JP3801940B2 - 復調器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電波を受信して得た受信信号を復調する復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式の通信装置を構成する受信器には、基地局から発信された電波を受信して得た受信信号を復調する復調器が備えられている。このような復調器には、基地局から発信された複数の経路を経由して受信された受信信号を入力し、その受信信号の到着時刻の差に応じた符号（コード）を発生させて受信信号とその符号との積を加算することによりその到着時刻における多値のデータからなる信号を出力する逆拡散器と、逆拡散器からの出力を基準信号であるパイロットシンボルに基づいて必要に応じて平滑化等の処理を施してパイロットシンボルの逆回転ベクトル分だけ逆回転させることにより復号結果を推定する伝送路推定器と、伝送路推定器からの復号結果を合成する信号合成回路とが備えられている。この復調器によれば、複数の経路を経由して受信された受信信号それぞれが各逆拡散器および各伝送路推定器で処理されるため、個々の経路に関する伝送状況の変動（フェージング）による劣化を抑えることができる。
【０００３】
図８は、従来の、２つの経路を経由して受信される受信信号を復調する復調器の構成を示すブロック図である。また、図９は、図８に示す復調器で受信される受信信号の、到着時刻に対する受信強度を示す図である。
【０００４】
図８に示す復調器１００には、２つの逆拡散器１１０，１２０と、２つの伝送路推定器１３０，１４０と、信号合成回路１５０とが備えられている。逆拡散器１１０は、コード発生器１１１と、乗算器１１２と、加算器１１３とから構成されている。また、逆拡散器１２０は、コード発生器１２１と、乗算器１２２と、加算器１２３とから構成されている。
【０００５】
ここで、復調器１００に、図９に示す到着時刻Ｔ１，Ｔ２における受信強度Ｐ1のメインパス，受信強度Ｐ2のサブパスの受信信号が入力される（Ｐ1＞Ｐ2）。すると、復調器１００では、逆拡散器１１０を構成するコード発生器１１１で、到着時刻Ｔ１に合わせて符号（コード）が発生され、発生された符号とメインパスにおけるデータとが乗算器１１２で乗算され、さらに加算器１１３で加算され、後述する伝送路推定器１３０を経由して信号合成回路１５０の一方に入力される。また、逆拡散器１２０を構成するコード発生器１２１で、到着時刻Ｔ２に合わせて符号が発生され、発生された符号とサブパスにおけるデータとが乗算器１２２で乗算され、さらに加算器１２３で加算されて伝送路推定器１４０を経由して信号合成回路１５０の他方に入力される。信号合成回路１５０では、伝送路推定器１３０，１４０からのデータ信号を合成する。このようにして、復調された受信信号が得られる。
【０００６】
図１０は、従来の伝送路推定器の構成を示すブロック図である。
【０００７】
図１０には、逆拡散器１６０と、逆拡散器１７０と、伝送路推定器１８０とが示されている。伝送路推定器１８０は、フィルタ回路１８１と、逆回転ベクトル生成回路１８２と、複素乗算器１８３とから構成されている。
【０００８】
ここで、伝送路推定（チャネル推定）とは、伝送路の伝達関数（Ｈ）を推定し、その逆関数（Ｈ-1）を求めて、受信したデータに対して逆関数（Ｈ-1）の演算を行なうことにより元のデータを求めることをいう（狭義では、伝達関数（Ｈ）を求めることのみを伝送路推定という場合もある）。
【０００９】
元のデータは、以下の式で表される。
【００１０】
∧Ｄ＝Ｈ-1Ｄｉｎ＝Ｈ-1ＨＤｏｒｉｇｉｎ＝Ｄｏｒｉｇｉｎ
ここでは、ＣＤＭＡ方式の場合に通常行なわれる、位相補償を行なう伝送路推定を示す例で説明する。
【００１１】
逆拡散器１６０は、受信信号からパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）を取り出す。パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）とは、例えば（１，０）のようなあらかじめわかっているパイロットデータからなるものである。パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）は、フィルタ回路１８１に入力される。一般に、パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）には、伝送路上においてθ分の回転がかかっており、例えば（Ｐｘ，Ｐｙ）と表される。極座標を用いて表わす場合は、
と表される。
【００１２】
フィルタ回路１８１では、ノイズ等を除去して安定させるために、複数のパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌを、例えば各パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）について、たし合わせる重み付け平均フィルタリングを行ない、パイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）を得る。このパイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）は、逆回転ベクトル生成回路１８２に入力され、これによりその逆回転ベクトル生成回路１８２からパイロットシンボルベクトル（Ｐｘ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜，−Ｐｙ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜）が出力される。
【００１３】
また、逆拡散器１７０は、受信信号からデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌ（ｉ）を取り出す。このデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌ（ｉ）も、パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）と同様にθ分の回転がかかっている。逆拡散器１７０からのデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌ（ｉ）に、逆回転ベクトル生成回路１８２からのパイロットシンボルベクトル（Ｐｘ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜，−Ｐｙ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜）を複素乗算器１８３で乗算することにより元のデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌ（ｉ）が得られる。
【００１４】
即ち、
を用いて複素数の乗算が行なわれる。
【００１５】
ここで、データシンボルＤｓｙｍｂｏｌ（ｉ），パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）を表わすデータからなる信号は、ＱＰＳＫ信号を想定している。即ち、逆拡散器１１０，１６０の出力であるデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌ（ｉ），パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）を表わすベクトルは、ＩＱ平面での座標を用いて、（Ｄｘ，Ｄｙ），（Ｐｘ，Ｐｙ）のように表現され、それぞれのビット幅が復調精度とダイナミックレンジに影響を与えることとなる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
上述した図８に示す復調器１００では、受信信号を構成するメインパス，サブパスそれぞれの到着時刻Ｔ１，Ｔ２に合わせて逆拡散器１１０，１２０それぞれで符号を発生させることにより復調が行なわれる。ここで、受信強度は、基地局からの距離に応じて、あるいはアンテナや増幅回路等の性能に応じて異なるため、逆拡散器１１０，１２０は、比較的大きなダイナミックレンジ（２０ｄＢ以上のダイナミックレンジ）を持つものが必要とされる。
【００１７】
例えば、ＩＴＵ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｎｉｏｎ）による伝送路モデル（Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｂ）によれば、最大強度と最小強度の差は２５．２ｄＢである。上述した復調器１００の場合は、逆拡散器１１０，１２０それぞれにおいて２６ｄＢ以上の分解能が要求される。２６ｄＢ以上の分解能を得るためには、逆拡散器１１０，１２０それぞれが６ビットから８ビット程度のビット幅を持つこととなる。ここで、逆拡散器１１０，１２０の回路規模は、ビット幅の２乗に比例して増大する。さらに、合成するパス数の増大も含め、ＩＴＵモデル以上の性能が要求される場合は、各逆拡散器それぞれの回路規模もさらに増大し、従って消費電力が増大するという問題がある。
