniseringsklockan genereras med hjälp av detta räknarvärde för att indikera ramstarten.

Värdeberäkningen av komplexrepresentationen för pilotbärvágen i frekvensplanet utförs med användning av den FFT-enhet som finns tillgänglig i systemet. Fördelen med att använda denna metod är att värdeberäkningen kommer att vara oberoende av den varierande modulationen hos andra bärvágor. Detta beror pá den inneboende ortogonaliteten mellan bärvägorna. För att uppnå en värdeberäkning med acceptabelt låg varians, är en viss medelvärdesbildning nödvändig. Detta utförs med hjälp av första ordningens digitala IIR-filter.

Olyckligtvis representeras värdeberäkningen som ett komplext tal i rektangulära koordinater, så argumentet är inte direkt tillgängligt. I återkopplingsslingan är det nödvändigt att upptäcka (detect) mycket små argumentavvikelser. Därför mäste upplösningen på argumentet vara hög. Återkopplingscontrollern kommer att få pilotbärvàgsargumentet att konvergera mot noll. En approximering av argumentet, som är linjärt endast i ett litet omrâde omkring noll, är dä tillräckligt för att uppnå acceptabel prestanda. En användbar approximering som är ”monotonic” i nästan alla fyra kvadranterna, och också enkel att implementera i digital logik, beskrivs genom uttrycket: A=M.KWC}-(l-sgn¶{C}).K. W{C}.sgn.3{CH UI 20 30 39 där C är den komplexa pilotbärvågsvärdeberäkningen, M är en positiv skalningskonstant, och K är en positiv konstant som påverkar funktionens utformning (här används K=2).

Kanalen inför fasskift pá pilotbärvágen som kan orsaka ”linjeringsfel” (misalignment) mellan ramsynkroniseringen på insignalen och pilotargumentet noll.

För att eliminera detta problem går pilotbärvågsestimatorn också genom utjämnaren för frekvensplanet (frequency domain equalizer). Utjämningsparametern för denna bärvág sättes under startsekvensen, när ramsynkroniseringsvärdeberäkningen (frame timing estimate) har konvergerat till sitt slutliga värde.

Valet av pilotbärvàg kommer att vara fast, men logik för val av andra bärvägor som pilot kan också tillhandahållas. Återkopplingsslingan har i verkligheten två ”controllers”, var och en med sin egen insignal.De två ccnzrollerutgängarna adderas och matas via en D/A- omvandlare till VCXO:n som genererar samplingsklockan. Båda ”controllerna” är av PI-typ (Proportional and Integrating).

Figur 15 ger en översikt över signalvägarna. Den mottagna datan i tidsplanet passerar genom korrelatorn och topplägesestimatorn för att resultera i ramklockan. Den komplexa pilotbärvágen i frekvensplanet som härleds från utjämnaren (equalizer) förs till en pilotargumentestimator, vars utdata förs till ”àterkopplingscontrollers” som också tar emot utdata från toppestimatorn. Utdatan från ”äzerkopplingscontrollerna” förs sedan till en D/A- omvandlare för att ge en signal som används för att styra VCXO:n.

Under startsekvensen är endast ramsynkroniseringscontrollern aktiv. När ramsynkroniseringen har stabiliserats, värdeberäknas 506 639 l0 40 utjämningsparametern för pilotbärvágen och sättes (av SC n). Detta görs endast en gäng, och ytterligare uppdatering av denna parameter undertryckes. Efter denna ändring av uzjämningsparameter, ges medelvärdesbildaren för argumentestimatorn tillräckligt med inställningstid.

Slutligen stoppas ramsynkroniseringscontrollern och pilotargumentcontrollern aktiveras. När ramsynkroniseringscontrollern stoppats, låses dess sista utvärde sä az: VCXO-frekvensen förblir nära sitt slutliga värde.

Pilotbärvàgen används också för överföringen av synkroniseringsinformation för bassynkroniseringsintervallet (BSI = Base Synchronization Interval). Börvàgsargumentet antas normalt vara konstant.

Ett kort mönsïer BPSK-moduleras pá bärvàgen med användning av faserna C och n och lämnande bärvàgen på fas 0 under resten av BSI-intervallet. Om detta mönster endast är en bråkdel ( pilo:bärvàgsargumentvärdeberäkningen försumbar. En av ESI-intervallet, är störningen av korrelator används för att detektera mönstret och ge synkroniseringssignalen för BSI.

(SC) upptäckt av synkroniseringsläsning och av övervakningsskäl, ”System Controllern” måste ha läsaccess, för till register som häller estimatorn för ramtidsavvikelse och pilotargumentapproximeringen.

För at: hantera den inledande utjämningen av pilotbärvàge: är det nödvändigt för SC:n att läsa den medelvärdesbildade komplexa representationen för bärvàgen och skriva till utjämningsparameterminnet.

Ett kcïpensationsregister (offset register) för att bestämma den relativa synkroniseringen mellan indataramarna och ramstartsignalen är nödvändigt och mäste vara skrivbart från SC:n. eïta används pá NT-sidan. 10 IQ U» 506 639 41 De detekterade BSI-händelsesignalerna, för både mottagning och sändning, skall anslutas till SC:n som avbrottsinmatningar (interrupt inputs).

Alternativt kan pilotbärvágen àterhämtas (recover) från signalen i tidplanet, med användning av ett bandpassfilter, och användas direkt för faslásning av en samplingsklockoscillator_ Frekvensplansmetoden, som här beskrivs, har fördelen att pilotbärvàgsestimatorn är oberoende av moduleringen av de andra bärvågorna, beroende på ortogonaliteten. En annan ramsynkroniseringsmetod skulle vara beroende av att införa ett känt mönster i vissa ramar.

Detta skulle reducera systemkapaciteten.

Ramlängden och längden pà de cykliska prefixen är fasta i den utförandeform som här beskrivs. Metoden, som beskrivs ovan, är utformad att fungera i en âterkopplingsslinga med en VCXO. I en enhet som använder en bestämd samplingsklockoscillator behöver utförandet pà ramsynkroniseringses:imatorn modifieras en aning. Det är -.f~ viktigt att ,-XO:n har mycket làg fasstörning, eftersom àterkopplingsslingan är alltför långsam för att kompensera en sådan störning.

Ett diskret multitonsystem (DMT) modulerar N komplexa datasymboler på N bärvàgor (här använder vi N=l024 bärvàgor). Denna mappning beräknas som en omvänd (inverse) diskret Fourir-transformering genom användning av ”Inverse (IFFT).

N st bärvàgorna av en FFT.

Fast Fourier Transform” I mottagaren demoduleras de I modemet, som beskrivs här, utförs FFT och IFFT av samma enhet, med användning av samma bas (radix) 16, eller 32 ”kärnor” cores), i olika faser. Denna process visas schematiskt i Figur 16.

