JPS62142429A - 位相同期ル−プ - Google Patents
位相同期ル−プInfo
- Publication number
- JPS62142429A JPS62142429A JP60284065A JP28406585A JPS62142429A JP S62142429 A JPS62142429 A JP S62142429A JP 60284065 A JP60284065 A JP 60284065A JP 28406585 A JP28406585 A JP 28406585A JP S62142429 A JPS62142429 A JP S62142429A
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- Japan
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- signal
- phase
- output
- phase difference
- output signal
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- Pending
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ａ産業上の利用分野
本発明は位相同期ループに間し、例えばスペクドラム拡
散信号を用いた測距システムに適用し得るものである。
散信号を用いた測距システムに適用し得るものである。
Ｂ発明の概要
本発明は数値制御発振器を用いた位相同期ループにおい
て、位相比較器で得られた入力信号と出力信号との位相
差から出力信号に含まれている量子化誤差を減算して量
子化誤差を除去した位相差を得、この位相差に基づき出
力信号を発生するようにしたことにより、出力信号を入
力信号に対して安定に追従させるようにしたものである
。
て、位相比較器で得られた入力信号と出力信号との位相
差から出力信号に含まれている量子化誤差を減算して量
子化誤差を除去した位相差を得、この位相差に基づき出
力信号を発生するようにしたことにより、出力信号を入
力信号に対して安定に追従させるようにしたものである
。
Ｃ従来の技術
スペクトラム拡散信号を用いた通信としてＯＰＳ （
Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ
）があり、例えば航空機、船舶、自動車等の移動体の測
距システムとして用いられている。
Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ
）があり、例えば航空機、船舶、自動車等の移動体の測
距システムとして用いられている。
このスペクトラム拡散信号を用いた通信においては、擬
似雑音信号（以下、ＰＮ信号と呼ぶ）が用いられており
、受信機において受信信号におけるＰＮ信号とローカル
で形成したＰＮ信号との位相同期を位相同期ループを介
して得ることにより、逆拡散処理するようになされてい
る。
似雑音信号（以下、ＰＮ信号と呼ぶ）が用いられており
、受信機において受信信号におけるＰＮ信号とローカル
で形成したＰＮ信号との位相同期を位相同期ループを介
して得ることにより、逆拡散処理するようになされてい
る。
このように両ＰＮ信号の位相同期をとる位相同期ループ
として従来第４図に示すものがある。この位相同期ルー
プにおいては位相比較器２においてアナログ／ディジタ
ル変換回路１でディジタルデータに変換された受信信号
ｒ？ＦにおけるＰＮ信号（以下、受信ＰＮ信号と呼ぶ）
とＰＮ信号発生回路３で発生されたＰＮ信号（以下、発
生ＰＮ信号と呼ぶ）Ｓ□との位相差を検出し、ループフ
ィルタ４を介して数値制御発振器（ＮＧＯ）５に与える
。ＮＣＯ５はこの位相差検出出力に基づき得られた新た