【００１８】
本発明は、上記事情に鑑み、復調精度を維持したまま消費電力の低減化が図られた復調器を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成する本発明の復調器のうちの第１の復調器は、受信信号を復調する符号分割多元接続方式に基づく復調器において、
受信信号からパイロットシンボルを取り出す第１の逆拡散器、
受信信号からデータシンボルを取り出す第２の逆拡散器、および
上記第１の逆拡散器からのパイロットシンボルを入力してそのパイロットシンボルの逆回転ベクトルを求める逆回転ベクトル生成回路と、上記第２の逆拡散器からのデータシンボルの位相を、上記逆回転ベクトル分だけ逆回転させる複素乗算器とを備えた複数の復調回路を備え、
上記復調回路のうちの少なくとも１つの復調回路が、上記第１の逆拡散器で取り出されたパイロットシンボルを、そのパイロットシンボルのビット幅を選択して上記逆回転ベクトル生成回路に伝達するビット幅選択器を備えたものであることを特徴とする。
【００２０】
本発明の第１の復調器は、少なくとも１つの復調回路が、第１の逆拡散器で取り出されたパイロットシンボルを、そのパイロットシンボルのビット幅を選択して逆回転ベクトル生成回路に伝達するビット幅選択器を備えたものであるため、比較的大きな受信強度の場合は狭いビット幅のパイロットシンボルを逆回転ベクトル生成回路に伝達して復調することにより、逆回転ベクトル生成回路やその逆回転ベクトル生成回路の後段の回路を構成する素子の動作を抑えることができる。従って、従来の、常に比較的大きなビット幅で復調する復調器と比較し、復調精度を維持したまま消費電力の低減化が図られる。
【００２１】
また、上記目的を達成する本発明の復調器のうちの第２の復調器は、受信信号を復調する符号分割多元接続方式に基づく復調器において、
受信信号からパイロットシンボルを取り出す第１の逆拡散器、
受信信号からデータシンボルを取り出す第２の逆拡散器、および
上記第１の逆拡散器からのパイロットシンボルを入力してそのパイロットシンボルを平滑化するフィルタと、そのフィルタにより平滑化されたパイロットシンボルの逆回転ベクトルを求める逆回転ベクトル生成回路と、上記第２の逆拡散器からのデータシンボルの位相を、上記逆回転ベクトル分だけ逆回転させる複素乗算器とを備えた複数の復調回路を備え、
上記復調回路のうちの少なくとも１つの第１の復調回路を構成する上記フィルタが、伝達されてきたパイロットシンボルと係数とを乗算する乗算器を含む演算回路により、その第１の復調回路を構成する前記第１の逆拡散器で取り出されたパイロットシンボルを平滑化するものであって、そのフィルタが、上記係数を、その係数のビット幅を選択して上記乗算器に伝達するビット幅選択器を備えたものであることを特徴とする。
【００２２】
本発明の第２の復調器は、パイロットシンボルを平滑化するフィルタが、上記係数のビット幅を選択して乗算器に伝達するビット幅選択器を備えたものであるため、比較的大きな受信強度の場合は狭いビット幅の係数で乗算して復調することにより、乗算器やその後段の回路を構成する素子の動作を抑えることができる。従って、従来の、常に比較的大きなビット幅で復調する復調器と比較し、復調精度を維持したまま消費電力の低減化が図られる。
【００２３】
さらに、上記目的を達成する本発明の復調器のうちの第３の復調器は、受信信号を復調する符号分割多元接続方式に基づく復調器において、
受信信号からパイロットシンボルを取り出す第１の逆拡散器、
受信信号からデータシンボルを取り出す第２の逆拡散器、および
上記第１の逆拡散器からのパイロットシンボルを入力してそのパイロットシンボルの逆回転ベクトルを求める逆回転ベクトル生成回路と、上記第２の逆拡散器からのデータシンボルの位相を、上記逆回転ベクトル分だけ逆回転させる複素乗算器とを備えた複数の復調回路を備え、
上記復調回路のうちの少なくとも１つの第１の復調回路が、上記第２の逆拡散器からのデータシンボルのビット幅を選択して上記複素乗算器に伝達するビット幅選択器を備えたものであることを特徴とする。
【００２４】
本発明の第３の復調器は、少なくとも１つの復調回路が、データシンボルのビット幅を選択して複素乗算器に伝達するビット幅選択器を備えたものであるため、比較的大きな受信強度の場合は狭いビット幅のデータシンボルを複素乗算器に伝達して復調することにより、その複素乗算器を構成する素子の動作を抑えることができる。従って、従来の、常に比較的大きなビット幅で復調する復調器と比較し、復調精度を維持したまま消費電力の低減化が図られる。
【００２５】
ここで、本発明の第１，第２，第３の復調器のうちのいずれか１つの復調器において、上記ビット幅選択器は、上記複数の復調回路に到着時刻ごとの受信信号の復調を分担させ、上記第１の復調回路が、相対的に受信強度の大きい受信信号の復調を分担させる場合に、相対的に狭いビット幅を選択するものであることが好ましい。
【００２６】
このようにすると、高い復調精度で効率よく消費電力を低減することができる。
【００２７】
また、到着時刻ごとの受信信号の受信強度を検出する受信強度測定相関器を備え、上記ビット幅選択器は、上記受信強度測定相関器により検出された、上記第１の復調化回路が復調を分担した受信信号の強度に応じてビット幅を選択するものであることも好ましい態様である。
【００２８】
このようにすると、相対的に受信強度の大きい受信信号の復調を分担する第１の復調回路のビット幅を適切に選択することができる。
【００２９】
さらに、上記ビット幅選択器は、パイロットシンボルの信号レベルに応じて適応的にビット幅を選択するものであることも好ましい。例えば過去及び現在のビット幅及び信号強度の情報を蓄積しておき、それら情報をもとに最適な条件のビット幅を選択する。
【００３０】
このようにすると、高速な伝送路変動に追従してビット幅を選択することができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について説明する。
【００３２】
図１は、本発明の第１の復調器の一実施形態の構成を示すブロック図である。
【００３３】
図１に示す復調器１０は、基地局から発信された電波を受信して得た受信信号を復調するものであり、この復調器１０には、第１の復調回路１１と、第２の復調回路１２と、信号合成回路１３と、受信強度測定相関器１４とが備えられている。第１の復調回路１１は、相対的に受信強度の大きい受信信号の復調を分担する。また、第２の復調回路１２は、相対的に受信強度の小さい受信信号の復調を分担する。第１の復調回路１１には、相対的に狭いビット幅を選択するビット幅選択器が備えられている。先ず、この第１の復調回路１１の構成について図２を参照して説明する。
【００３４】
図２は、図１に示す第１の復調回路の構成を示す図である。
【００３５】
図２に示す第１の復調回路１１には、第１の逆拡散器１１＿１と、第２の逆拡散器１１＿２と、ビット幅選択器１１＿３と、フィルタ回路１１＿４と、逆回転ベクトル生成回路１１＿５と、複素乗算器１１＿６とが備えられている。
【００３６】
第１の逆拡散器１１＿１は、受信信号を入力し、入力された受信信号からパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）を取り出して、ビット幅選択器１１＿３に向けて出力する。
【００３７】
第２の逆拡散器１１＿２は、受信信号を入力し、入力された受信信号からデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），ｙ（ｉ）を取り出して、複素乗算器１１＿６に向けて出力する。
【００３８】
ビット幅選択器１１＿３は、第１の逆拡散器１１＿１から出力されたパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）を、そのパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）のビット幅を選択してフィルタ回路１１＿４に伝達する。
【００３９】
フィルタ回路１１＿４は、ビット幅選択器１１＿３で選択されたビット幅のパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）を入力してそのパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）を平滑化する。具体的には、ノイズ等を除去して安定させるために、複数のパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌを、例えば各パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）について、たし合わせる重み付け平均フィルタリングを行ない、これによりパイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）を得る。このパイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）は、逆回転ベクトル生成回路１１＿５に伝達される。
