WO2004077775A1 - パルス波形の生成方法 - Google Patents

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WO2004077775A1
WO2004077775A1 PCT/JP2003/016079 JP0316079W WO2004077775A1 WO 2004077775 A1 WO2004077775 A1 WO 2004077775A1 JP 0316079 W JP0316079 W JP 0316079W WO 2004077775 A1 WO2004077775 A1 WO 2004077775A1
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pulses
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Ryuji Kohno
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Yokohama Tlo Company, Ltd.
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    • H04B2001/6912—Spread spectrum techniques using chirp

Definitions

  • the present invention relates to a method for generating a pulse waveform, and more particularly to a method for generating a pulse waveform suitable for UWB communication.
  • UWB Ultra Wide Band wireless communication uses no carrier waveform
  • a method of performing communication using a 1 nanosecond (1 0-9) following a very short pulse time width the bandwidth becomes wide band over several GH z.
  • a plurality of pulses of In ns or less are transmitted without modulation by a carrier wave such as a cosine wave.
  • the occupied bandwidth becomes very wide, and the spectral power density becomes very small, so that it is excellent in confidentiality and confidentiality as in the ordinary spread spectrum communication method, and is suitable for other narrowband communication. There is a characteristic that the influence is small.
  • UWB signals are not only modulated signals such as BPSK, but also ultra-wideband (a few GHz) compared to ordinary spread-spectrum signals (a bandwidth of several tens of MHz for 2.4 GHz wireless LAN). (Bandwidth), which is why it is called UWB, and the power spectrum density is also low for spectrum-spread signals (less than 10 milliwatts in the 2.4 GHz band wireless LAN: 1 OmWZMHz or less).
  • the UWB signal (10 nanowatts per MHz: less than 1 OnW / MHz) is much lower, making it difficult for other systems to co-exist, and to interfere with other systems. It has the advantage that it can withstand the interference of the spectrum and emphasizes the features of the spread spectrum signal.
  • the pulse waveform generated by the frame clock is time-hopped by a spreading code, and the input pulse is hopped on the time axis according to the spreading code to distinguish multi-access by multiple users.
  • a signal waveform corresponding to 0 and 1 is generated by shifting or not shifting the time-hopped pulse train by the time ⁇ according to the input data signal.
  • UW ⁇ ⁇ reception correlates the signal waveform received by the RF unit with a pulse train formed by the same processing as that on the transmission side, and obtains the peak of this correlation value to reduce noise and noise. To obtain the output.
  • References related to U W ⁇ ranging using a chirp waveform include, for example, References 3 to 11.
  • References 3, 12 to 18 are examples of documents related to multilevel U W ⁇ —C D ⁇ ⁇ transmission using a modified Hermite waveform.
  • References related to transmission power limitation include, for example, References 3, 6, 19 to 22.
  • References related to reduction of interference between UWB and existing signals include, for example, References 3, 13, 17, and 23 to 32.
  • Literature 4 Ken Matsumura, Kazuki Ejima, Takashi Kono: “Research on TTS inter-vehicle ranging system using ultra-wideband wireless Impu1seRadio” ITS200--6
  • Reference 14 LB Michael, M. Ghavami and R. Kohno: "Ef fee t of Timing. Jitter on Hermite Function Based Orthogonal Pulses for Ultra.Wideband Communication” Proc. Wireless Personal Multimedia Conference 2001, Aalborg, Denmark, Sept. 2001, pp.441-444
  • Reference 15 LBMichael, M. Ghavami and R. Kohno: “Multiple Pulse Generator for Ultra-Wi deband Communication using Hermite Polynomial Based Orthogonal Pulses” Proc. 2002 IEEE Conference on Ultra, Wi deband Systems and Technologies, Maryland, USA, May 21-23, 2002
  • Reference 26 Kazuki Eshima, Yoshihi ro Hase, Shingo Oomor i, Fu j inobu Tahihas 1 ii, Ryuj i Kohno, "Performance Analysis of Interference between UWB and SS Signal," 2002 IEEE Seventh International Symposium on Spread Spectrum Techniques and Applications (ISSSTA2002), Moscow, (Czech Republic), (2002-9)
  • Reference 27 Kazuki Eshima, Katsuya izutani, Ryuj i Kohno, Yoshihi ro Hase, Shingo Oomor i, Fu ji nobu Takahiashi, "A Study on M- ary UWB Impulse Radio and An Effect of It's Time Jitters, "" IEICE General Conferences SB-3-3, pp.569-570 (2001-9)
  • UWB has the following technical issues: reducing radio interference to other wireless systems, complying with radio regulations in each country, and suppressing transmission errors due to reflected waves from walls and objects (multipath Countermeasures) Realization of uninterrupted communication between multiple devices (multi-access) and reduction of the mounting cost of the UWB wireless circuit section are mentioned.
  • radio wave interference has been emphasized when applying UWB to home appliances.
  • the U.S. FCC Federal Communications Commission
  • UWB Federal Communications Commission
  • the present invention solves the above-mentioned conventional problems, aims to reduce radio wave interference to other wireless systems in UWB communication, and aims to form a transmission signal having a desired frequency characteristic. And Disclosure of the invention
  • the present invention forms a transmission signal having a desired frequency characteristic by adjusting the shape of a pulse signal used for data transmission in UWB communication that transmits a pulse having a short time width.
  • UWB communication radio interference to other wireless systems is reduced.
  • the present invention provides, as a mode for adjusting a pulse signal, a first mode for generating a pulse signal having a desired frequency characteristic by adjusting the shape of a single pulse itself, and a method for combining a plurality of pulses. There are provided a second mode for generating a pulse signal having a desired frequency characteristic, and a third mode for obtaining a combination of pulse signals from a frequency characteristic of a target transmission signal.
  • the first embodiment and the second embodiment correspond to a method of generating a pulse by synthesis
  • the third embodiment corresponds to a method of generating a pulse by expanding the pulse.
  • a time pulse shape that satisfies a desired frequency characteristic is generated by adjusting a parameter on a time axis of a single pulse.
  • a single pulse can be represented by a predetermined function on the time axis, and by changing the parameters included in this function, the desired frequency characteristic can be obtained. Is generated.
  • a single pulse, w (t) ⁇ ⁇ ⁇ 0 t ⁇ exp - formed by the waveform represented by (2 ⁇ ⁇ t 2 / ( arm) 2),
  • the time pulse shape that satisfies the desired frequency characteristics is generated by adjusting the parameters that determine the pulse interval, and / or the peak frequency of the power spectrum by adjusting ⁇ .
  • a single pulse is formed in a chirp waveform, and the magnitude of the output of the chirp waveform is set in time, so that a time satisfying a desired frequency characteristic is obtained. Generate a pulse shape.
  • a time pulse shape satisfying a desired frequency characteristic is generated by arranging a plurality of single pulses on a time axis.
  • a first mode there is a method of arranging the same two single pulses on a time axis to form a dual-cycle signal
  • a second mode There is a method of superposing a plurality of single pulses having different pulse widths.
  • a third mode there is a method of superposing a plurality of single pulses having different pulse widths and waveforms. Satisfies desired frequency characteristics by adjusting the interval between two single pulses in a dual cycle, each pulse width of multiple single pulses, and each pulse width and waveform of multiple single pulses Generate a time pulse shape.
  • a notch can be formed at an arbitrary frequency.
  • a plurality of pulses of different orders are generated using the modified Hermite polynomial.
  • a plurality of time pulses selected from time pulses forming a component of the developed frequency domain by expanding a desired frequency characteristic in a frequency domain. By combining these time pulses, a time pulse shape that satisfies the desired frequency characteristics is generated.
  • FIG. 1 shows an example of a Gaussian waveform of a transmission waveform
  • FIG. 2 shows a frequency distribution of an example of a Gaussian waveform of a transmission waveform
  • FIG. 3 shows an example of a waveform during spatial propagation
  • FIG. Fig. 5 shows an example of the waveform in the receiver
  • Fig. 6 shows the frequency distribution of the waveform in the receiver
  • Fig. 7 shows the transmission side in the UWB wireless communication system.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a system configuration on the receiving side in the UWB wireless communication system
  • FIG. 9 is a waveform used as a template signal
  • FIG. 10 is a power diagram.
  • FIG. 11 is a frequency characteristic diagram of the spectrum
  • FIG. 11 is a frequency characteristic diagram of the spectrum
  • FIG. 11 is a diagram showing a principle diagram of the distance measurement
  • FIG. 12 is a diagram showing a situation where distance resolution is impossible
  • FIG. 13 is a diagram.