な位相の値がＯ（ｒａｄ ）を横切るときに発振器６か
らの固定周期を有するクロック信号ＣＫＩでＰＮ信号発
生回路３に与えるクロック信号ＣＫ２の位相を進めたり
、遅らせたりする。その結果、ＰＮ信号発生回路３は受
信ＰＮ信号に追従する発生ＰＮ信号Ｓ□を発生する。
として従来第４図に示すものがある。この位相同期ルー
プにおいては位相比較器２においてアナログ／ディジタ
ル変換回路１でディジタルデータに変換された受信信号
ｒ？ＦにおけるＰＮ信号（以下、受信ＰＮ信号と呼ぶ）
とＰＮ信号発生回路３で発生されたＰＮ信号（以下、発
生ＰＮ信号と呼ぶ）Ｓ□との位相差を検出し、ループフ
ィルタ４を介して数値制御発振器（ＮＧＯ）５に与える
。ＮＣＯ５はこの位相差検出出力に基づき得られた新た
な位相の値がＯ（ｒａｄ ）を横切るときに発振器６か
らの固定周期を有するクロック信号ＣＫＩでＰＮ信号発
生回路３に与えるクロック信号ＣＫ２の位相を進めたり
、遅らせたりする。その結果、ＰＮ信号発生回路３は受
信ＰＮ信号に追従する発生ＰＮ信号Ｓ□を発生する。
Ｄ発明が解決しようとする問題点
以上のようにして発生ＰＮ信号Ｓ□は受信ＰＮ信号に追
従するが、クロック信号ＣＫＩの立上りタイミング又は
立下りタイミングにクロック信号ＣＫ２が同期するよう
になされているため発生ＰＮ信号５ＰＩＩの位相は追従
させようとする位相に完全には一致せず、量子化誤差を
伴う。
従するが、クロック信号ＣＫＩの立上りタイミング又は
立下りタイミングにクロック信号ＣＫ２が同期するよう
になされているため発生ＰＮ信号５ＰＩＩの位相は追従
させようとする位相に完全には一致せず、量子化誤差を
伴う。
このように発生ＰＮ信号５ｒ）ｌが量子化誤差を伴うた
め位相差検出出力も量子化誤差を有し、新たに形成され
た制御用の位相にも量子化誤差が入り込む。この新たな
位相に応じて発生ＰＮ信号Ｓ２、を発生しようとすると
、再び量子化誤差が生ずる。
め位相差検出出力も量子化誤差を有し、新たに形成され
た制御用の位相にも量子化誤差が入り込む。この新たな
位相に応じて発生ＰＮ信号Ｓ２、を発生しようとすると
、再び量子化誤差が生ずる。
従って、従来の位相同期ループにおいては量子化誤差が
重畳されて行き、発生ＰＮ信号ＳＰＮが不安定に変化し
、受信ＰＮ信号に適確に追従し得えないおそれがある。
重畳されて行き、発生ＰＮ信号ＳＰＮが不安定に変化し
、受信ＰＮ信号に適確に追従し得えないおそれがある。
そこで、クロック信号ＣＫＩの周波数を高めて量子化数
を大きくして量子化誤差の程度を問題とならない程度に
抑えることが考えられる。しかしながら、測距システム
に用いる場合、測距精度を考慮すると量子化誤差が問題
とならない程度の周波数としては、例えば３０〔闘２〕
と非常に高くなる。このように非常に高い周波数のクロ
ック信号を用いる装置を構成しようとすると、各回路に
対する要求が厳しくなり、装置が複雑、高価になる。
を大きくして量子化誤差の程度を問題とならない程度に
抑えることが考えられる。しかしながら、測距システム
に用いる場合、測距精度を考慮すると量子化誤差が問題
とならない程度の周波数としては、例えば３０〔闘２〕
と非常に高くなる。このように非常に高い周波数のクロ
ック信号を用いる装置を構成しようとすると、各回路に
対する要求が厳しくなり、装置が複雑、高価になる。
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、量子化数
が大きい場合に得られると同様の安定な位相同期制御を
少ない量子化数で実現することのできる位相同期ループ
を提供しようとするものである。
が大きい場合に得られると同様の安定な位相同期制御を
少ない量子化数で実現することのできる位相同期ループ
を提供しようとするものである。
Ｅ問題点を解決するための手段
かかる問題点を解決するため本発明においては、入力信