Huvudoperationen delas upp i ramar med längder på 2048 reella, eller 1024 komplexa värden. För varje ram 506 639 IQ Un 42 utför denna enhet en FFT, IFFT, skalning, omskalning (descaling), samt addering av cykliskt prefix.

FFT:n och IFFT:n beräknar 2048 punkter reella FFTS och arbetar med ett minimum pà 16 bit aritmetik.

För nätterminalsidan, (NT), finns det ett krav på synkronisering mellan ingángsramstarten och IFFT- utgàngsstarten. (En synkronisering mellan uppströms- och nedströms bärvàgorna). Sändaren skall kunna starta sändningen av en ram innan den startar att ta emot en ram, så kallad ”timing advance”.

En skalning (scaling) bör tillhandahållas före IFFT.

Denna skalning är en multiplicering mellan de reella koefficienterna som är lagrade i denna enhet, och ingångsvärdena från symbolmappern (SM). Koefficienterna är på 16 bit vardera.

Koefficientminnet består av två banker av samma (16x;o24 b1c>. andra uppdateras. Omkoppling storlek Den ena banken används medan den (switching) möjliggörs genom ett PCI-kommando och verkställes vid nästa BSI.

Efter FFT:n skall en omskalning (rescaling) utföras innan datan överförs för utjämning och symboldetektering.

Denna omskalning är en multiplikation med det inverterade värdet av skalningsvärdena. Koefficienterna representeras av 16 bit.

En exponent (som resulterar i en ”post shift”) på 4 bit kan också behövas för att upprätthålla precisionen.

Koefficientminnet består av två banker av samma ((16-4)XlO24 bit). andra uppdateras. Omkoppling möjliggörs genom ett PCI- storlek Den ena banken används medan den kommando och verkställes vid nästa BSI.

U: 20 30 m 'a m m w \o 43 Vid början av varje ram adderas ett cykliskt prefix.

Denna process visas schematiskt i Figur 17. Insättandet av ett cykliskt prefix undanröjer interferens mellan symboler (ISI), och bevarar ortogonaliteten mellan tonerna, vilket resulterar i ett enkelt in-/ut-förhållande som gör det möjligt att betrakta varje bärvåg som en separat kanal.

Detta cykliska prefix består av en repetition av den sista delen av ramen.

Under förutsättning att ”timing advance” används och den maximala kabellängden är 1300 m, kommer ett cykliskt prefix på 128 sampel att behövas. Sålunda kommer utdatan för varje ram att vara sampel: 1920, l92l,...,2046, 2047, 0,l,2, 2046, 2047 För var och en av de ovanstående komponenterna finns en FIFO som gränssnitt mot den externa världen med FFT/IFFT in- och utminnen. Sålunda finns det totalt 4 FIFOn.

Det rekommenderas att FIFO:na med gränssnitt mot den analoga sidan har en storlek på 384 ord (16 bit) och de FIFO:n som har gränssnitt mot T1-chips har en storlek på 448 ord (32 bit).

En annan DMT-teknik som inte använder ”Fourir transformation” är ”Disorete Wavelet Multi-tone Transform" (DWMT). Denna metod har förelagts ADSL standardiseringskommitté som avslog den.

Den precision som behövs i denna teknik beror på det erforderliga dynamiska omfånget, som i sin tur bestäms av de analoga komponenterna (speciellt DAC). FIFO-storleken kommer att bero på klockhastighetsdifferenser och den mängd ”timing advance” som används. Användningen av klippning (clipping) är en kompromiss mellan dynamiskt omfång (kvantiseringsstörningar) och klippningsstörningar. 506 659 Un 20 30 44 Kanalvärdeberäkning utförs med en ”beslutsinriktad" (decision directed) metod, eftersom alla dataramar då används för uppdatering av kanalmodellen. Kända dataramar är nödvändiga endast vid uppstart. Under vissa omständigheter kan interferens på kanalen värdeberäknas med användning av alla dataramar. Detta är viktigt för tidig upptäckt av ändringar i kanaltransmissionskvalitet_ Grundprincipen för ”beslutsinriktad” (decision directed) värdeberäkning är att skillnader mellan mottagna data och kända, sända data används för uppdatering av en kanalmodell. I ett visst skede av denna process är kanalmodellen exakt nog för att kunna användas för utjämning av den mottagna datan, och detektorn kommer att producera korrekt data. Denna utdata kan sedan användas på samma sätt som den kända datan för ytterligare uppdatering av kanalmodellen. Därför är de fördefinierade dataramarna inte längre nödvändiga och slumpmässig (random) data som sänds genom kanalen används istället.

Genom att använda data som tas efter utjämnaren som indata, och data efter detektorn som den andra indatan, kan en adaptiv uppdateringsalgoritm utformas. Den modifierar utjämningsparametrarna i små steg i sådan riktning att utjämnaren konvergerar mot en modell av den ”omvända” (inverse) kanalen. Figur 18 visar ett blockschema över ett sådant system. Indata i frekvensplanet kommer in i utjämnaren och multipliceras med utdatan hos en uppdateringsenhet för utjämningsparametrar, EQ. Den resulterande signalen, U, gär sedan till en detektor (kvantiserare) vars utdata är Y. Y går sedan till en symboldekoder som producerar en avkodad databitström. U och Y går också till en ingång (input) pà uppdateringsenheten för utjämningsparametrar och till en variansestimator.

Utdatan hos variansestimatorn är W.

Un 20 30 (D CD O\ 0\ LN MD 45 En adaptiv algoritm för värdeberäkning av utjämningsparametrarna (EQ), som använder den utjämnade datan (U) och den kvantiserade datan (Y) som indata, beskrivs genom följande ekvation: som = Bok + .EQkUkÉ (Yk- Uk) Ivklz där p är en positiv konstant (p << 1), som påverkar anpassningsdynamiken (adaption dynamics). Ett mindre värde ger en långsammare anpassning än ett större värde, men det ger också en större okänslighet när det finns störningar på insignalerna.

Av implementeringsskäl bör divisionen som visas i ekvationen undvikas. Uttrycket u/|UkP har ett alltför stort dynamiskt omfång för att ersättas av en konstant. Det är dock möjligt att kvantisera detta uttryck pá ett logaritmiskt sätt som visas nedan: 2 __ -integer(2.log |Uk|)+ integenlog p) P-/h-Ik' ~ 2 2 2 Exponenten i ovanstående uttryck kan produceras med användning av absolutvärdet av Uk som indata i en binär prioritetskodare och byter tecken (negating) på utdata.

Eftersom uttrycket är en heltalspotens av två, implementeras multiplikationen i algoritmen med hjälp av en ”barrel shifter”.

Interferensvariansen på var och en av bärvågorna värdeberäknas med användning av standardmetoden att integrera de kvadrerade avvikelserna från ett medelvärde. I detta fall används varje kvantiserade värde,Y, som medelvärdet för omfånget (range) av datavärden, U, som kvantiseras till detta Y. Denna metod förutsätter att symbolfelfrekvensen är tillräckligt låg för att varje 506 639 30 46 datavärde skall associeras med det korrekta medelvärdet. Om emellertid lämpliga konstellationer väljes för de olika bärvàgorna, uppfylles detta villkor.