  • FIG. 14 illustrates time hopping modulation.
  • Fig. 15 is a diagram for explaining the UWB-IR transmitter
  • Fig. 16 is a diagram for explaining the relationship between the desired wave of the UWB-IR and the cross-correlation output of the replica.
  • Figure 17 shows UWB Fig. 18 is a frequency transition diagram of a cap waveform
  • Fig. 19 is a waveform after pulse compression
  • Fig. 20 is a monocycle wave.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the autocorrelation
  • Fig. 21 is a diagram for explaining the chirp wave and its autocorrelation.
  • Fig. 22 is a diagram of the cap waveforms having different time lengths.
  • Fig. 23 is a diagram showing the time length of the two chirp waveforms.
  • Fig. 24 is a diagram showing the change of the peak value of the cross-correlation output when the waveform is changed,
  • Fig. 24 is a diagram of the cap waveforms having different occupied bands, and
  • Fig. 25 is a diagram showing the occupied bands of the two cap waveforms.
  • Fig. 26 is a diagram showing the change of the peak value of the cross-correlation output when it is changed,
  • Fig. 26 is a block diagram of UWB-chip distance measurement, and Fig.
  • FIG. 27 is each block after band division.
  • FIG. 28 is a diagram for explaining the relationship between the desired signal and the cross-correlation output of the replica of the UWB-cap type of the present invention
  • FIG. 29 is a diagram showing the conventional UWB-chart.
  • FIG. 30 is a diagram for explaining a transmission waveform for each user of the UWB and one capture of the present invention
  • FIG. 30 is a diagram illustrating measurement for one user.
  • FIG. 31 is a diagram of an error rate
  • FIG. 31 is a diagram of a ranging error rate for another vehicle 9
  • FIG. 32 is a diagram of a ranging error rate when the number of users is changed.
  • Fig. 33 is a diagram of the ranging error rate when the interference wave power changes
  • Fig. 33 is a diagram of the ranging error rate when the interference wave power changes
  • Fig. 33 is a diagram of the ranging error rate when the interference wave power changes, Fig.
  • FIG. 34 is a spectrum diagram when the time width is changed
  • Fig. 35 is the output
  • FIG. 36 is a diagram illustrating a waveform obtained by changing the envelope function
  • FIG. 37 is a spectrum diagram in a case where the chirp waveform is truncated in the middle.
  • Fig. 38 is a diagram showing a spectrum output of a chirp waveform
  • Fig. 39 is a diagram showing a chirp waveform multiplied by a PN sequence
  • Fig. 40 is a diagram showing a PN sequence.
  • Fig. 41 is a diagram showing the spectrum output after multiplication
  • Fig. 41 is a diagram showing a dual cycle waveform
  • Fig. 42 is a diagram showing a dual cycle waveform.
  • Fig. 43 is dual FIG.
  • FIG. 44 is a diagram showing the power spectrum output of a cycle
  • FIG. 44 is a diagram showing the power spectrum output of a dual cycle
  • FIG. 45 is formed from a monocycle having a different time from the waveform of the monocycle.
  • FIG. 46 is a diagram showing a frequency characteristic of a monocycle waveform
  • FIG. 47 is a diagram showing a power spectrum of a monocycle waveform
  • FIG. 49 is a diagram showing a formed pulse waveform
  • FIG. 50 is a diagram showing frequency characteristics of w rec , wcol, and wco 2
  • 5 1 Figure is a graph showing a frequency characteristic of w x
  • 5 2 drawing is a diagram showing a Pawasu Bae-vector of w x, Pawasu fifth 3 Figure spectrum Torumasuku and w x It is a view to view the Bae-vector
  • 5 4 Figure is a diagram showing the waveform of w x
  • 5 6 Figure is a diagram showing the waveform of w x, 5 7 figures and theoretical analysis of the BER of SS system that coexists with UWB systems Fig.
  • FIG. 60 is a diagram showing the theoretical analysis of the BER of the SS system
  • FIG. 60 is a diagram showing the theoretical analysis of the BER of the SS system
  • FIG. 61 is a diagram showing the theoretical analysis of the BER of the SS system. The figure shows a comparison between the theoretical analysis and the simulation results.
  • Figure 63 shows a theoretical analysis of the BER of the SS system coexisting with the UWB system.
  • Figure 64 shows a dual-cycle UWB system.
  • FIG. 4 is a diagram showing a theoretical analysis of the BER of an SS system when Fig. 65 shows the theoretical analysis of the BER of the SS system, Fig. 66 shows the theoretical analysis of the BER of the SS system, and Fig. 67 shows the transmission of the M-aryU WB method.
  • Fig. 68 is a diagram for explaining the system configuration on the receiving side of the Mary UWB method
  • Fig. 69 is a diagram of the modified Hermite waveform (0th to 3rd order)
  • Fig. 70 is Fig. 71 shows the modified Hermite waveform (4th to 7th order)
  • Fig. 71 shows the frequency characteristic of the modified Hermite waveform (0th to 3rd order)
  • Fig. 68 is a diagram showing a theoretical analysis of the BER of an SS system when Fig. 65 shows the theoretical analysis of the BER of the SS system, Fig. 66 shows the theoretical analysis of the BER of the SS system, and Fig.
  • FIG. 72 shows the modified Hermite waveform (4th to 7th order).
  • Fig. 73 shows the MHP waveform during reception (0th to 3rd order)
  • Fig. 74 shows the MHP waveform during reception (4th to 7th order).
  • Fig. 75 shows the frequency characteristics of the MHP waveform (0th to 3rd order) during reception.
  • Fig. 76 shows the frequency characteristics of the MHP waveform (4th to 7th order) during reception.
  • FIG. 77 is a diagram for explaining the system configuration on the transmitting side of the multilevel transmission scheme using the MHP waveform
  • FIG. 78 is a diagram illustrating the multi-level transmission using the MHP waveform.
  • System on the receiving side of FIG. 79 is a diagram for explaining a system configuration
  • FIG. 78 is a diagram for explaining a system configuration
  • FIG. 79 is a diagram for explaining an interference reduction system in the interference reduction method between other stations using an MHP waveform.
  • FIG. 8 is a diagram of a comparison simulation result of the present invention.
  • FIG. 81 is a diagram of a comparison simulation result with a conventional MaryUWB method.
  • FIG. 82 is a diagram of an autocorrelation function of a received MHP waveform.
  • FIG. 83 is a diagram for explaining the change in BER due to the effect of the synchronization shift in the method of the present invention, and
  • FIG. 84 is a diagram illustrating the effect of the synchronization shift in the Mary / UWB method.
  • Fig. 85 is a diagram for explaining a change in BER, Fig.
  • FIG. 85 is a diagram of a transmission waveform in UWB
  • Fig. 86 is a diagram for explaining a configuration of a UWB transmitter
  • Fig. 87 Is a diagram of the UWB reception waveform
  • FIG. 88 is a frequency characteristic diagram of the UWB reception waveform
  • FIG. 89 is a diagram illustrating the configuration of the UWB receiver.
  • FIG. 90 is a diagram of a correlation waveform
  • FIG. 91 is a frequency characteristic diagram for explaining a UWB output limitation by the FCC
  • FIG. 92 is a diagram of the FCC
  • Fig. 93 is a diagram of the reception waveform based on the transmission waveform of Fig. 92
  • Fig. 93 is a diagram of the reception waveform based on the transmission waveform of Fig. 92
  • FIG. 95 is a diagram for explaining a schematic configuration of a pulse generator according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 96 is a pulse waveform (width 3 ns) according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 97 is a frequency characteristic diagram of the pulse waveform (width 3 ns) according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 98 is a frequency characteristic diagram of the pulse waveform (width 10 ns) according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 99 is a frequency characteristic diagram of a pulse waveform (width 10 ns) according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 95 is a diagram for explaining a schematic configuration of a pulse generator according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 96 is a pulse waveform (width 3 ns) according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 97 is a frequency characteristic diagram of the pulse waveform (width 3 ns) according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 98
  • FIG. 100 is an example of a configuration of a BPF
  • FIG. Fig. 102 shows the frequency characteristics of the monocycle waveform after passing.
  • Fig. 102 shows the cross-correlation between the received signal and the correlation waveform when ⁇ is changed.
  • FIG. 103 is a graph of the BER according to the pulse width at the time of multi-user access.
  • FIG. 104 is a graph of the cross-correlation characteristic of the monocycle waveform and the correlation waveform.
  • FIG. 05 is a diagram of the cross-correlation characteristic of the pulse and the correlation waveform of the present invention.
