JP3798895B2 - テレコードシステム高速同期方式 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話やモバイルターミナル、ＡＴＭコミュニケーションシステム、電話モデム等の、通信に先だって送信される同期信号（プレアンブル）の同期時間の短縮が要求されるコヒーレント通信システムの分野に応用されるテレコードシステム高速同期方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の通信方式においては、ＲＦ搬送波（周波数と位相）とデータ（ビット／クロック／ワードとデータ伝送信号）の開始のために、同期を早くとる必要があるが、これは同期をとる方式として一般的に知られている。この既存の方式によると情報データが送られる前に先立って特別の同期信号が送られる（プレアンブル）。この同期信号は、変調されてないＲＦ搬送波、クロック（ハーフクロック）の周波数が変調された搬送波、及び情報「データ伝送開始」を伝えるコードワードから構成されている。
【０００３】
通信を開始する時、変調されていないＲＦ搬送波が送られる。その時点で、受信側では周波数が直線的に変調された（ＬＦＭ：Linear Frequency Modulated）ヘテロダインによって、周波数特性分析を行い、周波数の最大スペクトル成分が推定される。ＲＦ搬送波の周波数推定が完了した時点で、周波数信号誤差が搬送波のＰＬＬ(位相同期回路：Phase Locked Loop)に入力されて、周波数信号誤差が０に近くなる。そこでＲＦ搬送波と周波数の同期がとられる。この時点で周波数誤差（入力ＲＦ信号の周波数と受信側のＰＬＬから出力するＲＦ信号の周波数間の誤差）がほとんど０になる。受信側のＰＬＬのタイプと性能にもよるが、ある期間後、位相ＲＦ搬送波の同期が搬送波のＰＬＬによってとられる。
【０００４】
次に、クロック（またはハーフクロック）周波数を持ったミヤンダー(Meander)の形に変調されたＲＦ搬送波が送られる。この時、受信側のクロックＰＬＬはクロック同期をとる。
この時点で、位相誤差（入力ＲＦ信号の位相と受信側のＰＬＬ出力からのＲＦ信号の位相の差）が０に近くなる。
次に、クロック（あるいはハーフクロック）周波数によって変調されたＲＦ搬送波が伝送される。この信号をブロックすることによって、受信側のクロックＰＬＬがクロック同期をとる。
【０００５】
最後に、スタートコードワードが送られる。受信側はこのコードワードを情報「データ伝送開始」時期として認識する。
言い換えると、最初にＲＦ搬送波の周波数と位相誤差が０に近くなる。次にクロックの周波数と位相の誤差が検出される。最後に情報「データ伝送開始」時期が決定される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
この従来の方式の欠点は、▲１▼同期をとる、▲２▼ＰＬＬを利用してＲＦ（高周波）のパラメータを推定する、という２つの作業にシリアルな手順をとるので非常に時間がかかることである。
このＰＬＬは他の広い選択の幅があり、あらかじめ決定できるわけではないので最適のものであるというわけでもない。この方式はコヒーレントＡＴＭ、テレコード、第一パケット交換その他の非同期通信システムなどの、情報が小さなパケットに分割されて非同期で送られるところでは重要な意味を持つ。
それは同期の開始にかなりの時間がかかり、システムのスループットが減少することになるからである。