号ＩＮと出力信号ＯＵＴとの位相差を位相比較器１０で
検出し、この検出された位相差信号をループフィルタ１
３を介して数値制御発振器を有する出力信号発生部１１
に与え、入力信号ＩＮに追従した出力信号ＯＵＴを得る
位相同期ループにおいて、出力信号発生部１１から出力
信号ＯＵＴに含まれている量子化誤差を表す量子化誤差
信号ＱＥＲを受け、検出された位相差信号Δφ１から当
該量子化誤差信号ＱＥＲを減算する加算器１２を具えた
。
号ＩＮと出力信号ＯＵＴとの位相差を位相比較器１０で
検出し、この検出された位相差信号をループフィルタ１
３を介して数値制御発振器を有する出力信号発生部１１
に与え、入力信号ＩＮに追従した出力信号ＯＵＴを得る
位相同期ループにおいて、出力信号発生部１１から出力
信号ＯＵＴに含まれている量子化誤差を表す量子化誤差
信号ＱＥＲを受け、検出された位相差信号Δφ１から当
該量子化誤差信号ＱＥＲを減算する加算器１２を具えた
。
Ｆ作用
加算器１２において位相差信号Δφ１から量子化誤差Ｑ
ＥＲを減算するので出力信号発生部１１には量子化誤差
が除去された位相差信号Δφ３が与えられる。
ＥＲを減算するので出力信号発生部１１には量子化誤差
が除去された位相差信号Δφ３が与えられる。
その結果、出力信号発生部１１において形成される出力
信号ＯＵＴの新たな位相情報には量子化誤差が含まれな
い。従って、出力信号ＯＵＴに現れる量子化誤差の影響
は重畳されていくことはなく、出力信号ＯＵＴは入力信
号ＩＮに対して安定な追従動作を行う。
信号ＯＵＴの新たな位相情報には量子化誤差が含まれな
い。従って、出力信号ＯＵＴに現れる量子化誤差の影響
は重畳されていくことはなく、出力信号ＯＵＴは入力信
号ＩＮに対して安定な追従動作を行う。
Ｇ実施例
先ず、第１図について本発明の位相同期ループの原理を
説明する。
説明する。
第１図において、入力信号ＩＮは位相比較器１０におい
て出力信号発生部１１から与えられる出力信号ＯＵＴと
位相比較され、位相差信号が加算器１２を介してループ
フィルタ１３に与えられ、ループフィルタ１３において
その位相差信号からノイズ成分が除去され、また、ロッ
ク状態で固定位相差が生じないように信号処理されて出
力信号発生部１１に与えられる。
て出力信号発生部１１から与えられる出力信号ＯＵＴと
位相比較され、位相差信号が加算器１２を介してループ
フィルタ１３に与えられ、ループフィルタ１３において
その位相差信号からノイズ成分が除去され、また、ロッ
ク状態で固定位相差が生じないように信号処理されて出
力信号発生部１１に与えられる。
出力信号発生部１１はループフィルタ１３を介した位相
差信号Δφ３に応じた新たな位相情報を発生するＮＧＯ
を具え、この位相情報に応じて入力信号ＩＮに追従する
出力信号ＯＵＴを送出する。
差信号Δφ３に応じた新たな位相情報を発生するＮＧＯ
を具え、この位相情報に応じて入力信号ＩＮに追従する
出力信号ＯＵＴを送出する。
また、出力信号発生部１１は新たな位相情報に基づき出
力信号ＯＵＴを形成する際に生じる量子化誤差を表す量
子化誤差信号ＱＥＲを上述の加算器１２に与える。
力信号ＯＵＴを形成する際に生じる量子化誤差を表す量
子化誤差信号ＱＥＲを上述の加算器１２に与える。
ここで、出力信号ＯＵＴは量子化誤差を有するものであ
るので、位相比較回路１０から送出される位相差信号Δ
φ、にも量子化誤差分が含まれる。
るので、位相比較回路１０から送出される位相差信号Δ
φ、にも量子化誤差分が含まれる。
従って加算器１２において位相差信号Δφ１から量子化
誤差信号ＱＥＲを減算することにより出力信号発生部１
１に与えられる位相差信号Δφ２は量子化誤差を含まな
いものとなり、この位相差信号Δφ２により形成された
新たな位相情報も量子化誤差を含まないものとなる。
誤差信号ＱＥＲを減算することにより出力信号発生部１
１に与えられる位相差信号Δφ２は量子化誤差を含まな