  • FIG. 106 is a comparison diagram of the present invention and the conventional one at the time of multi-user access.
  • FIG. 108 is a comparison diagram of the frequency characteristics of the monocycle waveform according to the parameter tm of FIG. 108
  • FIG. 108 is a comparison diagram of the present invention and the conventional device in which the power is adjusted to the UWB power limit
  • FIG. FIG. 110 is a schematic diagram of a configuration example of a transceiver
  • FIG. 110 is a schematic diagram of another configuration example of the transceiver of the present invention.
  • UWB wireless communication system Impu 1 se Radio UWB wireless communication.
  • UWB Explains the transmission / reception waveform in the IR system and the receiver system.
  • PPM Pu1se Position Modulation
  • Equation (2) shows that the smaller the pulse width time m, the smaller the signal power can be spread to the higher frequency band.
  • a Gaussian waveform created without a carrier wave is output directly from the antenna.
  • Fig. 3 shows the waveform during spatial propagation
  • Fig. 4 shows the frequency distribution of the waveform during spatial propagation.
  • the method of communication using normal sine wave carrier such as narrow band communication such as AM and FM and sine wave carrier such as SS is only differentiating sine wave, so only the phase changes as a result, but UWB communication Differentiating the Gaussian waveform used in (1) changes the waveform and its frequency distribution. This phenomenon is unique to UWB communications that do not use carrier waves. Therefore, the waveform in space propagation is represented by the first derivative of the Gaussian waveform.
  • the waveform in the receiver is represented by the second derivative of the Gaussian waveform. Normally, this waveform is called a monocycle waveform in UWB communication and expressed by equation (5).
  • Fig. 5 shows the waveform in the receiver
  • Fig. 6 shows the frequency distribution of the waveform in the receiver.
  • FIG. 7 is a diagram showing a system configuration on the transmitting side in the UWB wireless communication system.
  • the transmission signal s tr of the k-th user that can be counted is represented by the following equation (6).
  • t (k) is the clock time of the transmitter
  • T f is the pulse repetition time
  • T c is the chip length of the time 'hopping (TH)
  • c 3 ⁇ k ) is the j th TH sequence of the k th user
  • d ( K ) is the information sequence at the j-th hop of the k-th user
  • wtr (t) is the transmitted Gaussian waveform.
  • the jth pulse is: jTf + Cj ( k> Tc + (5d
  • Pulse train at fixed time intervals The pulse train represented by ⁇ ⁇ tr (t (k) -jTf) is composed of Gaussian waveform trains with an interval of T f seconds. In this way, the interval between the pulses is set to be sufficiently wider than the pulse width, so that the resolution of the multipath is increased.
  • A 1 where A k indicates the value of how much the signal S rec (k) (t — k) from the transmitter of the k-th user is attenuated at the receiver.
  • Ttk indicates the asynchronous value of the receiver clock and the k-th user's transmitter clock, and n (t) indicates the white Gaussian noise component other than the inter-station interference.
  • the transmit waveform wtr changes to w rec at the output of the receiver antenna.
  • the received waveform w rec is represented as shown in Fig. 5.
  • the received waveform w rec is assumed to be known and is shown using a matched filter.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a system configuration on the receiving side in the UWB wireless communication system.
  • the interference components between other stations and the received noise components are collectively
  • Equation (14) is further simplified in Appendix B.
  • n (k) represents interference between other stations from the kth user
  • nrec represents noise due to causes other than the monocycle.
  • a reception signal synchronized with the correlator having the waveform shown in Fig. 9 is input, and a positive output or negative output depends on the transmission data. Therefore, data is determined using 0 as a threshold.
  • the SNR and pit error rate in a UWB receiver will be described.
  • the signal component-to-noise component power ratio SNR of the correlation filter output in the receiver in the UWB-IR system is given by the equation (17) m, '
  • ⁇ rec 2 is the component of the received noise, and is defined in Appendix C. 2003/016079
  • Equation (17) SNR at the number of multiple access that allows multi-user reception does not become as Equation (17).
  • the first mode is to generate a time pulse shape that satisfies a desired frequency characteristic by adjusting parameters on the time axis of a single pulse in UWB communication that transmits a pulse with a short time width. is there.
  • a single pulse can be represented by a predetermined function on the time axis, and the parameters included in this function
  • a time pulse shape that satisfies the desired frequency characteristics is generated by changing the meter.
  • the monocycle waveform is expressed by equation (5), and w rec ( ⁇ ) in the frequency domain is expressed by equation ( 22 ).
  • Figure 10 shows the frequency characteristics of the power spectrum.
  • the frequency characteristic can be adjusted by adjusting the parameter m in the equation (22), and the desired frequency characteristic is satisfied by adjusting the parameter on the time axis of a single pulse. Time pulse shapes can be generated.
  • a single pulse is formed with a chirp waveform, and a time pulse shape that satisfies a desired frequency characteristic is generated by temporally setting the magnitude of the output of the chirp waveform.
  • the UWB distance measurement method will be described as an example.
  • the Intelligent Transport System which realizes a safe and efficient traffic environment, is attracting attention.
  • One of the purposes of ITS is to prevent traffic accidents. Elemental technologies for preventing traffic accidents include distance measurement between vehicles and between vehicles, understanding of road conditions, and driving control. Here, we focus on distance measurement between vehicles.
  • Elemental technologies for preventing traffic accidents include distance measurement between vehicles and between vehicles, understanding of road conditions, and driving control. Here, we focus on distance measurement between vehicles.
  • SS spectral spread
  • FM—CW Frequency M ndulated Continuous Wave
  • the UWB-IR Ultra Wide Band and Impulse Radio
  • the conditions required for on-vehicle radar include the measurable distance, the distance resolution, and the coherence, and the UWB-IR method can satisfy these conditions.
  • UWB-IR Ultra-Reliable and Low-power
  • the time length of the waveform is longer than that of a monocycle waveform, and the advantage of using Time Hoppin for user identification cannot be used.
  • the used band is divided into several parts, and the number of divided chirp waveforms with each frequency section as the bandwidth is prepared, and this waveform is arranged differently for each user based on the PN sequence.
  • a method of using a transmission wave By using this method, it is possible to achieve the same distance resolution as the UWB-IR method while suppressing the instantaneous transmission peak power.
  • Fig. 11 shows the principle diagram of distance measurement.
  • the radio wave is transmitted toward the target, the time it takes for the radio wave to reflect off the target and return is measured, and the distance to the target is calculated from the time delay.
  • the ranging is performed in this way.
  • ⁇ ⁇ [s] is the propagation delay time of the radio wave. Therefore, the delay time ⁇ can be detected by synchronizing the reception wave and the correlation wave, and the distance X [m] can be obtained by the equation (23).
  • X - [ml (23) and ⁇ , c (- 3 X 1 0 8 [m / s]) is the speed of light.
  • the minimum distance at which radar can identify targets in the same bearing and at different distances is called the distance resolution.
  • the distance resolution d (m) is given by equation (24).
  • the spectral power density of the signal is uniformly reduced over a wide band, the signal is buried in noise, making it difficult to recognize that communication is being performed, and has confidentiality. Also, even if it is known that communication is taking place, the signal is modulated by the PN sequence for user identification, and if the PN sequence used cannot be estimated, the communication contents cannot be understood, and there is confidentiality.
  • the UWB-IR method has the characteristic of modulating the generated impulse signal train by time hopping.
  • Figure 13 shows a system diagram of the UWB-IR system.
  • the transmitter will be described.
  • an impulse generator generates impulses ⁇ (t) to each interval of time frame Ichimu T f. j th It is referred to as ⁇ (t- jT f) impulse.
  • the number of pulse generations is N s .
  • the receiver will be described.
  • the receiver basically performs the reverse of the operation performed by the transmitter.
  • the impulse generated by the transmitter is actually a Gaussian waveform with a time width.
  • the Gaussian waveform is differentiated when passing through the transmitting antenna and the receiving antenna, and in the receiver, the Gaussian waveform is second-order differentiated.
  • This waveform is usually called a monocycle waveform in the UWB method.
  • the monocycle waveform is represented by w (t).
  • the UWB-IR method is performed according to the above flow. In distance measurement, the narrower the pulse width, the more accurate the time can be measured, and the distance resolution can be improved.
  • the best known of the radars is the pulse radar. The pulse radar transmits one pulse and calculates the distance from the time until the pulse returns.
  • the U W ⁇ -IR method has a high distance resolution because the pulse itself used has a very small width of 1 ns or less. Furthermore, since multiple pulses are transmitted and the interval between the multiple pulses is determined by a different time hobbing sequence for each user, it is possible to distinguish users.