本発明が解決しようとする課題は、このように、通信に先立って行われる同期をとる時間を著しく短縮して、高速同期を実現することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するため、本発明のテレコードシステム高速同期方式は、高周波搬送波を増幅する高周波増幅器と、増幅された高周波搬送波を直交２成分に分離する直交分離器と、前記直交２成分に基づいてデータを再生するＰＬＬ・データ再生ブロックと、前記直交２成分と周波数誤差及び位相誤差に基づいて前記直交分離器の高周波搬送波と同期を取るＰＬＬと、前記直交２成分とマッチして高周波搬送波をフィルタリングする２つの整合フィルタと、前記２つの整合フィルタの出力信号に基づいて前記整合フィルタからの信号を出力するときの最大値に対応する時刻を推定する推定器と、前記推定時刻に基づいてスイッチパルスを生成する制御装置と、前記推定時刻に基づいて、カウントパルス発生器からのカウントパルスにより周波数誤差及び位相誤差を計算する第１及び第２プロセッサとを備えたものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の方式では、情報データ伝送する前に特別のＲＦ信号（プレアンブル）が伝送される。ＲＦ信号の周波数は後述する三角法によって変調される。
ここで言う三角法とは、図１に示すように、初め、周波数が第１ＬＦＭ（変調された線型周波数）信号のところで上昇または下降の一方向に連続的に（例えば直線的に）変化する。その後、第２ＬＦＭ信号のところで周波数を反対の方向に変化させることを意味している。
最初の瞬時の周波数と位相と時刻と第２ＬＦＭ信号はＲＦ搬送波の周波数と位相と情報「データ伝送開始」に強く関連づけられている。このことは重要な意味を持つ。
【０００９】
受信側では、第１及び第２ＬＦＭ信号とマッチする２つの整合フィルタ（ＭＦ）によってＲＦ信号がフィルタを通される。ＭＦの出力信号は、ＲＦ信号を受信したことを検出するために使用されると同時にＭＦを出力する時の最大値に対応する時刻ｔ₁とｔ₂を決定するためにも使用される。
この場合、周波数誤差は次式にように定義される。
△ω＾＝ｑ・（Ｔ₂−Ｔ₁）−（ｔ₂−ｔ₁）／２ （1.1）
したがって、△ω＾はＲＦ信号のＲＦ搬送波と受信側搬送波ＰＬＬ出力信号の周波数の間の周波数の差である。
ｑはＲＦ信号（ＬＦＭ信号）の傾斜である。（Ｈｚ／ｓｅｃ）
Ｔ₁、Ｔ₂はＲＦ信号のパラメータである。
ｔ₁、ｔ₂はＭＦ出力時刻の最大値に対応している。
【００１０】
位相誤差は次式のように定義される。
△φ＾＝（θ₁＾＋θ₂＾）／２−△ω＾・（Ｔ₁＋Ｔ₂）／２ （1.2）
したがって、△φ＾はＲＦ信号の位相と受信側のＰＬＬ出力信号の位相の間のＲＦ搬送波の位相差である。
θ₁＾とθ₂＾は時刻ｔ₁とｔ₂における第１ＬＦＭ信号と第２ＬＦＭ信号のそれぞれの位相である。
次に情報「データ伝送開始」時刻を次式に示す。
ｔ₀＾＝（ｔ₁−ｔ₂）／２＋（Ｔ₁＋Ｔ₂）／２−Ｔ_MF／２ （1.3）
【００１１】
図１にＲＦ信号及びパラメータを示す。
上述のようにＲＦ信号パラメータは▲１▼ＲＦの周波数と位相▲２▼情報データの周波数と位相▲３▼情報「データ伝送開始」時期の３つが相互に密接に関連している。
この相互に密接に関連している条件の充足を保証する必要がある。
第１ＬＦＭ信号の瞬時の周波数が中央の周波数ω₀と等しくなった時に、時刻ｔ_C1における第１ＬＦＭ信号の位相が正確に知れなければならない。
第２ＬＦＭ信号の瞬時の周波数が中央の周波数ω₀と等しくなった時に、時刻ｔ_C2における、第２ＬＦＭ信号の位相が正確に知られなければならない。
