JP3144025B2 - スペクトラム拡散通信受信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散通信受信装置Info
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- JP3144025B2 JP3144025B2 JP4820192A JP4820192A JP3144025B2 JP 3144025 B2 JP3144025 B2 JP 3144025B2 JP 4820192 A JP4820192 A JP 4820192A JP 4820192 A JP4820192 A JP 4820192A JP 3144025 B2 JP3144025 B2 JP 3144025B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、移動体通信に利用され
るスペクトラム拡散通信受信装置に関する。
るスペクトラム拡散通信受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、スペクトラム拡散通信受信装置は
その多元接続性、秘話性、耐干渉性など優れた特性を有
するため、軍用通信だけでなくパーソナル通信などのさ
まざまな分野に応用されるようになってきた。
その多元接続性、秘話性、耐干渉性など優れた特性を有
するため、軍用通信だけでなくパーソナル通信などのさ
まざまな分野に応用されるようになってきた。
【０００３】以下に従来のスペクトラム拡散通信受信装
置について図面を参照しながら説明する。
置について図面を参照しながら説明する。
【０００４】図３に示すように従来のスペクトラム拡散
通信受信装置は、スペクトラム拡散されたアナログのベ
ースバンド受信信号１を、デジタル信号に変換するＡ／
Ｄコンバータ２、擬似雑音系列発生器３、同期捕捉を行
うＤＭＦ（デジタルマッチドフィルタ、同期捕捉器）
４、擬似雑音系列の１周期ごとに現れる相関値の最大値
のタイミングを検出し、最大相関値タイミング信号を発
生する最大相関値検出器５、擬似雑音系列の１チップ長
分だけ遅延する遅延器６、減算器７、ラッチ８、ラッチ
出力（誤差信号）により進相／遅相信号を出力する再生
クロック制御器９、進相／遅相信号をアナログ信号に変
換するＤ／Ａコンバータ１０、ループフィルタ１１、電
圧変換器１２などで構成され、再生クロック信号を発生
するＶＣＯ（電圧制御発振器）１３からは、送信側の擬
似雑音系列のクロックに同期した再生クロック信号１４
を出力して擬似雑音系列発生器３に加えるとともにさら
に、スペクトラム逆拡散後のデータ１５をＤＭＦ４から
出力する。
通信受信装置は、スペクトラム拡散されたアナログのベ
ースバンド受信信号１を、デジタル信号に変換するＡ／
Ｄコンバータ２、擬似雑音系列発生器３、同期捕捉を行
うＤＭＦ（デジタルマッチドフィルタ、同期捕捉器）
４、擬似雑音系列の１周期ごとに現れる相関値の最大値
のタイミングを検出し、最大相関値タイミング信号を発
生する最大相関値検出器５、擬似雑音系列の１チップ長
分だけ遅延する遅延器６、減算器７、ラッチ８、ラッチ
出力（誤差信号）により進相／遅相信号を出力する再生
クロック制御器９、進相／遅相信号をアナログ信号に変
換するＤ／Ａコンバータ１０、ループフィルタ１１、電
圧変換器１２などで構成され、再生クロック信号を発生
するＶＣＯ（電圧制御発振器）１３からは、送信側の擬
似雑音系列のクロックに同期した再生クロック信号１４
を出力して擬似雑音系列発生器３に加えるとともにさら
に、スペクトラム逆拡散後のデータ１５をＤＭＦ４から
出力する。
【０００５】以上の構成要素よりなる従来のスペクトラ
ム拡散通信受信装置について、以下その各構成要素の関
係と動作を説明する。まず、スペクトラム拡散されたア
ナログのベースバンド受信信号１をＡ／Ｄコンバータ２
に入力しアナログ信号に変換する。擬似雑音系列発生器