  • the target conditions of the automotive radar will be described.
  • the target conditions for automotive radar depend on the intended use, but basic conditions include the detection distance and measurement accuracy that are appropriate for the current state of road traffic. Between cars The target conditions shown in Table 1 below are set as target conditions for automotive radar. Performance of Automotive Radar in Vehicles
  • radio waves In the case of automotive radar, it is not desirable for radio waves to reach a distance greater than the target condition, as this may cause an increase in erroneous information. It is highly probable that a large number of vehicles will be on a congested road where the use place and use time cannot be specified, and it is desirable that the radio wave reach not be too long.
  • Figure 17 shows the configuration of the inter-vehicle ranging system.
  • the ranging system targets one other vehicle traveling in the same lane as the own vehicle (measurer).
  • the transmitted pulse train ⁇ (t) is reflected and returned at night, and the received fre e (t) is received and synchronized to detect the distance.
  • Matched fill is used for synchronization acquisition.
  • the time when the matched filter output becomes maximum is the synchronization time.
  • a UWB ranging system using a chirp waveform will be described. This is realized by replacing the monocycle waveform with the chirp waveform in the UWB distance measurement method using the monocycle waveform described above.
  • Pulse compression is a technique that uses a wide transmission pulse to effectively reduce the pulse width at the receiving end. Pulse compression is roughly classified into a linear FM method and a coding method.
  • the linear FM method uses a key within a pulse with a long time length T.
  • Carrier is FM-modulated with frequency width ⁇ f and transmitted.
  • the signal passes through a pulse compression filter that has a delay time according to the frequency in the opposite direction to the direction in which the transmission frequency increases (decreases).
  • the pulse width is reduced to 1 / ⁇ ⁇ , and the amplitude is increased by "( ⁇ f) times.
  • the pulse compression filter is a surface acoustic wave filter whose delay time changes in proportion to the frequency. Pulse compression is a method of improving resolution without deteriorating the SN ratio in the distance direction as described above.
  • ⁇ is the central angular frequency
  • pulse compression By passing this chirp waveform through a pulse compression filter, pulse compression can be performed.
  • the pulse compression filter can be realized by a matched filter.
  • the output waveform after the pulse compression processing is a signal with a peak value ( ⁇ ) and a pulse width of 1 ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ compared to the waveform before compression.
  • the S / ⁇ ratio before and after compression is improved by the compression ratio f.
  • the resolution obtained by performing pulse compression on the chip waveform is equivalent to a pulse signal with a pulse width of 1 ⁇ f.
  • the same output as when the monocycle waveform is received by the matched filter is obtained.
  • the peak power is suppressed and a waveform with a long pulse time length can be transmitted.
  • the sharpness of the peak depends only on the bandwidth of the chirp waveform, and is not affected by the time length.
  • Figure 20 shows the monocycle wave and its autocorrelation output
  • Fig. 21 shows the chirp wave and its autocorrelation output.
  • the waveform bandwidth is 3 GHz for both, and the power is normalized for both. It can be seen that the amplitudes of the transmitted waveforms differ greatly between the two, but the autocorrelation output has the same sharpness.
  • the correlation characteristics of the chirp waveforms having different time lengths will be described.
  • the modulation start frequency and the bandwidth are fixed and the frequency sweep rate is changed, that is, when the difference between the time lengths of the two chirp waveforms is changed while the bandwidth is fixed, the mutual effect of the two waves is changed. Look for changes in the peak value of the correlation output. You.
  • Figure 22 shows the relationship between two chirp waves with different time lengths.
  • ⁇ T is the difference between the time lengths of the two waves.
  • the peak value of the cross-correlation output of two capture waves with a time difference of ⁇ is obtained, and the relationship between the magnitude of ⁇ and the peak value of the cross-correlation output is shown in Fig. 23.
  • the cross-correlation output becomes an output without a peak as the absolute value of ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ increases, that is, as the difference between the time lengths of the two chirp waves increases.
  • the cross-correlation output can be kept low by changing the time length.
  • Figure 24 shows the relationship between two chirp waves with different occupied bands using a frequency transition diagram.
  • ⁇ f st is the difference between the modulation start frequencies of the two waves.
  • the cross-correlation output becomes a peakless output as the absolute value of mu: f st increases, that is, as the occupied bands of the two chopper waves differ.
  • the cross-correlation output of the chirp waveform can be kept low even when the occupied bandwidths are different with the same time length. This is because the waveforms are orthogonal in frequency when the occupied bands are different.
  • the UWB-CHIRP system configuration of the present invention will be described.
  • a block diagram of the UWB-CHIRP system configuration of the present invention is shown in FIG.
  • the user is identified by time-hopping pulses using a ⁇ sequence that differs for each user.
  • user identification is performed by preparing a different waveform pattern for each user instead of performing time hopping.
  • a user identification method will be described.
  • the required conditions are that the cross-correlation value between waveforms is low, the length of one waveform does not exceed the time frame length, and the bandwidth exceeds the used bandwidth. There is not.
  • each waveform is orthogonal in frequency.
  • the setting of the used waveform will be described. Set the waveform to be used under the following conditions.
  • Waveform time length is the same as UWB time frame length
  • One bandwidth per wave is the width obtained by dividing the usable band into N.
  • the number of waveform patterns is the same as the number of UWB-IR slots for comparison with UWB-iR. I do.
  • the bandwidth per wave ⁇ is 3 GHz and 8 waves are prepared, the bandwidth per wave ⁇ : f n
  • Figure 27 shows the eight waveforms at this time. A combination of this waveform in different patterns for each user is defined as a transmission waveform.
  • the transmitter will be described.
  • a signal is sent from the frame clock every time frame Tf .
  • ⁇ 5 (t— jT f ).
  • Chiyapu waveform corresponding to pseudo-random sequence c i for user identification for each time frame is output. ( ⁇ Is the) th pseudorandom sequence.
  • s cj (t) is a trapped waveform of time length T ⁇ , and the center frequency w cj is assigned a different value for each C j.
  • the receiver will be described.
  • the receiver performs the reverse operation of the transmitter as in the UWB-IR system.
  • the UWB-CHIRP method of the present invention is performed according to the above flow.
  • Figure 29 shows the transmission waveforms of each user during multi-user use of the UWB-IR scheme and the proposed UWB-CHIRP scheme.
  • the two methods of user classification are different. Also, when the transmission power per period is uniform, the peak value of the transmission waveform of the UWB-CHIRP system of the present invention is suppressed lower than that of the UWB-IR system.
  • the performance evaluation of the UWB-CHIPRP ranging system of the present invention will be described.
  • the distance measurement performance of the proposed method is evaluated using computer simulation, and the UWB-IR method and the UWB-CHI RP method of the present invention are compared.
  • Table 2 shows the specifications of the simulation. . Simulation specifications
  • the bandwidth of the monocycle waveform used in the UWB-IR method and the bandwidth of the capture waveform used in the present invention are 3 GHz, and are equal between the two methods. Iterations N s time frame try if one zero and two zero. Increasing the number of repetitions of the time frame increases the number of waveforms for identifying the user, and it is thought that there is a difference in the user separation ability when using a multiuser.
  • the distance detection error is defined as when the error from the target value is 30 cm or more.
  • a user identification method will be described.
  • the user identification method is different between the UWB-IR method and the method of the present invention.
  • the difference between the two methods of user identification is due to the difference in the method of arranging waveforms in one time frame.
  • Table 3 shows the UWB-IR method and the method of arranging waveforms in one time frame according to the present invention. You another way
  • Figure 30 shows the two types of ranging error rates when no other vehicles are present.
  • SNR signal power to noise power ratio
  • the ranging error rate is slightly worse for 20 times. This means that as the number of time frame repetitions increases, the time length of the transmission wave used in one ranging increases, and the maximum distance that can be measured increases. As a result, the maximum distance for erroneous detection increased, and it is considered that the result is worse when the number of time frame repetitions is 20 in the comparison of ranging error rates.
  • the comparison at the time of multi-user will be described.
  • the ranging error rates of the UWB-IR method and the method of the present invention at the time of multi-user are obtained.
  • the number of other vehicles is 9, and the SNR is 25 dB from O dB.
  • the SIR (signal power to interference power ratio) is assumed to be 0 dB. PT / JP2003 / 016079
  • the system of the present invention can improve the ranging error rate compared to the UWB-IR system when the number of time frame repetitions is 10 and 20 when other vehicles are present. This is due to the fact that the peak waveform at the wrong position is less likely to occur in the case of using the trapping wave than in the case of using the monocycle wave because the eight waveforms are orthogonal to each other in frequency. it is conceivable that.