Figur 18 visar variansestimatorn som en del av systemet. Den algoritm som används för värdeberäkningen beskrivs genom följande ekvation: wm = (1-s).wk+s.IYk_UkI2 Integrationen är här ersatt av ett exponentiellt viktat medelvärdesfílter. Parametern e är en liten, positiv konstant (s << 1) som påverkar filtrets dynamiska egenskaper. Detta är inte nàgon kritisk parameter, och att välja s bland heltalspotenser av två kommer att vara tillräckligt.

Om ett värde pà s väljes som ger en bra variansvärdeberäknare (estimator), kommer algoritmen inte att kunna detektera plötsliga ändringar i interferensnivän.

Därför kan en separat algoritm, som arbetar parallellt med variansestimatorn, kanske vara nödvändig för denna uppgift.

”System Controllern” måste ha både läs- och skriv- access till det minne som håller utjämningsparametrarna.

Initialisering av parametrarna är nödvändig vid uppstart. Övervakning (monitoring) av parametrarna är också nödvändig för att detektera när de har utjämnat sig tillräckligt nära sina slutvärden.

Kanalvariansminnet måste vara tillgängligt för System Controllerns läsoperationer. Initialisering av detta minne till alla nollor kan kopplas till en systemreset.

De parametrar som påverkar estiminatorernas dynamik måste vara tillgängliga för skrivning från System Controllern. lO 20 k) Lll 30 506 639 47 Den metod som här beskrivs förutsätter en specifik uppstartsekvens, både för kanal- och interferensvärdeberäkningen. Under normal exekvering är den beroende av ett lämpligt val av bitladdning som ger tillräcklig: låg symbolfelfrekvens.

Det är viktigt att utjämningsparametrarna initialiseras till enhetsvärde vid början av startsekvensen, eftersom indatan till uppdateringsalgoritmen passerar genom utjämnaren.

Uppdateringsalgoritmen är känslig för skalningsändringar i datavägen.

Varje ändring av skalning i sändaren måste kompenseras i mottagaren. Detta ställer också krav pà speciell omsorg vid användningen av den analoga förstärkningsregleringen (gain control) på ingångssidan i YTIOtCagarên . (encoder) mappar ett antal bitar till Symbclmappern ett komplex: :al (I, Q) som indirekt bestämmer fasen och amplituden hos en bärvåg. Mappningen av alla värden av en viss bitlängd kallas en konstellation, och visas i figur 19. Detekteringen är den omvända (inverse) funktionen, dvs från ett komplext värde bestäms värdet på de bitar som sänds på bärvågen. Det antal bitar som sänds på en viss bärvág bestäms av bitladdningsfaktorn för denna.

Konstruktionen av en specifik konstellation är inriktad mot att låta varje punkt flyttas så långt som möjligt från alla andra punkter. Samtidigt skall den genomsnittliga energin vara så låg om möjligt. En annan restriktion är att mappnings- och detekteringsenheterna bör vara så enkla som möjligt. Beslutet beträffande vilken konstellatic: som skall användas kommer emellertid att påverka inte bara symbolmappnings- och detekteringsenheterna, utan också bitladdningen och möjligen den ^daptiva utjämnaren. 506 639 48 För en given bärvàg väljer kodaren en udda heltalspunkt (I, Q) från fyrkantrutnätkonstellationen (square-grid constellation) baserad på b-bitarna (vbl,vb¿, _,vLv2). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett (integer label) vars binära representation är (vb1,v¿Q,___,vLv2). Till exempel, för b=2 ”etiketteras” de fyra konstellationspunkterna O, 1, 2, 3 motsvarande (vpvz) = (0,0), (0,1), (1,0), (1,1), respektive.

För jämna värden på b bestäms heltalsvärdena på I och Q för konstellationspunkten (I, Q) från b-bitarna (vbl|vb_ 2,___'v1§Q) enligt följande. Dela upp V i VI = (x%_L vb4,___ lvl) och VQ = Gray-koden pà VI och VQ. Detta ger I och Q som I = 2Gra¶(VI) + 1, och Q=2Gra¶(VQ) + 1. (vbz vb* ___,v0). Tillämpa sedan den omvända Figur 19 visar hur det binära mönstret för V mappar på I och Q när b = 6.

Innan dessa värden sänds till IFFT:n normaliseras de genom att skiftas så att "msb” av dessa tal blir "msb” pá utmatningen (16 - [b/2] steg kvar).

För en given bärvàg använder dekodern en konstellationspunkt (I, Q) för att bestämma b-bitarna (vb1' vbql _'vLv¿). För enkelhetens skull när det gäller beskrivningen identifieras dessa b-bitar med en heltalsetikett vars binära representation är (vb, v¿Q _H ,vLv2).

Det antas att värdena på I och Q begränsas genom mättnad till området (X, Y). För att bestämma V, Gray-kodas (q1s,q14, ,q1,qo) f och kombineras sedan till V som V = (giH,gqB,giM'gqM,.....), värdena I = (iß,iH'_^_,iLi0), och Q = där de övre b-bitarna är gällande.

V: 20 30 506 639 49 Det antal bitar varje bärvág förmedlar beror pà deras (SNR).

Signal/brusförhállandet beräknas för varje bärvàg i respektive signal/brusförhàllande mottagaren. Baserat pá signal/brusförhàllandena beräknas bitladdningsfaktorer för varje bärvàg. Sålunda bestäms det antal bitar varje bärvàg skall överföra per sänd symbol.

Dessa bitladdningsfaktorer beräknas i en initial inträningssession och kan uppdateras om så erfordras.

MUSIC-systemet använder 2-dimensionell ”Quadrature Amplitude Modulation” bitladdningsfaktorer varierande från 0-12 bitar.

(QAM) på varje bärvàg, med Antalet bitar som sänds pà varje bärvàg kan uttryckas genom: SNRi ) ßi = bi + log; (L)= log; (l + (l) F där F, SNR-gapet, beror på modulering, möjlig kodning och en systemmarginal, och L är konstellationexpansionen beroende på de extra bi:ar som behövs för kodning.

Användning av QAM-konstellationer och någon form av kodning ger: [Qflps/:nf [- = í_______ - yd + 'flnargin 3 (dB) (2) där Psär den önskade symbolfelfrekvensen,'% är ”kodningsvinsten” (gain of coding) i systemet, fimrçm är systemmarginalen. Systemmarginalen är en faktor som används för att kompensera för icke-modellerade förluster, impulsstörningar etc. Ekvation (1) ger en bitladdningsfaktor med infinit granularitet.