情報「データ伝送開始」時刻ｔ₀はｔ₀＞０のときに第２ＬＦＭ信号の終わりｔ_eのあとに、少し遅れをとらせなければならない。
【００１２】
次に送信側部分の詳細を説明する。
第１ＬＦＭ信号を作るには、ＲＦ搬送波、つまりcos(ω₀・（ｔ−ｔ_S)＋φ₀）とsin(ω₀・（ｔ−ｔ_S)＋φ₀）を低周波数ＬＦＭ信号、つまりcos(ｑ₁・（ｔ−ｔ_C1)²／２）とsin(ｑ₁・（ｔ−ｔ_C1)²／２）で乗算して求め、その後加算をする。
したがって、上記の定式では、ｔ_C1＝ｔ_S＋Ｔ_LFM／２である。
上記の計算の答えとして、すべての第１ＬＦＭ信号を次式に示す。
cos(ω₀・（ｔ−ｔ_S)＋ｑ₁(ｔ−ｔ_C1)²／２＋φ₀） （1.4）
ｔ_S＜ｔ＜Ｔ_LFM＋ｔ_S
【００１３】
図１にすべてのＬＦＭ信号のパラメータを示す。
第２ＬＦＭ信号はまったく同じ方法で作られる。ただし、２つだけ違いがある。その第１は第２ＬＦＭ信号がＴ_LFM時に遅れることと、その第２は第２ＬＦＭ信号が、第１ＬＦＭ信号の傾斜値と反対符号の値になっているので第２ＬＦＭ信号のｑ₂の傾斜パラメータの符号は第１ＬＦＭ信号の傾斜パラメータの反対になっていることである。
cos(ω₀・（ｔ−ｔ_S)＋ｑ₂(ｔ−ｔ_C2)²／２＋φ₀），ｑ₁＝−ｑ2／２
ｔ_S＋Ｔ_LFM＜ｔ＜（３／２）・Ｔ_LFM＋ｔ_S （1.5）
となる。
【００１４】
第１ＬＭＦ信号と第２ＬＦＭ信号の周波数の帯域の範囲は次の規則に従って選択する。
ＲＦ搬送波と受信側ＰＬＬの搬送波から出されるＲＦ信号のすべての周波数誤差（△ω_LFM）を検出するためにも次の（１．６）式の条件が真でなければならない。
△ω_LFM／２−│△ω│＞△ω_MF （1.6）
したがって、△ω_MFは整合フィルタに通したＬＭＦ複合信号を受け取る周波数の幅である。
【００１５】
受信側の入力でＲＦ信号は送信側のＲＦ信号として記述することができる。
このＲＦ信号は送信側と受信側の間に伝播時間の遅延が生じると同時にω_PLLから△ωへの周波数推移となる。
分析的には受信するＲＦ信号を定義するためには（１．４）式または（１．５）式が利用できる。
このためには変数ｔを、遅延時間τを含む変数ｔ＾に置き換えて、（１．４）または（１．５）の式に代入する必要がある。この遅延は送信側と受信側の間の伝播時間ｔ＾＝（ｔ−τ）に等しい。
【００１６】
受信側では、ＲＦ信号は２つのＭＦのフィルタを通過する。ＭＦの周波数の幅は△ω_MFである。パルスレスポンス期間はＴ_MFである。傾斜はｑ₁とｑ₂である。（１．６）の条件はＲＦ信号のそれぞれの受信を保証し、ある部分のＬＦＭ信号が毎回ＭＦの入力にあることを保証する。
この場合、ＭＦ信号はＲＦ信号を受信するごとにある部分とマッチングすることになる。それを次式に示す。
【００１７】
第１ＬＦＭ信号は、
cos(ω₀・（ｔ＾−ｔ_S)＋ｑ₁(ｔ＾−ｔ_C1)²／２＋φ₀） （1.7）
ｔ₁ ^*＋Ｔ_MF／２＜ｔ＜ｔ₁ ^*＋Ｔ_MF／２
第２ＬＦＭ信号は、
cos（ω₀・（ｔ＾−ｔ_S）＋ｑ₂（ｔ＾−ｔ_C2）²／２＋φ₀） （1.8）
ｔ₂ ^*＋Ｔ_MF／２＜ｔ＜ｔ₂ ^*＋Ｔ_MF／２
（１．７）式と（１．８）式の数式の変換により、第１ＬＦＭ信号及び第２ＬＦＭ信号(１．７），（１．８）は、受信側ＰＬＬのパラメータによって次式で表される。
cos(ω_PLL・(t＾−ｔ_s）+ｑ₁・（ｔ＾−ｔ₁ ^*）²／２+θ₀₁ （1.9）
cos(ω_PLL・(t＾−ｔ_s）+ｑ₂・（ｔ＾−ｔ^2*）²／２+θ₀₂ （1.10）
ここで、ｔ₁ ^*とｔ₂ ^*は、第１及び第２ＬＦＭ信号の瞬時の周波数、（１．７）式と（１．８）式がωＰＬＬと等しくなる時刻である。