  • both the UWB-IR method and the method of the present invention improve the ranging error rate compared to when the number of time frame repetitions is 10 times. I have.
  • the comparison when the D / I ratio is changed will be described.
  • the method of the present invention can improve the ranging error rate in a multi-user environment.
  • the D / I ratio (desired signal-to-interference signal ratio) is varied, and the ranging error rates of the UWB-IR method and the method of the present invention when the number of interference waves and the power are changed are compared.
  • Figure 32 shows the ranging error rate when the number of users is changed.
  • the number of users is changed from 1 to 10 while SNR is fixed at 15 dB and 311 is fixed at 0 dB.
  • the difference in the ranging error rate between the scheme of the present invention and the UWB-TR scheme appears, and the improvement in the ranging error rate of the scheme of the present invention becomes more remarkable.
  • the fact that the chirp waveforms used in the method of the present invention are orthogonal in frequency leads to an improvement in characteristics.
  • the case where the interference wave power changes will be described.
  • Figure 33 shows the ranging error rate when the interference wave power is changed. SNR is set to 15 dB, the number of other stations is fixed at 1, and SIR, is changed from 0 dB to 10 dB.
  • the method of the present invention can improve the ranging error rate, but the UWB- The difference in the ranging error rate from the IR method does not change. For this reason, the system of the present invention does not show any particular advantage against changes in the power of other stations.
  • the ranging error rate can be improved as compared with the impulse, and the improvement of the ranging error rate becomes more remarkable as the number of other stations increases.
  • the spectral deformation of the chip waveform is performed by increasing the wave number for 1 ns or extending the time width.
  • FIG. 34 is an example in which the time width is extended to 100 ns. As shown in the figure, a deformation that spreads the spectrum uniformly between 1 and 4 GHz can be performed.
  • FIG. 35 is a diagram for explaining a method of temporally terminating the output.
  • the waveform s (t) and the envelope function a (t) at this time are shown in Fig. 36, and the output is shown in Fig. 37.
  • the spectrum can be changed by temporally changing the output of the waveform in the capture waveform.
  • the chip waveform has the advantage that the spectrum can be changed by weighting the amplitude in the time domain.
  • linear period modulation in which the period is linearly modulated can be considered. According to this, the frequency can be reduced in inverse proportion to the reciprocal of time without making a linear transition.
  • the spectrum deformation of the cap waveform can be performed by multiplying the cap waveform by the PN sequence.
  • Figure 38 shows the spectrum output of the chirp waveform.
  • Figure 39 shows this chirp waveform multiplied by the PN sequence.
  • the spectrum output of the chirp waveform multiplied by this PN sequence is shown in Fig. 40.
  • a method of suppressing this for example, a method of identifying a position of an interference pulse by continuing to take a correlation for one bit before transmitting the own station signal, or a method of identifying the own station signal There is a method of delaying so as not to hit with the interference pulse (the number of hits is small).
  • a time pulse shape satisfying a desired frequency characteristic is generated by arranging a plurality of single pulses on a time axis.
  • a first embodiment of a method of forming a dual cycle signal by arranging the same two single pulses on a time axis there is a method of superimposing a plurality of single pulses having different pulse widths and waveforms as a third form.
  • each pulse width of multiple single pulses, and each pulse width and each waveform of multiple single pulses the desired frequency can be obtained.
  • a notch portion can be formed at an arbitrary frequency.
  • a plurality of pulses of different orders are generated using a modified Hermite polynomial.
  • w 3 (t) ⁇ w rec (t + r / 2) -1 w rec (t- ⁇ / 2)) (40) ⁇ is the time interval between monocycles.
  • equation (39) is defined as dual cycle 1
  • the system can be configured without adding a new configuration to an existing system, and hardware can be simplified. It can be configured.
  • ⁇ p and Ap can be controlled by m. Therefore, in the power spectrum, the attenuation can be adjusted by controlling ⁇ and Ap.
  • Pawa Ichisupeku peak frequency ⁇ 1 the magnitude of the torque is W r m.
  • ⁇ ⁇ ml (t) the magnitude of the torque is W r m.
  • m 1 "(8 ⁇ ) ⁇ .
  • the peak of the power spectrum is frequency ⁇ 2 and the magnitude is W im .
  • Figures 45 to 47 show examples of attenuation at 2.4 GHz and 5.0 GHz.
  • the attenuation at 2.4 GHz and 5.0 GHz is almost zero.
  • this waveform it is possible to suppress the interference between systems having the center frequencies of 2.4 GHz and 5.0 GHz. If the above conditions are satisfied, better attenuation can be obtained.
  • a pulse signal having a desired frequency characteristic is generated by overlapping a plurality of single pulses having different pulse widths and waveforms.
  • the waveform w mein n (t) t and the frequency characteristic Ww ( ⁇ ) are used.
  • Equation (46) the peak frequency of the power vector is ⁇ , which can be attenuated at ⁇ 0 by using this equation.
  • the waveform can be deformed using a; m and / or ⁇ 0 as parameters, and a time pulse shape satisfying a desired frequency characteristic can be generated.
  • This waveform generation can be a single pulse or a combination of multiple pulses.
  • the desired waveform can be generated.
  • a time pulse shape that satisfies the frequency characteristics can be generated.
  • Figures 48 to 52 show examples of attenuation at 2.4 GHz and 5.0 GHz.
  • the attenuation at 2.4 GHz and 5.0 GHz is almost zero.
  • this waveform it is possible to suppress the interference of systems having center frequencies at 2.4 GHz and 5.0 GHz. If the above conditions are satisfied, better attenuation can be obtained.
  • the US FCC provides guidelines for UWB on transmission power, and a spectrum mask on emission limits for UWB.
  • the above-described waveform forming method can be applied to the formation of a waveform that satisfies the spectrum mask.
  • ⁇ 0
  • d is the pulse interval
  • ⁇ 1 is the starting frequency of the zone restriction
  • k is the number of pulses forming a monocycle.
  • the frequency characteristics of the pulse waveform can be matched to the specified spectrum mask.
  • FIG. 53 to FIG. 56 are examples of this.
  • Figures 53 and 54 show the spectrum mask and power spectrum, and the pulse waveform, and Figures 55 and 56 show examples of the spectrum mask and power spectrum using other parameters.
  • T is the time length of one bit of the SS signal
  • A is the received pulse amplitude
  • c (t) is the spreading sequence of the SS
  • c t is N represents S S 1 number of chips per bit
  • T e is the duration of the SS chip
  • T m represents the time width of the U WB 1 pulse.
  • the BER characteristic of the SS when the UWB signal is added can be calculated by adding the interference amount of the above equation by the number of pulses per bit to the noise power of the SNR of the SS signal.
  • the SNR of the SS signal is expressed by equation (51).
  • Tf is the width of UWB
  • BER of SS is expressed by equation (52).
  • DIR, P UWB, and P ss are represented by equations (53), (54), and (55).
  • Figures 57 and 58 show simulation results of the effect of UWB signals on existing SS signals.
  • DIR -29 dB Figure 59 shows the simulation results of the effect of the UWB signal on the existing SS signal.
  • the effect of the UWB signal on the existing SS signal can be simulated.
  • FIG. 60 shows a simulation result of the effect of the UWB signal on the existing SS signal using the simulation conditions in Table 5.
  • Figure 61 shows the simulation results of the effect of the UWB signal on the existing SS signal using the simulation conditions in Table 5.
  • T is the time length of one bit of the SS signal
  • A is the amplitude of the received pulse
  • c (t) is the spreading sequence of the SS
  • cos ⁇ c t represents the carrier wave
  • N Is the number of chips per SS pit
  • Tc is the time length of the SS chip
  • Tm + ⁇ is the time width of the UWB correlator.
  • DIR, PUWB, and Pss are represented by equations (59), (60), and (61).
  • Figures 62 and 63 show the simulation results of the effect of the UWB signal from the existing SS signal. Similarly, for the dual cycle case, the effect of the UWB signal on the existing SS signal can be simulated. Table 7 below shows the simulation conditions. .
  • Figure 64 shows the simulation results of the effect of the UWB signal on the existing SS signal.
  • Figure 65 shows the simulation results of the effect of the UWB signal on the existing SS signal using the simulation conditions in Table 7.
  • the UWB signal is received from the existing SS signal.
  • the effect can be simulated.
  • Figure 66 shows the simulation results of the effect of the UWB signal from the existing SS signal using the simulation conditions in Table 7.
