JP3781428B2 - ウルトラ・ワイドバンド通信システムおよびその方法 - Google Patents

Description

発明の背景
発明の分野
本発明は通信分野に関し、さらに詳しくは、本発明はサブキャリアを使用するウルトラ・ワイドバンド・インパルス通信システムおよびその方法に関する。
関連技術
パーソナル通信機器、医療および軍事装置等のラジオ技術設計者は現在開発面で幾つかの困難に直面している。低電力消費、利用可能なスペクトルの再利用、チャンネル化およびコストが４つの主な問題である。
これらの問題は、インパルス・ラジオ通信（本明細書では以下インパルス・ラジオと称する）と呼ばれる最新の革命的技術で部分的には解消される。インパルス・ラジオは、ラリー・Ｗ・フラートンへの米国特許第４，６４１，３１７号（１９８７年２月３日発行）、第４，８１３，０５７号（１９８９年３月１４日発行）、および第４，９７９，１８６号と、米国特許出願第０７／３６８，８３１号（１９８９年１２月１８日受理）を含む一連の特許において最初に完全に記載されている。これらの特許明細書は、本明細書に参照により含まれるものである。
基本的なインパルス・ラジオ送信器は、平均パルス間隔(average pulse-to-pulse interval）が厳密に制御されている短いガウス・モノサイクル・パルス（Gaussian monocycle pulses）を放射する。パルス位置変調(pulse position modulation）は変調信号の瞬間的サンプル各々の値がパルスの時間的な位置を変調させるような時間変調のひとつの形態である。
インパルス・ラジオ通信では、パルス間隔は２つの要素、情報要素と擬似ランダム・コード要素(pseudo-random code component)とによりパルス毎に変化する。拡散スペクトル・システムは擬似ランダム・コードを用いて、通常はナローバンドの情報信号を比較的広い周波数バンドに拡散させる。拡散スペクトル受信器は、これらの信号を相関させて本来の情報信号を取り出す。拡散スペクトル・システムとは異なり、インパルス・ラジオ通信用の擬似ランダム・コードは、モノサイクル・パルスそれ自体が本質的に広い情報バンド幅を備えているため、エネルギー拡散させる必要がない（以下でバンド幅と称する情報バンド幅は、幾つかの特徴について性能が特性の範囲内に収まるような周波数範囲である）。その代わりに、擬似ランダム・コードがチャンネル化、周波数領域でのエネルギー・スムージング、および妨害抵抗性(jamming resistance)のために使用されている。
インパルス・ラジオ受信器は相互相関フロントエンドを備えたホモダイン受信器である。フロントエンドはモノサイクル・パルスの電磁パルス列を一段でベースバンド信号へとコヒーレントに変換する（ベースバンド信号は基本的インパルス・ラジオ通信システムの基本的情報チャンネルで、情報ハンド幅とも呼ばれる）。インパルス・ラジオ送信のデータ・レートは時間ベース(time base）として用いられる周期タイミング信号の数分の一である。各データビットが周期タイミング信号の多数のパルスを時間位置変調する。これによりそれぞれ単一のデータビットについて同一のパルス列を含む変調符号化されたタイミング信号が得られる。インパルス・ラジオ受信器の相互相関器は多数のパルスを積分して送信情報を復元する。
電子分野の全ての態様と同じく、望まれるものはさらに小さく、低電力でさらにフレキシブルなシステムである。しかし、連続波（ＣＷ：continuous wave)ラジオ技術において一般に受け入れられている原理は、インパルス・ラジオ等の時間ドメイン・システムに簡単には適用されない。
以下で説明する基本概念の幾つかについての説明は多数の参考文献に見られ、Robert C. DixonのSpread Spectrum Systems(拡散スペクトル・システム）(John Wiley & Sons, Inc., New York, 1984, 2nd ed.)やDon TorrieriのPrinciples of Military Communication Systems（軍事通信システムの原理）（Artech House, Inc., Dedham Massachusetts, 1982, 3rd ed.）が挙げられる。
発明の要約
本発明に係るインパルス・ラジオ通信システムは、１つまたはそれ以上のサブキャリアを使用してインパルス・ラジオ送信器からインパルス・ラジオ受信器へ情報を通信する。１チャンネル・システムと、２チャンネル・システムと、３またはそれ以上のチャンネルのシステムを含む３種類のインパルス・ラジオ通信システムの実施例を説明する。代表的なラジオ周波数インパルス・ラジオ通信システムの応用には、セルラホン電話、無線電話、無線ＰＢＸ／ローカル・エリア・ネットワーク、その他が含まれる。インパルス・ラジオ通信システムはウルトラ・ワイドバンド時間ドメイン・システムである。時間ドメインでの動作は以下の第２部で説明する一般的なインパルス・ラジオ論理にしたがう。サブキャリアの使用でインパルス・ラジオ送信を付加したチャンネル化、スムージング、忠実性(fidelity)を提供する。周波数または波形が異なるサブキャリアを（同時に）使用してインパルス・ラジオ信号のチャンネル化を追加できる。つまり、インパルス・ラジオ・リンクは、それぞれのチャンネルで別のサブキャリアを使用することにより多数の独立したチャンネルで同時に通信できる。
３種類のインパルス・ラジオ送信器の実施例を説明する。第１と第２の送信器実施例は、１つまたはそれ以上の情報信号を用いて周期タイミング信号を変調するサブキャリア発生器および変調器を含む。
第１の実施例によれば、インパルス・ラジオ信号の(coding)は、変調されたサブキャリア信号で時間変調される前に周期タイミング信号によって実現される。
第２の実施例によれば、インパルス・ラジオ信号の符号化は、周期タイミング信号を時間変調するために使用する前に、変調されたサブキャリア信号を符号化することで実現される。
第３の送信器の実施例は、１つまたはそれ以上の情報信号を使用して、デジタルデータ信号の直接デジタル変調との組み合せによる周期的タイミング信号の変調を行なうサブキャリア発生器および変調器を含む。この実施例では、変調されたサブキャリア信号は、直接デジタル変調された信号を時間変調するために使用される。
インパルス・ラジオ送信器は、一般に周期タイミング信号を発生する時間ベースを含む。時間ベースは、ナノ秒以下のタイミング要件を有する電圧制御発振回路または同様な回路を含む。周期タイミング信号をコードソースおよびコード時間変調器へ供給する。コードソースはほぼ直交する擬似ランダム雑音（ＰＮ：pseudo-random noise)コードを記憶するための記憶装置と、コード信号としてＰＮコードを出力するための手段とを含む。コードソースは周期タイミング信号をモニタしてコード信号をコード時間変調器へ同期させることができる。ひとつの実施例において、コード時間変調器は、コード信号を使用して、最終的に放射されるインパルス・ラジオ信号のチャンネル化およびスムージングのために同期タイミング信号を変調する。コード時間変調器の出力は符号化タイミング信号と呼ばれる。
符号化タイミング信号は、情報変調のためにサブキャリア時間変調器に供給される。従来のインパルス・システムでは、サブキャリアなしのベースバンド変調を使用していた。言い換えれば、情報それ自体が変調のために使用されていた。しかし、本発明においては、情報ソースがサブキャリア発生器および変調器へ情報信号を供給する。情報信号は音声、データ、画像、またはその他を表わすデジタルビット、アナログ信号、または合成信号を含むあらゆる種類のインテリジェンスとすることができる。
本発明のサブキャリア発生器および変調器は、情報信号で変調された変調サブキャリア信号を発生し、サブキャリア時間変調器へ変調されたサブキャリア信号を供給する。つまり、変調サブキャリア信号は、この例では符号化タイミング信号であるキャリアを変調するために、サブキャリア時間変調器で使用される。符号化時間信号のサブキャリア時間変調器による変調は、出力段へ送出される変調符号化タイミング信号を生成する。
出力段はトリガとして変調符号化したタイミング信号を用いてモノサイクル・パルスを生成する。ラジオ周波数の実施例では、モノサイクル・パルスはアンテナに接続してある送信線経由で送信アンテナへ送出される。モノサイクル・パルスは送信アンテナで伝搬電磁パルスに変換される。送信信号は伝搬媒体、例えばラジオ周波数の実施例では空気中を介して、インパルス・ラジオ受信器へ伝搬する。好適実施例において、放射信号はワイドバンドまたはウルトラ・ワイドバンド信号である。放射信号のスペクトルはモノサイクル・パルスのフィルタリングによって変更されうる。このフィルタリングで、時間ドメインにおいて各モノサイクル・パルスが多くのゼロ交差を有するようになる。この場合、インパルス・ラジオ受信器は、効率的であるためには相互相関器で同様の波形を用いる必要がある。
幾つかのインパルス・ラジオ受信器の実施例が存在する。それぞれのインパルス・ラジオ受信器は一般に、相互相関(coross correlator）、デコード・ソース、デコード・タイミング変調器および調整可能時間ベースと、サブキャリア・デコーダを含む。
デコード・ソースはインパルス・ラジオ信号を通信するインパルス・ラジオ送信器で使用したＰＮコードに対応するデコード制御信号を生成する。調整可能な時間ベースは、受信した（インパルス・ラジオ）信号のそれぞれのパルスと実質的に等価な波形を有するテンプレート信号パルス列を含む周期タイミング信号を生成する。
デコード・タイミング変調器は、デコード制御信号を用いて周期タイミング信号を時間的に位置付け、デコード信号を発生する。デコード信号は送信器の既知のＰＮコードと時間的に一致することになるので、受信した信号を交差相関器で検出できるようになる。
デコード信号は、受信した信号と一致するように設計された波形を有するテンプレート信号を発生するために使用する。テンプレート信号は送信器の既知のＰＮコードにしたがって時間的に位置合わせされ、受信した信号で相互相関される。連続的な相互相関出力信号が積分されて雑音のないインパルス・ラジオ信号を復元する。このようにして取り出すと、信号を復調してサブキャリアを除去し情報信号を得ることができる。
ベースバンド信号もローパス・フィルタへ入力される。ローパス・フィルタを含む制御ループを用いてエラー信号を発生し、調整可能な時間ベースに対する細かい位相調整を提供し、受信した信号の位置に対して周期タイミング信号を時間的に配置する。
好適実施例において、インパルス・ラジオのサブキャリアはベースバンド信号をもっと高い周波数に変換（またはシフト）する。サブキャリア発生および変調器は、周波数変調（ＦＭ）技術、振幅変調（ＡＭ）、位相変調、周波数変移変調（ＦＳＫ：frequency shift keying）、位相変移変調（ＰＳＫ：phase shift keying）、パルスＦＭその他によって、情報信号により変調される信号を発生する。
他の非正弦波および／または非連続波形も、本発明との関連においてサブキャリアとして使用できる。変調したサブキャリア信号は、符号化タイミング信号または周期タイミング信号のパルスの位置を時間変移させるために使用する。つまり、出力段をトリガする信号はパルス位置変調パルス列である。別の実施例において、マンチェスター(Manchester)符号化を使用する直接デジタル変調をサブキャリアとして使用する。これらのサブキャリア技術の組み合せについても説明する。
変調転移関数(modulation transfer function)として相互相関関数を用いると、受信器出力を入力振幅の非線形関数とする効果がある。ベースバンド変調では、これは望ましくないことである。しかし、ＦＭ、ＡＭ、ＦＳＫ、ＰＳＫ、およびマンチェスター等のサブキャリアでは、高調波がフィルタされることであらゆる歪みが排除される。このようなフィルタリングはベースバンド変調を用いる場合に、ベースバンドに高調波があるため、高調波を除去できず、そのため信号を復元できない。
サブキャリアの追加はまた、ベースバンド変調単独の場合と比較して、広いバンド幅および良好なＳ／Ｎ比のかたちで付加的忠実性を提供する。この利点はサブキャリアが本質的に情報を雑音に対して強くするという事実に帰属している。サブキャリア実施例は、高信頼度の音声、データ、および／または画像通信においてベースバンド雑音を減少することにより、低い信号圧縮と低い信号歪みを提供する。
相互相関器を使用する変調での直線性の要件は、本発明のサブキャリア技術を使用することにより大幅に緩和される。インパルス・ラジオでのサブキャリアの使用はまた、ベースバンド変調と比較して、非線形変調伝達関数による高調波歪みも改善する。変調伝達特性は低歪スピーチまたは音楽をうまく伝達するために極端に直線的である必要がある。これは非サブキャリア・ベースバンド・インパルス・システムにおいては実現が極めて難しい。
本発明の前述のおよびその他の特徴および利点は添付の図面に図示してあるように、本発明の好適実施例についてのさらに詳しい以下の説明から明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
図１Ａおよび図１Ｂは、時間および周波数ドメインそれぞれでの本発明による２ＧＨｚ中心周波数モノサイクル・パルスを示す。
図２Ａおよび図２Ｂは、時間および周波数ドメインそれぞれでの本発明による１ナノ秒パルスを有する１ｍｐｐｓシステムを示す。
図３は、本発明による変調に比例してパルス反復間隔（ＰＲＩ）を変化させる変調信号を示す。
図４は、本発明による周波数ドメインでのエネルギー分布における擬似ランダム・ディザの影響を示すプロットである。
図５は、本発明によるインパルス・ラジオ信号にナローバンド正弦波（干渉）信号を重畳(overlaying)した結果を示す。
図６は、本発明によるインパルス・ラジオ受信器の相互相関器伝達関数を示す。
図７は、本発明によるインパルス・ラジオ・マルチパス効果を示す。
図８は、本発明によるマルチパス・パルスの位相を示す。
図９は、本発明によるひとつのサブキャリア・チャンネルを使用するインパルス・ラジオ電気システムの略ブロック図を示す。
図１０は、本発明によるインパルス・ラジオ通信システムのインパルス・ラジオ送信器を示す。
図１１は、本発明によるインパルス・ラジオ送信器の別の実施例を示す。
図１２は、本発明による別の送信器実施例を示す。
図１３は、本発明によるさらに別の実施例を示す。
図１４は、本発明によるインパルス・ラジオ受信器を示す。
図１５は、本発明による受信器１４００との関連において受信信号に対応するパルスの代表的なプロットを示す。
図１６は、本発明による相互相関処理を示す。
図１７は、本発明による３つのサブキャリア発生器／変調器を有するインパルス・ラジオ送信器の概略図を示す。
図１８は、本発明による相互相関器とこれに後続する複数のアナログＦＭ復調ブランチを示す代表的なアナログ実施例である。
図１９は、本発明によるデジタル実施例を示す。
図２０は、本発明による従来のバイナリ−時間遅延発生器について遅延時間（ピコ秒単位）とバイナリ（すなわち数値）入力値を示すプロットである。
図２１は、本発明による前述の線形化方式を示す高レベル・ブロック図である。
図２２は、本発明による線形化ＲＯＭ２１１０を示す機能図である。
図２３は、本発明による組み合せＰＮコードと線形化ＥＰＲＯＭを示す。
図２４は、本発明によるインパルス・ラジオ受信器のさらなる実施例を示す。
図２５Ａから図２５Ｈは、本発明による図２４で番号をつけた各種信号の時間（ｔ）対電圧のプロットである。
図２５Ｉから図２５Ｌは、本発明による図２５Ｅから図２５Ｈに対応する周波数対振幅のプロットを示す。
図２６および図２７は、それぞれ本発明による、典型的な擬似マンチェスター符号化と復号の波形を示す。
図２８は、本発明によるインパルス・ラジオ受信器で実行されるロックを必要とする演算の高レベル・ブロック図である。