【００４０】
逆回転ベクトル生成回路１１＿５は、フィルタ回路１１＿４により平滑化されたパイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）の逆回転ベクトルを求める。これにより、逆回転ベクトル生成回路１１＿５からパイロットシンボルベクトル（Ｐｘ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜，−Ｐｙ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜）が出力される。
【００４１】
複素乗算器１１＿６は、第２の逆拡散器１１＿２からのデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），ｙ（ｉ）に、逆回転ベクトル生成回路１１＿５からのパイロットシンボルベクトル（Ｐｘ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜，−Ｐｙ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜）を乗算する。このようにすることにより、第２の逆拡散器１１＿２からのデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），ｙ（ｉ）の位相を、上記回転ベクトル分だけ逆回転してデータＤｘ（ｉ），Ｄｙ（ｉ）を得る。再び図１に戻って説明を続ける。
【００４２】
図１に示す復調器１０を構成する受信強度測定相関器１４は、到着時刻ごとの受信信号の受信強度を検出する。例えば、受信信号として到着時刻Ｔ１，Ｔ２におけるメインパス，サブパスの受信強度（各々Ｐ1，Ｐ2と表す）を持つ受信信号が入力される場合を考える。ここでは、到着時刻Ｔ１における受信強度は、図示しない受信端（アンテナ端）において−３０ｄＢｍであるものとし、到着時刻Ｔ２における受信強度は、上記受信端において−５６．２ｄＢｍであるものとする。受信強度測定相関器１４は、これら到着時刻Ｔ１，Ｔ２におけるメインパス，サブパスの受信強度を測定してそれらの相関関係を求めて図示しないＣＰＵに向けて出力する。ＣＰＵは、−３０ｄＢｍの受信強度を持つメインパスにおけるデータは、例えば４ビット幅で演算して復調するようにビット幅選択器１１＿３を制御する。これにより、ビット幅選択器１１＿３は、第１の逆拡散器１１＿１からのパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）のビット幅を上位（ＭＳＢ）の４ビットに選択してフィルタ回路１１＿４に伝達する。ここで、フィルタ回路１１＿４，逆回転ベクトル生成回路１１＿５，複素乗算器１１＿６は、６ビット構成であるが、このように相対的に受信強度の大きい受信信号が入力された場合は、パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）のビット幅を４ビットにすることにより、フィルタ回路１１＿４，逆回転ベクトル生成回路１１＿５，複素乗算器１１＿６を構成する２ビット分（６ビット−４ビット）の素子のスイッチング動作を抑える（停止させる）ことができる。従って、消費電力の低減化が図られる。ここで、到着時刻Ｔ１におけるメインパスは−３０ｄＢｍという比較的大きな受信強度であるため、エラーの発生もなく高い精度で復調される。尚、受信信号のうち、−５６．２ｄＢｍの受信強度を持つサブパスにおけるデータは、第２の復調回路１２で６ビット幅で演算して復調される。従って、−５６．２ｄＢｍと比較的小さな受信強度であっても、やはりエラーの発生もなく高い精度で復調される。
【００４３】
本実施形態の復調器１０では、このように、受信強度測定相関器１４で受信信号の強度を測定し、比較的大きな受信強度の場合は４ビット幅でデータを復調し、比較的小さな受信強度の場合は６ビット幅でデータを復調するものであるため、従来の、比較的大きなビット幅で復調する復調器と比較し、復調精度を維持したまま消費電力の低減化が図られる。
【００４４】
図３は、本発明の第２の復調器の一実施形態の、復調回路の構成を示す図である。
【００４５】
本発明の第２の復調器の一実施形態の構成は、図１に示す本発明の第１の復調器の一実施形態の構成と比較し、復調回路１１が、この図３に示す復調回路２１に置き換えられている点が異なっている。
【００４６】
図３に示す復調回路２１には、第１の逆拡散器２１＿１と、第２の逆拡散器２１＿２と、フィルタ回路２１＿３と、逆回転ベクトル生成回路２１＿４と、複素乗算器２１＿５とが備えられている。
【００４７】
尚、第１の逆拡散器２１＿１,第２の逆拡散器２１＿２，逆回転ベクトル生成回路２１＿４,複素乗算器２１＿５の構成は、前述した第１の逆拡散器１１＿１,第２の逆拡散器１１＿２，逆回転ベクトル生成回路１１＿５,複素乗算器１１＿６の構成と同じであるため説明は省略する。フィルタ回路２１＿３の構成については図４を参照して説明する。
【００４８】
図４は、図３に示すフィルタ回路の構成を示す図である。
【００４９】
図４に示すフィルタ回路２１＿３には、ビット幅選択器２１＿３ａと、フリップフロップ２１＿３ｂ，２１＿３ｃ，２１＿３ｄ,２１＿３eが備えられている。また、フィルタ回路２１＿３には、重み付け回路２１＿３ｆ，２１＿３ｊと、ビット幅選択器２１＿３ｇ，２１＿３ｋと、乗算器２１＿３ｈ,２１＿３ｌと、加算選択器２１＿３ｉ，２１＿３ｍと、加算器２１＿３ｎとが備えられている。
【００５０】
ビット幅選択器２１＿３ａには、第１の逆拡散器２１＿１から伝達されてきた６ビット幅（Ｘ［５］〜Ｘ［０］）のパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）が入力される。ここで、相対的に受信強度の大きい受信信号（前述した到着時刻Ｔ１における比較的受信強度の大きいメインパス）が入力された場合は、ビット幅選択器２１＿３ａには、ビット幅選択信号として４ビット幅を選択するためのビット幅選択信号が入力される。ビット幅選択器２１＿３ａは、上位４ビット分のパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）を、フリップフロップ２１＿３ｂ，２１＿３ｃを経由して乗算器２１＿３ｈに伝達する。さらに、フリップフロップ２１＿３ｄを経由して乗算器２１＿３ｌにも伝達する。
【００５１】
ビット幅選択器２１＿３ｇ，２１＿３ｋには、ビット幅選択信号として４ビットの係数が入力される。ビット幅選択器２１＿３ｇ，２１＿３ｋは、重み付け回路２１＿３ｆ，２１＿３ｊでパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）が時間軸方向に移動平均（加重平均）された８ビット幅のデータの、上位４ビット分を選択して、乗算器２１＿３ｈ，２１＿３ｌに伝達する。乗算器２１＿３ｈ，２１＿３ｌでは、それぞれ、上位４ビット幅どうしの乗算が行なわれ、加算選択器２１＿３ｉ，２１＿３ｍを経由して加算器２１＿３ｎで加算され、これによりパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ＰＸ［１３：０］）が出力される。
【００５２】
このように、フィルタ回路２１＿３に、ビット幅選択機能を持たせることにより、例えば、到着時刻Ｔ１における−３０ｄＢｍという比較的大きな受信強度を持つメインパスの場合は、上位４ビットが選択される。従って、受信信号の強度の強いものについては，受信性能を抑えることなくフィルタリングが行なわれる。また、同様に、係数精度を、一律にあるいは係数毎に制限することにより後段の乗算器２１＿３ｈ，２１＿３ｌや加算選択器２１＿３ｉ，２１＿３ｍ,加算器２１＿３ｎを構成する素子のスイッチング動作を抑えることができる。概ねその効果は、入力データと係数について制限したビットの割合の積で効果が期待される。両者とも半分であれば、消費電流は１／４になる。
【００５３】
図５は、本発明の第３の復調器の一実施形態の、復調回路の構成を示す図である。
【００５４】
本発明の第３の復調器の一実施形態の構成は、図１に示す本発明の第１の復調器の一実施形態の構成と比較し、復調回路１１が、この図５に示す復調回路３１に置き換えられている点が異なっている。
【００５５】