いものとなり、この位相差信号Δφ２により形成された
新たな位相情報も量子化誤差を含まないものとなる。
かくして、出力信号ＯＵＴに量子化誤差が含まれていて
も、位相情報に量子化誤差が含まれず、この位相情報に
基づき形成される出力信号ＯＵＴに対して量子化誤差の
影響が蓄積されていかず、従って、出力信号ＯＵＴを入
力信号ＩＮに安定に追従させることができる。
も、位相情報に量子化誤差が含まれず、この位相情報に
基づき形成される出力信号ＯＵＴに対して量子化誤差の
影響が蓄積されていかず、従って、出力信号ＯＵＴを入
力信号ＩＮに安定に追従させることができる。
次に、本発明の以上の原理に基づきＰＮ信号の位相同期
ループに適用した一実施例を第１図との対応部分に同一
符号を付して示す第２図について説明する。
ループに適用した一実施例を第１図との対応部分に同一
符号を付して示す第２図について説明する。
この実施例の場合、ＰＮ信号の位相同期方法としてＤ
Ｌ Ｌ （ｄｅｌａｙ １ｏｃｋｅｄ １ｏｏｐ）方式
を採用しており、受信信号ＲＦは乗算器構成の相関器２
１及び２２に第１の乗算入力として与えられる。相関器
２１にはＰＮ信号発生回路２３から出力ＰＮ信号ＯＦＮ
に対してＰＮ信号のクロック周期の半分の時間φＣ／２
だけ位相が進んでいるような進みＰＮ信号Ｅ□が第２の
乗算入力として与えられ、他方の相関器２２にはＰＮ（
１号発生回路２３から出力ＰＮ信号０デ、に対して時間
φＣ／２だけ位相が遅れているような遅れＰＮ（ｌｉ号
ＬＰＮが第２の乗算入力として与えられる。
Ｌ Ｌ （ｄｅｌａｙ １ｏｃｋｅｄ １ｏｏｐ）方式
を採用しており、受信信号ＲＦは乗算器構成の相関器２
１及び２２に第１の乗算入力として与えられる。相関器
２１にはＰＮ信号発生回路２３から出力ＰＮ信号ＯＦＮ
に対してＰＮ信号のクロック周期の半分の時間φＣ／２
だけ位相が進んでいるような進みＰＮ信号Ｅ□が第２の
乗算入力として与えられ、他方の相関器２２にはＰＮ（
１号発生回路２３から出力ＰＮ信号０デ、に対して時間
φＣ／２だけ位相が遅れているような遅れＰＮ（ｌｉ号
ＬＰＮが第２の乗算入力として与えられる。
このようにして相関器２１及び２２において得られた相
関出力はそれぞれ対応するバンドパスフィルタ２４及び
２５を介してノイズ等の不要成分を除去した後、それぞ
れ対応するアナログ／ディジタル変換回路（Ａ／Ｄ変換
回路）２６及び２７を介してディジタルデータに変換さ
れて振幅検出回路２８又は２９に与えられる。振幅検出
回路２８及び２９はそれぞれＡ／Ｄ変換回路２６又は２
７を介して与えられる相関出力ＣＲＩ、ＣＲ２の振幅を
検出するためのものである。
関出力はそれぞれ対応するバンドパスフィルタ２４及び
２５を介してノイズ等の不要成分を除去した後、それぞ
れ対応するアナログ／ディジタル変換回路（Ａ／Ｄ変換
回路）２６及び２７を介してディジタルデータに変換さ
れて振幅検出回路２８又は２９に与えられる。振幅検出
回路２８及び２９はそれぞれＡ／Ｄ変換回路２６又は２
７を介して与えられる相関出力ＣＲＩ、ＣＲ２の振幅を
検出するためのものである。
ここで、ＰＮ信号の自己相関係数は位相差が０のとき最
大（すなわち、値は１）であり、位相差がＰＮ信号のク
ロック周期φ。以上になるとほぼ零（正確には、例えば
ＰＮ信号が６３ビツトの信号の場合には一１／６３）と
なり、位相差が一φゎ〜φゎの範囲では位相差が０から
離れるに従い値が小さくなって行くように変化する。
大（すなわち、値は１）であり、位相差がＰＮ信号のク
ロック周期φ。以上になるとほぼ零（正確には、例えば
ＰＮ信号が６３ビツトの信号の場合には一１／６３）と
なり、位相差が一φゎ〜φゎの範囲では位相差が０から
離れるに従い値が小さくなって行くように変化する。
仮に、出力ＰＮ信号ＯＰＮと受信ＰＮ信号との位相差が
０であれば、進みＰＮ信号Ｅ７．４は受信ＰＮ信号に対