Bitladdningsfaktorerna är avrundade för att ge de stödda faktorerna (O - 12 bit). 506 639 Vu 50 Avrundningsproceduren (rounding procedure) kommer att minska prestandan i DMT-systemet. Om energidistributionen tillåts variera, kan energiladdningsfaktorer beräknas för varje bärvàg. Detta tillhandahåller möjligheten att avstämma energin så att (1) resulterar i en bitladdningsfaktor som stöds av systemet. Avstämning ger: (Qi-UF Detta kan emellertid resultera i mycket stora skillnader mellan bärvågsenergier. I en miljö med flera olika DMT- system, kan egendomliga effekter uppstå om de olika energierna tillåts variera alltför mycket.

(FEXT) sådan miljö, och vissa DMT-system kan få hela kabelns Fjärröverhörningen kommer att variera avsevärt i en kapacitet. För att förhindra dessa effekter, kan bara små ändringar av bärvågsenergierna tillåtas. En annan begränsande faktor är den maximala energi som är tillåten på varje bärvàg.

Indatan till bitladdningsalgoritmen kommer att bero på den valda frekvensdomänutjämnaren. Om en adaptiv DFE används, erhålles SNR genom: sNRfwi (4 ) där Wi är den värdeberäknade interferensvariansen som beskrivits ovan.

För varje bärvàg beräknas en bitladdningsfaktor och en energiladdningsfaktor. Bitladdningsfaktorerna kan representeras av 3 bit, men för att förbereda systemet även för udda bitladdningsfaktorer, rekommenderas 4 bit. För energiladdning används n bit för att ge 2° - 1 möjliga faktorer. 10 20 30 01 o o\ m o 51 Implementeringen av beräkningarna av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer kan göras i fyra steg som visas i Figur 20. För att uppnå en given bithastighet, kan en erforderlig SNR beräknas och systemmarginalen justeras så att den önskade bithastigheten uppnås. Processen, som illusteras i Figur 20, inkluderar följande steg: - Först värdeberäknas SNR med hjälp av (4).

- I andra steget utförs fyra jämförelser, det vill säga en för var och en av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn.

Trösklarna beror på L och F, och kan förkalkyleras. Den första jämförelsen avgör om bitladdningsfaktorn är större än 7, och resultatet av denna jämförelse styr den första av de fyra bitarna som representerar bitladdningsfaktorn; det styr också tröskeln för nästa jämförelse. På ett liknande sätt styr denna jämförelse den andra biten och tröskeln för nästa jämförelse. Efter de fyra jämförelserna är bitladdningsfaktorn bestämd.

- Det tredje steget är att värdeberäkna skalningsfaktorn för den sända energin så att kanalen används mera effektivt. Energin skalas enligt ekvation (3).

- Slutligen kvantiseras skalningsfaktorn till n bit.

Det bör observeras att för att implementera ett system med konstant energiladdning är bara de tvà första stegen nödvändiga.

Energiladdningen och skiftningen som utförs för normalisering i symbolmappningen bestämmer de skalnings- och omskalningsfaktorer som sänds till IFFT/PFT-processorn. 506 659 10 20 30 S2 Avsikten med kanalkodning är att minska bitfelsfrekvens. Den typ av kodning som bör användas beror på felmönsterkarakteristiken. Förväntade felkällor inkluderar slumpmässiga störningar (random noise) (som inducerar slumpmässsiga bitfel), impulsstörningar (som inducerar felskurar) och klippning (som inducerar felskurar).

Fel som orsakas av impulsstörningar påverkar huvudsakligen en eller två bit per bärvág. Sannolikheten för ett enstaka bitfel på en bärvág är alltid högre än sannolikheten för 2 bitfel, som i sin tur är högre än sannolikheten för 3 bitfel, och så vidare. Detta beror på det sätt på vilket bitarna i symbolen är kodade (dvs Gray- kodning).

All kodning beror på en synkronisering för att bestämma startbiten för kodorden och/eller ”interleaving”- blocken. I ett system sådant som MUSIC-modemet kommer ”simple dead reckoning" att vara tillräckligt, eftersom ett fel i dataflöde förlust av ramsynkronisering, eller felinställning vid (data flow slip) aldrig kan inträffa utan bitladdning. Dessa fel nödvändiggör en partiell, eller komplett, systemstart.

Kanalkodningen kommer också att inkludera ”interleaving” för att öka möjligheten att korrigera skurfel.

”Interleaving” bör vara så djup som möjligt för att erhålla optimal funktion. Den begränsande faktorn på djupet är tidsfördröjningen som införs i systemet.

Skillnaden mellan tids- och frekvensinterleaving har liten betydelse eftersom kodnings- och interleavingfunktionen inte är känslig för ramgränser.

UI 20 IJ lJl 30 506 639 53 Reed-Solomon-koder har nackdelen att de huvudsakligen är skurfelskorrigering över ett litet antal bitar (vanligen åtta), en så kallad symbol. Skurfel från impulsstörningar inför i allmänhet ett ”enbitsfel” (single- bit error) i vissa av symbolerna. För att utnyttja fördelarna med Reed Solomon-koder, måste de mest ”felbenägna” (error prone) bitarna vara koncentrerade till en, eller några få, av Reed-Solomon-symbolerna.

Systemmarginalen som sådan (in itself) är en sorts kodning som använder varje bärvågs marginal som symbolens redundans. Denna redundans per symbol skall omvandlas till en ”delad” (shared) redundans som kan användas av ett större antal symboler för att hantera skurfel. Den högre kodningshastighet som detta inför, kan användas av vissa typer av faltningskoder (convolutional codes).

Användning av en faltningskod kombinerad med ”mjuk” information är därför den optimala lösningen för ett system med MUSIC-kanalkarakteristik.

Faltningskoden skall kombineras med interleaving.

Det är möjligt att använda en ”top-level” Reed-Solomon-kod, eller någon annan skurfelskorrigerande kod, t ex. Fire- koder, för att detektera/korrigera de återstående bitfelen.

Detta är speciellt användbart eftersom dessa fel uppträder i skurar som ett resultat av avkodningen av faltningskoden.

”System Controllern” är baserad på en "micro controller", eller signalprocessor, beroende på kapaci- tetskrav. För MUSIC-systemet kan processorn placeras externt. Ett PCI-bussgränssnitt används för att ansluta System Controllern och de olika ASICs som utgör modemet.

Funktionen hos System Controllern visas schematiskt i Figur 21, som visar vägarna för växelverkan över en PCI-buss, mellan System Controllern och FFT-chipset, datamappnings- och detekteringschipset, och kodnings- och avkodnings- chipset. Funktioner som utförs av systemcontrollern är: 586 659 20 h) UI 54 - hantering av "Control Channel Signalling”; - beräkning av bitladdnings- och energiladdningsfaktorer; - uppdatering av systemparametrar i realtid; och - systemövervakning.

System Controllern, som används för det modem som här beskrivs, är programmerbart och accessbart genom ett JTAG-gränssnitt pá moderkortet (on-board).