３からベースバンド受信信号と同じ擬似雑音系列を出力
し、ＤＭＦ４で擬似雑音系列とＡ／Ｄ変換されたデジタ
ルのベースバンド受信信号とで同期捕捉を行う。その
際、擬似雑音系列とＡ／Ｄ変換されたデジタルのベース
バンド受信信号との相関値がＤＭＦ４から出力する。
ム拡散通信受信装置について、以下その各構成要素の関
係と動作を説明する。まず、スペクトラム拡散されたア
ナログのベースバンド受信信号１をＡ／Ｄコンバータ２
に入力しアナログ信号に変換する。擬似雑音系列発生器
３からベースバンド受信信号と同じ擬似雑音系列を出力
し、ＤＭＦ４で擬似雑音系列とＡ／Ｄ変換されたデジタ
ルのベースバンド受信信号とで同期捕捉を行う。その
際、擬似雑音系列とＡ／Ｄ変換されたデジタルのベース
バンド受信信号との相関値がＤＭＦ４から出力する。
【０００６】ＤＭＦ４出力の相関値を遅延器６で擬似雑
音系列の１チップ長分だけ遅延して、擬似雑音系列の１
チップ長分だけＤＭＦ４出力の相関値よりさきに出力し
た位相のEarly相関値を出力する。減算器７でEarly相関
値から、Early相関値に対して擬似雑音系列の１チップ
長分だけあとに出力した位相のLate相関値を減算し、誤
差信号（（Early相関値）−（Late相関値））を出力す
る。最大相関値検出器５で擬似雑音系列の１周期ごとに
現れる相関値の最大値（Punctual相関値）を検出し、最
大相関値タイミング信号を出力する。ここで、図２にEa
rly相関値、Punctual相関値とLate相関値の関係を示
す。ここで、横軸は時間軸、縦軸は相関値軸である。ラ
ッチ８で擬似雑音系列の１周期ごとに現れる相関値の最
大値のタイミングを示す最大相関値タイミング信号で誤
差信号を出力する。
音系列の１チップ長分だけ遅延して、擬似雑音系列の１
チップ長分だけＤＭＦ４出力の相関値よりさきに出力し
た位相のEarly相関値を出力する。減算器７でEarly相関
値から、Early相関値に対して擬似雑音系列の１チップ
長分だけあとに出力した位相のLate相関値を減算し、誤
差信号（（Early相関値）−（Late相関値））を出力す
る。最大相関値検出器５で擬似雑音系列の１周期ごとに
現れる相関値の最大値（Punctual相関値）を検出し、最
大相関値タイミング信号を出力する。ここで、図２にEa
rly相関値、Punctual相関値とLate相関値の関係を示
す。ここで、横軸は時間軸、縦軸は相関値軸である。ラ
ッチ８で擬似雑音系列の１周期ごとに現れる相関値の最
大値のタイミングを示す最大相関値タイミング信号で誤
差信号を出力する。
【０００７】一般に送信側と受信側の発振器の間には、
必然的に周波数偏差が生ずるが、再生クロック制御器９
でシステムの許容周波数偏差内まで再生クロック信号を
制御することができるように、誤差信号の値から進相ま
たは遅相方向に制御する量を電圧値で示した進相／遅相
信号を出力する。
必然的に周波数偏差が生ずるが、再生クロック制御器９
でシステムの許容周波数偏差内まで再生クロック信号を
制御することができるように、誤差信号の値から進相ま
たは遅相方向に制御する量を電圧値で示した進相／遅相
信号を出力する。
【０００８】Ｄ／Ａコンバータ１０で進相／遅相信号を
アナログ信号に変換し、ループフィルタ１１で進相／遅
相信号を滑らかにする。電圧変換器１２で平滑化された
進相／遅相信号を入力し、ＶＣＯ１３を制御できる電圧
範囲に変換し、ＶＣＯ１３を制御する。制御されたＶＣ
Ｏ１３から、再生クロック信号１４を出力し、送信側の
擬似雑音系列のクロックに同期したスペクトラム拡散通
信受信装置の再生クロック信号とする。この再生クロッ
ク信号１４をクロックとして、擬似雑音系列発生器３か
ら擬似雑音系列を出力する。また、実際の音声データあ
るいは制御データはスペクトラム逆拡散後のデータ１５
である。
アナログ信号に変換し、ループフィルタ１１で進相／遅
相信号を滑らかにする。電圧変換器１２で平滑化された
進相／遅相信号を入力し、ＶＣＯ１３を制御できる電圧