図５に示す復調回路３１には、第１の逆拡散器３１＿１と、第２の逆拡散器３１＿２と、フィルタ回路３１＿３と、逆回転ベクトル生成回路３１＿４と、ビット幅選択器３１＿５と、複素乗算器３１＿６とが備えられている。本実施形態では、ビット幅選択器３１＿５が、第２の逆拡散器３１＿２からのデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），ｙ（ｉ）のビット幅を選択して複素乗算器３１＿６に伝達する。以下、図６を参照して説明する。
【００５６】
図６は、図５に示す復調回路の主要部の構成を示す図である。
【００５７】
図６には、復調回路３１を構成する逆回転ベクトル生成回路３１＿４と、ビット幅選択器３１＿５と、複素乗算器３１＿６とが示されている。逆回転ベクトル生成回路３１＿４は、２乗器３１＿４ａと、複素乗算器３１＿４ｂと、規格器３１＿４ｃとから構成されている。
【００５８】
２乗器３１＿４ａは、伝送路上においてθ分の回転がかかったパイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）を入力してデータＰｘ2＋Ｐｙ2を求め、規格器３１＿４ｃに出力する。
【００５９】
複素乗算器３１＿４ｂは、パイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）のうちのパイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｙ）について逆関数を用いて複素数の乗算を行ない、規格器３１＿４ｃに出力する。
【００６０】
規格器３１＿４ｃは、２乗器３１＿４ａからのパイロットシンボルのデータＰｘ2＋Ｐｙ2を、パイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ）および複素乗算器３１＿４ｂからのデータに基づいて規格化（１／ＳＱＲＴ（Ｐｘ2＋Ｐｙ2））して複素乗算器３１＿６に出力する。
【００６１】
ビット幅選択器３１＿５には、データシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），Ｄｓｙｍｂｏｌｙ（ｉ）が入力される。また、ビット幅選択器３１＿５には、相対的に受信強度の大きい受信信号が入力された場合に、ビット精度を表わすデータ（ビット幅選択信号）が入力される。すると、ビット幅選択器３１＿５では、上位４ビット分のビット幅が選択され、これにより上位４ビット幅のデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），Ｄｓｙｍｂｏｌｙ（ｉ）が複素乗算器３１＿６に伝達される。複素乗算器３１＿６では、このデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），Ｄｓｙｍｂｏｌｙ（ｉ）に、規格器３１＿４ｃからのデータを乗算することによりデータＤｘ（ｉ），Ｄｙ（ｉ）を得る。このように、相対的に受信強度の大きい受信信号が入力された場合に、ビット幅選択器３１＿５で上位４ビット分のビット幅を選択して複素乗算器３１＿６を構成する素子のスイッチング動作を抑えてもよい。
【００６２】
図７は、図６に示す復調回路とは異なる復調回路の構成を示す図である。
【００６３】
図７に示す復調回路は、図６に示す復調回路と比較し、ビット幅選択器３１＿５がビット幅選択器４１＿５に置き換えられている点と、ビット選択器４１＿７が追加された点が異なっている。
【００６４】
前述した図６に示す、復調回路を構成するビット幅選択器３１＿５には、あらかじめパイロットシンボルないしパイロットチャンネルを受信してその強度を測定した後に、ビット精度を表わすデータ（ビット幅選択信号）が入力される。通常は、受信強度の測定は、１フレーム時間（１０ｍｓ程度）間隔での強度測定が一般的である。そのような場合、例えば２００Ｈｚの周波数による高速な伝送路変動に追従することは困難である。そこで、ここでは、以下に説明するようにして、パイロットシンボルの強度を受信中に測定することにより、データのビット選択を行なうこととする。このようにすることにより、上述した２００Ｈｚの周波数による高速な伝送路変動にも対応することができる。
【００６５】
ビット選択器４１＿７は、２乗器３１＿４ａからのパイロットシンボルのデータＰｘ2＋Ｐｙ2を入力し、入力されたパイロットシンボルのデータＰｘ2＋Ｐｙ2の大きさに応じて適応的にビット幅を選択して、ビット幅選択器４１＿５に入力する。具体的には、相対的に受信強度の大きい受信信号が入力された場合に、ビット選択器４１＿７は、４ビット幅を選択するビット幅選択信号をビット幅選択器４１＿５に向けて出力する。ビット幅選択器４１＿５では、これを受けて上位４ビット幅のデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），Ｄｓｙｍｂｏｌｙ（ｉ）を複素乗算器３１＿６に伝達する。このようにすることにより、上述した高速な伝送路変動に対応することができ、且つ複素乗算器３１＿６を構成する素子のスイッチング動作を抑えることができる。
【００６６】
尚、本実施形態では、図２に示すようにパイロットシンボルのビット幅を選択して逆回転ベクトル生成回路に伝達するビット幅選択器を備えた復調器や、図５に示すようにデータシンボルのビット幅を選択して複素乗算器に伝達するビット幅選択器を備えた復調器の例で説明したが、これらを組み合わせた復調器、即ち、パイロットシンボルのビット幅を選択して逆回転ベクトル生成回路に伝達するビット幅選択器と、データシンボルのビット幅を選択して複素乗算器に伝達するビット幅選択器とを備えた復調器であってもよい。このようにすると、さらなる消費電力化が実現される。
【００６７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の復調器によれば、復調精度を維持したまま消費電力の低減化が図られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の復調器の一実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す第１の復調回路の構成を示す図である。
【図３】本発明の第２の復調器の一実施形態の、復調回路の構成を示す図である。
【図４】図３に示すフィルタ回路の構成を示す図である。
【図５】本発明の第３の復調器の一実施形態の、復調回路の構成を示す図である。
【図６】図５に示す復調回路の主要部の構成を示す図である。
【図７】図６に示す復調回路とは異なる復調回路の構成を示す図である。
【図８】従来の、２つの経路を経由して受信される受信信号を復調する復調器の構成を示すブロック図である。
【図９】図８に示す復調器で受信される受信信号の、到着時刻に対する受信強度を示す図である。
【図１０】従来の伝送路推定器の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０ 復調器
１１，１２,２１，３１ 復調回路
１３ 信号合成回路
１４ 受信強度測定相関器
１１＿１,１１＿２，２１＿１,２１＿２，３１＿１,３１＿２ 逆拡散器
１１＿３,２１＿３ａ，２１＿３ｇ,２１＿３ｋ，３１＿５,４１＿５ ビット幅選択器
１１＿４,２１＿３，３１＿３ フィルタ回路
１１＿５,２１＿４，３１＿４ 逆回転ベクトル生成回路
１１＿６,２１＿５，３１＿４ｂ，３１＿６ 複素乗算器
２１＿３ｂ,２１＿３ｃ，２１＿３ｄ,２１＿３ｅ フリップフロップ
２１＿３ｆ,２１＿３ｊ 重み付け回路
２１＿３ｈ,２１＿３ｌ 乗算器
２１＿３ｉ,２１＿３ｍ 加算選択器
２１＿３ｈ,２１＿３ｌ 乗算器
２１＿３ｎ 加算器
３１＿４ａ ２乗器
３１＿４ｃ 規格器
【発明の属する技術分野】
本発明は、電波を受信して得た受信信号を復調する復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式の通信装置を構成する受信器には、基地局から発信された電波を受信して得た受信信号を復調する復調器が備えられている。このような復調器には、基地局から発信された複数の経路を経由して受信された受信信号を入力し、その受信信号の到着時刻の差に応じた符号（コード）を発生させて受信信号とその符号との積を加算することによりその到着時刻における多値のデータからなる信号を出力する逆拡散器と、逆拡散器からの出力を基準信号であるパイロットシンボルに基づいて必要に応じて平滑化等の処理を施してパイロットシンボルの逆回転ベクトル分だけ逆回転させることにより復号結果を推定する伝送路推定器と、伝送路推定器からの復号結果を合成する信号合成回路とが備えられている。この復調器によれば、複数の経路を経由して受信された受信信号それぞれが各逆拡散器および各伝送路推定器で処理されるため、個々の経路に関する伝送状況の変動（フェージング）による劣化を抑えることができる。
【０００３】
図８は、従来の、２つの経路を経由して受信される受信信号を復調する復調器の構成を示すブロック図である。また、図９は、図８に示す復調器で受信される受信信号の、到着時刻に対する受信強度を示す図である。
【０００４】