してφｃ／２だけ進み、また、受信ＰＮ信号が出力ＰＮ
信号ＯＦ、１に対してφＣ／２だけ進んでいれば進みＰ
Ｎ信号ＥＰＮと受信ＰＮ信号は同相になる。従って振幅
検出回路２８の検出出力Ｓ２８は出力ＰＮ信号ＯＦＮと
受信ＰＮ信号との位相差Δφ１に応じて第３図（Ａ）に
示すようにφ。
０であれば、進みＰＮ信号Ｅ７．４は受信ＰＮ信号に対
してφｃ／２だけ進み、また、受信ＰＮ信号が出力ＰＮ
信号ＯＦ、１に対してφＣ／２だけ進んでいれば進みＰ
Ｎ信号ＥＰＮと受信ＰＮ信号は同相になる。従って振幅
検出回路２８の検出出力Ｓ２８は出力ＰＮ信号ＯＦＮと
受信ＰＮ信号との位相差Δφ１に応じて第３図（Ａ）に
示すようにφ。
／２を中心として変化する。
同様に、遅れＰＮ信号ＬＰＨに対応する振幅検出回路２
９の検出出力Ｓ２９は位相差Δφ、に応じて第３図（Ｂ
）に示すように一φｃ／２を中心として変化する。
９の検出出力Ｓ２９は位相差Δφ、に応じて第３図（Ｂ
）に示すように一φｃ／２を中心として変化する。
振幅検出回路２８及び２９の検出出力Ｓ２８及び３２９
はそれぞれ加算器３０に与えられ、加算器３０において
検出出力３２８から検出出力Ｓ２９を減算し、その減算
出力３３０を位相差検出図路３１に与える。
はそれぞれ加算器３０に与えられ、加算器３０において
検出出力３２８から検出出力Ｓ２９を減算し、その減算
出力３３０を位相差検出図路３１に与える。
ここで、減算出力３３０は第３図（Ｃ）に示すように位
相差Δφ、が０のときを中心として位相差に応じて逆Ｓ
字状に変化し、従って減算出力Ｓ３０のレベルに基づき
この第に一１番目のサンプリングにおける受信ＰＮ信号
と出力ＰＮ信号ＯＰＮとの位相差Δφ＋（ｋ−１）が得
られ、この位相差を表す位相差信号Δφ＋（ｋ−１）が
位相差検出回路３１から加算回路１２を介してループフ
ィルタ１３に与えられる。
相差Δφ、が０のときを中心として位相差に応じて逆Ｓ
字状に変化し、従って減算出力Ｓ３０のレベルに基づき
この第に一１番目のサンプリングにおける受信ＰＮ信号
と出力ＰＮ信号ＯＰＮとの位相差Δφ＋（ｋ−１）が得
られ、この位相差を表す位相差信号Δφ＋（ｋ−１）が
位相差検出回路３１から加算回路１２を介してループフ
ィルタ１３に与えられる。
従って、この実施例では、相関器２１．２２、バンドパ
スフィルタ２４．２５、Ａ／Ｄ変換回路２６．２７、振
幅検出回路２８．２９、加算器３０、位相差検出口Ｒ３
１により第１図における位相比較器１０が構成されてい
る。
スフィルタ２４．２５、Ａ／Ｄ変換回路２６．２７、振
幅検出回路２８．２９、加算器３０、位相差検出口Ｒ３
１により第１図における位相比較器１０が構成されてい
る。
ループフィルタ１３においてノイズ成分が除去され、ロ
ック状態において固定位相差が残らないように処理され
た位相差信号Δφ、（ｋ−１）はラッチ回路３３、クロ
ック発生回路３４と共にＮＧＯを構成する出力信号発生
部１１の加算器３２に与えられる、加算器３２にはまた
第に一１番目のサンプリング時点における出力ＰＮ信号
ＯＦＮに対する位相情報φ（ｋ−１）がラッチ回路３３
から与えられる。
ック状態において固定位相差が残らないように処理され
た位相差信号Δφ、（ｋ−１）はラッチ回路３３、クロ
ック発生回路３４と共にＮＧＯを構成する出力信号発生
部１１の加算器３２に与えられる、加算器３２にはまた
第に一１番目のサンプリング時点における出力ＰＮ信号
ＯＦＮに対する位相情報φ（ｋ−１）がラッチ回路３３
から与えられる。
かくして、加算器３２は次式
％式％（１）
に示す演算を実行し、第に番目のサンプリング時点にお
ける出力ＰＮ信号ＯＦＮの位相情報φ（ｋ）を得てラッ
チ回路３３に与えてラッチさせる。
ける出力ＰＮ信号ＯＦＮの位相情報φ（ｋ）を得てラッ
チ回路３３に与えてラッチさせる。
ここで、Ａ／Ｄ変換回路２６及び２７における量子化ビ