範囲に変換し、ＶＣＯ１３を制御する。制御されたＶＣ
Ｏ１３から、再生クロック信号１４を出力し、送信側の
擬似雑音系列のクロックに同期したスペクトラム拡散通
信受信装置の再生クロック信号とする。この再生クロッ
ク信号１４をクロックとして、擬似雑音系列発生器３か
ら擬似雑音系列を出力する。また、実際の音声データあ
るいは制御データはスペクトラム逆拡散後のデータ１５
である。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、移動体通信などでＣ／Ｎが悪い状況で、送
信側から送られてきたベースバンド受信信号に誤りが生
じるような場合、擬似雑音系列発生器３から出力する擬
似雑音系列と入来した擬似雑音系列とのパターン整合が
とれなくなり、図２に示すようにＤＭＦ４から出力する
相関値は、理論相関値（受信信号に誤りのない理想的な
相関値）よりも小さくなる。したがって、ラッチ８から
出力する誤差信号も小さくなり、その誤差信号により制
御する再生クロック信号がシステムに必要な精度で制御
できなくなる場合が生じるという問題点を有していた。
の構成では、移動体通信などでＣ／Ｎが悪い状況で、送
信側から送られてきたベースバンド受信信号に誤りが生
じるような場合、擬似雑音系列発生器３から出力する擬
似雑音系列と入来した擬似雑音系列とのパターン整合が
とれなくなり、図２に示すようにＤＭＦ４から出力する
相関値は、理論相関値（受信信号に誤りのない理想的な
相関値）よりも小さくなる。したがって、ラッチ８から
出力する誤差信号も小さくなり、その誤差信号により制
御する再生クロック信号がシステムに必要な精度で制御
できなくなる場合が生じるという問題点を有していた。
【００１０】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、Ｃ／Ｎが悪い状況でも、正確な再生クロック信号を
生成可能なスペクトラム拡散通信受信装置を提供するこ
とを目的とする。
で、Ｃ／Ｎが悪い状況でも、正確な再生クロック信号を
生成可能なスペクトラム拡散通信受信装置を提供するこ
とを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明のスペクトラム拡散通信受信装置は、相関値を
平均化する巡回積分器と、同期捕捉器から出力する相関
値と理論相関値との比を演算し換算係数ｋを決定する相
関値比較器と、換算係数ｋと相関値を乗算する乗算器を
加えた構成を有している。
に本発明のスペクトラム拡散通信受信装置は、相関値を
平均化する巡回積分器と、同期捕捉器から出力する相関
値と理論相関値との比を演算し換算係数ｋを決定する相
関値比較器と、換算係数ｋと相関値を乗算する乗算器を
加えた構成を有している。
【００１２】
【作用】本発明は上記した構成において、移動体通信な
どでＣ／Ｎが悪い状況でも、正確な再生クロック信号を
生成することができることとなる。
どでＣ／Ｎが悪い状況でも、正確な再生クロック信号を
生成することができることとなる。
【００１３】
【実施例】以下本発明の一実施例について、図面を参照
しながら説明する。
しながら説明する。
【００１４】図１に示すように本実施例のスペクトラム
拡散通信受信装置は、スペクトラム拡散されたアナログ
のベースバンド受信信号１が入力して、アナログのベー
スバンド受信信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコン
バータ２、擬似雑音系列発生器３、同期捕捉を行うＤＭ
Ｆ（同期捕捉器）４、一定時間だけＤＭＦ出力信号（相
関値）を巡回積分し、相関値を平均化する巡回積分器１
６、Ｃ／Ｎが悪く劣化した相関値でも理論相関値との比
を演算し、換算係数ｋを決定する相関値比較器１７、擬
似雑音系列の１周期ごとに現れる相関値の最大値のタイ
ミングを示す最大相関値タイミング信号を出力する最大
相関値検出器５、乗算器１８、擬似雑音系列の１チップ
長分だけ遅延する遅延器６、減算器７、ラッチ８、ラッ