図８に示す復調器１００には、２つの逆拡散器１１０，１２０と、２つの伝送路推定器１３０，１４０と、信号合成回路１５０とが備えられている。逆拡散器１１０は、コード発生器１１１と、乗算器１１２と、加算器１１３とから構成されている。また、逆拡散器１２０は、コード発生器１２１と、乗算器１２２と、加算器１２３とから構成されている。
【０００５】
ここで、復調器１００に、図９に示す到着時刻Ｔ１，Ｔ２における受信強度Ｐ1のメインパス，受信強度Ｐ2のサブパスの受信信号が入力される（Ｐ1＞Ｐ2）。すると、復調器１００では、逆拡散器１１０を構成するコード発生器１１１で、到着時刻Ｔ１に合わせて符号（コード）が発生され、発生された符号とメインパスにおけるデータとが乗算器１１２で乗算され、さらに加算器１１３で加算され、後述する伝送路推定器１３０を経由して信号合成回路１５０の一方に入力される。また、逆拡散器１２０を構成するコード発生器１２１で、到着時刻Ｔ２に合わせて符号が発生され、発生された符号とサブパスにおけるデータとが乗算器１２２で乗算され、さらに加算器１２３で加算されて伝送路推定器１４０を経由して信号合成回路１５０の他方に入力される。信号合成回路１５０では、伝送路推定器１３０，１４０からのデータ信号を合成する。このようにして、復調された受信信号が得られる。
【０００６】
図１０は、従来の伝送路推定器の構成を示すブロック図である。
【０００７】
図１０には、逆拡散器１６０と、逆拡散器１７０と、伝送路推定器１８０とが示されている。伝送路推定器１８０は、フィルタ回路１８１と、逆回転ベクトル生成回路１８２と、複素乗算器１８３とから構成されている。
【０００８】
ここで、伝送路推定（チャネル推定）とは、伝送路の伝達関数（Ｈ）を推定し、その逆関数（Ｈ-1）を求めて、受信したデータに対して逆関数（Ｈ-1）の演算を行なうことにより元のデータを求めることをいう（狭義では、伝達関数（Ｈ）を求めることのみを伝送路推定という場合もある）。
【０００９】
元のデータは、以下の式で表される。
【００１０】
∧Ｄ＝Ｈ-1Ｄｉｎ＝Ｈ-1ＨＤｏｒｉｇｉｎ＝Ｄｏｒｉｇｉｎ
ここでは、ＣＤＭＡ方式の場合に通常行なわれる、位相補償を行なう伝送路推定を示す例で説明する。
【００１１】
逆拡散器１６０は、受信信号からパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）を取り出す。パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）とは、例えば（１，０）のようなあらかじめわかっているパイロットデータからなるものである。パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）は、フィルタ回路１８１に入力される。一般に、パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）には、伝送路上においてθ分の回転がかかっており、例えば（Ｐｘ，Ｐｙ）と表される。極座標を用いて表わす場合は、
【００１２】
フィルタ回路１８１では、ノイズ等を除去して安定させるために、複数のパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌを、例えば各パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）について、たし合わせる重み付け平均フィルタリングを行ない、パイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）を得る。このパイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）は、逆回転ベクトル生成回路１８２に入力され、これによりその逆回転ベクトル生成回路１８２からパイロットシンボルベクトル（Ｐｘ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜，−Ｐｙ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜）が出力される。
【００１３】
また、逆拡散器１７０は、受信信号からデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌ（ｉ）を取り出す。このデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌ（ｉ）も、パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）と同様にθ分の回転がかかっている。逆拡散器１７０からのデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌ（ｉ）に、逆回転ベクトル生成回路１８２からのパイロットシンボルベクトル（Ｐｘ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜，−Ｐｙ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜）を複素乗算器１８３で乗算することにより元のデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌ（ｉ）が得られる。
【００１４】
即ち、
【００１５】
ここで、データシンボルＤｓｙｍｂｏｌ（ｉ），パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）を表わすデータからなる信号は、ＱＰＳＫ信号を想定している。即ち、逆拡散器１１０，１６０の出力であるデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌ（ｉ），パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）を表わすベクトルは、ＩＱ平面での座標を用いて、（Ｄｘ，Ｄｙ），（Ｐｘ，Ｐｙ）のように表現され、それぞれのビット幅が復調精度とダイナミックレンジに影響を与えることとなる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
上述した図８に示す復調器１００では、受信信号を構成するメインパス，サブパスそれぞれの到着時刻Ｔ１，Ｔ２に合わせて逆拡散器１１０，１２０それぞれで符号を発生させることにより復調が行なわれる。ここで、受信強度は、基地局からの距離に応じて、あるいはアンテナや増幅回路等の性能に応じて異なるため、逆拡散器１１０，１２０は、比較的大きなダイナミックレンジ（２０ｄＢ以上のダイナミックレンジ）を持つものが必要とされる。
【００１７】
例えば、ＩＴＵ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｕｎｉｏｎ）による伝送路モデル（Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｂ）によれば、最大強度と最小強度の差は２５．２ｄＢである。上述した復調器１００の場合は、逆拡散器１１０，１２０それぞれにおいて２６ｄＢ以上の分解能が要求される。２６ｄＢ以上の分解能を得るためには、逆拡散器１１０，１２０それぞれが６ビットから８ビット程度のビット幅を持つこととなる。ここで、逆拡散器１１０，１２０の回路規模は、ビット幅の２乗に比例して増大する。さらに、合成するパス数の増大も含め、ＩＴＵモデル以上の性能が要求される場合は、各逆拡散器それぞれの回路規模もさらに増大し、従って消費電力が増大するという問題がある。
【００１８】
本発明は、上記事情に鑑み、復調精度を維持したまま消費電力の低減化が図られた復調器を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成する本発明の復調器のうちの第１の復調器は、受信信号を復調する符号分割多元接続方式に基づく復調器において、
受信信号からパイロットシンボルを取り出す第１の逆拡散器、
受信信号からデータシンボルを取り出す第２の逆拡散器、および
上記第１の逆拡散器からのパイロットシンボルを入力してそのパイロットシンボルの逆回転ベクトルを求める逆回転ベクトル生成回路と、上記第２の逆拡散器からのデータシンボルの位相を、上記逆回転ベクトル分だけ逆回転させる複素乗算器とを備えた複数の復調回路を備え、
上記復調回路のうちの少なくとも１つの復調回路が、上記第１の逆拡散器で取り出されたパイロットシンボルを、そのパイロットシンボルのビット幅を選択して上記逆回転ベクトル生成回路に伝達するビット幅選択器を備えたものであることを特徴とする。
【００２０】