ット数は加算器３０から出力された位相差信号Δφ１の
量子化誤差が問題にならない程度に選定されている。従
って、ラッチ回路３３においてラッチされている位相情
報φ（ｋ）も量子化誤差が問題とならない程度のビット
数である。
ット数は加算器３０から出力された位相差信号Δφ１の
量子化誤差が問題にならない程度に選定されている。従
って、ラッチ回路３３においてラッチされている位相情
報φ（ｋ）も量子化誤差が問題とならない程度のビット
数である。
この位相情報φ（ｋ）のうち上位数ビットφｕｐ（ｋ）
はクロック発生回路３４に与えられる。クロック発生回
路３４には発振器３５からマスタクロック信号ＣＫ３が
与えられ、このマスタクロック信号ＣＫ３を用いてクロ
ック信号ＣＫ４の発生タイミングを位相情報φｕｐ（ｋ
）に応じて変化させてＰＮ信号発生回路２３に与える。
はクロック発生回路３４に与えられる。クロック発生回
路３４には発振器３５からマスタクロック信号ＣＫ３が
与えられ、このマスタクロック信号ＣＫ３を用いてクロ
ック信号ＣＫ４の発生タイミングを位相情報φｕｐ（ｋ
）に応じて変化させてＰＮ信号発生回路２３に与える。
しかして、位相情報φｕｐ （ｋ）に応じた出力ＰＮ信
号０．Ｎ、進みＰＮ信号ＥＰＮ％遅れＰＮ信号ＬＰＮが
ＰＮ信号発生回路２３から出力される。
号０．Ｎ、進みＰＮ信号ＥＰＮ％遅れＰＮ信号ＬＰＮが
ＰＮ信号発生回路２３から出力される。
ここで、クロック発生回路３４に対して与えられる位相
情報φｕｐ （ｋ）のビット数はマスタクロック信号Ｃ
Ｋ３を用いてクロック信号ＣＫ４の位相を制御し得るの
に必要十分なビット数に選定されている。このことは、
これより下位ビットの情報φｃｏｗ （ｋ）が与えられ
てもクロック信号ＣＫ４の位相制御には変わりがないこ
とを意味しており、これより下位ビットφ、。ｗ （ｋ
）はクロック発生回路３４及びＰＮ信号発生回路２３で
なる回路部分で生ずる量子化誤差を表す。
情報φｕｐ （ｋ）のビット数はマスタクロック信号Ｃ
Ｋ３を用いてクロック信号ＣＫ４の位相を制御し得るの
に必要十分なビット数に選定されている。このことは、
これより下位ビットの情報φｃｏｗ （ｋ）が与えられ
てもクロック信号ＣＫ４の位相制御には変わりがないこ
とを意味しており、これより下位ビットφ、。ｗ （ｋ
）はクロック発生回路３４及びＰＮ信号発生回路２３で
なる回路部分で生ずる量子化誤差を表す。
このような位相情報φ（ｋ）のうちの下位数ビットφ１
゜１（ｋ）は上述の加算器１２に与えられる。
゜１（ｋ）は上述の加算器１２に与えられる。
加算器１２は、位相差検出回路３１から到来する位相差
信号Δφｌ （ｋ）から位相情報φ（ｋ）の下位数ビッ
トφＬｏｌｌ （ｋ）を減算して量子化誤差分を除去し
位相差信号Δφ！（ｋ）を出力する。
信号Δφｌ （ｋ）から位相情報φ（ｋ）の下位数ビッ
トφＬｏｌｌ （ｋ）を減算して量子化誤差分を除去し
位相差信号Δφ！（ｋ）を出力する。
以上の構成において、受信ＰＮ信号と出力ＰＮ信号０□
との位相が位相比較器１０において比較されて位相差信
号Δφ、 （ｋ−１）が加算器１２に与えられる。この
位相差信号Δφ、（ｋ−１）からこの位相差信号に含ま
れる量子化誤差分φ、。Ｍ （ｋ−１）を加算器１２に
おいて減算することにより除去し、量子化誤差を含まな
い位相差信号Δφ、（ｋ−１）を得、ループフィルタ１
３を介して固定位相差が残らないように変換してその出
力信号Δφ３（ｋ−１）を出力信号発生部１１に与える
。
との位相が位相比較器１０において比較されて位相差信
号Δφ、 （ｋ−１）が加算器１２に与えられる。この
位相差信号Δφ、（ｋ−１）からこの位相差信号に含ま
れる量子化誤差分φ、。Ｍ （ｋ−１）を加算器１２に
おいて減算することにより除去し、量子化誤差を含まな
い位相差信号Δφ、（ｋ−１）を得、ループフィルタ１
３を介して固定位相差が残らないように変換してその出