【００１８】
（１．９）式と（１．１０）式において記述したものは次式の通りである。
θ₀₁＝φ₀＋ｑ₁・Δｔ₁＋Δω・（ｔ₁−ｔ_S）
θ₀₂＝φ₀＋ｑ₂・Δｔ₂＋Δω・（ｔ₂−ｔ_S） （1.11）
Δｔ₁＝（ω₀−ω_PLL）／ｑ₁
Δｔ₂＝（ω₀−ω_PLL）／ｑ₂ （1.12）
（１．９）〜（１．１２）式よりｔ₁ ^*＝ｔ_C1−（ω₀−ω_PLL）／ｑ₁とｔ₂ ^*＝ｔ_C2−（ω₀−ω_PLL）／ｑ₂であるから、時刻ｔ₁ ^*とｔ₂ ^*と位相値θ₀₁とθ₀₂はΔω＝（ω₀−ω_PLL）とφに関連して、ｔ₀を決定する。
もしこの関連が成立したら、周波数誤差（１．１３）式のように定義することができる。
Δω＝ｑ₁・［ｔ₂ ^*−ｔ₁ ^*］／２−（ｔ_C2−ｔ_C1） （1.13）
（ｔ_C2−ｔ_C1）＝（Ｔ₂−Ｔ₁）の値は定数である。この定数はＬＦＭ信号のパラメータによって決定される。（図１参照）
【００１９】
期間ｔ＾＞ｔ_eにおけるＲＦ信号搬送波周波数ω₀とＲＦ搬送波のＰＬＬ出力信号ｃｏｓ（ω_PLL・（ｔ＾−ｔ_S）＋φ_PLL）の間の位相誤差Δφは次式に定義する。
Δφ（ｔ＾）＝Δω・（ｔ＾−ｔ_S）＋φ−φ_PLL （1．14）
したがって、φ_PLLは、時刻ｔ_Sに於けるＰＬＬの出力信号の位相である。
時刻ｔ₁ ^*とｔ₂ ^*で、受信するＬＦＭ信号の位相（１．９）式、（１．１０）式とＰＬＬの出力信号の位相間の位相差を次式に定義する。
φ₁＝θ₀₁−θ_PLL、φ₂＝θ₀₂−φ_PLL
【００２０】
（１．１１）式と（１．１２）式を使用して、ｑ₁＝−ｑ₂であることを考慮すると、φ₁とφ₂について次のように容易に導くことができる。
φ₁＝ｑ₁・Δｔ₁ ²／２＋Δω・（ｔ₁ ^*−ｔ_S）＋φ₀−φ_PLL （1．15）
φ₂＝ｑ₂・Δｔ₂ ²／２＋Δω・（ｔ₂ ^*−ｔ_S）＋φ₀−φ_PLL （1．16）
（１．１５）式と（１．１６）式により、わかりやすく示すと、
(φ₀−φ_PLL)＝(φ₁＋φ₂)/２−Δω・［(ｔ₁ ^*−ｔ₂ ^*)/２＋ｔ_S］（1．17）
となる。
そして最後に（１．１７）式を（１．１４）式に代入すると

【００２１】
時刻ｔ₀の時に周波数誤差と位相誤差は受信側のＰＬＬシステムに入力される。時刻ｔ₀において位相誤差（１．８）式は次のように計算される。
φ(ｔ₀)＝(φ₁＋φ₂)／２−Δω・（Ｔ₁＋Ｔ₂)／２ （1．19）
（１．１９）式の表現で、次式のように推定できる。
図１を参照。
ｔ₀−(ｔ₁ ^*＋ｔ₂ ^*)／２＝(Ｔ₁＋Ｔ₂)／２ （1．20）
時刻ｔ₀は次式のようにｔ₁ ^*とｔ₂ ^*によって表現できる。
ｔ₀＝(ｔ₁ ^*＋ｔ₂ ^*)／２＋(Ｔ₁＋Ｔ₂)／２ （1．21）
となる。
【００２２】
注意すべきことは、本方式によると、受信側では、時刻ｔ₁と時刻ｔ₂は時刻ｔ₁ ^*とｔ₂ ^*の代わりに決定されるということである。
時刻ｔ₁とｔ₂は整合フィルタ（ＭＦ）の出力信号の最大値と対応する。この場合（１．１３）式は次式に変換される。
Δω＝ｑ₁・［（ｔ₂−ｔ₁)／２−(Ｔ₂−Ｔ₁）］ （1．22）
時刻ｔ₁とｔ₂の時、ＭＦ出力信号の位相が、（１・１５），（１・１６）に表された時刻ｔ₁ ^*とｔ₂ ^*の時のφ₁とφ₂の値に等しいことが容易に示せる。
【００２３】
位相値φ₁とφ₂は時刻ｔ₁ ^*とｔ₂ ^*の時（１．４）式と（１．５）式の信号によって決定される（１．１５）式と（１．１６）式によって表される。
したがって、時刻ｔ₀の時位相誤差Δφ＾は次式によって計算できる。