  • UWB In the binary PPM (Pu1se Posision Modulation) method, one of the modulation methods in the IR method, a method of expressing one bit by time-shifting all multiple pulses is considered. I have. However, in order to further increase the transmission rate or improve the error rate, research on a multilevel transmission method for expressing a plurality of bits with the same plurality of pulse trains is also progressing in the UWB field. For example, a multi-level transmission scheme called the M-ary UWB scheme is proposed in Ref. In this method, each pulse transmits different information by time-shifting each pulse according to the orthogonal sequence, and one symbol transmits multiple bits of information. With this method, the probability of collision with other user's pulses during multi-user is lower in the Mary UWB system than in the conventional system when the transmission speed is the same as that of the conventional system. BER) can be reduced.
  • PPM Pul1se Posision Modulation
  • OFM orthogonal pulse modulation
  • the method of the present invention first uses the MHP pulse for data identification and prepares multiple-order MHP waveforms.
  • a system in which different types of MHP waveforms represent multiple pits is constructed. The user is identified by a time shift using a conventional TH sequence.
  • the multilevel transmission will be described.
  • PSK Pose modulation keying
  • BPSK binary
  • QPSK quaternary
  • octal 8 PSK
  • QAM Quadrature Am plitude M
  • odu 1 ation a multi-level modulation system that transmits multiple bits of information at the same time, such as 16-value, 64-value, and 256-value, has been conventionally used.
  • M-ary UWB SS communication a technology called M-ary / SSMA is known. For example, see Reference 18.
  • a correlator corresponding to the M PN sequences is prepared and the data corresponding to the maximum correlation output is demodulated.
  • Nu XM PN sequences are required. However, k symbols can be transmitted with one symbol, so that the transmission speed is improved.
  • the method that applies this concept to UWB communication is the Mary UWB method.
  • the Mary UWB method uses multiple In this method, different information is put on the pulse.
  • the M-ary UWB system is a system that maintains the confidentiality and confidentiality of UWB, and also has the excellent frequency use efficiency of M-ary.
  • Figure 67 shows a block diagram of the M-ary UWB transmitter.
  • the selected sequence is the i-th sequence out of M
  • the j-th value (1 or 0) of the sequence is c wa lsh (i, j).
  • the transmission waveform S tr (1) (t) of the first user transmitted by one symbol is expressed by the following equation (62). Is done.
  • the received signal r (t) is represented by the following equation (63). rW ⁇ Ru ) + n (t) (63) Fig. 68 shows a block diagram of the receiver.
  • equation (64) H,) dt (64) Then, using the sequence C Walsh (i, j) in which 0 of the W a 1 sh sequence used on the transmitting side is changed to ⁇ 1, the following equation (65)
  • the explanation is based on Eb / ⁇ M and bit error rate of M-ary UWB.
  • the SNR of M—ary UWB is calculated using the equation (66), as in the conventional method (binary PPM).
  • Literatures 13 to 15 are, for example, Literatures 13 to 15 as literatures which form a pulse for uwB communication using a function obtained by modifying a Hermite polynomial so that the ones having different orders are orthogonal to each other.
  • the pulse waveform is as shown in Figs.
  • the frequency characteristics of FIGS. 69 and 70 are as shown in FIGS. 71 and 72.
  • the MHP pulse waveform has the following features.
  • Pulse waveforms of different orders are orthogonal when the centers of the waveforms overlap in time. Even if the order is different, the time width of the pulse waveform hardly changes. As the order increases, the center frequency of the pulse waveform becomes higher. As the order increases, the pulse waveform Has a steep peak. As the order of the two MHP pulse waveforms increases, the cross-correlation function has a smaller overall value than the peak of the auto-correlation function.
  • the higher-order waveform has higher synchronization acquisition capability ⁇ distance measurement capability. Also considered sensitive.
  • the following describes the MHP pulse waveform in the receiver and its properties.
  • the above-mentioned document has already proposed a UWB communication system utilizing the characteristics of the MHP waveform.
  • these documents do not take into account the waveform deformation that occurs when inputting and outputting antennas.
  • the waveform of the n-th order MHP pulse in the receiver is expressed by the following equation (74).
  • the time waveform is transformed into a pulse waveform as shown in Figs. Fig. 73 shows the ⁇ ⁇ waveform (0th to 3rd order) in the receiver, and Fig. 74 shows the ⁇ ⁇ waveform (4th to 7th order) in the receiver.
  • the frequency characteristics of FIGS. 71 and 72 change as shown in FIGS.
  • the received MHP waveform has the following characteristics.
  • the two waveforms are orthogonal unless the orders are odd or even. Even if the orders of the two waveforms are odd or even, even if they are separated by 5 or more, they are orthogonal.
  • the received MHP waveforms of different orders are odd or even, if one of the waveforms has an order of 7 ?, there is a large negative correlation with the n + 2, n— second-order waveforms.
  • the absolute value of the correlation value increases as the value of 7? Decreases.
  • n is the order of one of the waveforms, there is a small positive correlation with the n + 4, n-4th order waveforms.
  • the correlation value is the absolute value as n is smaller. Becomes larger, and the absolute value is smaller than the correlation value with the n + 2 (or n ⁇ 2) order waveform for the n order waveform.
  • the DC component of the spectrum power is eliminated, and the low frequency component is also suppressed.
  • the center frequency of the received MHP waveform becomes higher.
  • the peak of the autocorrelation function of the received MHP waveform becomes steeper.
  • the value of the cross-correlation function becomes smaller as a whole as compared with the peak of the autocorrelation function.
  • a multi-level transmission scheme using MHP will be described.
  • the MHP waveform is used for user identification, and interference cancellation during user synchronization is performed based on the orthogonality between the waveforms.
  • the waveform (property) actually changes during reception, and the characteristics deteriorate when asynchronous between users.
  • send the MHP waveform As a method used as a waveform, a method taking into account the characteristics at the time of reception is shown.
  • the MHP waveform has the property that different orders are orthogonal to each other.
  • the received MHP waveform has not only a quadrature but also a negative correlation and a positive correlation. Therefore, it is considered that the method of eliminating interference between other stations by allocating different waveforms to each user and performing communication at the same time is not effective for asynchronous multiple access communication because the characteristics are deteriorated unless the user is synchronized. .
  • the receiver prepares a correlator with a template waveform that matches the received MHP waveforms of M different orders, selects the one with the maximum output from the output of each correlator, and supports the correlator. Demodulate the data to be processed.
  • This system has a very similar system configuration to the above-mentioned Mary UWB.
  • user identification is performed by applying a time shift to each pulse according to the user-specific TH sequence, which is also used in the conventional method.
  • Figure 77 shows the transmission block diagram of the multilevel UWB transmission method.
  • Fig. 77 is a system configuration diagram on the transmitting side of the multilevel transmission system using the MHP waveform.
  • the order of the waveform to be transmitted is determined according to the transmission data, and the MHP pulse of the determined order is transmitted at a timing that matches the TH sequence of the user. Therefore, the transmission signal of the first user S tr (1) (t (1 >) is expressed by the following equation (75).
  • T f is the pulse repetition time
  • T c is the chip length of time hopping (TH)
  • cj ( 1 ) is the jth TH sequence of the kth user
  • the received signal at this time is expressed by the following equation (76).
  • A represents the value of how much the signal S recn (1) (t 1) from the transmitter of the first user is attenuated at the receiver. Also, 1 indicates an asynchronous value between the receiver clock and the first user transmitter clock, and n t . t (t) represents a component obtained by adding the interference between other stations and the received white Gaussian noise.
  • the waveform changes to the second-order differential MHP waveform w recn (t) of order n due to the time differential at the time of antenna input / output.
  • Figure 78 shows the receiver block diagram.
  • the receiver prepares all (M) second-order differential waveforms of the MHP waveforms from 0 to M—1st order used on the transmission side as template waveforms, and sets each to the TH sequence of the receiving user. Shift. Correlate them with the received signal and demodulate the data corresponding to the correlator with the maximum correlation output from the M correlator outputs as received data.
  • Reference 15 described above proposes a method of removing interference between other stations during user synchronization using an MHP waveform. However, at the time of asynchronous communication, it is described that this method cannot eliminate interference between other stations.
  • each user is assigned a waveform with a relatively low correlation for all pulse time-shift collisions, so that interference at the time of pulse collision is reduced.
  • the purpose is to reduce it compared to the conventional method.
  • Data modulation is performed by assigning multiple pulses to a user and performing PSM (pulse waveform modulation).