力信号Δφ３（ｋ−１）を出力信号発生部１１に与える
。
出力信号発生部１１においてこの位相差信号Δφ５（ｋ
−１）はラッチ回路３３でラッチされている位相情報φ
（ｋ−１）と加算され、かくして、新たな位相情報φ（
ｋ）が得られ、この位相情報に基づき出力ＰＮ信号ｏｐ
Ｎを送出すると共に、出力ＰＮ信号ＯＦＮに含まれる量
子化誤差を表す量子化誤差信号φ１゜、（ｋ）を加算器
１２に与えて量子化誤差分を除去する。
−１）はラッチ回路３３でラッチされている位相情報φ
（ｋ−１）と加算され、かくして、新たな位相情報φ（
ｋ）が得られ、この位相情報に基づき出力ＰＮ信号ｏｐ
Ｎを送出すると共に、出力ＰＮ信号ＯＦＮに含まれる量
子化誤差を表す量子化誤差信号φ１゜、（ｋ）を加算器
１２に与えて量子化誤差分を除去する。
以下、上述の動作を繰り返し、かくして受信ＰＮ信号に
追従する出力ＰＮ信号ＯＦＮを送出する。
追従する出力ＰＮ信号ＯＦＮを送出する。
上述の実施例によれば、次のタイミングの位相情報φ（
ｋ）を得る位相差信号Δφ、（ｋ−１）に量子化誤差が
含まれていないので、形成された位相情報φ（ｋ）に量
子化誤差が蓄積されていかず、安定に追従動作を行うこ
とができる。従って、出力ＰＮ信号ＯＦＮに含まれる誤
差分は小さく、測距システムに適用した場合、測距の精
度を高めることができる。
ｋ）を得る位相差信号Δφ、（ｋ−１）に量子化誤差が
含まれていないので、形成された位相情報φ（ｋ）に量
子化誤差が蓄積されていかず、安定に追従動作を行うこ
とができる。従って、出力ＰＮ信号ＯＦＮに含まれる誤
差分は小さく、測距システムに適用した場合、測距の精
度を高めることができる。
なお、上述においては本発明をＤＬＬ方式を採用したＰ
Ｎ信号の位相同期ループに適用したものを示したが、タ
ウディザ一方式のＰＮ信号の位相同期ループに適用する
こともでき、さらにＰＮ信号以外の信号の位相同期ルー
プにも必要に応じて適用することができる。
Ｎ信号の位相同期ループに適用したものを示したが、タ
ウディザ一方式のＰＮ信号の位相同期ループに適用する
こともでき、さらにＰＮ信号以外の信号の位相同期ルー
プにも必要に応じて適用することができる。
Ｈ発明の効果
以上のように本発明によれば、出力信号の位相情報を量
子化誤差分を除去して形成するようにしく１５） たので、出力信号発生部における量子化数を上げること
なく安定な追従動作が得られる位相同期ループを容易に
得ることができる。
子化誤差分を除去して形成するようにしく１５） たので、出力信号発生部における量子化数を上げること
なく安定な追従動作が得られる位相同期ループを容易に
得ることができる。
第１図は本発明による位相同期ループの原理を示すブロ
ック図、第２図は本発明の一実施例を示すブロック図、
第３図は第２図の位相同期ループにおける位相差検出の
説明に供する路線図、第４図は従来の位相同期ループを
示すブロック図である。 １０・・・・・・位相比較器、１１・・・・・・出力信
号発生部、１２・・・・・・加算器、１３・・・・・・
ループフィルタ、ＩＮ・・・・・・入力信号、ＯＵＴ・
・・・・・出力信号、ＱＥＲ・・・・・・量子化誤差信
号。
ック図、第２図は本発明の一実施例を示すブロック図、
第３図は第２図の位相同期ループにおける位相差検出の
説明に供する路線図、第４図は従来の位相同期ループを
示すブロック図である。 １０・・・・・・位相比較器、１１・・・・・・出力信
号発生部、１２・・・・・・加算器、１３・・・・・・
ループフィルタ、ＩＮ・・・・・・入力信号、ＯＵＴ・
・・・・・出力信号、ＱＥＲ・・・・・・量子化誤差信
号。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力信号と出力信号との位相差を位相比較器で検出し、
この検出された位相差信号をループフィルタを介して数