チ出力（誤差信号）により進相／遅相信号を出力する再
生クロック制御器９、進相／遅相信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａコンバータ１０、ループフィルタ１１、
電圧変換器１２、再生クロック信号を発生するＶＣＯ１
３などで構成され、送信側の擬似雑音系列のクロックに
同期したスペクトラム拡散通信受信装置の再生クロック
信号１４を擬似雑音系列発生器３に入力し、スペクトラ
ム逆拡散後のデータ１５を出力する。
拡散通信受信装置は、スペクトラム拡散されたアナログ
のベースバンド受信信号１が入力して、アナログのベー
スバンド受信信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコン
バータ２、擬似雑音系列発生器３、同期捕捉を行うＤＭ
Ｆ（同期捕捉器）４、一定時間だけＤＭＦ出力信号（相
関値）を巡回積分し、相関値を平均化する巡回積分器１
６、Ｃ／Ｎが悪く劣化した相関値でも理論相関値との比
を演算し、換算係数ｋを決定する相関値比較器１７、擬
似雑音系列の１周期ごとに現れる相関値の最大値のタイ
ミングを示す最大相関値タイミング信号を出力する最大
相関値検出器５、乗算器１８、擬似雑音系列の１チップ
長分だけ遅延する遅延器６、減算器７、ラッチ８、ラッ
チ出力（誤差信号）により進相／遅相信号を出力する再
生クロック制御器９、進相／遅相信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａコンバータ１０、ループフィルタ１１、
電圧変換器１２、再生クロック信号を発生するＶＣＯ１
３などで構成され、送信側の擬似雑音系列のクロックに
同期したスペクトラム拡散通信受信装置の再生クロック
信号１４を擬似雑音系列発生器３に入力し、スペクトラ
ム逆拡散後のデータ１５を出力する。
【００１５】以上の構成要素よりなるスペクトラム拡散
通信受信装置について、以下その各構成要素の関係と動
作を説明する。まず、スペクトラム拡散されたアナログ
のベースバンド受信信号１をＡ／Ｄコンバータ２に入力
しデジタル信号に変換する。擬似雑音系列発生器３でベ
ースバンド受信信号と同じ擬似雑音系列を出力し、ＤＭ
Ｆ４で擬似雑音系列とデジタル信号に変換したデジタル
のベースバンド受信信号で同期捕捉を行う。その際、擬
似雑音系列とデジタル信号に変換したデジタルのベース
バンド受信信号との相関値がＤＭＦ４から出力する。巡
回積分器１６に相関値を入力し、一定時間ずつ巡回積分
して相関値を平均化する。
通信受信装置について、以下その各構成要素の関係と動
作を説明する。まず、スペクトラム拡散されたアナログ
のベースバンド受信信号１をＡ／Ｄコンバータ２に入力
しデジタル信号に変換する。擬似雑音系列発生器３でベ
ースバンド受信信号と同じ擬似雑音系列を出力し、ＤＭ
Ｆ４で擬似雑音系列とデジタル信号に変換したデジタル
のベースバンド受信信号で同期捕捉を行う。その際、擬
似雑音系列とデジタル信号に変換したデジタルのベース
バンド受信信号との相関値がＤＭＦ４から出力する。巡
回積分器１６に相関値を入力し、一定時間ずつ巡回積分
して相関値を平均化する。
【００１６】移動体通信などでＣ／Ｎが悪い状況では、
送信側から送られてきたベースバンド受信信号に誤りが
生じやすくなる。このような場合に、擬似雑音系列発生
器３から出力する擬似雑音系列と入来した擬似雑音系列
とのパターン整合がとれなくなり、図２に示すようにＤ
ＭＦ４から出力した相関値は、理論相関値よりも小さく
なる。したがって、ラッチ８から出力する誤差信号も小
さくなり、その誤差信号により制御する再生クロック信
号がシステムに必要な精度で制御できなくなる場合があ
る。これを避けるため、Ｃ／Ｎが悪い状況でも、再生ク
ロック信号を正確に制御できるように、相関値比較器１
７で平均化された相関値と理論相関値から、換算係数ｋ
＝（理論相関値）／（平均化された相関値）を演算す
る。