本発明の第１の復調器は、少なくとも１つの復調回路が、第１の逆拡散器で取り出されたパイロットシンボルを、そのパイロットシンボルのビット幅を選択して逆回転ベクトル生成回路に伝達するビット幅選択器を備えたものであるため、比較的大きな受信強度の場合は狭いビット幅のパイロットシンボルを逆回転ベクトル生成回路に伝達して復調することにより、逆回転ベクトル生成回路やその逆回転ベクトル生成回路の後段の回路を構成する素子の動作を抑えることができる。従って、従来の、常に比較的大きなビット幅で復調する復調器と比較し、復調精度を維持したまま消費電力の低減化が図られる。
【００２１】
また、上記目的を達成する本発明の復調器のうちの第２の復調器は、受信信号を復調する符号分割多元接続方式に基づく復調器において、
受信信号からパイロットシンボルを取り出す第１の逆拡散器、
受信信号からデータシンボルを取り出す第２の逆拡散器、および
上記第１の逆拡散器からのパイロットシンボルを入力してそのパイロットシンボルを平滑化するフィルタと、そのフィルタにより平滑化されたパイロットシンボルの逆回転ベクトルを求める逆回転ベクトル生成回路と、上記第２の逆拡散器からのデータシンボルの位相を、上記逆回転ベクトル分だけ逆回転させる複素乗算器とを備えた複数の復調回路を備え、
上記復調回路のうちの少なくとも１つの第１の復調回路を構成する上記フィルタが、伝達されてきたパイロットシンボルと係数とを乗算する乗算器を含む演算回路により、その第１の復調回路を構成する前記第１の逆拡散器で取り出されたパイロットシンボルを平滑化するものであって、そのフィルタが、上記係数を、その係数のビット幅を選択して上記乗算器に伝達するビット幅選択器を備えたものであることを特徴とする。
【００２２】
本発明の第２の復調器は、パイロットシンボルを平滑化するフィルタが、上記係数のビット幅を選択して乗算器に伝達するビット幅選択器を備えたものであるため、比較的大きな受信強度の場合は狭いビット幅の係数で乗算して復調することにより、乗算器やその後段の回路を構成する素子の動作を抑えることができる。従って、従来の、常に比較的大きなビット幅で復調する復調器と比較し、復調精度を維持したまま消費電力の低減化が図られる。
【００２３】
さらに、上記目的を達成する本発明の復調器のうちの第３の復調器は、受信信号を復調する符号分割多元接続方式に基づく復調器において、
受信信号からパイロットシンボルを取り出す第１の逆拡散器、
受信信号からデータシンボルを取り出す第２の逆拡散器、および
上記第１の逆拡散器からのパイロットシンボルを入力してそのパイロットシンボルの逆回転ベクトルを求める逆回転ベクトル生成回路と、上記第２の逆拡散器からのデータシンボルの位相を、上記逆回転ベクトル分だけ逆回転させる複素乗算器とを備えた複数の復調回路を備え、
上記復調回路のうちの少なくとも１つの第１の復調回路が、上記第２の逆拡散器からのデータシンボルのビット幅を選択して上記複素乗算器に伝達するビット幅選択器を備えたものであることを特徴とする。
【００２４】
本発明の第３の復調器は、少なくとも１つの復調回路が、データシンボルのビット幅を選択して複素乗算器に伝達するビット幅選択器を備えたものであるため、比較的大きな受信強度の場合は狭いビット幅のデータシンボルを複素乗算器に伝達して復調することにより、その複素乗算器を構成する素子の動作を抑えることができる。従って、従来の、常に比較的大きなビット幅で復調する復調器と比較し、復調精度を維持したまま消費電力の低減化が図られる。
【００２５】
ここで、本発明の第１，第２，第３の復調器のうちのいずれか１つの復調器において、上記ビット幅選択器は、上記複数の復調回路に到着時刻ごとの受信信号の復調を分担させ、上記第１の復調回路が、相対的に受信強度の大きい受信信号の復調を分担させる場合に、相対的に狭いビット幅を選択するものであることが好ましい。
【００２６】
このようにすると、高い復調精度で効率よく消費電力を低減することができる。
【００２７】
また、到着時刻ごとの受信信号の受信強度を検出する受信強度測定相関器を備え、上記ビット幅選択器は、上記受信強度測定相関器により検出された、上記第１の復調化回路が復調を分担した受信信号の強度に応じてビット幅を選択するものであることも好ましい態様である。
【００２８】
このようにすると、相対的に受信強度の大きい受信信号の復調を分担する第１の復調回路のビット幅を適切に選択することができる。
【００２９】
さらに、上記ビット幅選択器は、パイロットシンボルの信号レベルに応じて適応的にビット幅を選択するものであることも好ましい。例えば過去及び現在のビット幅及び信号強度の情報を蓄積しておき、それら情報をもとに最適な条件のビット幅を選択する。
【００３０】
このようにすると、高速な伝送路変動に追従してビット幅を選択することができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について説明する。
【００３２】
図１は、本発明の第１の復調器の一実施形態の構成を示すブロック図である。
【００３３】
図１に示す復調器１０は、基地局から発信された電波を受信して得た受信信号を復調するものであり、この復調器１０には、第１の復調回路１１と、第２の復調回路１２と、信号合成回路１３と、受信強度測定相関器１４とが備えられている。第１の復調回路１１は、相対的に受信強度の大きい受信信号の復調を分担する。また、第２の復調回路１２は、相対的に受信強度の小さい受信信号の復調を分担する。第１の復調回路１１には、相対的に狭いビット幅を選択するビット幅選択器が備えられている。先ず、この第１の復調回路１１の構成について図２を参照して説明する。
【００３４】
図２は、図１に示す第１の復調回路の構成を示す図である。
【００３５】
図２に示す第１の復調回路１１には、第１の逆拡散器１１＿１と、第２の逆拡散器１１＿２と、ビット幅選択器１１＿３と、フィルタ回路１１＿４と、逆回転ベクトル生成回路１１＿５と、複素乗算器１１＿６とが備えられている。
【００３６】
第１の逆拡散器１１＿１は、受信信号を入力し、入力された受信信号からパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）を取り出して、ビット幅選択器１１＿３に向けて出力する。
【００３７】
第２の逆拡散器１１＿２は、受信信号を入力し、入力された受信信号からデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），ｙ（ｉ）を取り出して、複素乗算器１１＿６に向けて出力する。
【００３８】
ビット幅選択器１１＿３は、第１の逆拡散器１１＿１から出力されたパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）を、そのパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）のビット幅を選択してフィルタ回路１１＿４に伝達する。
【００３９】
フィルタ回路１１＿４は、ビット幅選択器１１＿３で選択されたビット幅のパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）を入力してそのパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）を平滑化する。具体的には、ノイズ等を除去して安定させるために、複数のパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌを、例えば各パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ｉ）について、たし合わせる重み付け平均フィルタリングを行ない、これによりパイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）を得る。このパイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）は、逆回転ベクトル生成回路１１＿５に伝達される。
【００４０】
逆回転ベクトル生成回路１１＿５は、フィルタ回路１１＿４により平滑化されたパイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）の逆回転ベクトルを求める。これにより、逆回転ベクトル生成回路１１＿５からパイロットシンボルベクトル（Ｐｘ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜，−Ｐｙ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜）が出力される。
【００４１】
複素乗算器１１＿６は、第２の逆拡散器１１＿２からのデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），ｙ（ｉ）に、逆回転ベクトル生成回路１１＿５からのパイロットシンボルベクトル（Ｐｘ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜，−Ｐｙ／｜Ｐｓｙｍｂｏｌ｜）を乗算する。このようにすることにより、第２の逆拡散器１１＿２からのデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），ｙ（ｉ）の位相を、上記回転ベクトル分だけ逆回転してデータＤｘ（ｉ），Ｄｙ（ｉ）を得る。再び図１に戻って説明を続ける。