図２９は、本発明による３メートルで測定した信号ならびに周辺信号を示す。
図３０は、本発明による自由空間範囲とビットレートの間の投影されたトレードオフの特定の例を示す曲線である。
図３１は、本発明による時間ドメインでのマルチパス・インパルス信号を解像するのが簡単であることを示す。
図面において、同じ参照番号は同一のまたは機能的に類似したエレメントを示す。さらに、参照番号の一番左の数値はその参照番号が最初に現れた図面を表わしている。
好適実施例の詳細な説明
目次
Ｉ．概要
II．技術的基盤
II.1 ガウス・モノサイクル
II.2 パルス列
II.3 変調
II.4 エネルギー・スムージングとチャンネル化のための符号化
II.5 受信および復調
II.6 妨害抵抗性
II.7 処理利得
II.8 容量
II.9 マルチパスおよび伝搬
III．サブキャリアの発明
III.1 動作理論
III.2 １チャンネルでのベースバンド単独での改良
III2.a 送信器
III2.b 受信器
III.3 ２またはそれ以上のサブキャリア・チャンネル
（例：音声、デジタルデータ、および制御情報）
IV．時間変調器
Ｖ．線形化
V.1 送信器
V.2 受信器
VI．擬似マンチェスター変調
VII．ロック取得方式
VIII．実世界での性能
IX．結論
Ｉ．概要
インパルス・ラジオ通信システムは、時間ドメインで動作し、１つまたはそれ以上のサブキャリアを使用してチャンネル化、スムージング、および忠実性を提供するウルトラ・ワイドバンド時間ドメイン・システムである。単一のインパルス・ラジオ送信（例えばリンク）は、それぞれのチャンネルで別のサブキャリアを使用することにより、同時に独立した多数チャンネルを通信できる。
本発明によるインパルス・ラジオ送信器は、周期タイミング信号または符号化タイミング信号を時間配置する変調サブキャリアを使用する。これ以外にも、符号化タイミング信号を変調サブキャリアと混合（または加算）し、得られた信号を周期タイミング信号の時間変調に使用することができる。データの直接デジタル変調は、インパルス・ラジオ信号のサブキャリア変調の別の態様である。直接デジタル変調は、周期タイミング信号の時間変調に単独で使用できる、または直接デジタル変調した周期タイミング信号をさらに１つまたはそれ以上の変調サブキャリア信号で変調できる。
本発明によるインパルス・ラジオ技術は無線通信用途に広く応用可能である。インパルス・ラジオは連続波（ＣＷ：continuous wave)キャリアによるシステムではないため、サブキャリアの使用はエレガントで、時間ドメインのインパルス・ラジオ設計への非直感的追加である。Ｓ／Ｎ比は、非サブキャリア・インパルス・ラジオ送信に比較して大幅に改善される。
最初に、インパルス・ラジオ通信システムへのサブキャリアの追加は冗長に思われる。しかし、インパルス・ラジオ・システムでの情報変調とＰＮコード・スムージングに対するサブキャリア変調の階層化はエレガントな結果を招来する。
インパルス・ラジオは一般に：短い持続パルス、代表的には５０ＭＨｚから１０ＧＨｚ（ギガヘルツ）の間の中心周波数；中心周波数の１００％以上のウルトラ・ワイドバンド幅；低利得アンテナであっても、平均１ミリワット以下の電力レベルで数マイルに渡る包括範囲；極めて低い電力スペクトル密度；他の複雑なラジオ設計とくに拡散スペクトル・システムに比べて低コスト；他のシステムからの妨害やマルチパス・フェーディングに極めて抵抗性が強い、という特徴がある。
さらに、インパルス・ラジオは、桁はずれの対マルチパス性を有し、特に拡散スペクトル・ラジオに比べて比較的簡単かつ低コストで製造できる。インパルス・ラジオ・システムは既知の従来型ラジオより実質的に少ない電力しか消費しない。さらに、インパルス・ラジオ・システムは既存のポータブル電気通信トランシーバより占有容積が少ない。
こうした特性のため、インパルス・ラジオは、パーソナル通信システムや屋内通信システムを含め、広い範囲の用途で最適な技術である。
以下の第II部から第VIII部の各セクションは本発明の詳細な説明である。
第II部は、技術的基盤に関連し、読者にインパルス・ラジオ概念の導入、および通信理論のその他の関連した側面を提供する。この部分には、ガウス・モノサイクル・パルス、ガウス・モノサイクル・パルスのパルス列、変調、符号化、およびこれらの概念の定量的特性に関連した節が含まれる。
第III部は、インパルス・ラジオ通信システムでのサブキャリアの使用に関連する。この部分は、インパルス・ラジオ送信器と受信器でのサブキャリアの動作理論に関連した節を含む。ベースバンド単独に対して改良した１チャンネルの実施例と、２またはそれ以上のサブキャリア・チャンネルの実施例とを説明するように説明を分けてある。
第IV部は、コード時間遅延、サブキャリア時間遅延、およびこれら両方の組み合せに使用される時間変調器に関する。時間変調器をサブキャリア・インパルス・ラジオ通信に使用するための幾つかの実施例の動作と構造を説明する。
第Ｖ部は、インパルス・ラジオ送信器と受信器の両方での時間変調器の線形化に関する。時間変調器の線形化により、インパルス・ラジオ送信器と受信器はインパルス・ラジオ通信で必要な精度を有する時間遅延を生成できる。
第VI部は、インパルス・ラジオ通信を使用するデジタルデータの変調のための擬似マンチェスター符号化に関する。
第VII部は、インパルス・ラジオ受信器がインパルス・ラジオ信号のロックを取得し維持する、ロック取得方式に関する。
第VIII部は、プロトタイプの試験により発明者が集めたデータを参照して実世界でのインパルス・ラジオ通信システムの性能を説明する。
II．技術的基盤
このセクションは技術的基盤に関連し、読者にインパルス・ラジオ概念の導入、および通信理論のその他の関連した側面を提供する。このセクションにはガウス・モノサイクル・パルス、ガウス・モノサイクル・パルスのパルス列、変調、符号化、およびこれらの概念の定量的特性に関連した節が含まれる。
インパルス・ラジオ送信器は厳密に制御された平均パルス間隔を有する短いガウス・モノサイクル・パルスを放射する。インパルス・ラジオ送信器では２０から０．１ナノ秒（ｎｓ）の間のパルス幅、また２から５０００ナノ秒の間のパルス間隔を使用する。これらの狭いモノサイクル・パルスは本質的にワイドバンド周波数特性を有している。
インパルス・ラジオ・システムはパルス位置変調を使用し、実際のパルス間隔は２つの要素、情報要素と擬似ランダムコード要素とによりパルス毎に変化する。拡散スペクトル・システムとは異なり、擬似ランダムコードは、エネルギー拡散には必要とされず（インパルスそれ自体が本質的にワイドバンドであるため）、チャンネル化や、周波数ドメインでのエネルギー・スムージング、対妨害性のために必要とされる。
インパルス・ラジオ受信器は相互相関器フロントエンドを備えたホモダイン受信器である。フロントエンドは１段で電磁パルス列をベースバンド信号へコヒーレントに変換する。インパルス・ラジオ受信器は多数のパルスを積分して送信された情報の各ビットを復元する。
II.1 ガウス・モノサイクル
インパルス・ラジオ技術でもっとも基本的な要素はガウス・モノサイクル（本明細書ではガウス・モノサイクル・パルスと称する）の実際的な実施である。ガウス・モノサイクルはガウス関数の１次導関数である。図１Ａと図１Ｂには、時間および周波数ドメインにおいて中心周波数２ＧＨｚの（すなわちパルス幅０．５ナノ秒の）モノサイクル・パルスを示してある（それぞれ１０２と１０４を参照）。（実際的な実施では、完全なガウス・モノサイクルの伝送が妨げられる。周波数ドメインにおいて、これは信号バンド幅のわずかな減少となる）これらのモノサイクルは時としてインパルスと呼ばれ、ゲートされた正弦波ではない。
ガウス・モノサイクル波形は本質的に広いバンド幅の信号で、中心周波数とバンド幅は完全にパルス幅に依存する。時間ドメインにおいて、ガウス・モノサイクルは数学的に次式で記述される：

ここで、Ａはパルスのピーク振幅、
ｔは時間、
τは時間遅延定数
周波数ドメインで、ガウス・モノサイクルのエンベロープは、

したがって、中心周波数は、

ｃに関して、３ｄＢ下がった点（電力）は、

つまり、バンド幅は中心周波数の約１６０％である。τはパルス幅も定義するので、パルス幅は中心周波数とバンド幅の両方を指定する。実際には、モノサイクル・パルスの中心周波数は大まかにこれの長さの逆数であり、これのバンド幅は大まかに中心周波数の１．６倍に等しい。したがって、図１Ａと図１Ｂに図示してある「０．５ナノ秒」のパルスでは、

となる。
II.2 パルス列
インパルス・ラジオ・システムでは信号パルスではなくパルス列を通信に使用する。第III部で詳細に説明するように、インパルス・ラジオ送信器は情報の各ビットについてパルス列を発生し出力する。
発明者が作成したプロトタイプは毎秒０．７から１０メガパルス（ｍｐｐｓ、ここで各メガパルスは１０の６乗パルス）の間のパルス反復周波数を有する。図２Ａと図２Ｂは１ｍｐｐｓシステムの図面で、（未符号化、未変調の）１ナノ秒パルスを時間および周波数ドメインに有する（それぞれ１０２、１０４を参照）。周波数ドメインでは、この高い一定のパルス列がエネルギー・スパイク（くし状の線２０４）を１ＭＨｚ間隔で発生する。つまり、すでに低い電力がくし状の線２０４の間に拡散している。このパルス列は情報を伝送せず、エネルギー・スパイクの定常性により、短距離で従来のラジオ・システムと干渉することがある。
インパルス・ラジオ・システムはデューティサイクルが非常に低く、平均電力時間ドメインは時間ドメインでのピーク電力より顕著に低い。図２Ａおよび図２Ｂの例では、例えば、インパルス送信器は時間の０．１％で動作する（すなわち、マイクロ秒（μｓ）あたり１ナノ秒）。
パルス列を変調して、インパルス・ラジオ・システムが実際に情報を通信できるようにするには、さらに処理が必要である。追加処理は、周波数ドメインでのエネルギー分布を平滑化して、インパルス・ラジオ送信（例えば信号）が従来のラジオ・システムと最小限しか干渉しないようにする。
II.3 変調
振幅および周波数／位相変調は、インパルス通信のこの特定の形態には適していない。唯一の適切な選択はパルス位置変調で、受信器でマッチト・フィルタ（すなわち相互相関器）を使用できる。図３に図示したように、変調信号は変調に比例してパルス反復間隔（ＰＲＩ：pulse repetition interval)を変化させる。
変調信号が３つのレベルを有している場合、第１のレベルはパルス生成を公称位置からδピコ秒（ｐｓ）だけ前向きにシフトさせる。第２のレベルは公称位置から全くパルス位置をシフトさせない。第３のレベルはδｐｓだけパルスを遅延させる。これはデジタル変調方式となる。アナログ変調ではＰＲＩ−δおよびＰＲＩ＋δのあいだで連続的シフトが可能である。インパルス・ラジオ・システムでは、δの最大値はｔ／４で、ｔはパルス時間である。
周波数ドメインでは、パルス位置変調が多くの周波数にエネルギーを分散する。例えば、１ｍｐｐｓのシステムの場合、変調ディザ（ｄ）が１００ｐｓだとすると、ＰＲＩは１，０００，０００ヘルツ（Ｈｚ）、また追加の周波数成分は、９９９，８００．０４Ｈｚ、９９９，９００．０１Ｈｚ、１，０００，１００．０１Ｈｚ、１，０００，２００．０４Ｈｚとなる。（ディザはインパルス・ラジオ通信の用語で、時間的なパルス位置を移動させる。）送信エネルギーは周波数ドメインで多くのスパイク（くし形の線）の間に分散する。合計の送信エネルギーが一定のままの場合、それぞれの周波数スパイクでのエネルギーは、可能なパルス位置の数が増加する程減少する、すなわち、周波数ドメインにおいて、エネルギーはさらにスムーズに分散する。
II.4 エネルギー・スムージングとチャンネル化のための符号化
受信器は相互相関器であるため、１００％変調に必要な時間位置変調の量はｆｃ／４の逆数で計算される（ｆｃは中心周波数）。中心周波数１．３ＧＨｚのモノサイクルでは、例えば、これは±１５７（ｐｓ）の時間位置変調に対応する。このレベルの時間ディザでのスペクトル・スムージング効果は無視できる。
インパルス・ラジオは、変調ディザより非常に大きな大きさで各パルスにＰＮコード・ディザを印加することにより、最適なスムージングを実現する。図４は周波数ドメインでのエネルギー分布に対する擬似ランダム・ディザの影響を示すプロットである。図４は、図２Ｂと比較した場合、未符号化信号に対して２５６位置のＰＮコードを用いる影響を示している。
ＰＮディザリングは、チャンネル化も提供する（チャンネル化は通信パスを多数のチャンネルに分割するために使用される手法である）。未符号化システムでは、独立した送信器の間の識別は非常に難しい。ＰＮコードは、コードそれ自体が比較的直交する場合（すなわち、相関が低いおよび／または使用するコードの間の干渉が低い場合）チャンネルを作成する。
II.5 受信および復調
明らかに、多数のインパルス・ラジオ・ユーザが限られた領域に存在する場合相互干渉が発生し得る。さらに、ＰＮ符号化は、ユーザ数が増加するほど干渉を少なくするが、一人のユーザのシーケンスからの個々のパルスが別のユーザのシーケンスからのパルスと同時に受信される確率は増加する。うまい具合に、本発明によるインパルス・ラジオの実現はすべてのパルスの受信に依存しない。インパルス・ラジオ受信器は、多数のパルスの統計的サンプリングを使用する（ＲＦレベルでの）相関、同期受信機能を実施して送信情報を復元する。
インパルス・ラジオ受信器は典型的には２００またはそれ以上のパルスを積分して復調出力を取り出している。受信器が積分を行なう最適なパルス数は、パルス・レート、ビットレート、妨害レベル、範囲を含む多数の変数に左右される。
II.6 妨害抵抗性
チャンネル化およびエネルギー・スムージング以外に、ＰＮ符号化は、他のインパルス・ラジオシステムを含めた全てのラジオ通信システムからの妨害に対してインパルス・ラジオの抵抗性を高める。これは、インパルス信号が占有する帯域内で何らかの他の信号がインパルス・ラジオへの妨害源として作用する場合に必須である。インパルス・システムで利用可能な未割当の１ＧＨｚ以上のバンドが存在しないので、有害な影響なしに他の従来およびインパルス・ラジオとスペクトルを共有する必要がある。ＰＮコードは、意図したインパルスの送信および他からの送信の間でインパルス・システムによる識別を支援する。
図５はインパルス・ラジオ信号５０４に重畳したナローバンド正弦波妨害（干渉）信号５０２の結果を示す。インパルス・ラジオ受信器で、相互相関器への入力はこのナローバンド信号５０２ならびに受信したウルトラ・ワイドバンド・インパルス・ラジオ信号５０４を含む。ＰＮ符号化なしの場合、相互相関器は妨害信号がインパルス・ラジオ受信器に顕著な障害を発生するような定常性で妨害信号５０２をサンプリングしてしまう。しかし、送信されたインパルス信号がＰＮコード・ディザで符号化されると（またインパルス・ラジオ受信器が同一のＰＮコード・ディザと同期していると）、妨害信号をランダムにサンプリングする。本発明によれば、多数のパルスにわたる積分は妨害の影響を打ち消してしまう。
統計的に、受信処理の時間的な擬似ランダム化は、（妨害信号について）平均がゼロのランダムに分散した値のストリームを発生する。妨害源の影響を排除するのに必要なことは、十分なパルスにわたってサンプリングを行い（即ち、十分に大きなパルス数にわたって積分して）妨害信号の影響をゼロに近づけることである。
II.7 処理利得
インパルス・ラジオは大きな処理利得のため対妨害性がある。拡散スペクトル・システムでは、処理利得の定義は、ワイドバンド通信を使用する場合のチャンネル干渉の減少を定量化するもので、情報信号のバンド幅に対するチャンネルのバンド幅の比率である。例えば、１０ｋＨｚの情報バンド幅で１６ＭＨｚのチャンネル・バンド幅を有する直接シーケンス拡散スペクトル・システムでは１６００または３２ｄＢの処理利得が得られる。しかし、同じ１０ｋＨｚの情報バンド幅と２ＧＨｚのチャンネルバンド幅のインパルス・ラジオ・システムではさらに大きな処理利得が得られ、処理利得は２００，０００または５３ｄＢである。