Som visas i Figur 22, i ett modemsammanhang med modem som här beskrivs, arbetar de två datavägarna oberoende av varandra på samma fysiska kopparkabel, terminerande i nät(verks)enheten (NU) på nätsidan, och nättermineringen (NT) pá användarsidan. Både sändaren Tx och mottagaren Rx styrs av System Controllern.

System Controllern beräknar och uppdaterar, efter uppstart, bitladdnings- och energiladdningsfaktorerna.

Denna uppdatering måste göras samtidigt med start från samma ram, pà både sändar- och mottagarsidan.

Beräkningarna görs och uppdateringen initieras pá den mottagande sidan. Styrkanalen, kombinerad med BSI- klockan, används för att säkra synkroniseringen av uppdateringen.

System Controllern övervakar (supervise) också systemet. Indikationer pä systemfel inkluderar att styrkanalen sätter igång att indikera fel, eller mottagning av alltför många fel från den avkodande kanalenheten.

System Controllern kan initiera omstart på olika nivåer; till exempel, gä tillbaka till ”idle mode", eller göra en fullständig uppstart.

UI 10 20 30 5fl6 639 55 Styrkanalen är en vald bärvâg som endast används för signalering mellan de två modemen. Konstellationen på bärvägen är initialt 4 QAM och datahastigheten är ungefär 16 kbit/s. Bitladdningen kan ändras till någon annan konstellation för att öka datahastigheten.

Protokollet på styrkanalen är delvis baserat på HDLC för det fysiska skiktet. Detta betyder att meddelandena är paketerade som ett antal oktetter med användning av ”flag sequence” och ”bit-stuffing”. En 16-bitars ”frame check sequence” garanterar att varje meddelande mottages korrekt.

”Flag-sequence”, ”bit-stuffing” och ”frame check sequence” hanteras i hårdvaran på mappnings- och detekteringschipset. Innehållet i meddelandena hanteras av System Controllern.

Den maximala meddelandelängden är begränsad till 64 oktetter beroende på storleken på buffrarna på mappnings- och detekteringschipset.

Protokoll pà högre nivå kan delvis baseras CCITT Q.92l-rekommendationer.

I MUSIC-modem SC hanteras åtskilliga olika vektorer; dessa visas schematiskt i Figur 23.

För sändardelen finns bitladdnings- och energiskalnizgsvektorn. Motsvarande på mottagarsidan finns bitladdnings-, omskalnings- och utjämningsvektorn.

Som tidigare beskrivits levererar pilotbärvàgen en sändar-/mottagarsynkronisering genom att sända och detektera et: specifikt mönster. Denna klocka används av systemet för att synkronisera ändringar i sändar- och mottagarvektorerna.

Tiden mellan pilotsynkroniseringsmönstren kallas bassynkroniseringsintervall (BSI = Base Synchronization 506 659 UI KO 20 IQ lJl 30 56 Interval) och bestäms av systemresponstiden, såsom visas 1 Figur 24.

Denna BSI är hârdvaruberoende. Dess längd kommer inte att ändras, eftersom responstiden alltid förblir densamma.

När systemet är igáng kommer synkronisering att finnas mellan upplänksändaren och mottagaren, genom ”base sync interval uplink” (BSI-U) och ”base sync interval downlink” (BSI-D), se Figur 25. Dessa BSI:n är av exakt samma längd men är skiftade ett halvt BSI-intervall.

SC:n vid NU:n, eller NT n, avbrott för både BSI-U och BSI-D. kommer att ta emot För NU:n kommer det att bli ett sändnings-BSI~D- avbrott och ett mottagnings-BSI-U-avbrott. Genom att skifta BSI-U med BSI/2, kommer SC-laddningen att fördelas bättre över BSI-perioden.

Bitladdningsvektorn förser systemet med modulationsmönstret för varje bärvàg. Detta är en vektor som behöver hållas och uppdateras vid exakt samma tid på sändar- och mottagarsidan för att tillhandahålla en felfri anslutning. Genom att använda BSI:n ändras vektorn synkront på mottagar- och sändarsidan.

Bitladdningsfaktorerna, konstellationer som används pà varje bärvàg, hanteras av tvâ minnen för mottagning och två minnen för sändning på mappnings- och detekteringchipset. Vart och ett av de fyra minnena innehåller ett 4-bitars ord för varje bärvàg (1024x4).

System Controllern pekar ut vilket av minnena som skall användas för att sända och vilka som skall användas för att ta emot efter starten från nästa BSI-intervall.

Un 10 20 25 30 506 639 57 Bitladdningsfaktorn kan ha värden mellan 0 och 12, där 0 anger en oanvänd bärvàg; 1-12 anger antalet bitar i konstellationen (t.ex. 2 för 4QAM, 4 för l6QAM, 10 för 1024 QAM).

Energivektorn häller information om hur bärvågorna skalas/omskalas pà energi. Detta är en vektor som behöver uppdateras synkront, annars kommer den att generera en distorderad kanalvärdeberäkning och bitfel.

Skalningsvektorn (scaling vector) kommer också att användas för annullerade (cancelled) som ett mönster (mask) bärvàgor.

Skalning av de olika bärvägorna på sändarsidan hanteras av ett minnesomràde på FFT-chipset. Minnet består av ett 16~bitars ord för varje bärvàg (1024 x 16). Dessa värden multipliceras med vektorn för varje bärvàg i frekvensdomänen (I och Q multipliceras med värdet separat).

Minnet dubbleras för att garantera en synkron uppdatering. System Controllern pekar ut vilket av de tvâ minnena som kommer att användas från starten av nästa BSI- intervall.

Ett motsvarande minne (dubblerat) implementeras på mottagarsidan för att omskala (rescale) bärvågorna före symboldetektering. Om dessa minnen innehåller ett komplext värde för varje bärvàg (32 bitar/bärvàg), kommer endast I- värdet att användas för omskalning.

Skalnings- och omskalningsfaktorerna har värden mellan 0,5 och 2,0. Värdet O används för bärvägsannullering.

Utjämningsvektor: används för att utjämna den mottagna ramen enligt Ianalkarakïeristiken. Denna vektor uppdateras periodiskt, oberoende av den andra sidan, då kanalvärdeberäkningen beräknas av mottagaren. 506 639 30 58 Beroende på bärvágens specifika transmissionskarakteristik kommer den att tilldelas något av följande arbetssätt (modes): - vanlig bärvàg - denna bärvàg sänder data enligt det beräknade bitladdningsvärdet och är ”sändarskalad” och "mottagaromskalad”; - annullerad bärvàg - ingen energi sänds på denna frekvens och skalningsvektorn är därför satt till noll; eller - dålig bärvàg; SNR är alltför låg för att sända någon data och bitladdningen är därför satt till noll.

(CMl) Mottagaren utjämnar kontinuerligt kanalen.

I bärvågsmode l arbetar systemet normalt.