  • a transmission / reception system corresponding to the above purpose of this system will be described.
  • interference between other stations at the time of pulse collision is reduced by assigning each user a waveform with a small cross-correlation for every time shift.
  • the cross-correlation tends to decrease as the order increases.
  • MHP waveforms of different orders are assigned to users, interference between other stations in the asynchronous multiple access environment described above is reduced.
  • the transmitting / receiving system in this system is almost the same as the transmitting / receiving system described above (FIGS. 77 and 78). The difference is that since each user uses a different waveform, the order of the waveform selected at the time of transmission differs from user to user.
  • the criteria (rules) for determining the waveform to be assigned to one user are determined as follows.
  • Figure 79 shows an image of interference reduction in this system.
  • the evaluation of the method of the present invention is performed by computer simulation.
  • the receiver performs a simulation assuming that it is synchronized with the signal of the desired user, and the results are shown below.
  • the comparison of the proposed method for each environment will be described.
  • the order of the usable MHP waveform is fixed (0th to 15th order), and the transmission power per bit rate pit is fixed in an asynchronous multiple access environment with a different number of users.
  • the optimal (lowest BER) method a comparison is made by computer simulation.
  • User 1 is assigned the 0th and 2nd order waveforms
  • User 2 is assigned the 13th and 15th order waveforms.
  • Each user transmits 0 and 1 data to the two assigned waveforms, respectively.
  • the 0th and 2nd order received MHP waveforms are prepared as template waveforms for user 1, and the correlation output is compared to determine the order of the received waveform and demodulate the data. The same applies to user 2.
  • User 1 has orders 0 and 2
  • User 2 has orders 1 and 3
  • User 3 has orders 4 and 6
  • User 4 has orders 5 and 7
  • User 5 has orders 8 and 10
  • User 6 has orders 9 and 11.
  • User 7 The MHP waveforms of orders 13 and 15 are assigned to users 12 and 14, respectively, and user 8 is assigned to users 8. Modulation and demodulation are performed in the same manner as described above.
  • Table 9 below shows the elements of the simulation conditions.
  • the multilevel transmission system (a) reduces interference between other stations in all cases of 2, 4, and 8 users.
  • the BER is lower than in method (b).
  • This is a multi-level transmission method that can reduce the pulse collision probability because the number of pulse repetitions and the time frame length can be increased without changing the transmission rate by performing multi-level transmission. It is considered that this is more effective than the other-stations interference reduction method that suppresses the interference when hit.
  • the multi-level transmission method (a) is more effective as the UWB communication scheme using the MHP waveform and the multi-level UWB-C DMA scheme in asynchronous multiple access.
  • the ratio of the conventional method to the method of the present invention 3 shows the results of a comparison simulation.
  • the EbZ No vs. BER characteristics of the multilevel UWB-CDMA transmission method using the MHP waveform according to the present invention and the conventional method are compared.
  • a conventional method a binary PPM method and a M-aryZUWB method are used.
  • the number of users, bit rate, and pulse width are made uniform, and the method of the present invention and the M_aryZUWB method are compared under the condition that the number of values is made uniform.
  • Table 10 (1) and 11 (2) below show the elements of the simulation conditions.
  • the BER characteristic becomes better as the number of values is larger than BPPM, which sends one pit with one symbol. This is because the correlator output corresponding to data other than the transmission data at the time of reception is 0 or a negative correlation. Therefore, as the number of multi-values increases, the probability of 1-bit error at high EbZNo decreases. Also, a difference of about 1 dB is observed between the method of the present invention and the M-aryZU WB, which is the M-ary / UWB method in which each repetitive pulse is PPM modulated and corresponds to the transmission data.
  • the SNR of the correlation output for one correlator is 1 dB lower than the SNR at the time of reception (before input to the correlator).
  • the characteristic is only 1 dB more than that of the M-ary ZUWB method. Is good.
  • the difference in characteristics at the time of 10 users is caused by the number of pulse repetitions and the time frame length.
  • the number of repetitions is increased by the number of values at the same frame length as the BPPM method.
  • the number of repetitions is required to be 2 k - 1 for the multi-level number k, so the time frame is narrower than in the two schemes described above. Therefore, it is sufficient if a sufficient frame length can be ensured for the number of users, but if the transmission rate is increased, the pulse collision probability becomes higher than that of other systems as shown in this simulation result. The deterioration of the characteristics at the time is large.
  • the autocorrelation of the modified Hermite waveform will be described.
  • the receiver was synchronized with the desired signal.
  • a desired signal may be received with a time lag from the original desired timing even after synchronization has been achieved.
  • the bit error rate may be degraded compared to the case of receiving at the original desired timing.
  • the reception waveform is a more complicated waveform than the conventionally used monocycle waveform. Therefore, even when the same degree of synchronization shift occurs, it is considered that there is a difference in the degree of characteristic deterioration between the conventional method and the method of the present invention.
  • the difference between the conventional method and the method of the present invention in the degree of deterioration in characteristics will be described.
  • the received MHP waveform has such a property that the higher the waveform, the sharper the vicinity of the peak of the autocorrelation function becomes.
  • the width of the out-of-sync is [-0.01 ns: 0.01 ns], [-0.02 ns: 0.02 ns], [-0.05 ns: 0.05 ns], [-0.1 ns: 0. Ins], and BER change is obtained by simulation.
  • the elements of the simulation conditions are shown in Table 12 below.
  • the UWB-CDMA transmission method using the modified Hermite waveform is described in two approaches as “Multi-level UW using MHP waveform. B transmission method has better characteristics at the time of asynchronous multiple access.
  • the deformation of the waveform at the time of reception is taken into consideration, and the multi-level transmission using the characteristics of the MHP waveform is performed, so that the existing multi-level coding scheme, the M-ary ZUWB method More excellent bit error rate characteristics for EbZNo can be obtained.
  • a third aspect is that, in UWB communication in which a pulse having a short time width is transmitted, a desired frequency characteristic is developed in a frequency domain, and a plurality of times selected from among the pulses to form components of the developed frequency domain By combining the pulses, a time pulse shape that satisfies the desired frequency characteristics is generated.
  • UWB has two bands [0— 0.9 GHz] and [3.1-10.6 GHz], the maximum output is limited to -41 dBmZMHz, and only about 1/100 output is permitted in other bands. It has not been.
  • the transmission limit of radio waves in the spread spectrum wireless LAN using the 2.4 GHz band frequency is 10 dBmHz.
  • the UWB output per 1 MHz is about 10-5 at maximum compared to the lan that uses the 2.4 GHz band, indicating that the spectral power density is extremely low.
  • This is one of the characteristics of UWB that UWB does not use a carrier wave and is used for impulse communication.
  • the FCC is currently only authorized to use it as a commercial UWB device in the [3.1-10.6 GHz] band at present. This is because the FCC imposes severe restrictions on UWB devices that use frequencies below 960 MHz, which are used in AMZ FM radios, television stations and older cellular networks.
  • the UWB system has a spectrum mask different from conventional communication.
  • a new issue in UWB communication is how to design a signal, that is, a waveform in the spectrum mask.
  • PPM pulse position modulation
  • the UWB pulse is an ultrashort pulse. This has grown over time Pulses are a parameter that increases the effect of interference between other stations in a multiuser environment.
  • the second is a pulse that maximizes power within the spectrum mask. This can reduce the number of pulses for transmitting one bit, and consequently increase the UWB channel capacity.
  • the received waveform that has been differentiated twice does not change in waveform due to only the phase difference from the transmitted waveform, but in the case of UWB, the waveform and frequency characteristics change significantly. Therefore, it is necessary to determine the transmission waveform in consideration of the characteristics of the second derivative.
  • the third mode is to develop a desired frequency characteristic in the frequency domain and combine a plurality of time pulses selected from time pulses forming components of the developed frequency domain, This is to express the signal using Fourier expansion in order to generate a time pulse shape that satisfies the desired frequency characteristics.
  • UWB transmission signals and modulation methods will be described based on the principle of UWB.
  • the UWB system shown here is described in, for example, Reference 3.
  • C j ( k) is the k-th user's; i-th TH sequence, dj ( k > is the k-th user's j-th hop information sequence, W tr (t) is the transmitted Gaussian waveform, and the transmitter of the k-th user transmits a plurality of pulses shifted by different times from each other.
  • each user transmits one pulse in a fixed interval frame called a time frame.
  • the time frame is divided into multiple slots, and each user determines which slot in the time frame to transmit a pulse by the TH sequence.
  • the information sequence is a sequence of 0 and 1.