φ＾(ｔ₀)＝(φ₁＾＋φ₂＾)／２−Δω・（Ｔ₁＋Ｔ₂)／２ （1．23）
ｔ1＝ｔ₁ ^*＋Ｔ_MF／２とｔ₂＝ｔ₂ ^*＋Ｔ_MF／２
この２式は関連がある。
（１．２１）の等式を情報伝送開始時刻として定式化した。
ｔ₀＾＝(ｔ₁−ｔ₂)／２＋(Ｔ₁＋Ｔ₂)／２−Ｔ_MF／２ （1．24）
【００２４】
【実施例】
以下、本発明を実施例を参照しながら具体的に説明する。
図２は受信側システムの作成可能な技術を示す。
図３はＬＦＭ信号にマッチングするスイッチ切替直交フィルタを示す。
受信側の構成は以下の通りである。１は入力高周波増幅器、２は直交分離器、３はＰＬＬ・データ再生ブロック、４はＰＬＬ、５はスイッチ切替整合フィルタ、６は制御装置、７はＬＦＭ信号のオブサーバ付き推定器、８は第１プロセッサ、９は第２プロセッサ、１０はカウントパルス発生器である。ＰＬＬ・データ再生ブロック３内部には、ＲＦ搬送波のＰＬＬ、クロックＰＬＬ、閾値デバイスを含んでいる。
【００２５】
ＬＦＭ信号用スイッチ切替整合フィルタ５は、図３に示すようにcos(ｑ・ｔ²／２）のパルスレスポンスのついた２つのフィルター１１，１３、sin(ｑ・ｔ²／２）のパルスレスポンスの付いた２つのフィルター１２，１４、マルチプライヤー１５，１６，１７、加算器１８、減算器１９、及び内部に「−１」の値を持つメモリーセル２０から成り立っている。
この受信側は、上記した方法に完全に対応し、上記に示された等式にしたがって、ＲＦ信号受信の手順を行う。
【００２６】
受信側の高周波増幅器１の入力に、ＲＦ信号と若干のノイズが入ってくる。最初の同期がとれたと仮定すると、高周波増幅器１の出力信号ｙ(t)がＸ(t)とＹ(t)の成分に分割されるところとなる直交分離器２の入力側に来ることになる。
Ｘ(t＾)＝＜ｙ(t)・cos(ω_PLL・（t＾−ｔ_S)＋φ_PLL)＞
Ｙ(t＾)＝＜ｙ(t)・sin(ω_PLL・（t＾−ｔ_S)＋φ_PLL)＞
＜....＞の印は、受信側のＲＦ信号からのＰＬＬ４の出力信号と直交分離器２の出力信号の２つの信号の乗算によって作られる平均化の手順を意味している。この平均化の手順の最中に直交成分ＸとＹが入力ＲＦ信号とノイズから抽出される。
ＸとＹの成分は２つの目的に使用される。その１つは、周波数誤差と位相誤差の検出で、他の１つは受信側のＲＦ搬送波のＰＬＬのコントロールとして使用される。
【００２７】
周波数誤差と位相誤差の２つの信号がＰＬＬのＬＰＦを通過する。この通過する２つの信号が受信側のＲＦ搬送波の周波数コントロールと位相コントロールに送信される。この受信側のＲＦ搬送波のＰＬＬ出力信号は直交分離器２のレファランス入力へ送信される。受信側のＲＦ搬送波のＰＬＬ４と直交分離器２はＲＦ信号と同期がとられてフェーズ・ロックされる。
同じ直交成分はクロック誤差の検出を行うために、受信側のクロック用のＰＬＬ４のところで使用される。このクロック誤差信号はクロックのＰＬＬ内部のＬＰＦを通過して、受信側のクロックコントロールを行う。
【００２８】
もし、ＲＦ搬送波とクロックワード同期がうまくとれると、受信側は受け取った全情報データをコヒーレントに受信することができ、再度生成させて通常のワークを行う。
ＲＦ搬送波とクロックワードの同期がまだとれなかった場合を考えてみよう。情報データの伝送前にこの同期を早くとろうとするためには、特別のＲＦ信号（プレアンブル）を受信側の増幅器の入力側に入力する必要がある。
【００２９】
受信側の入力の部分の第１ＬＦＭ信号を（１・２５）式に示す。第１ＬＦＭ信号のＸとＹ成分は直交分離器２の出力で次式のように表される。