Utjämningsändringar görs för varje ny värdeberäkning. Med användning av karakteristiken beräknar SC:n den optimala bitladdningsfaktorn. Detta värde överförs till sändaren med användning av CCH, och en synkron ändring utförs.

(CM2) /omskalningsvärdet till O för att urständsätta (disable) I bärvågsmode 2 sättes energiskalnings- all ut-/in-energi. Värdet för bitladdningsvektorn sätts också till noll för att indikera att bärvàgen är satt ur stånd. För denna bärvàg kan ingen kanalvärdeberäkning göras.

I bärvågsmode 3 (CM3) har mottagaren beräknat en nolla för bitladdningsfaktorn. På sändarsidan betyder detta att ingen data kan sändas, och därför kan ingen kanalvärdeberäkning göras vid mottagaren. För att undvika detta sänds det motsvarande bärvågsvärdet från synkroniseringsramen och gör det möjligt att utföra en kanalvärdeberäkning vid mottagaren. Skalnings/ omskalningsvärdet kan användas för att sänka uteffekten.

Bärvàgsmoderna presenteras översiktligt i Tabell 4.

Un 20 30 Cfl CD Ö\ O\ (N QD 59 Basfunktionaliteten för ”startup”-sekvensen i systemet, dvs ”kall” och ”varm” start (boot), behandlas. kommer nu att Initialt anses strömförsörjningen i systemet vara avstängd vid den ena eller båda ändarna, NU och NT. Detta inträffar om strömförsörjning förloras genom strömavbrott, eller genom att användaren kopplar ur (unplugging) NT- utrustningen. Det viktigaste att ta hänsyn till vid ”start- up” är, vid sidan av anslutningsfunktionen, att minimera interferensnivàn för andra modem som utnyttjar angränsande (neighbouring) kablar.

De olika ramtyperna som används av systemet behandlas nedan. 1. Synkroniseringsramen används för kanalvärdeberäkning. Denna ram häller ett bestämt moduleringsmönster för varje bärvág och möjliggör därmed enkelt kanalvärdeberäkning. Genom at: låta moduleringsmönstret beskrivas genom en ”random sequence” hàlles korskorreleringen inom ramen låg, sà att ramkorreleringen, som används för synkronisering, förbättras. 2. Dataram 1, (DF1), förmedlar "random data" pá alla bärvàgor, utom pà fyra fördefinierade bärvàgor som sänder styrkanalen (CCH) parallellt. Det används vid ”start-up" när CCH-bärvågen är obestämd och möjliggör för mottagaren att välja den minst störda bärvågen, och garanterar därigenom CCH-anslutningen. 3. Dataram 2 (DF2) förmedlar ”random data” på alla bärvàgor utom en, som bär styrkanalen (CCH). Den används när CCH-bärvägen har bestämts, och bitladdningsfaktorerna ännu inte är satta. 506 659 Un 20 h) Uu 30 60 (DF3) bitladdningsfunktionen för att maximera bandbredden. 4. Dataram 3 förmedlar data och använder En bärvág är alltid dedicerad för styrkanalen (CCH).

Systemet använder en speciell ramsekvens, som visas i Figur 26, vid start-up och i viloläge (idle mode), kallad start-up-sekvens (SUS= Start-Up Sequence).

SUS kan sammansättas genom att använda de olika DFl och DF2, som följaktligen kallas SUSl och SUS2. I SUS-ramsekvensen används synkroniseringsramarna för dataramarna, kanalvärdeberäkning.

Efter uppstart ersättes synkroniseringsramarna med dataramar, som visas i Figur 27, och kanalvärdeberäkningsprocessen skiftar från användning av synkroniseringsramar till användning av dataramen. Typen av dataram för denna sekvens är DF3.

Vid systemstart sänder ingendera sidan av modemet, NU och NT, någon energi över kopparparet.

Defaultinställningen för vardera sidan är i detta skede att driva mottagaren, lämnande sändaren "död".

Mottagaren försöker, pà vardera sidan, att utföra en ramkorrelering för att detektera en ramstart. Denna korrelering körs genom en tröskelfunktion som ger mottagaren en distinkt indikation på när den andra sidan startar sändning. Det är denna indikation som tjänstgör som en ”wake-up”-signal.

”Wake-up”-signalen används endast av NT-sidan. Om beslutet om uppstart tas pà NU-sidan, gár systemet direkt till den uppsättningssekvens (set-up-sequence) som beskrivs nedan.

Denna del av startproceduren utsätts för ”time out” om en övergång till uppsättningssekvensen inte detekteras.

Un 30 61 Den grundläggande ”wake-up”-signaleringen för modemet visas i Figur 28. Initialt söker båda modemen efter ramkorrelering. Ett av modemen, till höger i Figur 28, sänder en ”wake-up"-signal i form av en SUSl. Det andra modemet detekterar ramkorrelering och startar den uppsättningssekvens som beskrivs nedan.

När ”wake-up”-tillståndet passerats, initierar nätsidan (NU) uppsättningssekvensen.

Uppsättningssekvensen (set-up sequence) kommer nu att behandlas. Denna uppsättningssekvens startar efter det att nätsidan har detekterat en ”wake-up”-signal, eller nätet initierar uppsättningen.

Det första steget i uppsättningssekvensen visas i Figur 29. I denna fas startar NU för att sända SUSl- mönstret.

(TA)-inställning, med TA = NU:n sänder upprepade gånger en ”timing advance" 0, på CCH:n. Masterklockan i systemet är nu NU-sändarramen och sampelklockan i NU.

Piloten sänds kontinuerligt.

NT-mottagarsidan, som letar efter ramkorrelering, detekterar ramar och kan àtertaga (retrieve) ramen och sampelklockan. Den startar nu kanalvärdeberäkningen som vid den aktuella hastigheten på synkroniseringsramar gör en noggrann värdeberäkning inom 300 ms. Med användning av denna värdeberäkning startar mottagaren pollningen av de fördefinierade CCH-bärvágorna och, vid ”message receive", väljer denna bärvåg för CCH:n. NT-sändaren startar nu med TA = 0 för lokal synkronisering och sänder kvitto (ack.) pà CCH-bärvågen för varje mottaget TA-valmeddelande, repeterande det mottagna TA-värdet. Det skiftar också den utgående piloïen med BSI/2 från den inkommande piloten, så att SC-laddningen distribueras över tiden. När NU:n detekterar ramkorreleringen, görs övergången till steg 2 av uppsättningssekvensen. 506 639 Un 20 62 Sålunda börjar steg l av uppsättningssekvensen med att sändaren, i nätenhetsmodemet, sänder en SUS1 och ett TA-meddelande med TA = mottagning av detta kommer mottagaren i terminalmodemet att: 0 i periodiska intervall. Vid - utföra ramkorrelering och återhämta ramklockan; - påbörja FFT-behandling; - möjliggöra pilotavkodning; - återhämta BSI:n; - möjliggöra kanalvärdeberäkning; - välja en CCH; och - avkoda TA-valmeddelandet.