デューティ・サイクル（例えば０．５％）は２８．３ｄＢの処理利得が得られる。（処理利得は一般に受信した情報信号のハンド幅に対する受信信号のバンド幅の比である）多数パルスにわたる積分から情報を復元する（例えば２００パルスにわたる積分）のための効果的オーバーサンプリングでは２８．３ｄＢの処理利得が得られる。つまり、毎秒５０キロビット（ｋｂｐｓ）を送信する１０ｍｐｐｓリンクで２ＧＨｚを割ると、４９ｄＢの処理利得が得られる（即ち、パルス幅０．５ナノ秒をパルス反復間隔１００ナノ秒で割ると０．５％のデューティ・サイクルが得られ、５０，０００ｂｐｓで１０ｍｐｐｓを割るとビットあたり２００パルスとなる）。
II.8 容量
インパルス・ラジオ・システムがセルあたり数千の音声チャンネルを有することができることが理論的分析で示唆される。インパルス・ラジオ・システムの容量を理解するには、相互相関器の能力を注意深く検証する必要がある。図６は「相互相関器伝達関数(cross correlater transfer function)」６０２を示す。これは、任意の受信パルスについてインパルス・ラジオ受信器相互相関器の出力値を表わしたものである。６０４に図示してあるように、相互相関器の出力は、パルスが相互相関ウィンドウ６０６の外側に到着する場合０ボルトである。受信パルス６０８がウィンドウを通ってスライドすると、相互相関器出力が変化する。パルスがウィンドウの中心よりτ／４だけ先にある時最大値になり（例えば１ボルト）、中心よりτ／４だけ後にある時最小値（例えば−１ボルト）になる。
意図した送信器とシステムが同期している場合、相互相関器出力は（送信器の変調の関数として）±１ボルトの間の振幅を有する。他の帯域内送信により相互相関器の出力値に変化が起こる。この変化はランダム変数で、平均値０のガウス・ホワイトノイズ信号としてモデル化できる。干渉の個数が増加すると直線的に変化が増加する。多数のパルスにわたって積分することにより、受信器は送信された信号の変調値の推定を発生する。つまり、

ここで、Ｎ＝干渉数、
σは、単一の相互相関に対する干渉全部の分散、
Ｚは、受信器が積分して変調を復元するためのパルス数。
これは同時ユーザ数が増加する場合に通信システムで良好な関係であり、（急激にではなく）徐々にリンクの品質が劣化する。
II.9 マルチパスおよび伝搬
正弦波システムの悩みであるマルチパス・フェーディングは従来のラジオ・システムに対するより、インパルス・システムに対する方が大幅に小さい（数桁小さい）問題である。実際に、セルラ通信で顕著なレーリー・フェーディングは連続波の現象であり、インパルス通信の現象ではない。
インパルス・ラジオ・システムでマルチパス効果が現われるためには特別な条件が揃う必要がある。分散したパルスが通るパス長は光速×パルス幅より小さくなる、および／または送信器で連続的に（シーケンスとして）放射されるパルスが同時に受信器に到着する必要がある。
１ナノ秒パルスの前者の場合、０．３メートルまたは１フィートに等しい（即ち１ナノ秒×３００，０００，０００ｍ／秒）。（図７参照。この場合「パス１」を通るパルスは、直接パスのパルスよりパルス幅の半分だけ後で到着する）。
１メガパルス毎秒の後者の場合、余分な３００、６００、９００メートル等を伝わるのと等しいことになる。しかし、別個のパルス各々は擬似ランダム・ディザを受けるため、これらのパルスは相関しない。
これらの間隔の間を伝わるパルスは自己干渉を起こさない（図７において、パルス伝送パス２で図してある）。一方で、もっとも細長い楕円で図７に図示してあるように、パルスがグレージング・パス(grazing path)を伝わり、インパルス・ラジオのマルチパス効果をつくり出す。
図８の８０２に図示してあるように、マルチパス・パルスがさらにパルス幅の半分の幅だけ進行すると、受信信号の電力レベルを増加させる（マルチパス・パルスの位相は反射表面により反転する）。パルスがさらにパルス幅の半分以下進行すると、８０４に示してあるように、破壊的干渉を作り出す。例えば１ナノ秒のパルスでは、マルチパス・パルスが０から１５センチメートル（０から６インチ）の間進行すると、破壊的干渉が発生する。
インパルス・ラジオ・システムのテスト（インパルス・レーダのテストを含む）では、マルチパスは実際の運用においてなんら大きな問題にならないことが示唆されている。さらに、もっと短いパルス幅も想定され、この場合には破壊的干渉の確率がさらに減少する（破壊的干渉に必要な反射パス長が短くなるため）。
III．サブキャリアの発明
このセクションはインパルス・ラジオ通信システムでのサブキャリアの使用に関連する。このセクションは、インパルス・ラジオ送信器および受信器におけるサブキャリアの動作理論に関連したサブセクションを含む。ベースバンド単独に対して改良した１チャンネルの実施例と２またはそれ以上のサブキャリア・チャンネルの実施例とを説明するように説明を分けてある。
III.1 動作理論
本発明によれば、追加のチャンネル化、スムージング、および忠実性のために１つまたはそれ以上のサブキャリアを含むように開発された。以下のウルトラ・ワイドバンド時間ドメイン・インパルス・ラジオ通信アーキテクチャは、第II部で説明した一般インパルス・ラジオ理論にしたがって動作する。以下の３つの特定の実施例、１チャンネル・システム、２チャンネル・システム、および３またはそれ以上のチャンネル・システムを説明する。
以下で説明する３つのインパルス・ラジオ受信器の実施例は、制限としてではなく、本発明を説明するための例として用いられ、当業者が本発明を作成使用できる。これらの技術は少なくとも、通信、ディスクリート・アナログ、デジタル、および集積回路の設計と実装、デジタル信号処理、ＰＮコード理論の分野を含む。各種エレメントおよびブロックを実現することは、当該技術に熟練したものには明らかであろう。
III.2 １チャンネルでのベースバンド単独での改良
このセクションは、ベースバンド単独での性能を改善した１チャンネルのサブキャリア・チャンネルを使用するインパルス・ラジオ通信アーキテクチャを説明する。本発明に係るラジオ周波数（ＲＦ：radio frequency)実施例はもっとも一般的である。典型的なＲＦインパルス・ラジオ・システムの応用は、セルラホン電話、無線電話、無線ＰＢＸ／ローカル・エリア・ネットワーク、その他を含む。
ＲＦインパルス・ラジオ信号の、信号が送信器から受信器へ進む過程として定義される伝搬は、典型的には空気または空間を介して送信アンテナから受信アンテナへである。これは無線ＲＦインパルス・ラジオとして考慮される。インパルス・ラジオに好適なアンテナは、米国特許出願第０７／３６８，８３１号に完全に説明されている。
しかし、本発明は同軸ケーブルを経由した送信にも適している。この実施例では、送信および受信アンテナが除外される。
ひとつのサブキャリア・チャンネルを使用するインパルス・ラジオ電気システムの代表的ブロック図が図９に図示してある。単一のサブキャリア・ウルトラ・ワイドバンド・インパルス・ラジオ・チャンネルを使用する送信器９０１と受信器９０３が図示してある。送信器９０１と受信器９０３は例えば空気、空間、またはその他のウルトラ・ワイドバンド信号を伝搬することのできる媒体等の伝搬媒体９０５で隔てられている。送信されたインパルス・ラジオ信号９０７は伝搬媒体９０５を経由して送信器９０１から受信器９０３へ伝搬する。
III.2.a 送信器
１つのサブキャリア・チャンネルを有するインパルス・ラジオ通信システムのインパルス・ラジオ送信器の好適実施例について、図１０を参照して説明する。
送信器９０１は、周期タイミング信号１００４を生成する時間ベース１００２を含む。時間ベース１００２は、ピコ秒程度の高いタイミング精度を有する電圧制御発振回路または同様の回路を含む。ＶＣＯ中心周波数を調節する電圧制御は、送信器の非分周パルス反復レートを定義するために使用する所望の中心周波数に較正時にセットされる。周期タイミング信号１００４はコード・ソース１００６とコード時間変調器１００８へ供給される。
コード・ソース１００６は、直交ＰＮコードを記憶するためとコード信号１０１０としてＰＮコードを出力するための、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）、リード・オンリー・メモリ（ＲＯＭ）等の記憶装置を含む。これ以外に、最大長シフトレジスタを使用してＰＮコードを生成できる。コード・ソース１００６は周期タイミング信号１００４をモニタしてコード信号１０１０をコード時間変調器１００８に同期させることができる。コード時間変調器１００８はコード信号１０１０を用いて、最終的に放射される信号１０１２のチャンネル化とスムージングのために周期タイミング信号１００４を変調する。コード時間変調器１００８の出力は符号化タイミング信号１０１４と呼ばれる。
符号化タイミング信号１０１４は、これの情報変調のためにサブキャリア時間変調器１０１６へ供給される。従来のインパルス・システムでは、情報変調は、情報それ自体を変調ソースとして使用して行われていた。しかし本発明では、情報ソース１０１８が、サブキャリア発生器および変調器１０２２へ情報信号１０２０を供給する。情報信号１０２０は、音声、データ、画像等を表わすデジタル・ビット、アナログ信号、または合成信号を含むなんらかの種類のインテリジェンスとすることができる。符号化タイミング信号１０１４とサブキャリア時間変調器１０１６の両方とも、関連技術に熟練したものには明らかなように、電圧、電流、またはデジタルソースを変調入力として使用して実施できる。
ディクソン(Dixon）が定義したように、サブキャリアは「キャリア変調とは独立した情報で変調され、キャリアを変調するようなキャリア」である。本発明のサブキャリア発生器および変調器１０２２は情報信号１０２０で変調される変調サブキャリア信号１０２４を生成し、変調サブキャリア信号１０２４をサブキャリア時間変調器１０１６へ供給する。つまり、変調サブキャリア信号１０２４は、この場合には、符号化タイミング信号１０１４であるキャリアを変調するためにサブキャリア時間変調器１０１６によって使用される。サブキャリア時間変調器１０１６による符号化タイミング信号１０１４の変調は変調符号化したタイミング信号１０２６を生成し、これが出力段１０２８へ送出される。
出力段１０２８は、トリガとして変調符号化したタイミング信号１０２６を使用して電気的モノサイクル・パルスを生成する。電気的モノサイクル・パルスは、送信線１０３２を経由して送信アンテナ１０３０へ送出される。電気的モノサイクル・パルスは送信アンテナ１０３０によって伝搬する電磁パルスに変化する。本実施例において、電磁パルスは放射信号１０１２と呼ばれ、ラジオ周波数実施例においては、空気等の伝搬媒体９０５を介してインパルス・ラジオ受信器（図示していない）へ伝搬する。好適実施例において、放射信号１０１２はワイドバンドまたはウルトラ・ワイドバンド信号である。しかし、放射信号１０１２は、モノサイクル・パルスのフィルタリングによりスペクトル的に変更されうる。このバンドバス・フィルタリングで各々のモノサイクル・パルスは、時間ドメインにおいて多くのゼロ交差を有するようになる。この場合、インパルス・ラジオ受信器は、効果的にするため相互相関器において同様の波形を使用する必要がある。
サブキャリア発生器および変調器「段」１０２２の送信器９０１への追加は多くの利点を有する。情報信号により変調されたサブキャリアは、さらなるチャンネル化およびスムージングをシステムに提供して、多くの新規で別個のインパルス・ラジオ・チャンネルの追加ができる。サブキャリアの付加は、ベースバンド変調単独の場合と比較して、さらなるバンド幅と良好な信号対雑音比のかたちで情報信号１０２０へさらに忠実性を提供する。
インパルス・ラジオでのサブキャリアの使用は、ベースバンド変調と比較して、非線形変調伝達関数(non-linear modulation tranfer function)による高調波歪みも改善する。非線形変調伝達関数はインパルス・ラジオ受信器で実行する相互相関処理との関連で以下で説明する。
インパルス・ラジオはＣＷキャリアによるシステムではないため、サブキャリアの使用は、時間ドメイン・インパルス・ラジオ設計へのエレガントで非直観的な追加である。信号対雑音比は、非サブキャリア・インパルス・ラジオ送信と比較して、５ないし２０ｄＢ（ナローパルス変調キャリアの信号対雑音比に依存する）改善される。
インパルス・ラジオでサブキャリアを使用すると、ベースバンド信号をもっと高い周波数に変換（またはシフト）する。好適実施例において、サブキャリア発生器および変調器１０２２は周波数変調（ＦＭ）、振幅変調（ＡＭ）、位相変調、周波数変移変調（ＦＳＫ：frequency shift keying）、位相変移変調（ＰＳＫ：phase shift keying）、パルスＦＭ、その他の技術により情報信号１０２０で変調される。別の実施例において、直接デジタル変調がサブキャリア技術に使用される。この別の実施例において、デジタルデータのマンチェスター符号化は変調サブキャリア信号１０２４を発生する。サブキャリア時間変調器１０１６は変調サブキャリア信号１０２４を使用して符号化タイミング信号１０１４のパルス位置変調を行う。
その他の非正弦波および／または非連続波形も本発明との関連でサブキャリアとして使用できる。変調サブキャリア信号１０２４は、符号化タイミング信号１０１４のパルスの位置を時間シフトするためにサブキャリア時間変調器１０１６で使用する。つまり、出力段をトリガする信号（この場合、変調符号化したタイミング信号１０２６）はパルス位置変調したパルス列である。
周波数または波形が異なるサブキャリアを使用して、インパルス・ラジオ信号のチャンネル化を追加できる。つまり、インパルス・ラジオ・リンクは、各チャンネルで別のサブキャリアを使用することにより、同時に独立した多数のチャンネルで通信できる。
これを示すためには、同じＰＮコードで動作する２組の独立したインパルス・ラジオのユーザの対を考える。第１のユーザの対は第１のディスクリート周波数の１つの正弦波サブキャリアを発生するサブキャリア発生器および変調器１０２２を有するインパルス・ラジオで通信する。第２のユーザの対は、第１の周波数とは別で、第２のディスクリート周波数の１つの正弦波サブキャリアを発生するサブキャリア発生器および変調器１０２２を有するインパルス・ラジオで通信する。各ユーザ対は、適当なサブキャリア周波数で伝送される情報だけを再現するように２組のインパルス・ラジオを（後述するように）設定することで、互いに隔絶された通信を有することができる。この図示に関して、インパルス・ラジオ・オブキャリア技術を用いることで、さらに多くのインパルス・ラジオ・チャンネルが利用できる。
これ以外では、２対のインパルス・ラジオ・ユーザは各対が別のＰＮコードと同じサブキャリアを使用する場合に隔絶した通信を有する。さらに、チャンネル化はラジオの組をＰＮコードおよび／またはサブキャリアとは独立して、別のパルス反復レートで動作させることにより実現できる。
新規なサブキャリア段の結果は、情報チャンネルの忠実度の拡張である。この利点は、サブキャリアが本質的に情報を雑音に強くするという事実に帰属している。以下のIII.2(b)セクションで詳細に説明するように、インパルス・ラジオ受信器で受信したモノサイクル・パルスと一致するように設計した波形のテンプレート信号が生成される。テンプレート信号は、送信器の既知のＰＮコードにしたがって時間的に位置付けられ、受信したインパルス・ラジオ信号と相互相関する。相互相関出力を積分して雑音のないインパルス・ラジオ信号を復元する。このようにして取り出してから、信号を復調してサブキャリアを除外し、情報信号を得る。