X(t＾)＝cos(Δω・(t＾−t_s)＋q¹・(t＾−t_c1)2/２＋φ₀−φ_PLL) （1.25）
Y(t＾)＝sin(Δω・(t＾−t_s)＋q¹・(t＾−t_c1)2/２＋φ₀−φ_PLL) （1.26）
したがって、Δω＝ω₀−ω_PLLはＬＦＭ信号の中央の周波数ω₀とＲＦ搬送波のＰＬＬ出力信号の周波数ω_PLLとの間の周波数誤差である。
【００３０】
この場合、直交分離器２の出力のところで直交成分ＸとＹ、つまり（１．２５）式と（１．２６）式は時間の推移したＬＦＭ信号として表される。それを次式に示す。
Ｘ(t＾)＝cos(ｑ₁・(t＾−t₁ ^*)²/２＋θ₀₁−φ_PLL） （1.27）
Ｙ(t＾)＝sin(ｑ₁・(t＾−t₁ ^*)²/２＋θ₀₁−φ_PLL） （1.28）
θ01はすでに、（１，１１）式で定義している。
【００３１】
その直交成分Ｘ（１．２７）式とＹ（１．２８）式はＳＭＦ（スイッチ切替整合フィルタ）入力にでてくる。この直交成分はＳＭＦを通過してフィルタされる。上述したように、ＲＦ信号はその時点で時間推移した２つのＬＦＭ信号として示される。したがって、最初と次の２つのそれぞれのＬＦＭ信号用として、２つのＭＦ（整合フィルタ）をそれぞれに使用したが、しかし２つのＭＦを使わずに、スイッチ切替ができるウェイトファンクションのついたＳＭＦを１つだけ使用することもできる。
このウェイトファンクションは、ＳＭＦが第１ＬＦＭ信号にマッチしスイッチ切替後、次のＬＦＭ信号にマッチするように作られなければならない。
【００３２】
若干のフィルタ遅延のついたＭＦの出力信号の最大値、Ｖ(t₎、Ｗ(t)は時刻ｔ₁＝ｔ₁ ^*＋Ｔ_MF／２の時に対応しなければならない。ＳＭＦ出力信号はＲＦ信号の観察を行いｔ₁の推定をするために使用される。
ＲＦ信号の検出は、Ｖ(t)²＋Ｗ(t)²の合計と事前に選択されたスレッシュホールド（閾値）を比較して行われる。この閾値は誤差を観察して定義される。
推定器７は２つの出力信号がある。その１つの信号が「閾値超過パルス」（「ＲＦ信号が検出された」）、その２つ目の信号はスイッチ切替整合フィルタの出力マグニチュードの最大値（ｔ₁の推定）に対応するパルスである。
【００３３】
「ＲＦ信号が検出された」というパルス信号で、時刻ｔ₁の推定手順を第１プロセッサで開始する。時刻ｔ₁が推定された時、制御装置６で出力生成されたスイッチパルスはスイッチ切替整合フィルタ５の「スイッチ」入力に入力される。スイッチ切替後、スイッチ切替整合フィルタ５のパラメータは第２ＬＦＭ信号とマッチする。
この周波数は、第１ＬＦＭ信号に対して反対の方向のところで変化する。時刻ｔ₁の時、制御装置６はコントロール信号を第１及び第２プロセッサ８，９に送る。この信号に従って、第１プロセッサ８で期間ｔ₂−ｔ₁の時間測定が始まる。第２プロセッサ９は値θ₁＾を計算する。この値は第１ＬＦＭ信号の時刻ｔ₁で第１ＬＦＭ信号の位相と等しくなる。
θ₁＾＝arctan［Ｖ(t)／Ｗ(t)］ （1.29)
【００３４】
第２ＬＦＭ信号が観察され、時刻ｔ₂が推定されたとき、制御装置６の第３出力で「推定されたｔ2」信号が送られる。
第１プロセッサ８のこの信号によって、この期間ｔ₂−ｔ₁の測定は完了する。第２プロセッサ９で時刻ｔ₂の時に第２ＬＦＭ信号の位相値θ₂＾が計算される。
θ₂＾＝arctan［Ｖ(t)／Ｗ(t)］ (1.30)
【００３５】