Sändaren i terminalenheten sänder sedan ett kvitto (ack.), SUS1, ett TA =O -meddelande och en pilot skiftad med BSI/2. Mottagaren i nätenheten väntar på ramkorrelering.

Steg 2 i uppsättningssekvensen, se Figur 30, börjar med att NU-sidan nu beräknar ett ”timing advance"-värde (TA). CCH-meddelandet ändras till det nya, korrigerade TA- värdet.

När NT-sidan tar emot det nya TA-värdet ändrar det den lokala synkroniseringen och fortsätter att sända kvitteringsmeddelandet, med ett nytt TA-värde, för varje TA-valmeddelande.

I NU-mottagaren förloras ramklockan, beroende pä att (changing) ramklocka, och enheten Efter det att ramklockan har àterhämtats, avkodas CCH:n och, vid kvitterings- NT-sändaren ändrar behöver áterkorrelera. detektering, som innehåller det nya TA-värdet, terminerar 10 506 639 63 systemet TA-meddelandet och gàr till det tredje steget av uppsättningssekvensen.

Sålunda startar steg 2 av uppsättningssekvensen med att sändaren i nätenheten, NU, sänder ett TA-meddelande som innehåller det korrekta TA:t, säg X, tillsammans med en SUSl, sänds frán sändarterminalen. som respons till SUSl och TA = O-meddelandet som Terminalenheten, NT; - tar emot det nya TA-meddelandet; - korrigerar den utgående ramklockan; och - sänder ett kvitto SUSl och TA = X.

Nätenheten, NU: - utför ramkorrelering; - återhämtar ramklockan; - startar FFT-databehandling; - möjliggör pilotavkodning; - återhämtar BSI:n; - möjliggör kanalvärdeberäkning; - väljer en CCH; och - avkodar meddelandet.

Den sista uppsättningssekvensen, steg 3, se Figur 31, hanterar CCH-valet för upplänk och nedlänk. För upplänken har NU-mottagaren valt den mest lämpliga bärvàgen och sänder ett CCH-meddelande som innehåller detta val till NT-sidan. Meddelandet sänds upprepade gånger tills det tar emot ett kvitto (ack.). 506 659 64 På NT-sidan avkodar mottagaren CCH-meddelandet och terminerar SUS1 och sänder en SUS2, dvs terminerar parallellt CCH-sändning genom att endast sända CCH:n på den valda bärvágen.

Un CCH-bärvàgen i upplänk har nu konfigurerats. För nedlänken utförs samma steg parallellt, initierad genom NT- sidan efter mottagning av det första CCH-valmeddelandet från NU.

Sålunda kommer i steg 3 nätenheten att: w - sända den valda CCH:n för upplänken; - vänta pà en kvittering; och - avsluta CCH-meddelandet.

Terminalenheten: - tar emot CCH-valet för upplänken; n - terminerar S331; startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.

Nätenheten: - tar emot CCH-valet för nedlänken; 20 - terminerar SUSl; - startar SUS2; och kvitterar varje CCH-val.

Terminalenheten: - sänder den valda CCH:n för nedlänken; Un l0 20 Ix) LIA 506 639 65 - väntar på en kvittering; - avslutar CCH-meddelandet.

När dessa steg har tagits har modemet nätt viloläge (idle mode), sändande SUS2. Med användning av CCH kan bitladdningsfaktorerna nu ändras enligt kanalkarakteristik och DAS-sändning påbörjas.

VDSL-modemet kan ha gränssnitt mot olika nätelement, beroende pà den fysiska placeringen av modemet, dvs i utrymme för accessnoder eller i lokaler hos kund (customer premises). I kundlokal kan VDSL-modemet ha gränssnitt mot en aktiv nättermineringsutrustning_ Vid accessnoden kommer VDSL-modemet att ha gränssnitt mot ett access-specifikt gränssnitt, se Figur 32, som visar en logisk vy över de nätelement som har gränssnitt mot VDSL-modemet.

VDSL-modemet kan integreras fysiskt med nättermineringsutrustningen, och VDSL-modemet vid accessnoden kan fysiskt vara placerat i det skåp i vilket accessnoden är placerad.

NT (gränssnitt Al) och accessnoden (gränssnitt A2) kräver ett skikt 1-ramformat av VDSL-modemet. Integrerat i skikt l-ramen finns, bortsett från ramhuvudet och ett antal styrinformation. nyttolasten, informationsfält för hanterings- och Dessa hanterings- och styrfält inkluderar olika larmindikatorer, såsom SDH-larm, t. ex. AIS- (giltig endast om SDH tas hela vägen till kundutrymmena) mätningar av bitfelsfrekvens för prestandaövervakning, indikeringar på om synkronisering är dålig, eller förlorad, utrustningshanteringslarm för förlust av strömförsörjning och för hög temperatur etc. Hanteringsfälten inkluderar också aktivering av olika slingtester pà modemet, för drift och underhàllsändamàl. 506 639 66 TABELL 1 Systemparametrar för det samlade systemet Ortogonalitet mellan modem Nej Duplexmetod Separata band Frekvensmellanrum mellan upp- Beroende pá duplexfilter- /ned-dataflöde karakteristiken Nettobithastighet, - uppströms 2 Mbit/s - nedströms 13 eller 26 Mbit/s Bruttobithastighet, - uppströms Kodningsberoende - nedströms Kodningsberoende Kabellängd < 1300 meter Kabelbandbredd 10 MHz Modulering, enstaka bärvàg - uppströms 0-4096 QAM - nedströms 0-4096 QAM Antal bärvàgor, totalt 1024 Bandbredd för varje bärvág 9, 77 kHz Cykliskt prefix 128 sample (bärvág) Modulering DMT Accessteknik VDSL Signaleffekt -60 dBm/Hz (fl CD d\ O\ (N \O 67 Bitfelsfrekvens l0J Inflätningsfördröjning 0,5 ms (Interleaving delay) Systemmarginal 6 dB CCH - bandbredd l bärvåg, minimum 16 kbit/s - protokoll HDLC Sample clk 20 MHz ilüppm Ram clk 20 MHz/(2048+ll2) = 9,19 kHz 506 639 TABELL 2 Systemparametrar för Sändaren 68 Inflätning (Interleaving) - djup 2 x ramar - fördröjning 0,5 ms DAC-upplösning 84 dB Klippnings-algoritm Nej (Clipping algorithm) IFFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MEZ Bitladdning Ja, O, 2, 4, 6, 8, 10, 12 bit Energiladdning Ja, 4 bit BSI-avstånd 1 s TABELL 3 506 639 69 Systemparametrar för Mottagaren ADC-upplösning 66 dB FFT - typ Reell - punkter 2048 - upplösning 16 bit LP-filter LP 10 MHz Synkronisering - jitter < 0,5 ns VCXO 125 ppm, lOppm/V känslighet - DAC 18 bit, område O-5 V - upplösning l/100 av en sample 506 639 7 0 TABELL 4 Bärvàgsmodes Mode Sänd Bitladdning Utjämna Skalning CMl Data 2 - 12 Ja Ja cM2 Nej o Nej o CM3 Synk-info O Ja, synk Ja, låg