本発明によるインパルス・ラジオ送信器の別の実施例を図１１に図示する。この実施例では、コード時間変調器１００８とサブキャリア時間変調器１０１６が逆転している。図１１に図示したように、情報ソース１０１８はサブキャリア発生器および変調器１０２２へ情報信号１０２０を出力する。さらに、サブキャリア発生器および変調器１０２２はサブキャリア時間変調器１０１６へ変調サブキャリア信号１０２４を出力する。サブキャリア時間変調器１０１６は変調サブキャリア信号１０２４を使用して周期タイミング信号１００４を時間位置変調し、変調タイミング信号１１４０を生成する。図１０に関連して上記で説明したサブキャリア変調技術のどれかを使用できる。
コード・ソース１００６は、同期のために周期タイミング信号１００４を受信してコード時間変調器１００８へコード信号１０１０を出力する。コード時間変調器１００８はコード信号１０１０を用いて変調タイミング信号１１４０をさらに時間位置変調し、変調符号化したタイミング信号１１４２を出力する。図１０に図示した実施例と同様の方法で、図１１に図示した変調符号化したタイミング信号１１４２が出力段１０２８に提供される。図１０との関連で既に説明したように、インパルス・ラジオ送信器は放射信号１０１２を出力する。
図１１の上述の説明は、インパルス・ラジオ送信器経由で送信しようとする信号に必要な符号化とサブキャリア変調を提供するためインパルス・ラジオ送信器に行うことのできる多くの変更の例である。図１０と図１１に関連して説明した上記の実施例は例として示されたもので、これに制限されるものではない。インパルス・ラジオ送信器の図１０および図１１のブロック図と同様の構成は本発明の範囲から逸脱することなく上記の開示に基づいて関連技術の熟練者には明らかになろう。
別の送信器の実施例が図１２に図示してある。この実施例では、加算器１２０２または同様の回路を用いてコード信号１０１０と情報変調サブキャリア信号１２０４を加算する。加算器１２０２はコード変調サブキャリア信号１２０６をコード・タイミング変調器１２０８へ出力する。コード・タイミング変調器１２０８は図１０のコード時間変調器とサブキャリア時間変調器１０１６の機能を実行する。コード・タイミング変調器１２０８はコード変調サブキャリア信号１２０６を用いて周期タイミング信号１００４を変調し、変調符号化したタイミング信号１０２６を発生する。図１２の受信器の残りのエレメントは図１０に関連して議論したように動作する。図１０との関連で上記で説明したサブキャリア変調技術のどれかを使用できる。
さらに別の実施例において、変調は、情報信号１０２０を用いてコード信号１０１０を直接変調することで行える。これが図１３に図示してある。加算器１２０２はコード信号１０１０と情報信号１０２０とを変調（加算）して、変調信号１３０２を生成するように構成してある。コード・タイミング変調器１２０８は、変調信号１３０２を用いて周期タイミング信号１００４を変調し、変調符号化したタイミング信号１０２６を発生する。図１３の受信器の残りのエレメントは、図１０に関連して議論したように動作する。
情報で変調されていないサブキャリアも符号化タイミング信号を変調するために使用でき、または符号化タイミング信号それ自体を変調なしに送信できる。これら２つの実施例は、ビーコンまたはトランスポンダのようにインパルス・ラジオの単なる存在を通信するために使用できる。別のインパルス・ラジオ・ユニットを別のＰＮコードと別のサブキャリアに割り当てて多くの動作用途を実現できる。
III.2.b 受信器
１チャンネル・サブキャリア・インパルス・ラジオ通信システム用のインパルス・ラジオ受信器９０３について図１４を参照して説明する。
インパルス・ラジオ受信器（以下受信器と呼ぶ）１４００は伝搬して来たインパルス・ラジオ信号１４０４を受信するための受信アンテナ１４０２を含む。受信した信号１４０６は、受信アンテナ１４０２に接続された受信器送信線１４１０を経由して相互相関器１４０８へ入力される。
受信器１４００はデコード・ソース１４１０と調整可能時間ベース１４１４も含む。デコード・ソース１４１０は、伝搬して来た信号１４０４を送信した関連するインパルス・ラジオ送信器（図示していない）で使用されるＰＮコードに対応するデコード制御信号１４１２を生成する。調整可能時間ベース１４１４は受信した信号１４０６の各パルスと実質的に等価な波形を有するテンプレート信号のパルス列を含む周期タイミング信号１４１６を生成する。受信した信号１４０６の各パルスはガウス・モノサイクル・パルスの微分(derivative)に類似する。
図１５は受信器１４００との関連で受信した信号１４０６に対応するパルス１５０２の代表的なプロットを示す。パルス１５０２は、図３のパルス３０２と同様の波形を有する放射信号（モノサイクル・パルス）に対応する。パルス３０２と同様の波形を有する電磁モノサイクル・パルスが受信アンテナ１４０２へ入射する時、受信アンテナは、出力に現われる電気的波形がパルス１５０２の形状を有するような固有の特性を有する。インパルス・ラジオ・アンテナが反転すると、パルス１５０２は反転した電圧となる。
図１６は相互相関処理を示す。図１６はテンプレート信号パルス１６０２の波形と、時間増分Δｔにおいて受信した（インパルス・ラジオ・パルス）信号１４０６の波形を示す。曲線１６０４は連続波形ではないが、受信した信号１４０６がロックからテンプレート信号パルス１６０２だけスライドして各Δｔ時間配列で得られた相関電圧を表わす。受信した信号１４０６の各Δｔはパルス１５０２と比較した場合反転電圧であることに注意する）。受信した信号１４０６と相関させるために使用するテンプレート信号パルスの時間的位置はデコード・タイミング変調器１４１８で設定される。
変調伝達関数として相互相関関数を用いる効果は、受信器出力を入力振幅の非線形関数とすることである。ベースバンド変調では、これは望ましくない。しかし、ＦＭ、ＰＳＫ、ＦＳＫ、およびマンチェスタ等のサブキャリアでは、高調波が簡単にフィルタできるので、あらゆる歪みを排除できる。このようなフィルタリングでは、ベースバンド変調を用いる場合には高調波がベースバンドに留まるため高調波を除去できず、信号は復元不可能である。
図１４に戻ると、デコード制御信号１４１２および周期タイミング信号１４１６はデコード・タイミング変調器１４１８で受信される。デコード・タイミング変調器１４１８は、デコード制御信号１４１２を使用して周期タイミング信号１４１６を時間的に配置し、デコード信号１４２０を生成する。デコード信号１４２０は送信器の既知のＰＮコードと時間的に一致するので、受信した信号１４０６を相互相関器１４０８で検出できるようになる。
相互相関器１４０８で実行される検出処理はデコード信号１４２０と受信した信号１４０６相互相関演算を含む。相互相関の時間に対する積分がベースバンド信号１４２２を生成する。II.Aセクションで既に議論したように、相互相関信号の時間に対する積分で雑音からインパルス・ラジオ信号を取り出す。
本実施例において、ベースバンド信号１４２２は、サブキャリア・デコーダ１４２４で復調されてサブキャリアが除去され、復調情報信号１４２６を得る。復調情報信号１４２６は送信器の情報信号と実質的に同一である（図１０の１０１８を参照）。
ベースバンド信号１４２２はローパスフィルタ１４２８へも入力される。ローパス・フィルタ１４２８を含む制御ループ１４２９は、エラー信号１４３０を生成してマイナーフェーズ調整を調節可能時間ベース１４１４に提供し、受信した信号１４０６の位置に対する周期タイミング信号１４１６の時間的位置づけを行うために用いる。
サブキャリア実施例は、高い信頼性の音声、データ、および／または画像通信のためにベースバンド雑音を減少することにより、少ない信号圧縮と低い信号歪みを提供する。相互相関器を用いる変調での線型性要件は、本発明のサブキャリア技術を用いることにより大幅に緩和される。変調伝達特性は、低歪みスピーチまたは音楽をうまく伝達するために極端に線形である必要がある。非サブキャリア・ベースバンド・インパルス・システムでこれを実現するのは非常に難しい。
情報信号は雑音によって簡単に擾乱される雑音の多くはベースバンドに集まり、ナイキスト周波数(Nyquest frequency）まで周波数が高い程減少する。例えば毎秒１．４メガパルスのレートを用いるインパルス・ラジオでは、ナイキスト周波数は約７００ｋＨｚである。この例では、約７００ｋＨｚまでのサブキャリアを用いてインパルス・ラジオ・システムを実質的に雑音に強くすることができる。
ＦＭサブキャリア実施例では、フェーズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ）周波数デコーダを使用する。フェーズ・ロックド・ループの特性は受信信号のバンド幅取り込みおよびその他の基本的側面を決定する。オプションのバンドパス・フィルタをフェーズ・ロックド・ループより前で直列に使用し、フェーズ・ロックド・ループで行う復調のスペクトルを狭めることができる。
III.3 ２またはそれ以上のサブキャリア・チャンネル
（例：音声、デジタルデータ、および制御情報）
本発明のサブキャリア・インパルス・ラジオの大きな利点は、多数のサブキャリアが、同時送信のため同じ符号化タイミング信号にパックできることである。１つのインパルス・ラジオ・ウルトラ・ワイドバンド送信での３つのサブキャリアの例が、図１７から図１９において、アナログとデジタル両方の実施のために図示してある。
図１７は、３つのサブキャリア発生器／変調器（ＳＣ ＧＥＮ／ＭＯＤ）１７０２、１７０４、１７０６を有し、各々が異なるサブキャリア周波数を有するインパルス・ラジオ送信器の概略図を示す。送信器の基本アーキテクチャは図１０の実施例に基づいている。例えば、主サブキャリア発生器／変調器１７２０（破線で囲んで示してある）はサブキャリア発生器／変調器１０２２と同様のものである。しかしこの例は上記で開示した送信器およびその等価物のいずれとの動作するように変更できる。
音声情報ソース（ＶＩＳ：voice information source）１７０８は、第１のサブキャリア信号（図示せず）の変調のため、線１７２２経由でサブキャリア発生器／変調器（図１７ではＳＣ ＧＥＮ／ＭＯＤと略記してある）１７０２へ供給される。第１のサブキャリア信号は、サブキャリア発生器／変調器１７０２で内部的に生成されるかまたは外部的に生成されて、主サブキャリア発生器／変調器１７２０への入力として供給される。
同様に、モデム出力またはファクシミリ送信等のデジタル・データ・ソース（ＤＤＳ：digital data source)１７１０は、第２のサブキャリア信号の変調のため線（またはバス）１７２４経由で第２のサブキャリア発生器／変調器（図１７ではＳＣ ＧＥＮ／ＭＯＤと略記してある）１７０４へ供給される。最後に、デジタル制御情報ソース（ＣＩＳ）１７１２は、第３のサブキャリア信号変調のため線（またはバス）１７２６経由で第３のサブキャリア発生器／変調器（図１７ではＳＣ ＧＥＮ／ＭＯＤと略記してある）１７０６へ供給される。第２と第３のサブキャリア信号は、サブキャリア発生器／変調器１７０４、１７０６で各々生成されるか、または外部的にサブキャリア発生器／変調器１７２０への入力として供給する。
デジタルＣＩＳ１７１２はインパルス・ラジオ受信器へ制御情報を提供する。セルラホン電話トランシーバ型のシステムでは、このようなデジタル制御情報はルーティング情報、スケジューリング情報、ベル信号(ring signal）等を含み得る。事実上あらゆる種類の制御信号、またはそのことについてインテリジェンスを使用してサブキャリア信号を変調できる。
３つの変調サブキャリア信号は、３つのサブキャリア発生器／変調器１７０２、１７０４、１７０６から線１７２８、１７３０、１７３２経由で出力され、加算回路１７１４で加算される。得られた信号１７１６はサブキャリア時間変調器１０１６へ送出され、ここで符号化タイミング信号１０１４を変調して変調符号化したタイミング信号１０２６を生成するために使用される。サブキャリア時間変調器１０１６から出力される変調符号化したタイミング信号１０２６は、出力段１０２８へ供給され、前述したように放射信号１０１２として送信される。
２つの代表的な複数サブキャリア・チャンネル・インパルス・ラジオ受信器が図１８と図１９に図示してある。各受信器は、例えば図１７の送信器から送信された、３つのサブキャリア・チャンネルを復調するためのコンポーネントを有する。図１８および図１９の受信器の基本的アーキテクチャは図１４の実施例またはその等価物に基づいている。
図１８は、代表的なアナログ実施例では、相互相関器１４０８とこれに続く複数のアナログＦＭ復調ブランチを図示している。相互相関したベースバンド信号１４２２は、図１４との関連で議論したように、受信信号１４０６から生成される（制御ループのエレメントを使用するが、図１８および図１９には図示していない）。各ブランチ（分岐）はバンドパスフィルタ１８０２（例えばＬＣ型またはスイッチド・キャパシタ・フィルタ(switched capacitor filter))とフェーズ・ロックド・ループ・ブロック１８０４を使用して１つのサブキャリアを復調する。つまり、３つの独立して、同時に送信された情報信号が復元され、ＯＵＴＰＵＴ１〜３で利用できるようになる。
図１９に図示したデジタル実施例では、相互相関したベースバンド信号１４２２はアナログ−デジタル変換器（Ａ／ＤＣ）１９０２を用いてデジタル信号に変換される。デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１９０４、例えばモデル番号ＴＭＳ３２０Ｃ４０（テキサスインスツルメント社製、テキサス州ダラス）等と、フーリエ変換等を用いる既知のデジタル信号プロセッサ・アルゴリズムとを使用して、信号１９０３にエンコードされた３つの別々のサブキャリアをデジタル的に復調する。デジタル復調した情報はデジタル−アナログ変換器（Ｄ／ＡＣ）１９０６を用いてアナログに再変換する。音声信号はデジタル−アナログ変換器１９０６を使用してアナログ対応部分へ再変換され、ＯＵＴＰＵＴ１で利用可能になる。デジタル・データ信号は出力されるかそれ以外にもデジタル信号プロセッサからＯＵＴＰＵＴ２で直接利用可能になる。最後に、制御信号が出力されるか、それ以外にもデジタル信号プロセッサから直接ＯＵＴＰＵＴ３でまたはデジタル−アナログ変換器１９０６によるデジタル−アナログ変換の後で利用可能になる。複数サブキャリアの追加はインパルス・ラジオ信号のワイドバンド特性に影響を与えない。
IV．時間変調器
このセクションは、コード時間遅延、サブキャリア時間遅延、およびこれら両方の組み合せに使用される時間変調器に関する。時間変調器をサブキャリア・インパルス・ラジオ通信に使用するための幾つかの実施例の動作と構造を説明する。
本発明の各種実施例によれば、インパルス・ラジオ送信器はコード時間変調器（例えば１００８）とサブキャリア時間変調器（例えば１０１６）、ならびにコードおよびタイミング変調器（例えば１２０８）を含む。これらの変調器の各々は、トリガ信号（例えばコード信号１０１０または変調サブキャリア信号１０２４）が伝送する情報にしたがって信号（例えば周期タイミング信号１００４）を時間遅延させる機能がある。つまり、各々の変調器（例えば１００８、１０１６、または１２０８）は遅延発生器と考えられる。数値入力信号を有する遅延発生器はバイナリ−時間遅延発生器(binary-to-time delay generators）と呼ばれる。
バイナリ−時間遅延発生器は、現在利用可能な市販のＩＣを使用して実施できる。数値入力を有する好適な遅延発生器は、イリノイ州ショームバーグのモトローラ社で製造されているＭＣ１００Ｅ１９６ＥＣＬ（エミッタ結合ロジック）デバイスである。しかし、本発明によるインパルス・ラジオ信号に関連して、このような従来のバイナリ−時間遅延発生器は、インパルス・ラジオ受信器においてインパルス・ラジオ信号の正確な復元ができるような正確な時間遅延を提供していない。言い換えれば、モノサイクル・パルスの代表的なパルス持続時間である１５７ｐｓ（ピコ秒）程度の時間遅延は、従来のバイナリ−時間遅延発生器を用いると正確に発生できない。
Ｖ．線形化