周波数誤差Δω＾は（１，１３）式によって計算される。この周波数誤差の値は（１，１３）式にしたがって第１プロセッサ８で計算される。同時にこの値は搬送波のＰＬＬのＬＰＦ周波数プリセット入力に用いられる。この値はまた第２プロセッサ９の入力に用いられる。第２プロセッサ９で位相誤差値は（１．１９）式に従って計算される。第２プロセッサ出力から出てきた位相誤差値は搬送波のＰＬＬのＬＰＦの位相プリセット入力に送信される。
第１プロセッサによって決定される時刻ｔ₀の時、特別の「クリヤーパルス」が第１プロセッサによって生成される。
このパルスはクロックＰＬＬのＬＰＦ（リバースカウンタ）に送信される。同時に制御装置６にも送信される。このパルスはＰＬＬとデータ再生ブロック３の内部に含まれている。
【００３６】
この「クリヤーパルス」によって制御装置６は「書き込み訂正」信号を出す。この信号によって、時刻ｔ₀の時、訂正値（周波数誤差と位相誤差）は周波数と位相の誤差によって決まり、受信側ＲＦ搬送波のＰＬＬ４に書き込まれる。
同じく「書き込み訂正」信号は受信側のＲＦ搬送波のＰＬＬ４のループを閉じ、切替可能な整合フィルタ５、制御装置６、ＬＦＭ信号のオブザーバー及び推定器７、第１プロセッサ８、第２プロセッサ９、カウントパルス発生器１０を電源から切り離す。
【００３７】
上記したように、周波数誤差と位相誤差はＰＬＬに入力された後、時刻ｔ₀で、受信側のＲＦ搬送ＰＬＬは同期がとれた状態となる（すべての誤差が０に近くなる）。ＰＬＬ内のクロックワードもまた情報データと完全に同期する。そうなれば、情報データのコヒーレント受信が可能になる。
【００３８】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明による同期方式は、従来のコヒーレントな同期受信方式に比べて、通信に先立って行われる同期をとる時間を５倍から１０倍と、著しく短縮して、高速同期を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ＲＦ信号とそのパラメータを示す説明図である。
【図２】 本発明の実施例を示すブロック図である。
【図３】 直交フィルタの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 高周波増幅器、２ 直交分離器、３ ＰＬＬ・データ再生ブロック、４ ＰＬＬ、５ 整合フィルタ、６ 制御装置、７ 推定器、８ 第１プロセッサ、９第２プロセッサ、１０ カウントパルス発生器、１１，１２，１３，１４ フィルタ、１５，１６，１７ マルチプライヤー、１８ 加算器、１９ 減算器、２０ メモリーセル

Claims (2)

1. 高周波搬送波を増幅する高周波増幅器と、増幅された高周波搬送波を直交２成分に分離する直交分離器と、前記直交２成分に基づいてデータを再生するＰＬＬ・データ再生ブロックと、前記直交２成分と周波数誤差及び位相誤差に基づいて前記直交分離器の高周波搬送波と同期を取るＰＬＬと、前記直交２成分とマッチして高周波搬送波をフィルタリングする２つの整合フィルタと、前記２つの整合フィルタの出力信号に基づいて前記整合フィルタからの信号を出力するときの最大値に対応する時刻を推定する推定器と、前記推定時刻に基づいてスイッチパルスを生成する制御装置と、前記推定時刻に基づいて、カウントパルス発生器からのカウントパルスにより周波数誤差及び位相誤差を計算する第１及び第２プロセッサとを備えたことを特徴とするテレコードシステム高速同期方式。
2. 前記ＰＬＬ・データ再生ブロックには、ＲＦ搬送波のＰＬＬ、クロックＰＬＬ、及び閾値デバイスを含むことを特徴とする請求項１記載のテレコードシステム高速同期方式。

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