Claims (21)

LI: 25 b: UI 506 659 71 PATENTKRAV

1. En mottagare, för användning i ett multibärvàgstransmissionssystem, där nämnda mottagare inkluderar digitaliseringsanordning för sampling och kvantisering av en mottagen signal omfattande en mångfald av individuella bärvägor, och processoranordning för digital behandling av nämnda samplade och kvantiserade mottagna signal för att extrahera data modulerad på nämnda mångfald av bârvágor, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda digitaliseringsanordning inkluderar en analog till digital omvandlare för omvandling av nämnda mottagna signal till en serie digitaliserade sampel, där varje sampel har n bit, en ”toppvärdesdetektor” för detektering av när en analog signal vid en ingång till nämnda analog- till digital- omvandlare har en amplitud som är större än vad som kan representeras av n bit, och generatoranordning som styrs av nämnda ”toppvärdesdetektor” för att generera m bit för att representera varje digitaliserad sampel, där m > n.

2. En mottagare enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda digitaliseringsanordning är i drift för att minimera klippning av nämnda digitaliserade signal orsakad av mättnad hos nämnda analog- till digital-omvandlare.

3. En mottagare enligt antingen patentkrav 1, eller patentkrav 2, k ä n n e t e c k n a d av att ett tal som representeras av nämnda m bit bestäms genom värdeberäkning från en Gauss-fördelning av amplituder.

4. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagna signal förs genom analog amplitudregleringsanordning innan den förs till nämnda ingång pà nämnda analog- till digital- omvandlare. 506 639 UI 25 72

5. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda generatoranordning är en 3-till-1 multiplexor som har en första ingång anordnad att ta emot en n bit utgång från nämnda analog- till digital-omvandlare, en andra ingång anordnad att ta emot en värdeberäkning av ett positivt amplitudvärde som representerar en amplitud av en sampel av nämnda mottagna signal större än ett positivt mättnadsvärde av nämnda analog- till digital-omvandlare, en tredje ingång anordnad att ta emot en värdeberäkning av ett negativt amplitudvärde som representerar en amplitud av en sampel av nämnda mottagna signal mindre än ett negativt màttnadsvärde för nämnda analog- till digital-omvandlare, och en utgång för en m bit signal som representerar en predikterad amplitud på nämnda indatasignal.

6. En motïagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvågstransmissionssystem är ett ortogonalt frekvensdelningsmultiplexradiotransmissionssystem.

7. En mottagare enligt något av patentkraven 1 till 5, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvågstransmissionssystem är ett DMT- transmissionssystem.

8. En mottagare enligt patentkrav 7, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvågszransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system.

9. En mottagare enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a d av att en digitaliserad utdatasignal från nämnda digitaliseringsanordning förs till en ingång på en FFT-processoranordning. UI lx) lJn b: \J| 506 639 73

10. En mottagare enligt något patentkraven l till 8, k ä n n e t e c k n a d av att en digitaliserad utsignal från nämnda digitaliseringsanordning förs till en ingång på en ”wavelet transform processor means”

11. ll. En transceiver, inkluderande en sändare och en mottagare, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda mottagare är en mottagare enligt något av föregående patentkrav.

12. Ett multibärvágstransmissionssystem, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda multibärvågstransmissionssystem inkluderar tvá transceivrar enligt patentkrav ll.

13. En transceiver, eller ett multibärvågsïransmissionssystem, enligt antingen patentkrav ll eller 12, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvàgstransmissionssystem är ett DMT-system.

14. En transceiver, eller ett multibärvågstransmissionssystem, enligt patentkrav 13, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvágstransmissionssystem är ett DMT-baserat VDSL- system. lS. En metod att digitalisera en analog multibärvågssignal omfattande en mångfald av individuella bärvågor vilka var och en moduleras med en dataström, i vilken nämnda signal samplas och kvantiseras, k ä n n e t e c k n a d av stegen: - sampling och kvantisering av nämnda analoga multibärvågsssignal för att producera en sekvens av digitala sampel vilka var och en innehåller n bit som representerar nämnda samplingsamplitud; 506 659 74 - detektering av när en analog multibärvågssignalsampel har en amplitud som är större än den maximala amplitud som kan representeras av n bit; och

15. Un - generering av en digital signal i vilken varje sampel representeras av m bit, där m > n.

16. En metod enligt patentkrav 15, k ä n n e t e c k n a d 10 av minimering av den klippning av nämnda digitaliserade signal som orsakas av mättnad av en anlog- till digital- omvandlare som används för nämnda sampling och kvantisering. 15 17. En metod enligt antingen patentkrav 15, eller patentkrav 16, k ä n n e t e c k n a d av att ett tal som representeras av nämnda m bitar värdeberäknas från en

17. Gauss-fördelning av amplituder. 20

18. En metod enligt något av patentkraven LE till 17, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda analoga multibärvàgssignals amplitud regleras före sampling och kvantisering. IJ V:

19. En metod enligt nàgot av patentkraven 15 till 18, k ä n n e t e c k n a d av att en positiv amplitud värdeberäknas, för nämnda analoga multibärvágssignal, större än det positiva mättnadsvärdet för nämnda analog- till digital-omvandlare, av att, för nämnda 30 multibärvàgssignal en negativ amplitud, mindre än det negativa mättnadsvärdet hos nämnda analoga till digitala omvandlare, värdeberäknas och: - om en sampel av nämnda analoga multibärvàgssignal 35 har en amplitud som ligger mellan nämnda positiva och negativa mättnadsvärden, används utdata från UI 10

20. k ä n n e t 506 639 75 nämnda analog- till digital-omvandlare för att representera amplituden hos nämnda sampel av nämnda analoga multibärvàgssignal; om en sampel av nämnda analoga multibärvágssignal har en amplitud som är större än nämnda positiva mättnadsvärde, används det värdeberäknade positiva värdet av nämnda amplitud för att representera amplituden hos nämnda sampel av nämnda anloga multibärvågssignal; och om en sampel av nämnda analoga multibärvàgssignal har en amplitud som är mindre än nämnda negativa mättnadsvärde, används det värdeberäknade negativa värdet av nämnda amplitud för att representera amplituden hos nämnda sampel av nämnda anloga multibärvágssignal; En metcd enligt något av patentkraven 15 till 19, Ill c k n a d av att nämnda multibärvàgssignal är en ortogonal frekvensdelningsmultiplexsignal_

21. En metod enligt något av patentkraven 15 till 19, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda multibärvàgsïransmissionssignal är en DMT- transmissionssignal.