このセクションは、インパルス・ラジオ送信器と受信器の両方での時間変調器の線形化に関する。時間変調器の線形化により、インパルス・ラジオ送信器および受信器はインパルス・ラジオ通信で必要な精度を有する時間遅延を生成できる。
第ＩＶ部で説明した時間遅延の問題を解決するため、本発明の発明者は、バイナリ−時間遅延メーカーから提供された仕様（例えば性能曲線）の統計的分析を実行した。この作業に基づいて、発明者は、デバイスの非線形動作特性が分かっていれば、従来のバイナリ−時間遅延発生器の非線形動作特性が補償できることを発見した。つまり、本発明のさらなる態様によれば、インパルス・ラジオ送信器は従来のバイナリ−時間遅延発生器との関連で、あらゆる非線型性を補償するための線形化参照リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）（図示していない）を含む。これによりインパルス・ラジオ送信器は１５７ピコ秒の要件より十分下まわる制度を有する時間遅延を発生できる。
図２０は、遅延時間（ピコ秒）と従来のバイナリ−時間遅延発生器でのバイナリ（即ち数値）入力値を示すプロットである。曲線２００２は、従来のバイナリ−時間遅延発生器の正確な時間遅延出力特性の例を示す。本発明で使用するバイナリ−時間遅延発生器の望ましい出力は曲線２００４で示してある。
例えばバイナリ入力値１８では、曲線２００２の点２０１０は、従来のバイナリ−時間遅延発生器の実際の出力を表わしている。バイナリ入力値１０は、従来のバイナリ−時間遅延発生器の出力に５０ｐｓの時間遅延を発生する典型的な入力である。しかし、数値入力値１０を与えられると、従来のバイナリ−時間遅延発生器は、点２００６で示すように、所望する５０ｐｓではなく、約１５ｐｓの実際の出力値のみを発生することがある。つまり、この例で５０ｐｓの遅延を生成するためには、曲線２００２の点２０１０で示したように、数値入力値１８を入力して所望の遅延５０ｐｓを発生する必要がある。
送信器と受信器のディザ発生器を線形化するのが一般に望ましいが、実際には同じディザ対数値入力マッピングの線形性を有することだけが必要で、必ずしも直線でなくともよい。
本発明によれば、図２０に図示した種類の線形化データを使用して従来のバイナリ−時間遅延発生器の実際の応答を所望する時間遅延にマッピングする。この線形化データ、またはマッピングは、線形化リード・オンリー・メモリ（ＲＯＭ）に記憶される。
１と０を送信するためには、時間的に前向きまたは後向きのどちらかでパルスを時間変調する。言い換えれば、インパルス・ラジオ受信器で受信した時に論理値１を発生することを意図しているインパルス・ラジオ信号は、インパルス・ラジオ送信器でわずかに前向きに時間配置される。論理値０として受信されることを意図しているインパルス・ラジオ信号は、インパルス・ラジオ送信器でわずかに後向きに時間シフトされる。
インパルス・ラジオ受信器の相互相関器１４０８は、その時間位置をもっとプラス側またはもっとマイナス側の電圧増分に変換する。バンドパス・データ・フィルタを用いてデータストリームの信号対雑音比を最大化する。バンドパス・データ・フィルタのバンド幅は、関連技術の熟練者には明らかなように、送信ボーレートのほぼ半分にセットする。コンパレータはこれらの電圧を１と０の論理的等価物に変える。１と０の両方についてパルスを供給する必要があるのは、パルスがないと、コンパレータ閾値での雑音がランダム出力を発生することがあるためである。プラスとマイナスの情報がサンプルの間のセパレーション（即ち電圧差）が大きいほど、信号対雑音比が向上しビット・エラーレートが低くなる。
１と０が信号を時間シフトさせるため、線形化ＲＯＭは、論理値１についてインパルス・ラジオ信号の独立した線形化情報と論理値０についてインパルス・ラジオ信号の独立した線形化情報とを記憶する必要がある。所定の情報（データ）送信レートでは、インパルス・ラジオ送信論理値１と０は、有限量だけそれぞれ時間的に前後にシフトさせ、インパルス・ラジオ受信器の相互相関器がデータストリーム中の論理値１を論理値０から正しく識別できるようにする必要がある。
１．３ＧＨｚのモノサイクル・パルスで選択した中心周波数について、論理値１で所望の前向きシフトと論理値０での後向きシフトは１５７ｐｓのシフト値である。中心周波数が２倍になると、時間シフト量は半分になる。つまり、線形化ＲＯＭは、線形化数値を表わす１つ（８ビット）のデジタル値を記憶しておき、線形化ＲＯＭからコード時間変調器１４０８へ出力する際に、正しい１５７ｐｓの時間シフトが実現できるようにしなければならない。好適実施例では、線形化ＲＯＭは１５７ｐｓの前向きシフトのための１つの８ビット数値と、１５７ｐｓの後向きシフトのための第２の８ビット数値とを記憶する。１５７ｐｓのシフトに加えて、他のなんらかの時間シフトの前向きおよび後向きシフトを実現するため、線形化ＲＯＭはさらに前向きと後向き時間シフトのための８ビット数値を記憶する必要がある。送信器が変調値としてゼロ時間シフト（公称値）と１５７ｐｓの２倍（各々デジタル値の０と１に対応する）を使用する場合、復調受信器でも同じものを参照することに注意する。
V.1 送信器
図２１は本発明による上記の線形化方式を示す高レベル・ブロック図である。しかし、例えば図１０のコード時間変調器１００８で生成される変調符号化したタイミング信号１０２６と対照的に、直接デジタル符号化タイミング信号２１０２は、図２１のブロック図に図示したように、コード時間変調器１００８で発生する。
この実施例では、時間ベース１００２が周期タイミング信号１００４をコードソース１００６へ出力する。周期タイミング信号１００４はコード時間変調器１００８にも提供され、これはこの実施例ではバイナリ−時間遅延発生器である。
この実施例では、コードソース１００６はアドレス・カウンタ２１０４と２つのリード・オンリー・メモリ（ＲＯＭ）２１０６、２１１０を含む。
同期タイミング信号１００４は、アドレス・カウンタ２１０４をインクリメントしてカウンタが多ビットアドレス２１０５を出力する。この実施例では、アドレス・カウンタ２１０４は、周期タイミング信号１００４の各パルスについて１５ビット幅のアドレス２１０５を出力する。
アドレス・カウンタ２１０４から提供されたアドレス２１０５を用いてＰＮコードＲＯＭ２１０６をアクセスする。ＲＯＭ２１０６は所定のモジュロのＰＮ（擬似ランダム雑音：pseudo-random noise)コードを記憶する。（これ以外に、ＥＥＰＲＯＭ、ＲＡＭ、シフトレジスタ、その他等の他のメモリ装置を使用できる。）アドレス・カウンタ２１０４から出力された各アドレス２１０５はＲＯＭ２１０６の記憶ロケーションをアクセスし、ＲＯＭはこれに応答してＰＮコード２１０８（１５ビットＰＮコードが望ましい）を出力する。（前述のように、ＰＮコードは、インパルス・ラジオ信号のモノサイクル・パルスの線形化と拡散のためパルスの（例えば周期時間信号パルスまたはデジタル・データ信号パルス）時間的に前または後ろへの時間位置変調に用いられる）。
線形化データは、線形化ＲＯＭ２１１０でアドレス可能なロケーションに記憶される。線形化データは、線形化ＲＯＭ２１１０のアドレス入力へのアドレス（例えば１６ビットアドレス）の印加によりアクセスされる。本発明の好適実施例によれば、１６ビットアドレスは、例えばＰＮコードＲＯＭ２１０６から出力される１５ビットＰＮコード２１０８と、情報ソース１０１８から提供された１ビット・デジタル・データ・ソース（図１０の１０２４に類似して破線２１０７で図示してある）との連結により構成される。
これ以外にも、情報ソース１０１８から提供されたデジタル・データを用いて、本明細書で説明したように、サブキャリア発生器／変調器１０２２を使用するサブキャリアを変調できる。この場合、サブキャリア発生器／変調器１０２２は、線形化ＲＯＭ２１１０へ1ビット・デジタル・データ信号（実線２１０９参照）を提供することになる。
完全な入力アドレス（この例では１６ビット）の同時受信に応答して、線形化ＲＯＭ２１１０は線形化変調タイミング信号２１１２（図１２の１２０６および図１３の１３０２に類似している）を出力する。線形化変調タイミング信号２１１２は８ビット幅が望ましく、コード時間変調器１００８（即ちバイナリ−時間遅延発生器）へ提供される。コード時間変調器１００８は、線形化変調タイミング信号２１１２を使用して周期タイミング信号１００４を時間遅延させ、また直接デジタル符号化タイミング信号２１０２を出力する。
線形化ＲＯＭ２１１０は、ＰＮコードＲＯＭ２１０６から提供された時間遅延量を正しく線形化するために線形化データを記憶する。線形化ＲＯＭ２１１０へ提供される各１５ビット擬似ランダムコード２１０８は、線形化ＲＯＭ２１１０へ同時に提供されるデジタル・データビット２１０７の時間変調に使用されるディザ時間遅延を表わしている。この実施例では、２の１５乗（２３，７６８）個の異なる時間遅延量を用いて論理値１の前向き時間シフトまたは論理値０の後向き時間シフトを時間変調できる。インパルス・ラジオ受信器で相互相関に先立ってＰＮ雑音コードで構成される時間遅延の変調によりデータの復元ができる。この動作を説明するインパルス・ラジオ受信器の好適実施例を以下で説明する。
図２２は線形化ＲＯＭ２１１０を示す機能図である。図２２のロケーション２２０２と２２０４は、各々高位アドレスと低位アドレスでアドレスされる線形化ＲＯＭ２１１０内部の記憶ロケーションを表わしている。この例では、各々の記憶ロケーションは８ビットのデータを記憶できる。即ち、この例では、線形化ＲＯＭ２１１０内部に記憶されたデータは、２つのグループ、ロケーション２２０２のデータとロケーション２２０４のデータに分けられる。第１のグループのデータ（ロケーション２２０２）は、デジタル・データ・ソース２１０７が例えば論理値１の時に使用される線形化データを表わし、第２のグループ（ロケーション２２０４）に記憶されている線形化データは、デジタル・データ・ソース２１０７が論理値０の時に使用される線形化データを表わしている。つまり、ＲＯＭアドレスの最上位ビットを構成するデジタル・データ・ソース２１０７の論理値は、線形化データがブロック２２０２からまたはブロック２２０４から出力されるかを表わしている。
線形化ＲＯＭ２１１０の下位１５個のアドレス入力へ印加される１５ビットのＰＮコード２１０８は、選択したロケーション２２０２または２２０４のセットどちらかの内部のどの特定のＲＯＭロケーションが線形化ＲＯＭ２１１０から出力されるかを選択するために使用する。
本発明のさらなる実施例において、ＰＮコードは線形化データと数学的に組み合せることができ、得られた数値情報を直接単一のＲＯＭ等に記憶できる。このさらなる実施例では２個のＲＯＭの必要性を回避している。アドレス・カウンタ２１０４は単一のＰＮコード／線形化ＲＯＭへアドレスを単に直接入力する。（拡散スペクトル理論では、ＰＮコードの各エレメントは「チップ」と呼ばれる。つまり、モジュロＮの長を有するＰＮコードは合計Ｎ個のチップを含む）第１のＲＯＭが各コードチップについて所望の遅延値を出力し各々の遅延値を線形化する代わりに、単一のＲＯＭを用いて各コードチップで所望の遅延の線形化したものを記憶することができる。
インパルス・ラジオ送信器のさらに別の実施例が図２３のブロック図に図示してある。図２３では、ＰＮコードと線形化ＥＰＲＯＭ２３０２の組み合せを用いて、コード時間変調器１００８で生成すべき時間遅延量を表わす８ビット符号化情報信号２３０４を生成する。ＰＮコードの使用はコードスイッチ２３０６を用いてＯＮ／ＯＦＦ切り換えできる。コードは様々な理由により、例えば加速した信号の取得とロックをインパルス・ラジオ受信器で行える独立演算モード等で、排除することができる。コードスイッチ２３０６は、簡単なスイッチ、独立制御ロジック、およびマイクロプロセッサ等で制御できる。コードスイッチがオンだと、図２３に図示したように、時間ベース１００２を用いて、図２１との関連で前述したように、アドレス発生器２１０４をクロックする。しかし、図２３では、時間ベースはＶＣＯ２３０８とプログラマブル分周器２３１０によって実施されるように図示してある。ＶＣＯ２３０８とプログラマブル分周器２３１０で実行される機能は関連技術の熟練者には明らかであろう。
図２３に図示した実施例によれば、カウンタのスタート・ページ・ブロック２３１２、カウンタのストップ・ページ・ブロック２３１４、およびカウンタのリミット・コンパレータ・ブロック２３１６が含まれている。カウンタのスタート・ページ・ブロック２３１２は、アドレス発生器２１０４へ開始アドレスを示すようにアドレス（１５ビットが望ましい）を供給する。カウンタのストップ・ページ・ブロック２３１４はカウンタのリミット・コンパレータ・ブロック２３１６へアドレス（これも１５ビットが望ましい）を供給して停止アドレスを表わす。カウンタのリミット・コンパレータ・ブロック２３１６は、アドレス発生器２１０４で生成したアドレスと、カウンタのストップ・ページ・ブロック２３１４から供給されるストップ・ページ・アドレスとを比較するロジックを含む。カウンタのリミット・コンパレータ・ブロック２３１６はロード信号２３１７を生成し、これらのアドレスの比較が等しくなった時にロード信号２３１７をアドレス発生器２１０４へ転送する。ロード信号２３１７の受信に応答して、アドレス発生器２１０４がリセットされ、カウンタのスタート・ページ・ブロック２３１２で指定された１５ビットアドレスでまたカウントを開始する。スタート・ページ・アドレスからストップ・ページ・アドレスまでのカウント処理は連続的に繰り返される。これらのアドレスの反復により、ＰＮコードおよび線形化ＥＰＲＯＭ２３０６は、カウンタのスタート・ページとカウンタのストップ・ページ・アドレスの間の差で決定される長さのＰＮコード・モジュロによりデジタル・データを変調できる。
前述したように、ＰＮコードと線形化ＥＰＲＯＭ２３０２の組み合せを用いて８ビット符号化情報信号２３０４を生成し、これがコード時間変調器１００８で生成すべき時間遅延量を表わす。コード時間変調器１００８は、周期タイミング信号１００４を用いて符号化情報信号２３０４を時間位置変調する。コード時間変調器１００８は、図２１との関連において前述したように、直接デジタル符号化タイミング信号２１０２を出力する。
図２３に図示した実施例は、ＦＭサブキャリア変調器２３１８も含んでいる。ＦＭサブキャリア変調器２３１８は正弦波信号２３２０を生成する。正弦波信号２３２０は、加算器２３２２でベースバンド・オーディオ・ソース２３４４から供給されたベースバンド・オーディオ信号２３４２と加算される。ベースバンド・オーディオ・ソースは情報ソース１０１８の一例であることに注意されたい。
加算器２３２２は、図１０との関連で前述したのと同様の方法で、サブキャリア時間変調器１０１６が使用する変調器信号２３２４を出力する。インパルス・ラジオ受信器で復号した時、復元された正弦波信号２３２０はインパルス・ラジオ受信器で制御信号として使用できる。つまり、図２３に図示したインパルス・ラジオ送信器の実施例は、単一のインパルス・ラジオ送信で３つの別々の情報を伝送する信号を送信する。これら３つの情報を伝送する信号は、デジタル・データ２１０７、正弦波信号２３２０、およびベースバンド・オーディオ信号２３４２を含む。
これ以外に、図２３のブロック２３４４は、図１０との関連で前述したようなサブキャリア発生器／変調器１０２２で置き換える、またはブロック１０１８と２３１８を図１７との関連で前述したようなサブキャリア発生器／変調器１７０２、１７０４、１７０６の１つで置き換えることができる。
さらに別の実施例によれば、直接デジタル符号化タイミング信号２１０２は出力段１０２８へ直接入力できる。この実施例では、マンチェスター符号化が実行されるサブキャリア変調の唯一のかたちである。他の構成は本開示を熟読した後では関連技術の熟練者に明らかであろう。
V.2 受信器