送信側から送られてきたベースバンド受信信号に誤りが
生じやすくなる。このような場合に、擬似雑音系列発生
器３から出力する擬似雑音系列と入来した擬似雑音系列
とのパターン整合がとれなくなり、図２に示すようにＤ
ＭＦ４から出力した相関値は、理論相関値よりも小さく
なる。したがって、ラッチ８から出力する誤差信号も小
さくなり、その誤差信号により制御する再生クロック信
号がシステムに必要な精度で制御できなくなる場合があ
る。これを避けるため、Ｃ／Ｎが悪い状況でも、再生ク
ロック信号を正確に制御できるように、相関値比較器１
７で平均化された相関値と理論相関値から、換算係数ｋ
＝（理論相関値）／（平均化された相関値）を演算す
る。
【００１７】乗算器１８で相関値比較器１７から出力す
る換算係数ｋと、ＤＭＦ４から出力する相関値とを乗算
し、ｋ＊（相関値）を出力する。
る換算係数ｋと、ＤＭＦ４から出力する相関値とを乗算
し、ｋ＊（相関値）を出力する。
【００１８】ＤＭＦ４出力の相関値を入力し、遅延器６
で擬似雑音系列の１チップ長分だけ遅延して、擬似雑音
系列の１チップ長分だけＤＭＦ４出力の相関値よりさき
に出力した位相のｋ＊（Early相関値）を出力する。図
２の左側はＤＭＦ４から出力した相関値の変化であり、
図に示すように平均化した相関値と時間との関係は、最
大値のタイミングを中心にぼぼ前後（図面上で言えば左
右）対象になる。１チップ長の遅延器６を通してラッチ
８に入力される値がｋ*（Early相関値）、遅延器６を通
さないでラッチ８に入力される値がｋ*（Late相関値）
であるから、先に来るｋ*（Early相関値）から１チップ
長遅れた点の値がｋ*（Late相関値）である。そこで、
減算器７でｋ＊（Early相関値）から、ｋ＊（Early相関
値）に対して擬似雑音系列の１チップ長分だけあとに出
力した位相のｋ＊（Late相関値）を減算し、誤差信号ｋ
＊（（Early相関値）−（Late相関値））を出力する。
最大相関値検出器５は擬似雑音系列の１周期ごとに現れ
る相関値が最大値を示すタイミング信号を出力する。ラ
ッチ８で擬似雑音系列の１周期ごとに現れる相関値の最
大値のタイミングを示す最大相関値タイミング信号で誤
差信号を出力する。図２の右側にｋ＊（Early相関
値）、ｋ＊（Late相関値）とｋ＊（Punctual相関値）の
関係を示した。図２の右側は乗算器１８によりｋ倍した
後の相関値の変化であり、相関値の変化は対象であるか
ら、ｋ*（Early相関値）とｋ*（Late相関値）が同じ値
であればその間にある最大相関値すなわちｋ*（Punctua
l相関値）のタイミングはEarly相関値とLate相関値との
ほぼ中間（１／２チップ長の時間差）に位置する。
で擬似雑音系列の１チップ長分だけ遅延して、擬似雑音
系列の１チップ長分だけＤＭＦ４出力の相関値よりさき
に出力した位相のｋ＊（Early相関値）を出力する。図
２の左側はＤＭＦ４から出力した相関値の変化であり、
図に示すように平均化した相関値と時間との関係は、最
大値のタイミングを中心にぼぼ前後（図面上で言えば左
右）対象になる。１チップ長の遅延器６を通してラッチ
８に入力される値がｋ*（Early相関値）、遅延器６を通
さないでラッチ８に入力される値がｋ*（Late相関値）
であるから、先に来るｋ*（Early相関値）から１チップ
長遅れた点の値がｋ*（Late相関値）である。そこで、
減算器７でｋ＊（Early相関値）から、ｋ＊（Early相関
値）に対して擬似雑音系列の１チップ長分だけあとに出
力した位相のｋ＊（Late相関値）を減算し、誤差信号ｋ
＊（（Early相関値）−（Late相関値））を出力する。
最大相関値検出器５は擬似雑音系列の１周期ごとに現れ
る相関値が最大値を示すタイミング信号を出力する。ラ
ッチ８で擬似雑音系列の１周期ごとに現れる相関値の最
大値のタイミングを示す最大相関値タイミング信号で誤
差信号を出力する。図２の右側にｋ＊（Early相関
値）、ｋ＊（Late相関値）とｋ＊（Punctual相関値）の