値制御発振器を有する出力信号発生部に与え、上記入力
信号に追従した上記出力信号を得る位相同期ループにお
いて、 上記出力信号発生部から上記出力信号に含まれている量
子化誤差を表す量子化誤差信号を受け、上記検出された
位相差信号から当該量子化誤差信号を減算する加算器を
具えたことを特徴とする位相同期ループ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60284065A JPS62142429A (ja) | 1985-12-17 | 1985-12-17 | 位相同期ル−プ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60284065A JPS62142429A (ja) | 1985-12-17 | 1985-12-17 | 位相同期ル−プ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62142429A true JPS62142429A (ja) | 1987-06-25 |
Family
ID=17673835
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60284065A Pending JPS62142429A (ja) | 1985-12-17 | 1985-12-17 | 位相同期ル−プ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62142429A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0341382A (ja) * | 1989-07-07 | 1991-02-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｇｐｓ受信機のコード追尾方法 |
| FR2674336A1 (fr) * | 1991-03-22 | 1992-09-25 | Thomson Csf | Dispositif comparateur de phase a grande dynamique. |
| US5755653A (en) * | 1994-05-30 | 1998-05-26 | Komatsu Ltd. | Method of exchanging die sets in a press system |
-
1985
- 1985-12-17 JP JP60284065A patent/JPS62142429A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0341382A (ja) * | 1989-07-07 | 1991-02-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｇｐｓ受信機のコード追尾方法 |
| FR2674336A1 (fr) * | 1991-03-22 | 1992-09-25 | Thomson Csf | Dispositif comparateur de phase a grande dynamique. |
| US5307020A (en) * | 1991-03-22 | 1994-04-26 | Thomson-Csf | Phase comparator device with wide dynamic range |
| US5755653A (en) * | 1994-05-30 | 1998-05-26 | Komatsu Ltd. | Method of exchanging die sets in a press system |
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