インパルス・ラジオ受信器のさらなる実施例が図２４に図示してある。インパルス・ラジオ受信器のこの実施例は、図１４との関連で前述した受信器と多くの側面で類似している。図２４に図示してある受信器は相互相関器１４０８、サブキャリア・デコーダ１４２４、ローパスフィルタ１４２８、調整可能時間ベース１４１４、復号タイミング変調器／復号ソース２４０２、擬似マンチェスター・デコーダ２４０４、マイクロプロセッサ２４０６を含む。
本実施例によれば、伝搬信号（１４０４）はインパルス・ラジオ受信アンテナ１４０２で受信され、アンテナは受信した信号１４０６をＲＦ増幅器２４０８へ渡す。ＲＦ増幅器２４０８は受信した信号を増幅し相互相関器１４０８へ渡す。
相互相関器１４０８は、乗算器２４１０、トリガした波形発生器２４１２、増幅器２４１４、積分器２４１６、サンプルおよびホールド・ユニット２４１８、遅延ユニット２４２０を含むことができる。乗算器２４１０は線形モードで動作するのに適したダブル平衡ミキサー(double balanced mixer）である。乗算器２４１０はトリガした波形発生器２４１２で生成したテンプレート信号２４２２と受信した信号を線形的に乗算する。乗算器２４１０の積信号２４１５は増幅器２４１４でバッファされてから積分器２４１６で時間的に積分される。積分器は基本的に、モノサイクル（即ち１５７ｐｓ）の幅と類似した時間スケールで応答するのに適するような１次ローパスフィルタである。積分器２４１６は、信号２４１７のピーク値をホールドするサンプルおよびホールド・ユニット２４１８へ信号２４１７を出力する。
遅延ユニット２４２０はサンプルおよびホールド・ユニット２４１８の正しいトリガのためのユニットである。遅延ユニット２４２０により乗算器２４１０および増幅器２４１４で発生した遅延と積分器安定時間が可能になる。１つの実施例において、遅延ユニット２４２０は、積分器２４１６で発生したピーク値の後で約１０ないし１５ナノ秒トリガを遅延させる。その結果、サンプリングは積分値が劣化する前に発生する。
インパルス・ラジオ受信器のこの実施例によれば、デコード信号１４２０は、図２１との関連で前述した直接デジタル符号化タイミング信号２１０２の生成と同様の方法で生成される。インパルス・ラジオ受信器中とインパルス・ラジオ送信器中におけるブロック２４０２の主な相違点は、デジタル・ソースがＰＮコード／線形化ＲＯＭのアクセスに用いられないことである。
デコード・タイミング変調器／デコード・ソース２４０２はバイナリ−時間遅延発生器２４２４、ＰＮコードおよび線形化ＲＯＭ２４２６、およびアドレス・カウンタおよびリミット・ロジック・ブロック２４２８を含む。スタート・アドレスおよびストップ・アドレス信号は、各々線２４３０と２４３２経由でマイクロプロセッサ２４０６からアドレス・カウンタおよびリミット・ロジック・ブロック２４２８へ供給される。アドレスは、バス２４３４経由でアドレス・カウンタおよびリミット・ロジック・ブロック２４２８から出力される。アドレス・カウンタおよびリミット・ロジック・ブロック２４２８は、調整可能時間ベース１４１４によって提供される周期タイミング信号１４１６でトリガする時に、ＰＮコードおよび線形化ＲＯＭ２４２６にアクセスするためのアドレスを供給する。ＰＮコード（インパルス・ラジオ送信器で使用される既知のＰＮコードに対応するもの）は、バス２４３６経由でＰＮコードおよび線形化ＲＯＭ２４２６から出力されてバイナリ−時間遅延発生器２４２４へ供給される。バイナリ−時間遅延発生器２４２４は周期タイミング信号１４１６（調整可能時間ベース１４１４から受信する）を時間調整してデコード信号１４２０を生成する。
この実施例において、調整可能時間ベース１４１４は、プログラマブル分周器２４３８と、電圧制御発振回路（ＶＣＯ）２４４０を含み、これらは周期タイミング信号１４１６を出力するために使用される。電圧制御信号は、線２４４２経由でマイクロプロセッサ２４０６からＶＣＯ２４４０へ供給されて、関連技術の熟練者には明らかなように、ＶＣＯ出力を調節する。
この実施例では、サブキャリア復調器１４２４は、バンドパスフィルタ２４４４、フェーズ・ロックド・ループ２４４６、およびローパス・フィルタ２４４８を含む。フェーズ・ロックド・ループ２４４６で実行される機能は、図１８の同様のフェーズ・ロックド・ループ（２００４）で実行される機能と等価である。この場合、バンドパスフィルタ２４４４はフィルタした信号２４４５をフェーズ・ロックド・ループ２４４６へ出力する。フェーズ・ロックド・ループ２４４６は、さらに別のローパスフィルタ２４４９経由で同相予測信号２４４７をマイクロプロセッサ２４０６へ出力する。同相予測信号２４４７は、マイクロプロセッサ２４０７に対してサブキャリアの振幅の予測を供給し、マイクロプロセッサ２４０６は信号ロックの品質を評価できる。フェーズ・ロックド・ループ２４４６の復調出力信号２４５０はローパス・フィルタ２４４８でフィルタされ、このフィルタが復調情報信号１４２６を出力する。
図２４のサブキャリア復調器１４２４の全体的な機能と動作は、図１４との関連において前述したのと実質的に同じである。制御ループ１４２９は図１４との関連で前述したのと同じ機能を有する。
さらなるサブキャリア変調は、デジタル・データの擬似マンチェスター符号化を使用する本発明の別の側面にしたがって実現される。「擬似」と称しているのは、従来のマンチェスター符号化ではデジタル復号を実行しているためである。しかし、本発明によれば、マンチェスター符号化した信号の復号はアナログ・ドメインで実行される。擬似マンチェスター符号化は、ベースバンドから、調整可能な時間ベースの積分約数(integral submultiple)または時間ベースの整数乗数(integer multiple)と等しい周波数へデジタル情報をシフトする。これにより、インパルス・ラジオ受信器において正しい復元のためのデジタル・データのコヒーレントなシフトを実現する。
本実施例において、擬似マンチェスター・デコーダ２４０４はバンドパスフィルタ２４５０およびアナログ・マンチェスター・デコーダ２４５２を含む。バンドパスフィルタ２４５０は相互相関器１４０８からベースバンド信号１４２２を受信する。フィルタしたベースバンド信号２４５４はアナログ・マンチェスター・デコーダ２４５２へ供給される。アナログ・マンチェスター・デコーダ２４５２で実行される復号は、送信器で実行される実際の符号化の説明の後で最も良く説明される。
さらに、図２４で番号をつけてある各種信号は、図２５Ａから図２５Ｈに時間（ｔ）対電圧のプロットとして図示してある。さらなる図２５Ｉから図２５Ｌは図２５Ｅから図２５Ｈに対応する周波数対振幅（ＰまたはｌｏｇＰ）のプロットである。
VI．擬似マンチェスター変調
このセクションは、インパルス・ラジオ通信を使用するデジタル・データの変調のための擬似マンチェスター符号化に関する。
図２４との関連ですでに説明した直接デジタル変調アプローチを使用すると、データ・ソースが論理値「１」または論理値「０」の長い文字列を生成する場合に問題が発生する。データはフェーズ・ロックド・ループを使用して復元されるので、このような「１」または「０」の長い文字列の低周波エネルギーはローパス・フィルタ１４２８に現れ、エラー・ループ１４２９に位相エラーを導入することになる。変調周波数成分をエラー・ループ１４２９で予想される周波数成分から分離するための方法が必要である。
そのため、発明者はさらなるサブキャリア実施例を開発した。このさらなるサブキャリア実施例は、周波数がマンチェスター符号化の方法でデータ信号の周波数の少なくとも２倍（２×クロック）の方形波とデータが同期的に排他的論理和（ＸＯＲ）されるような変調方式を含む。インパルス・ラジオ・システムでマンチェスター符号化を使用するのは、データが２×クロックを用いてより高い周波数に変調されるため、サブキャリア技術である。
インパルス・ラジオ受信器は、真のマンチェスター復号で行なわれるようなデジタル的にではなくアナログ的に、この変調を除去する。サンプルおよびホールド（２４１８）からの電圧は同期２×クロックで変調され、ローパス・フィルタと後続のコンパレータ（図示していない）により逐次的に処理される。もっとも簡単な実施例は、ビットレートのほぼ半分より上の周波数にカットオフをセットしてあるローパス・フィルタである。しかし、他の変換方法で使用するにはもっとも複雑なフィルタリングが必要となる。つまり、本発明のこの態様による擬似マンチェスター変調技術は、ノンリターンツーゼロ（ＮＲＺ：non-return-to-zero）デジタル信号をリターンツーゼロ（ＲＺ：return-to-zero）信号へ変換して、インパルス・ラジオ受信器のフェーズ・ロックド・ループにおけるエラーを回避している。リターンツーゼロ・エンコーダは、擬似マンチェスター直接デジタルエンコーダ、周波数シフト変調エンコーダ(frequency shift keying encoder)、Ｎ相位相変調エンコーダ（例えば、４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ：quadrature phase shift keying)または位相振幅変調エンコーダ、または、関連技術の熟練者には明らかなようにその他の周波数変換手段など）が挙げられる。
本発明による擬似マンチェスター符号化方式では、インパルス・ラジオ送信器でマンチェスター符号化の標準実装を使用する。デジタル・データ・ストリームは例えば、ＰＮコードおよび線形化ＥＰＲＯＭ２３０２をアドレスするために使用する前に（図２３参照）、マンチェスター符号化される。デジタル・データ・ストリームのマンチェスター符号化を実現するための回路は関連技術の熟練者には明らかであろう。
図２６と図２７は、それぞれ、本発明による擬似マンチェスター符号化および復号の典型的な波形を示している。図２６では、論理値１と０のサンプル・デジタル・データ・ストリームが一般に波形２６０２で示してある。インパルス・ラジオ送信器では、データは波形２６０４で示してあるデータ信号の周波数の少なくとも２倍の（２×クロック）方形波と排他的論理和を取る。波形２６０４はデータビットのエッジと同期しまた一致した遷移を有する必要がある。波形２６０２と２６０４の排他的論理和の結果は一般に波形２６０６で図示してある。この処理は、各ビット間隔の中央で０から１または１から０への遷移を保証し、長い１または０の列(run）に関連した問題を排除する。
擬似マンチェスター符号化の実施例に関連して、インパルス・ラジオ受信器は擬似マンチェスター復号を実行してデジタル・データ信号を復号する。データを復元するために実行される関数を表わす一組の波形が図２７に図示してある。受信したインパルス・ラジオ信号がインパルス・ラジオ受信器で相互相関されると、バンドパスフィルタ２４５０を通過する。バンドパスフィルタ２４５０の出力２４５４は２７０２で一般に図示してある典型的な波形に類似している。
フィルタされたベースバンド信号２４５４はアナログ乗算器（図示していない）の第１の入力へ供給される。アナログ乗算器の第２の入力は同期した２×クロック信号（２７０４）を受信する。アナログ乗算器はインパルス・ラジオ送信器で実行する処理を逆に行なう。積信号はローパス・フィルタされ、２７０８で波形により一般に図示してあるように所定の比較レベルと比較され、比較データ信号２７１０が得られる。比較データ信号２７１０はデータストローブ信号（波形２７１２で一般に表わされている）の立ち上がり端を経由して、フィルタ（サンプル・アンド・ホールド・ユニットを使用する）のインパルス／応答点のピークでホールドされ、波形２７１４で一般に図示されている復元データ２４６５を発生する。本発明によるアナログ復元技術は、コヒーレント・リンク、即ち同期復元を利用してフィルタリングで論理的な可能な限りの雑音を減少している。
VII．ロック取得方式
この部分はインパルス・ラジオ受信器がインパルス・ラジオ信号のロックを取得し維持するロック取得方式に関する。
全ての通信受信器と同様に、インパルス・ラジオ受信器は、データを復元する前に、信号の「ロック」をまず取得し維持する必要がある。図２８は、インパルス・ラジオ受信器でロックを取得するために実行される動作の高レベルブロック図である。
ステップ２８０２と２８０４でそれぞれ示したように、送信器と受信器がオンになると、マイクロプロセッサ２４０６はＶＣＯ２４４０へバイアスを印加して（ステップ２８０６で図示してある）、ステップ２８０８に図示してあるように、離れた送信器の送信間隔より速いプログラムされたレートでロックループ１４２９をドリフトさせる。百万分のいくつかが典型的なオフセットである。
次に、マイクロプロセッサ２４０６は相互相関器１４０８からの電圧（フィルタ１４２８経由で受信する）をデジタル化し、ステップ２８０８に図示したように、非ゼロ平均電圧を検索する。マイクロプロセッサはレートの差（受信ＶＣＯ対送信器ＶＣＯ）を減少して、ステップ２８１０に図示してあるように、エネルギーが検出された認識時間の付近の時間の走査を開始する。
これ以外には、マイクロプロセッサ２４０６で実行されるデジタル化は、独立したＡ／Ｄコンバータ・ハードウェアを用いて行なうことができる。同様に、フィルタリングは、当業者に明らかなように、マイクロプロセッサ、ディスクリート・コンポーネント、またはアクティブ・フィルタで行なえる。
最大相関エネルギーに対応する時間が検出された時、マイクロプロセッサは、ステップ２８１２に図示したように、相関器の平均電圧がゼロに維持されている追跡アルゴリズムに切り替える。この追跡は、当該技術の熟練者には明らかなように、従来のＣＷフェーズ・ロックド・ループ構成で使用される４相ロック・アルゴリズムと類似している。つまり、追跡アルゴリズムが起動すると、擬似マンチェスター・デコーダ２４０４とサブキャリア復調器１４２４によるデータのサブキャリア復調を開始できる。
VIII．実世界での性能
このセクションでは、プロトタイプの試験により発明者が集めたデータを参照して、実世界でのインパルス・ラジオ通信システムの性能を説明する。
発明者が作成した１つのインパルス・ラジオのプロトタイプは、４５０μＷ（マイクロワット）の平均放射電力を有する。中心周波数は６７５ＭＨｚで２５６ポジションで擬似ランダムコードにより平滑化される。図２９は、３メートルで測定した信号（プロット２９０２参照）、ならびに周辺信号（プロット２９０４参照）を示す。この図面の測定値はアンテナ性能を保証するように調整されておらず、また１．３ＧＨｚ／２ｍｐｐｓプロトタイプが３３μＷの平均出力電力で使用された。９００ＭＨｚのすぐ下にある電力スパイク２９０６は２つのセルラホン基地局からのもので、１つは約４００メートルの距離、もう１つは約１．６キロメートルの距離にある。３６０ＭＨｚと７２０ＭＨｚの間のスパイク２９０８は、支配的なＵＨＦテレビ局である。７２０ＭＨｚのスパイクは約７マイルの距離にあるアラバマ州ハンツビルの２．２メガワットＥＩＲＰチャンネル５４テレビ局である。（インパルスのスペクトル測定値の「デコボコ」は周波数ドメインのマルチパスの影響を反映している。受信アンテナを移動することでＮＵＬとピークのロケーションが移動する。これはインパルス・システムの性能に影響しない）。
インパルス・ラジオの性能は２つのパスについて１．３ＧＨｚ／２ｍｐｐｓのプロトタイプで測定した：
１）−９．６ｄＢｉ送信アンテナを６ｃｍパスで総損失３６ｄＢの高導電性媒体に埋め込み、発明者は、インパルス・ラジオを用いてさらに４メートルの空気中を通り１０ｄＢｉ受信アンテナへ１２５ｋｂｐｓ擬似ランダム・ビット・ストリームを送信した。ビット・エラーレートは０．５×１０の−５乗より良好だった。
２）同じ実験設定と同じロケーションで、ビットレートを７．８ｋｂｐｓまで落し、範囲を１０メートルに増加させた。ビット・エラーレートは１０の−６乗より良好だった。
標準伝搬モデリングの仮定を用いて自由空間内の１．３ＧＨｚ／２ｍｐｐｓ単信回線(simplex link)の性能を画定できる。図３０は、１００μＷ平均電力（−１０ｄＢｍ）、１０ｄＢｉ受信アンテナ（約９０°ビーム）、２ｄＢｉ送信アンテナ（無指向性ダイポール状パターン）、Ｓ／Ｎ比１９．５ｄＢ（ＢＥＲ約１０の−６乗）、マージン６ｄＢと仮定して、自由空間範囲とビット・レートのあいだで画定したトレードオフを示す曲線３００２を表わす。