【００４２】
図１に示す復調器１０を構成する受信強度測定相関器１４は、到着時刻ごとの受信信号の受信強度を検出する。例えば、受信信号として到着時刻Ｔ１，Ｔ２におけるメインパス，サブパスの受信強度（各々Ｐ1，Ｐ2と表す）を持つ受信信号が入力される場合を考える。ここでは、到着時刻Ｔ１における受信強度は、図示しない受信端（アンテナ端）において−３０ｄＢｍであるものとし、到着時刻Ｔ２における受信強度は、上記受信端において−５６．２ｄＢｍであるものとする。受信強度測定相関器１４は、これら到着時刻Ｔ１，Ｔ２におけるメインパス，サブパスの受信強度を測定してそれらの相関関係を求めて図示しないＣＰＵに向けて出力する。ＣＰＵは、−３０ｄＢｍの受信強度を持つメインパスにおけるデータは、例えば４ビット幅で演算して復調するようにビット幅選択器１１＿３を制御する。これにより、ビット幅選択器１１＿３は、第１の逆拡散器１１＿１からのパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）のビット幅を上位（ＭＳＢ）の４ビットに選択してフィルタ回路１１＿４に伝達する。ここで、フィルタ回路１１＿４，逆回転ベクトル生成回路１１＿５，複素乗算器１１＿６は、６ビット構成であるが、このように相対的に受信強度の大きい受信信号が入力された場合は、パイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）のビット幅を４ビットにすることにより、フィルタ回路１１＿４，逆回転ベクトル生成回路１１＿５，複素乗算器１１＿６を構成する２ビット分（６ビット−４ビット）の素子のスイッチング動作を抑える（停止させる）ことができる。従って、消費電力の低減化が図られる。ここで、到着時刻Ｔ１におけるメインパスは−３０ｄＢｍという比較的大きな受信強度であるため、エラーの発生もなく高い精度で復調される。尚、受信信号のうち、−５６．２ｄＢｍの受信強度を持つサブパスにおけるデータは、第２の復調回路１２で６ビット幅で演算して復調される。従って、−５６．２ｄＢｍと比較的小さな受信強度であっても、やはりエラーの発生もなく高い精度で復調される。
【００４３】
本実施形態の復調器１０では、このように、受信強度測定相関器１４で受信信号の強度を測定し、比較的大きな受信強度の場合は４ビット幅でデータを復調し、比較的小さな受信強度の場合は６ビット幅でデータを復調するものであるため、従来の、比較的大きなビット幅で復調する復調器と比較し、復調精度を維持したまま消費電力の低減化が図られる。
【００４４】
図３は、本発明の第２の復調器の一実施形態の、復調回路の構成を示す図である。
【００４５】
本発明の第２の復調器の一実施形態の構成は、図１に示す本発明の第１の復調器の一実施形態の構成と比較し、復調回路１１が、この図３に示す復調回路２１に置き換えられている点が異なっている。
【００４６】
図３に示す復調回路２１には、第１の逆拡散器２１＿１と、第２の逆拡散器２１＿２と、フィルタ回路２１＿３と、逆回転ベクトル生成回路２１＿４と、複素乗算器２１＿５とが備えられている。
【００４７】
尚、第１の逆拡散器２１＿１,第２の逆拡散器２１＿２，逆回転ベクトル生成回路２１＿４,複素乗算器２１＿５の構成は、前述した第１の逆拡散器１１＿１,第２の逆拡散器１１＿２，逆回転ベクトル生成回路１１＿５,複素乗算器１１＿６の構成と同じであるため説明は省略する。フィルタ回路２１＿３の構成については図４を参照して説明する。
【００４８】
図４は、図３に示すフィルタ回路の構成を示す図である。
【００４９】
図４に示すフィルタ回路２１＿３には、ビット幅選択器２１＿３ａと、フリップフロップ２１＿３ｂ，２１＿３ｃ，２１＿３ｄ,２１＿３eが備えられている。また、フィルタ回路２１＿３には、重み付け回路２１＿３ｆ，２１＿３ｊと、ビット幅選択器２１＿３ｇ，２１＿３ｋと、乗算器２１＿３ｈ,２１＿３ｌと、加算選択器２１＿３ｉ，２１＿３ｍと、加算器２１＿３ｎとが備えられている。
【００５０】
ビット幅選択器２１＿３ａには、第１の逆拡散器２１＿１から伝達されてきた６ビット幅（Ｘ［５］〜Ｘ［０］）のパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）が入力される。ここで、相対的に受信強度の大きい受信信号（前述した到着時刻Ｔ１における比較的受信強度の大きいメインパス）が入力された場合は、ビット幅選択器２１＿３ａには、ビット幅選択信号として４ビット幅を選択するためのビット幅選択信号が入力される。ビット幅選択器２１＿３ａは、上位４ビット分のパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）を、フリップフロップ２１＿３ｂ，２１＿３ｃを経由して乗算器２１＿３ｈに伝達する。さらに、フリップフロップ２１＿３ｄを経由して乗算器２１＿３ｌにも伝達する。
【００５１】
ビット幅選択器２１＿３ｇ，２１＿３ｋには、ビット幅選択信号として４ビットの係数が入力される。ビット幅選択器２１＿３ｇ，２１＿３ｋは、重み付け回路２１＿３ｆ，２１＿３ｊでパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｘ，Ｙ）が時間軸方向に移動平均（加重平均）された８ビット幅のデータの、上位４ビット分を選択して、乗算器２１＿３ｈ，２１＿３ｌに伝達する。乗算器２１＿３ｈ，２１＿３ｌでは、それぞれ、上位４ビット幅どうしの乗算が行なわれ、加算選択器２１＿３ｉ，２１＿３ｍを経由して加算器２１＿３ｎで加算され、これによりパイロットシンボルＰｓｙｍｂｏｌ（ＰＸ［１３：０］）が出力される。
【００５２】
このように、フィルタ回路２１＿３に、ビット幅選択機能を持たせることにより、例えば、到着時刻Ｔ１における−３０ｄＢｍという比較的大きな受信強度を持つメインパスの場合は、上位４ビットが選択される。従って、受信信号の強度の強いものについては，受信性能を抑えることなくフィルタリングが行なわれる。また、同様に、係数精度を、一律にあるいは係数毎に制限することにより後段の乗算器２１＿３ｈ，２１＿３ｌや加算選択器２１＿３ｉ，２１＿３ｍ,加算器２１＿３ｎを構成する素子のスイッチング動作を抑えることができる。概ねその効果は、入力データと係数について制限したビットの割合の積で効果が期待される。両者とも半分であれば、消費電流は１／４になる。
【００５３】
図５は、本発明の第３の復調器の一実施形態の、復調回路の構成を示す図である。
【００５４】
本発明の第３の復調器の一実施形態の構成は、図１に示す本発明の第１の復調器の一実施形態の構成と比較し、復調回路１１が、この図５に示す復調回路３１に置き換えられている点が異なっている。
【００５５】
図５に示す復調回路３１には、第１の逆拡散器３１＿１と、第２の逆拡散器３１＿２と、フィルタ回路３１＿３と、逆回転ベクトル生成回路３１＿４と、ビット幅選択器３１＿５と、複素乗算器３１＿６とが備えられている。本実施形態では、ビット幅選択器３１＿５が、第２の逆拡散器３１＿２からのデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），ｙ（ｉ）のビット幅を選択して複素乗算器３１＿６に伝達する。以下、図６を参照して説明する。
【００５６】
図６は、図５に示す復調回路の主要部の構成を示す図である。
【００５７】
図６には、復調回路３１を構成する逆回転ベクトル生成回路３１＿４と、ビット幅選択器３１＿５と、複素乗算器３１＿６とが示されている。逆回転ベクトル生成回路３１＿４は、２乗器３１＿４ａと、複素乗算器３１＿４ｂと、規格器３１＿４ｃとから構成されている。
【００５８】
２乗器３１＿４ａは、伝送路上においてθ分の回転がかかったパイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）を入力してデータＰｘ2＋Ｐｙ2を求め、規格器３１＿４ｃに出力する。
【００５９】
複素乗算器３１＿４ｂは、パイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ，Ｐｙ）のうちのパイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｙ）について逆関数を用いて複素数の乗算を行ない、規格器３１＿４ｃに出力する。
【００６０】
規格器３１＿４ｃは、２乗器３１＿４ａからのパイロットシンボルのデータＰｘ2＋Ｐｙ2を、パイロットシンボルベクトルＰｓｙｍｂｏｌ（Ｐｘ）および複素乗算器３１＿４ｂからのデータに基づいて規格化（１／ＳＱＲＴ（Ｐｘ2＋Ｐｙ2））して複素乗算器３１＿６に出力する。
【００６１】