関係を示した。図２の右側は乗算器１８によりｋ倍した
後の相関値の変化であり、相関値の変化は対象であるか
ら、ｋ*（Early相関値）とｋ*（Late相関値）が同じ値
であればその間にある最大相関値すなわちｋ*（Punctua
l相関値）のタイミングはEarly相関値とLate相関値との
ほぼ中間（１／２チップ長の時間差）に位置する。
【００１９】一般に送信側と受信側の発振器の間には必
然的に周波数偏差が生じるが、再生クロック制御器９で
システムの許容周波数偏差内まで再生クロック信号を制
御することができるように、誤差信号の値から進相また
は遅相方向に制御する量を電圧値で示した進相／遅相信
号を出力する。
然的に周波数偏差が生じるが、再生クロック制御器９で
システムの許容周波数偏差内まで再生クロック信号を制
御することができるように、誤差信号の値から進相また
は遅相方向に制御する量を電圧値で示した進相／遅相信
号を出力する。
【００２０】Ｄ／Ａコンバータ１０で進相／遅相信号を
アナログ信号に変換し、ループフィルタ１１で進相／遅
相信号を入力し、進相／遅相信号を滑らかにする。電圧
変換器１２で平滑化された進相／遅相信号を入力し、Ｖ
ＣＯ１３を制御できる電圧範囲に変換し、ＶＣＯ１３を
制御する。制御されたＶＣＯ１３から、再生クロック信
号１４を出力し、送信側の擬似雑音系列のクロックに同
期したスペクトラム拡散通信受信装置の再生クロック信
号とする。また、実際の音声データあるいは制御データ
はスペクトラム逆拡散後のデータ１５である。
アナログ信号に変換し、ループフィルタ１１で進相／遅
相信号を入力し、進相／遅相信号を滑らかにする。電圧
変換器１２で平滑化された進相／遅相信号を入力し、Ｖ
ＣＯ１３を制御できる電圧範囲に変換し、ＶＣＯ１３を
制御する。制御されたＶＣＯ１３から、再生クロック信
号１４を出力し、送信側の擬似雑音系列のクロックに同
期したスペクトラム拡散通信受信装置の再生クロック信
号とする。また、実際の音声データあるいは制御データ
はスペクトラム逆拡散後のデータ１５である。
【００２１】その再生クロック信号１４により擬似雑音
系列発生器３を動作させて、正確に同期した実際の音声
データあるいは制御データであるスペクトラム逆拡散後
のデータ１５が得られる。
系列発生器３を動作させて、正確に同期した実際の音声
データあるいは制御データであるスペクトラム逆拡散後
のデータ１５が得られる。
【００２２】
【発明の効果】以上の実施例から明らかなように本発明
によれば、移動体通信においてＣ／Ｎが悪くてベースバ
ンド受信信号が劣化し、正確な誤差信号が得られない状
況でも、巡回積分器と相関値比較器と乗算器を加えるだ
けで正確な再生クロック信号を発生することが可能な優
れたスペクトラム拡散通信受信装置を実現できるもので
ある。
によれば、移動体通信においてＣ／Ｎが悪くてベースバ
ンド受信信号が劣化し、正確な誤差信号が得られない状
況でも、巡回積分器と相関値比較器と乗算器を加えるだ
けで正確な再生クロック信号を発生することが可能な優
れたスペクトラム拡散通信受信装置を実現できるもので
ある。
【図１】本発明の一実施例のスペクトラム拡散通信受信
装置のブロック図
装置のブロック図
【図２】スペクトラム拡散通信受信装置における各種相
関値の比較特性図
関値の比較特性図
【図３】従来のスペクトラム拡散通信受信装置のブロッ
ク図
ク図
２ Ａ／Ｄコンバータ ３ 擬似雑音系列発生器 ４ ＤＭＦ（デジタルマッチドフィルタ、同期捕捉器） ５ 最大相関値検出器 ６ 遅延器 ７ 減算器 ８ ラッチ ９ 再生クロック制御器 １０ Ｄ／Ａコンバータ １１ ループフィルタ １２ 電圧変換器 １３ ＶＣＯ（電圧制御発振器） １６ 巡回積分器 １７ 相関値比較器 １８ 乗算器
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06 H04L 7/00
Claims (2)
- 【請求項１】スペクトラム拡散されたベースバンド受信