図３１を参照すると、本図は時間ドメインでマルチパス・インパルス信号を解像するのが簡単であることを示している。プロット３１０２に図示した測定値は単一方向オフィス集合体(single story office complex）にある研究室でなされたものである。研究室は数フィートのスチール製棚、試験機器、金属製ファイルキャビネットを含んでいた。一方で隣接するオフィス空間は金属製造会社が占有していた。他方はパーソナル・コンピュータ販売オフィスが占有し、これに沿ってその会社の倉庫があった（スチール製棚を使用）。
第１に到着するパルス（３ナノ秒から６ナノ秒の間）は後に到着する幾つかのパルスより多くの壁面を通って伝達されるため振幅が低い。
IX．結論
本発明の各種実施例を以上で説明したが、これらは例として提示したものであって制限するものではないことを理解すべきである。即ち本発明の趣旨および範囲は前述した実施例のいずれかによって制限されるべきではなく、後述の請求項とその等価物にのみ従って定義されるべきである。

Claims (84)

1. ａ．周期タイミング信号を出力する時間ベースと、
   ｂ．前記周期タイミング信号を使用してコード信号を出力するコード・ソースと、
   ｃ．前記コード信号を使用して前記周期タイミング信号を時間変調して符号化タイミング信号を出力し、前記周期タイミング信号の前記変調は、生成されるインパルス・ラジオ信号のチャンネル化とスペクトル・スムージングを提供するコード時間変調器と、
   ｄ．サブキャリア信号と情報信号とを受信し、前記情報信号を使用して前記サブキャリア信号を変調し、変調サブキャリア信号を出力するサブキャリア変調器と、
   ｅ．前記変調サブキャリア信号を使用して前記符号化タイミング信号を変調し、変調符号化タイミング信号を出力するサブキャリア時間変調器と、
   ｆ．前記変調符号化タイミング信号を使用して前記インパルス・ラジオ信号を生成し、前記インパルス・ラジオ信号は時間的に隔たったモノサイクル・パルスを備えるような出力段と
   を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ送信器。
2. ａ．周期タイミング信号を出力する時間ベースと、
   ｂ．サブキャリア信号と情報信号とを受信し、前記情報信号を使用して前記サブキャリア信号を変調し、変調サブキャリア信号を出力するサブキャリア変調器と、
   ｃ．前記変調サブキャリア信号を使用して前記周期タイミング信号を変調し、変調タイミング信号を出力するサブキャリア時間変調器と、
   ｄ．前記変調タイミング信号を使用してコード信号を出力するコード・ソースと、
   ｅ．前記コード信号を使用して前記周期タイミング信号を時間変調して変調符号化タイミング信号を出力し、前記周期タイミング信号の前記変調は、生成されるインパルス・ラジオ信号のチャンネル化とスペクトル・スムージングを提供するコード時間変調器と、
   ｆ．前記変調符号化タイミング信号を使用して前記インパルス・ラジオ信号を生成し、前記インパルス・ラジオ信号は時間的に隔たったモノサイクル・パルスを備えるような出力段と
   を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ送信器。
3. ａ．サブキャリア信号と情報信号とを受信し、前記情報信号を使用して前記サブキャリア信号を変調し、変調サブキャリア信号を出力するサブキャリア変調器と、
   ｂ．周期タイミング信号を使用してコード信号を出力するコード・ソースと、
   ｃ．前記変調サブキャリア信号と前記コード信号とを受信してコード変調サブキャリア信号を出力する加算器と、
   ｄ．前記コード変調サブキャリア信号を使用して前記周期タイミング信号を変調し、変調符号化タイミング信号を出力するコードおよび時間変調器と、
   ｅ．前記変調符号化タイミング信号を使用してインパルス・ラジオ信号を生成し、前記インパルス・ラジオ信号は時間的に隔たったモノサイクル・パルスを備える出力段と
   を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ送信器。
4. 前記サブキャリア変調器は、前記サブキャリア信号を周波数変調することを特徴とする請求項１または２に記載のインパルス・ラジオ送信器。
5. 前記出力段は、ブロードバンド信号であるモノサイクル・パルスを送信することを特徴とする請求項１または２に記載のインパルス・ラジオ送信器。
6. 前記出力段は、帯域制限信号であるモノサイクル・パルスを送信することを特徴とする請求項１または２に記載のインパルス・ラジオ送信器。
7. 前記コード時間変調器は、電圧源に応答することを特徴とする請求項１または２に記載のインパルス・ラジオ送信器。
8. 前記コード時間変調器は、電流源に応答することを特徴とする請求項１または２に記載のインパルス・ラジオ送信器。
9. 前記コード時間変調器は、デジタル・ソースに応答することを特徴とする請求項１または２に記載のインパルス・ラジオ送信器。
10. 前記サブキャリア時間変調器は、電圧源に応答することを特徴とする請求項１または２に記載のインパルス・ラジオ送信器。
11. 前記サブキャリア時間変調器は、電流源に応答することを特徴とする請求項１または２に記載のインパルス・ラジオ送信器。
12. 前記サブキャリア時間変調器は、デジタル・ソースに応答することを特徴とする請求項１または２に記載のインパルス・ラジオ送信器。
13. 複数の変調サブキャリア信号を受信して加算し、得られた信号を出力する加算器を更に備え、
    前記サブキャリア変調器は、複数のサブキャリア信号を受信し、複数の情報信号の１つを使用して前記複数のサブキャリア信号のそれぞれを変調して前記複数の変調サブキャリア信号を出力し、かつ、前記サブキャリア時間変調器は、前記得られた信号を使用して前記コードタイミング信号を変調し、前記変調タイミング信号を出力する
    ことを特徴とする請求項１に記載のインパルス・ラジオ送信器。
14. 前記サブキャリア変調器は、前記複数のサブキャリア信号の１つを直接デジタル変調することを特徴とする請求項１３に記載のインパルス・ラジオ送信器。
15. 前記サブキャリア変調器は、前記複数のサブキャリア信号の１つを周波数変調することを特徴とする請求項１３に記載のインパルス・ラジオ送信器。
16. 前記コード・ソースは、データ信号を疑似雑音符号化して前記コード信号を発生するための手段を備えることを特徴とする請求項１、２、または３のいずれかに記載のインパルス・ラジオ送信器。
17. 前記データ信号は、リターンツーゼロ直接デジタル・エンコーダによりエンコードされることを特徴とする請求項１６に記載のインパルス・ラジオ送信器。
18. 前記リターンツーゼロ・エンコーダは、擬似マンチェスター・エンコーダ、周波数偏移変調エンコーダ、ｎ相位相変調エンコーダ、位相振幅変調エンコーダのうちの１つを備えることを特徴とする請求項１７に記載のインパルス・ラジオ送信器。
19. 前記直接デジタル変調サブキャリア信号を擬似マンチェスター符号化するための手段をさらに備えることを特徴とする請求項１４に記載のインパルス・ラジオ送信器。
20. 前記コード信号は、バイナリであり、前記コード時間変調器は、前記周期タイミング信号を前記コード信号に従って時間配置するバイナリ−時間遅延発生器であることを特徴とする請求項１４に記載のインパルス・ラジオ送信器。
21. 前記コード信号は、疑似雑音コードであることを特徴とする請求項２０に記載のインパルス・ラジオ送信器。
22. 前記出力段は、アンテナを使用して前記インパルス・ラジオ信号を伝搬媒体に送信することを特徴とする請求項１、２、または３のいずれかに記載のインパルス・ラジオ送信器。
23. 前記出力段と前記アンテナの間を接続する送信線をさらに備えることを特徴とする請求項２２に記載のインパルス・ラジオ送信器。
24. ａ．周期タイミング信号を出力する時間ベースと、
    ｂ．前記周期タイミング信号と情報信号とを使用して直接デジタル符号化タイミング信号を出力する直接デジタル変調器と、
    ｃ．サブキャリア信号を受信して、前記サブキャリア信号を使用し前記直接デジタル符号化タイミング信号を変調し、変調符号化タイミング信号を出力するサブキャリア時間変調器と、
    ｄ．前記変調符号化タイミング信号を使用してインパルス・ラジオ信号を生成し、前記周期タイミング信号の前記変調が前記インパルス・ラジオ信号のチャンネル化とスペクトル・スムージングを提供する出力段と
    を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ送信器。
25. さらなる情報信号を受信し、前記さらなる情報信号を使用して前記サブキャリア信号を変調して、変調サブキャリア信号を出力し、前記変調サブキャリア信号を前記サブキャリア時間変調器で使用して前記変調符号化タイミング信号を出力するサブキャリア変調器をさらに備えることを特徴とする請求項２４に記載のインパルス・ラジオ送信器。
26. 前記直接デジタル変調器は、符号化情報信号を使用して前記周期タイミング信号を時間変調し、前記直接デジタル符号化タイミング信号を出力するコード時間変調器を備え、前記周期タイミング信号の前記時間変調は前記インパルス・ラジオ信号のさらなるチャンネル化とスペクトル・スムージングを提供することを特徴とする請求項２４に記載のインパルス・ラジオ送信器。
27. 前記直接デジタル変調器は、前記情報信号をディザすることによって前記直接デジタル符号化タイミングを出力する擬似ランダム・コードのソースを備えることを特徴とする請求項２４に記載のインパルス・ラジオ送信器。
28. 前記直接デジタル変調器は、前記直接デジタル符号化タイミング信号を線形化する線形化データのソースをさらに備えることを特徴とする請求項２５に記載のインパルス・ラジオ送信器。
29. 前記線形化データと前記擬似ランダム・コードは、一緒に記憶されることを特徴とする請求項２８に記載のインパルス・ラジオ送信器。
30. 前記線形化データは、修正された擬似ランダム・コードとして記憶されることを特徴とする請求項２９に記載のインパルス・ラジオ送信器。
31. ａ．周期タイミング信号を出力する時間ベースと、
    ｂ．前記周期タイミング信号を使用してコード信号を出力するコード・ソースと、
    ｃ．前記コード信号とデジタルデータ信号とを受信して線形化変調タイミング信号を出力する線形化コード・ソースと、
    ｄ．前記線形化変調タイミング信号と前記周期タイミング信号とを受信し、前記周期タイミング信号を前記線形化変調タイミング信号で変調して符号化タイミング信号を出力するコード時間変調器と、
    ｅ．前記符号化タイミング信号を使用してインパルス・ラジオ信号を生成し、前記インパルス・ラジオ信号は時間的に隔たったモノサイクル・パルスを備える出力段と
    を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ送信器。
32. 前記コード・ソースは、前記コード信号を発生するために使用される疑似雑音コードを記憶するための手段を備えることを特徴とする請求項３１に記載のインパルス・ラジオ送信器。
33. 前記データ信号は、リターンツーゼロ直接デジタル・エンコーダによりエンコードされることを特徴とする請求項３１に記載のインパルス・ラジオ送信器。
34. 前記リターンツーゼロ・エンコーダは、擬似マンチェスター・エンコーダ、周波数偏移変調エンコーダ、ｎ相位相変調エンコーダ、位相振幅変調エンコーダのうちの１つを備えることを特徴とする請求項３２に記載のインパルス・ラジオ送信器。
35. 前記コード・ソースと前記線形化コード・ソースは、別々のメモリ・ユニットに記憶されることを特徴とする請求項３１に記載のインパルス・ラジオ送信器。
36. 前記コード・ソースと前記線形化コード・ソースは、組み合わされて単一のメモリ・ユニットに記憶されることを特徴とする請求項３１に記載のインパルス・ラジオ送信器。
37. ａ．サブキャリア信号と情報信号とを受信し、前記情報信号を使用して前記サブキャリア信号を変調し、変調サブキャリア信号を出力するサブキャリア変調器と、
    ｂ．前記変調サブキャリア信号を使用して前記符号化タイミング信号を変調して変調符号化タイミング信号を出力するサブキャリア時間変調器とをさらに備え、
    前記出力段は、前記変調符号化タイミング信号を使用して前記インパルス・ラジオ信号を生成する
    ことを特徴とする請求項３１に記載のインパルス・ラジオ送信器。
38. インパルス・ラジオ通信のためにデータ信号を直接デジタル・エンコードするためのシステムであって、
    ａ．前記データ信号を直接デジタル・エンコードして直接デジタル・エンコードしたデータ信号を発生するリターンツーゼロ・エンコーダと、
    ｂ．前記直接デジタル・エンコードしたデータ信号を疑似雑音符号化してコード信号を発生するための手段と、
    ｃ．前記コード信号を使用して周期タイミング信号を時間変調して符号化タイミング信号を出力し、前記周期タイミング信号の前記変調は、生成されるインパルス・ラジオ信号のチャンネル化とスペクトル・スムージングを提供するコード時間変調器と
    を備えることを特徴とするシステム。
39. 前記リターンツーゼロ・エンコーダは、擬似マンチェスター・エンコーダ、周波数偏移変調エンコーダ、ｎ相位相変調エンコーダ、位相振幅変調エンコーダのうちの１つを備えることを特徴とする請求項３８に記載のシステム。
40. ａ．デコード制御信号を出力するデコード・ソースと、
    ｂ．前記デコード制御信号と周期タイミング信号とを使用してデコード信号を出力するデコード・タイミング変調器と、
    ｃ．受信したインパルス・ラジオ信号を前記デコード信号で相互相関してベースバンド信号を出力する相互相関器と、
    ｄ．前記ベースバンド信号を使用してエラー信号を出力するローパス・フィルタと、
    ｅ．前記エラー信号に応答し、前記周期タイミング信号を出力しまた前記周期タイミング信号の位相を調節して前記相互相関のロックを制御する調整可能時間ベースと、
    ｆ．前記ベースバンド信号に応答し、復調情報信号を出力するサブキャリア復調器と
    を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ受信器。
41. 前記相互相関器は、さらにトリガ可能な波形発生器を備えることを特徴とする請求項４０に記載のインパルス・ラジオ受信器。
42. 前記サブキャリア復調器は、周波数復調器であることを特徴とする請求項４０に記載のインパルス・ラジオ受信器。
43. 前記サブキャリア復調器は、直接デジタル復調器であることを特徴とする請求項４０に記載のインパルス・ラジオ受信器。
44. 前記直接デジタル復調器は、擬似マンチェスター・デコーダを備えることを特徴とする請求項４３に記載のインパルス・ラジオ受信器。
45. 前記相互相関器および増幅器とアンテナとの間に接続された送信線をさらに備えることを特徴とする請求項４０に記載のインパルス・ラジオ受信器。
46. ａ．デコード制御信号を出力するデコード・ソースと、
    ｂ．前記デコード制御信号と手記タイミング信号とトリガ可能な波形発生器とに応答してデコード信号を出力するデコード・タイミング変調器と、
    ｃ．受信したインパルス・ラジオ信号を前記デコード信号で相互相関してベースバンド信号を出力する相互相関器と、
    ｄ．前記ベースバンド信号に応答して、複数のサブキャリア信号を出力する複数のバンドパス・フィルタと、
    ｅ．前記複数のバンドパス・フィルタに応答して、複数の情報信号を出力する複数のフェーズ・ロックド・ループと
    を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ受信器。