ビット幅選択器３１＿５には、データシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），Ｄｓｙｍｂｏｌｙ（ｉ）が入力される。また、ビット幅選択器３１＿５には、相対的に受信強度の大きい受信信号が入力された場合に、ビット精度を表わすデータ（ビット幅選択信号）が入力される。すると、ビット幅選択器３１＿５では、上位４ビット分のビット幅が選択され、これにより上位４ビット幅のデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），Ｄｓｙｍｂｏｌｙ（ｉ）が複素乗算器３１＿６に伝達される。複素乗算器３１＿６では、このデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），Ｄｓｙｍｂｏｌｙ（ｉ）に、規格器３１＿４ｃからのデータを乗算することによりデータＤｘ（ｉ），Ｄｙ（ｉ）を得る。このように、相対的に受信強度の大きい受信信号が入力された場合に、ビット幅選択器３１＿５で上位４ビット分のビット幅を選択して複素乗算器３１＿６を構成する素子のスイッチング動作を抑えてもよい。
【００６２】
図７は、図６に示す復調回路とは異なる復調回路の構成を示す図である。
【００６３】
図７に示す復調回路は、図６に示す復調回路と比較し、ビット幅選択器３１＿５がビット幅選択器４１＿５に置き換えられている点と、ビット選択器４１＿７が追加された点が異なっている。
【００６４】
前述した図６に示す、復調回路を構成するビット幅選択器３１＿５には、あらかじめパイロットシンボルないしパイロットチャンネルを受信してその強度を測定した後に、ビット精度を表わすデータ（ビット幅選択信号）が入力される。通常は、受信強度の測定は、１フレーム時間（１０ｍｓ程度）間隔での強度測定が一般的である。そのような場合、例えば２００Ｈｚの周波数による高速な伝送路変動に追従することは困難である。そこで、ここでは、以下に説明するようにして、パイロットシンボルの強度を受信中に測定することにより、データのビット選択を行なうこととする。このようにすることにより、上述した２００Ｈｚの周波数による高速な伝送路変動にも対応することができる。
【００６５】
ビット選択器４１＿７は、２乗器３１＿４ａからのパイロットシンボルのデータＰｘ2＋Ｐｙ2を入力し、入力されたパイロットシンボルのデータＰｘ2＋Ｐｙ2の大きさに応じて適応的にビット幅を選択して、ビット幅選択器４１＿５に入力する。具体的には、相対的に受信強度の大きい受信信号が入力された場合に、ビット選択器４１＿７は、４ビット幅を選択するビット幅選択信号をビット幅選択器４１＿５に向けて出力する。ビット幅選択器４１＿５では、これを受けて上位４ビット幅のデータシンボルＤｓｙｍｂｏｌｘ（ｉ），Ｄｓｙｍｂｏｌｙ（ｉ）を複素乗算器３１＿６に伝達する。このようにすることにより、上述した高速な伝送路変動に対応することができ、且つ複素乗算器３１＿６を構成する素子のスイッチング動作を抑えることができる。
【００６６】
尚、本実施形態では、図２に示すようにパイロットシンボルのビット幅を選択して逆回転ベクトル生成回路に伝達するビット幅選択器を備えた復調器や、図５に示すようにデータシンボルのビット幅を選択して複素乗算器に伝達するビット幅選択器を備えた復調器の例で説明したが、これらを組み合わせた復調器、即ち、パイロットシンボルのビット幅を選択して逆回転ベクトル生成回路に伝達するビット幅選択器と、データシンボルのビット幅を選択して複素乗算器に伝達するビット幅選択器とを備えた復調器であってもよい。このようにすると、さらなる消費電力化が実現される。
【００６７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の復調器によれば、復調精度を維持したまま消費電力の低減化が図られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の復調器の一実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す第１の復調回路の構成を示す図である。
【図３】本発明の第２の復調器の一実施形態の、復調回路の構成を示す図である。
【図４】図３に示すフィルタ回路の構成を示す図である。
【図５】本発明の第３の復調器の一実施形態の、復調回路の構成を示す図である。
【図６】図５に示す復調回路の主要部の構成を示す図である。
【図７】図６に示す復調回路とは異なる復調回路の構成を示す図である。
【図８】従来の、２つの経路を経由して受信される受信信号を復調する復調器の構成を示すブロック図である。
【図９】図８に示す復調器で受信される受信信号の、到着時刻に対する受信強度を示す図である。
【図１０】従来の伝送路推定器の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０ 復調器
１１，１２,２１，３１ 復調回路
１３ 信号合成回路
１４ 受信強度測定相関器
１１＿１,１１＿２，２１＿１,２１＿２，３１＿１,３１＿２ 逆拡散器
１１＿３,２１＿３ａ，２１＿３ｇ,２１＿３ｋ，３１＿５,４１＿５ ビット幅選択器
１１＿４,２１＿３，３１＿３ フィルタ回路
１１＿５,２１＿４，３１＿４ 逆回転ベクトル生成回路
１１＿６,２１＿５，３１＿４ｂ，３１＿６ 複素乗算器
２１＿３ｂ,２１＿３ｃ，２１＿３ｄ,２１＿３ｅ フリップフロップ
２１＿３ｆ,２１＿３ｊ 重み付け回路
２１＿３ｈ,２１＿３ｌ 乗算器
２１＿３ｉ,２１＿３ｍ 加算選択器
２１＿３ｈ,２１＿３ｌ 乗算器
２１＿３ｎ 加算器
３１＿４ａ ２乗器
３１＿４ｃ 規格器
Claims (6)
- 受信信号を復調する符号分割多元接続方式に基づく復調器において、
受信信号からパイロットシンボルを取り出す第１の逆拡散器、
受信信号からデータシンボルを取り出す第２の逆拡散器、および
前記第１の逆拡散器からのパイロットシンボルを入力してパイロットシンボルの逆回転ベクトルを求める逆回転ベクトル生成回路と、前記第２の逆拡散器からのデータシンボルの位相を、前記逆回転ベクトル分だけ逆回転させる複素乗算器とを備えた複数の復調回路を備え、
前記復調回路のうちの少なくとも１つの復調回路が、前記第１の逆拡散器で取り出されたパイロットシンボルを、該パイロットシンボルのビット幅を選択して前記逆回転ベクトル生成回路に伝達するビット幅選択器を備えたものであることを特徴とする復調器。 - 受信信号を復調する符号分割多元接続方式に基づく復調器において、
受信信号からパイロットシンボルを取り出す第１の逆拡散器、
受信信号からデータシンボルを取り出す第２の逆拡散器、および
前記第１の逆拡散器からのパイロットシンボルを入力して該パイロットシンボルを平滑化するフィルタと、該フィルタにより平滑化されたパイロットシンボルの逆回転ベクトルを求める逆回転ベクトル生成回路と、前記第２の逆拡散器からのデータシンボルの位相を、前記逆回転ベクトル分だけ逆回転させる複素乗算器とを備えた複数の復調回路を備え、
前記復調回路のうちの少なくとも１つの第１の復調回路を構成する前記フィルタが、伝達されてきたパイロットシンボルと係数とを乗算する乗算器を含む演算回路により、該第１の復調回路を構成する前記第１の逆拡散器で取り出されたパイロットシンボルを平滑化するものであって、該フィルタが、前記係数を、該係数のビット幅を選択して前記乗算器に伝達するビット幅選択器を備えたものであることを特徴とする復調器。 - 受信信号を復調する符号分割多元接続方式に基づく復調器において、
受信信号からパイロットシンボルを取り出す第１の逆拡散器、
受信信号からデータシンボルを取り出す第２の逆拡散器、および
前記第１の逆拡散器からのパイロットシンボルを入力してパイロットシンボルの逆回転ベクトルを求める逆回転ベクトル生成回路と、前記第２の逆拡散器からのデータシンボルの位相を、前記逆回転ベクトル分だけ逆回転させる複素乗算器とを備えた複数の復調回路を備え、
前記復調回路のうちの少なくとも１つの第１の復調回路が、前記第２の逆拡散器からのデータシンボルのビット幅を選択して前記複素乗算器に伝達するビット幅選択器を備えたものであることを特徴とする復調器。 - 前記ビット幅選択器は、前記複数の復調回路に到着時刻ごとの受信信号の復調を分担させ、前記第１の復調回路が、相対的に受信強度の大きい受信信号の復調を分担させる場合に、相対的に狭いビット幅を選択するものであることを特徴とする請求項１から３のうちいずれか１項記載の復調器。
- 到着時刻ごとの受信信号の受信強度を検出する受信強度測定相関器を備え、前記ビット幅選択器は、前記受信強度測定相関器により検出された、前記第１の復調化回路が復調を分担した受信信号の強度に応じてビット幅を選択するものであることを特徴とする請求項４記載の復調器。
- 前記ビット幅選択器は、パイロットシンボルの信号レベルに応じて適応的にビット幅を選択するものであることを特徴とする請求項３記載の復調器。
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