信号と同じ擬似雑音系列を出力する擬似雑音系列発生器
と、 ベースバンド受信信号と前記擬似雑音系列発生器から出
力する擬似雑音系列を入力し、同期捕捉を行うとともに
相関値を出力する同期捕捉器と、前記同期捕捉器から出力する相関値を入力し、平均化し
た相関値を出力する巡回積分器と、 前記巡回積分器から出力される 平均相関値と理論相関値
とを比較演算し換算係数ｋを出力する相関値比較器と、前記相関値比較器から出力する換算係数ｋを同期捕捉器
から出力する相関値に乗算する乗算器と、 前記巡回積分器の出力を基に、 相関値のなかで擬似雑音
系列の１周期ごとに現れる最大値のタイミングを検出
し、最大相関値タイミング信号を出力する最大相関値検
出器と、前記乗算器ら出力する相関値を擬似雑音系列の１チップ
長分だけ遅延する遅延器と、 前記遅延器の 出力である擬似雑音系列の１チップ長分だ
け遅延した相関値から、前記乗算器の出力である相関値
を減算し誤差信号を出力する減算器と、前記 最大相関値検出器から出力する最大相関値タイミン
グ信号に従って前記誤差信号を出力するラッチと、前記 ラッチされた誤差信号を入力し進相／遅相信号を出
力する再生クロック制御器と、 進相／遅相信号を入力し正確な再生クロック信号を出力
する電圧制御発振器とを有するスペクトラム拡散通信受
信装置。 - 【請求項２】再生クロック制御器から出力する進相／遅
相信号を入力し、アナログ信号に変換して出力するＤ／
Ａコンバータと、 前記Ｄ／Ａコンバータから出力されるアナログの進相／
遅相信号を入力して滑らかに電圧制御発振器を制御する
ループフィルタとを備え、電圧制御発振器は前記ループ
フィルタから出力される進相／遅相信号を入力して再生
クロック信号を出 力する 請求項１記載のスペクトラム拡
散通信受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4820192A JP3144025B2 (ja) | 1992-03-05 | 1992-03-05 | スペクトラム拡散通信受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4820192A JP3144025B2 (ja) | 1992-03-05 | 1992-03-05 | スペクトラム拡散通信受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05252137A JPH05252137A (ja) | 1993-09-28 |
| JP3144025B2 true JP3144025B2 (ja) | 2001-03-07 |
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ID=12796773
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4820192A Expired - Fee Related JP3144025B2 (ja) | 1992-03-05 | 1992-03-05 | スペクトラム拡散通信受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3144025B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3581448B2 (ja) | 1994-10-21 | 2004-10-27 | キヤノン株式会社 | スペクトラム拡散通信装置 |
-
1992
- 1992-03-05 JP JP4820192A patent/JP3144025B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05252137A (ja) | 1993-09-28 |
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