47. ａ．周期タイミング信号を出力する時間ベースと、
    ｂ．前記周期タイミング信号を使用してコード信号を出力するコード・ソースと、
    ｃ．前記コード信号を使用して前記周期タイミング信号を時間変調して符号化タイミング信号を出力し、前記周期タイミング信号の前記変調は、生成されるインパルス・ラジオ信号のチャンネル化とスペクトル・スムージングを提供するコード時間変調器と、
    ｄ．サブキャリア信号と情報信号とを受信し、前記情報信号を使用して前記サブキャリア信号を変調し、変調サブキャリア信号を出力するサブキャリア変調器と、
    ｅ．前記変調サブキャリア信号を使用して前記符号化タイミング信号を変調し、変調符号化タイミング信号を出力するサブキャリア時間変調器と、
    ｆ．前記変調符号化タイミング信号を使用して前記インパルス・ラジオ信号を生成し、前記インパルス・ラジオ信号は時間的に隔たったモノサイクル・パルスを備えるような出力段と
    を有するインパルス・ラジオ送信器と、
    ａ．デコード制御信号を出力するデコード・ソースと、
    ｂ．前記デコード制御信号と周期タイミング信号とを使用してデコード信号を出力するデコード・タイミング変調器と、
    ｃ．受信したインパルス・ラジオ信号を前記デコード信号で相互相関してベースバンド信号を出力する相互相関器と、
    ｄ．前記ベースバンド信号を使用してエラー信号を出力するローパスフィルタと、
    ｅ．前記エラー信号に応答して、前記周期タイミング信号を出力し、かつ、前記周期タイミング信号の位相を調節して前記相互相関のロックを制御する調整可能時間ベースと、
    ｆ．前記ベースバンド信号に応答して復調情報信号を出力し、前記復調情報信号は前記情報信号と実質的に同一であるようなサブキャリア復調器と
    を有するインパルス・ラジオ受信器とを備え、
    前記インパルス・ラジオ受信器は、前記インパルス・ラジオ信号を受信することを特徴とするインパルス・ラジオ・トランシーバ。
48. （１）周期タイミング信号を使用してコード信号を供給するステップと、
    （２）前記コード信号を使用して周期タイミング信号を時間変調して符号化タイミング信号を出力し、前記周期タイミング信号の前記変調は、生成されるインパルス・ラジオ信号のチャンネル化とスペクトル・スムージングを提供するステップと、
    （３）情報信号を使用してサブキャリア信号を変調して変調サブキャリア信号を出力するステップと、
    （４）前記変調サブキャリア信号を使用して前記符号化タイミング信号を時間変調し、変調符号化タイミング信号を出力するステップと、
    （５）前記変調符号化タイミング信号を使用して前記インパルス・ラジオ信号を生成し、前記インパルス・ラジオ信号は時間的に隔たったモノサイクル・パルスを備えるステップと
    を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ信号を送信するための方法。
49. （１）情報信号を使用してサブキャリア信号を変調し、変調サブキャリア信号を出力するステップと、
    （２）前記変調サブキャリア信号を使用して周期タイミング信号を時間変調し、変調タイミング信号を出力するステップと、
    （３）前記変調タイミング信号を使用して符号化変調信号を発生するステップと、
    （４）前記符号化変調信号を使用して前記変調タイミング信号を時間変調し、変調符号化タイミング信号を出力し、前記変調タイミング信号の前記変調は、生成されるインパルス・ラジオ信号のチャンネル化とスペクトル・スムージングを提供するステップと、
    （５）前記変調符号化タイミング信号を使用して前記インパルス・ラジオ信号を生成し、前記インパルス・ラジオ信号は時間的に隔たったモノサイクル・パルスを備えるステップと
    を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ信号を送信するための方法。
50. （１）情報信号を使用してサブキャリア信号を変調し、変調サブキャリア信号を出力するステップと、
    （２）周期タイミング信号を使用してコード信号を発生するステップと、
    （３）前記変調サブキャリア信号と前記コード信号を加算してコード変調サブキャリア信号を出力するステップと、
    （４）前記コード変調サブキャリア信号を使用して前記周期タイミング信号を変調し、変調符号化タイミング信号を出力するステップと、
    （５）前記変調符号化タイミング信号を使用してインパルス・ラジオ信号を生成し、前記インパルス・ラジオ信号は時間的に隔たったモノサイクル・パルスを備えるステップと
    を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ信号を送信するための方法。
51. 前記サブキャリア信号を周波数変調するステップをさらに備えることを特徴とする請求項４８または４９に記載の方法。
52. ブロードバンド信号であるモノサイクル・パルスを送信するステップをさらに備えることを特徴とする請求項４８または４９に記載の方法。
53. 帯域制限された信号であるモノサイクルパルスを送信するステップをさらに備えることを特徴とする請求項４８または４９に記載の方法。
54. 複数の情報信号の１つを使用して複数のサブキャリア信号のそれぞれを変調し、複数の変調サブキャリア信号を出力するステップと、
    複数の変調サブキャリア信号を加算して得られた信号を出力するステップと、
    前記得られた信号を使用して前記コード・タイミング信号を変調し、前記変調タイミング信号を出力するステップと
    をさらに備えることを特徴とする請求項４８に記載の方法。
55. 前記複数のサブキャリア信号の１つを直接デジタル変調するステップをさらに備えることを特徴とする請求項４８に記載の方法。
56. 前記複数のサブキャリア信号の１つを周波数変調するステップをさらに備えることを特徴とする請求項４８に記載の方法。
57. データ信号を疑似雑音符号化して前記コード信号を発生するステップをさらに備えることを特徴とする請求項４８に記載の方法。
58. リターンツーゼロ直接デジタル信号として前記データ信号をエンコードするステップをさらに備えることを特徴とする請求項５７に記載の方法。
59. 擬似マンチェスター・エンコーディング、周波数偏移変調エンコーディング、ｎ相位相変調エンコーディング、位相振幅変調エンコーディングのうちの１つを使用して前記リターンツーゼロ直接デジタル信号をエンコードするステップをさらに備えることを特徴とする請求項５８に記載の方法。
60. 前記情報信号を疑似雑音符号化するステップをさらに備えることを特徴とする請求項５８に記載の方法。
61. 前記コード変調サブキャリア信号を線形化するステップをさらに備えることを特徴とする請求項５８に記載の方法。
62. （１）周期タイミング信号を供給するステップと、
    （２）情報信号を使用して前記周期タイミング信号を直接デジタル変調し、直接デジタル符号化タイミング信号を出力するステップと、
    （３）サブキャリア信号を使用して前記直接デジタル符号化タイミング信号を変調し、変調符号化タイミング信号を出力するステップと、
    （４）前記変調符号化タイミング信号を使用してインパルス・ラジオ信号を生成し、前記周期タイミング信号の前記変調は前記インパルス・ラジオ信号のチャンネル化とスペクトル・スムージングを提供するステップと
    を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ信号を送信するための方法。
63. さらなる情報信号を使用して前記サブキャリア信号を変調して、変調サブキャリア信号を出力し、前記変調サブキャリア信号を前記サブキャリア時間変調器で使用して前記変調符号化タイミング信号を出力するステップをさらに備えることを特徴とする請求項６２に記載の方法。
64. 符号化情報信号を使用して前記周期タイミング信号を時間変調し、前記直接デジタル符号化タイミング信号を出力するステップをさらに備えることを特徴とする請求項６２に記載の方法。
65. 前記情報信号を擬似ランダム符号化するステップをさらに備えることを特徴とする請求項６２に記載の方法。
66. 前記直接デジタル符号化タイミング信号を線形化するステップをさらに備えることを特徴とする請求項６５に記載の方法。
67. 前記情報信号を擬似ランダム符号化するステップと前記直接デジタル符号化タイミング信号を線形化するステップは同時に実行されることを特徴とする請求項６６に記載の方法。
68. リターンツーゼロ直接デジタル信号として前記情報信号をエンコードするステップをさらに備えることを特徴とする請求項６２に記載の方法。
69. 擬似マンチェスター・エンコーディング、周波数偏移変調エンコーディング、ｎ相位相変調エンコーディング、位相振幅変調エンコーディングのうちの１つを使用して前記リターンツーゼロ直接デジタル信号をエンコードするステップをさらに備えることを特徴とする請求項５８に記載の方法。
70. （１）周期タイミング信号を使用してコード信号を発生するステップと、
    （２）線形化コード・ソースを使用し前記コード信号とデータ信号に基づいて線形化変調タイミング信号を発生するステップと、
    （３）前記線形化変調タイミング信号で前記周期タイミング信号を変調して符号化タイミング信号を出力するステップと、
    （４）前記符号化タイミング信号を使用してインパルス・ラジオ信号を生成するステップと
    を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ信号を送信するための方法。
71. 前記データ信号を擬似ランダム符号化するステップをさらに備えることを特徴とする請求項７０に記載の方法。
72. 前記データ信号を擬似ランダム符号化するステップおよび前記直接デジタル符号化タイミング信号を線形化するステップは、同時に実行されることを特徴とする請求項７１に記載の方法。
73. リターンツーゼロ直接デジタル信号として前記データ信号をエンコードするステップをさらに備えることを特徴とする請求項７０に記載の方法。
74. 擬似マンチェスター・エンコーディング、周波数偏移変調エンコーディング、ｎ相位相変調エンコーディング、位相振幅変調エンコーディングのうちの１つを使用して前記リターンツーゼロ直接デジタル信号をエンコードするステップをさらに備えることを特徴とする請求項７３に記載の方法。
75. インパルス・ラジオ通信のためにデータ信号を直接デジタル・エンコードするための方法であって、
    （１）前記データ信号をリターンツーゼロ・エンコードして、直接デジタル・エンコードしたデータ信号を発生するステップと、
    （２）前記直接デジタル・エンコードしたデータ信号を疑似雑音符号化して、コード信号を発生するステップと、
    （３）前記コード信号を使用して周期タイミング信号を時間変調して符号化タイミング信号を出力し、前記周期タイミング信号の前記変調は、前記インパルス・ラジオ信号のチャンネル化とスペクトル・スムージングを提供するステップと
    を備えることを特徴とする方法。
76. 前記リターンツーゼロ・エンコードするステップは、擬似マンチェスター・エンコーディング、周波数偏移変調エンコーディング、ｎ相位相変調エンコーディング、位相振幅変調エンコーディングのうちの１つを備えることを特徴とする請求項７５に記載の方法。
77. （１）デコード制御信号を供給するステップと、
    （２）周期タイミング信号を供給するステップと、
    （３）前記デコード制御信号と前記周期タイミング信号を使用して、デコード信号を発生するステップと、
    （４）前記デコード信号で受信したインパルス・ラジオ信号を相互相関して、ベースバンド信号を出力するステップと、
    （５）前記ベースバンド信号を復調して、復調された情報信号を出力するステップと
    を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ信号を受信するための方法。
78. 前記復調ステップは、前記ベースバンド信号を周波数復調して復調した情報信号を出力するステップを備えることを特徴とする請求項７７に記載の方法。
79. 前記復調ステップは、前記ベースバンド信号を直接デジタル復調して復調した情報信号を出力するステップを備えることを特徴とする請求項７７に記載の方法。
80. 前記直接デジタル復調ステップは擬似マンチェスター・デコーディングのステップをさらに備えることを特徴とする請求項７９に記載の方法。
81. （１）デコード制御信号を供給するステップと、
    （２）周期タイミング信号を供給するステップと、
    （３）前記デコード制御信号と前記周期タイミング信号を使用して、デコード信号を発生するステップと、
    （４）前記デコード信号で受信したインパルス・ラジオ信号を相互相関して、ベースバンド信号を出力するステップと、
    （５）前記ベースバンド信号をローパス・フィルタして、複数のサブキャリア信号を出力するステップと、
    （６）前記複数のサブキャリア信号を復調して、複数の情報信号を出力するステップと
    を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ信号を受信するための方法。
82. （１）周期タイミング信号を使用してコード信号を供給するステップと、
    （２）前記コード信号を使用して周期タイミング信号を時間変調して、符号化タイミング信号を出力し、前記周期タイミング信号の前記変調は、インパルス・ラジオ信号のチャンネル化とスペクトル・スムージングを提供するステップと、
    （３）情報信号を使用してサブキャリア信号を変調し、変調サブキャリア信号を出力するステップと、
    （４）前記変調サブキャリア信号を使用して前記符号化タイミング信号を時間変調し、変調符号化タイミング信号を出力するステップと、
    （５）前記変調符号化タイミング信号を使用して前記インパルス・ラジオ信号を生成し、前記インパルス・ラジオ信号は時間的に隔たったモノサイクル・パルスを備えるステップと
    によりインパルス・ラジオ信号を送信するステップと、
    （６）デコード制御信号を供給するステップと、
    （７）さらなる周期タイミング信号を供給するステップと、
    （８）前記デコード制御信号と前記さらなる周期タイミング信号を使用して、デコード信号を発生するステップと、
    （９）前記デコード信号で受信したインパルス・ラジオ信号を相互相関して、ベースバンド信号を出力するステップと、
    （１０）前記ベースバンド信号を復調して、復調された情報信号を出力するステップと
    により前記インパルス・ラジオ信号を受信するステップと
    を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ信号を通信するための方法。
83. 前記ベースバンド信号をローパス・フィルタしてエラー信号を出力するステップと、
    前記周期タイミング信号を調節することにより前記エラー信号を用いて前記相互相関のロックを制御するステップと
    をさらに備えることを特徴とする請求項７７または８２に記載の方法。
84. 周期タイミング信号を出力する時間ベースと、
    サブキャリア信号にしたがって前記周期タイミング信号を時間位置変調して、サブキャリア時間位置信号を出力する変調器と
    を有する送信器と、
    受信したサブキャリア時間位置信号をデコード信号で相互相関してベースバンド信号を出力する相互相関器と、
    前記相互相関器に接続されて前記ベースバンド信号を復調するための復調器手段と
    を有する受信器と
    の少なくとも一方を備えることを特徴とするインパルス・ラジオ通信装置。

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