  • UWB 9
  • the transmission data is determined based on the position of the pulse. In other words, to send 1, send W tr (t ( k ) — jT f — c (k) To- ⁇ ), and to send 0, W ir (t ( k ) — c ( k > Send T c ).
  • the modulation method of UWB is PPM (PulsePositiomnModu1ation: pulse position modulation) in which the pulse transmission time is shifted according to the transmission data.
  • FIG. 85 shows the Gaussian waveform that becomes the transmission waveform.
  • FIG. 86 shows a configuration example of a UWB transmitter configuration.
  • the transmit waveform shown in Fig. 85 is transmitted, and the waveform is second-order differentiated before entering the receive antenna.
  • the ideal received waveform is W re composer(t)
  • the received waveform is as shown in Fig. 87, and the frequency characteristic of the received waveform is as shown in Fig. 87.
  • the UWB receiver decodes data from the received waveform. That is, the received waveform is processed to determine whether the information is 0 or 1.
  • the processing in the UWB receiver is shown in the block diagram of FIG. 89. Note that the number of repetitions (the number of pulses required to transmit one pit) is N s. The processing in the receiver will be described.
  • n (t) Axw rec (t-1 n-1 jT f- 1 c T c -D) + rhtf (79) Add interference component n iti to interference between other stations (number of users. Nu) 'and noise, that is, Formula (80)
  • the equation (8 1) One 3 L, f ⁇ CjiT c) -W r ec (t ⁇ Ti -jTf-CjiTc- ⁇ ) is prepared as a receiving side filter (81).
  • the transmission information is determined to be 0; If the user and the transmission data D are independent random numbers, the optimal receiver is the correlation receiver, and the equations (82) and (83)
  • UWB was originally studied as a U.S. military radar technology in the 1950s, and in the U.S. it was called the Federal Communications Commission (FCC). Since the 1930s Some organizations are working to restrict wireless and wired communications. Since frequency is a finite resource, the goal is to establish communication without interference.
  • FCC Federal Communications Commission
  • the general shape of the frequency characteristics of the received waveform is not disturbed even if it is differentiated twice because the bandwidth is narrow, but it differs in the case of UWB.
  • the received waveform is attenuated and amplified depending on the frequency because of the ultra-wide band.
  • the first design criterion is to find the UWB pulse that maximizes the output under the restrictions of a spectrum mask such as FCC (hereinafter, the FCC spectrum mask will be described).
  • the transmission power limit of the FCC can be represented by a set of sine functions on the time axis.
  • the output limit of the FCC in Fig. 9 1 is 100 times higher in the section [0 — 0.96 GHz], [3, 1 — 1 0.6 GHz] than in other sections. Output of ⁇ 1000 times is permitted.
  • Reference 19 also indicates that GPS (Global Positioning System) cannot ignore UWB interference even below the FCC transmission power limit. So we mainly consider these two sections and do not consider the inverse Fourier transform of other sections. That is, the expression (94)
  • the former is a pulse with frequency characteristics in the interval [0—0.96 GHz]
  • the latter is a pulse with frequency characteristics in the interval [3.1—1 0.6 GHz].
  • the sine function requires an infinite amount of time to make the frequency response a square wave. If a sine function is expressed in a finite time as a UWB pulse, a clean rectangular wave will not be formed on the frequency axis, and a cyclone will occur. As a means to solve this problem, the side rope is reduced by a bandpass filter. That is, the desired frequency characteristic accuracy is improved by convolving and integrating the time waveform f (t) having a certain frequency characteristic F (jw) by ⁇ (t) itself. When expressed by an expression, it is expressed by expression (95).
  • the convolution integral in the time domain becomes a product closer to the desired frequency characteristic by utilizing the product in the frequency domain.
  • the side lobe is 1100 with respect to the main lobe, it can be suppressed to 1: 10000.
  • a desired frequency characteristic or an approximated frequency characteristic is subjected to inverse Fourier transform, it is represented by adding a plurality of time waveforms.
  • a time pulse shape satisfying a desired frequency characteristic can be generated.
  • a time pulse that satisfies the desired frequency characteristics is generated.
  • the original frequency characteristic used for the inverse Fourier transform is not limited to the desired frequency characteristic, but may be the desired frequency characteristic or a frequency characteristic that approximates the desired frequency characteristic.
  • the UWB output limitation by FCC is subjected to inverse Fourier transform, and its time waveform is obtained.
  • the process from transmission to reception is taken into account.
  • the second design criterion, that is, the pulse is determined in consideration of the change in the frequency characteristics during pulse transmission and reception.
  • the transmitted waveform is the integral of equation (94) twice.
  • the integration it is generally necessary to consider the integration constant instead of the pulse. Therefore, the time waveform of equation (94) is used as the transmission waveform, and the reception waveform closer to the spectrum mask is considered.
  • (frequency characteristic of received waveform) (frequency of transmitted waveform Characteristic) X ( ⁇ 2 ), which is attenuated or amplified for each frequency.
  • Fig. 93 shows the received waveform frequency characteristics when transmitting as a pulse matching the FCC spectrum mask.
  • Figure 93 shows that even if the transmitted waveform matches the spectrum mask, the received waveform greatly exceeds the limit at high frequencies. Therefore, in order to satisfy the second design criterion, the frequency band is divided into multiple bands and multiple pulses are combined to match the FCC limit.
  • FIG. 94 is a conceptual diagram of forming a pulse waveform satisfying a desired spectrum mask by applying pulses in N frequency sections.
  • the transmission waveform f (t) can be expressed by the following equation (97).
  • the function (t) is a function that determines the pulse time waveform, selects an appropriate kernel function, and expands or synthesizes it based on this kernel function. It can be constituted by doing.
  • the function ⁇ (t) can be configured not to use a carrier but to use a carrier called Impulse Radio in addition to the configuration using a carrier.
  • a trigonometric function is selected as a kernel function.
  • a trigonometric function as a carrier and superimposing sins (2 ⁇ ft) with different frequencies f, a multi-band system occupying each band can be realized.
  • Fig. 94 conceptually shows the case where the trigonometric function 'is used as a carrier.For example, a frequency section with a frequency f of 3.1 GHz to 10.6 GHz is divided into N sections, and each section is divided into frequency sections. Is represented by equation (98), and the peak value can be constructed by superimposing sin waves represented by equation (99).
  • Impulse Radio without using a carrier wave, it can be used as a kernel function such as a Gaussian function or a Helmite function. This allows a notch at the desired band of the frequency spectrum. (Notch), and can synthesize a pulse waveform that satisfies the spectrum mask that represents the transmission output limitation such as the Radio Law.
  • the spectral characteristics are adjusted to avoid interference with systems that share frequencies and to comply with various frequency regulations (spectrum masks) such as the Radio Law of the country or region.
  • spectrum masks such as the Radio Law of the country or region.
  • the method changed by software is called Soft Spectrum Adaptation (SSA).
  • FIG. 95 shows a basic configuration example of the pulse generation circuit.
  • the pulse and frequency characteristics used in the present invention are shown in FIGS.
  • the band [3.1—9.85 GHz] is divided into 15 parts to generate pulses.
  • Figs. 96 to 99 when the time width is 10 ns, there is no side lobe for the band used. When the time width is 3 ns, it is the minimum time width whose frequency characteristics match the spectrum mask.
  • the relationships shown in these figures show a trade-off relationship that if the time width is increased, the frequency characteristics match the spectrum mask, but are not suitable as UWB pulses. Therefore, the pulse of the present invention is shown in the performance evaluation as a 3 ns pulse as a UWB pulse.
  • UWB signals that meet the UWB output restrictions of the FCC by using bandpass filters that are currently used in various communication systems for UWB signals are used, and a single monocycle waveform is used as a comparison target with the pulse of the present invention. Confirm by computer simulation how much power can be obtained when a pass filter is used.
  • UWB transceivers are analog Is a BFF of the filter coefficient h (n) expressed by the following equation (100) for the convenience of the simulation program. sin (w c n)
  • BPF The configuration of BPF is as shown in FIG. A BPF with the characteristics of [3.1 — 9.85 GHz] is designed to make the bandwidth uniform.
  • the output waveform is very similar to the proposed pulse because it is represented by the sinc function.
  • the envelope of the frequency characteristic remains a monocycle waveform.
  • Figure 101 shows the monocycle waveform frequency characteristics after passing through the BPF. Comparing this frequency characteristic with the frequency characteristic in FIG. 97, it can be confirmed that the waveform after passing the BPF of the monocycle waveform has lower frequency use efficiency than the pulse of the present invention.
  • the modulation method of the system of the present invention will be described.
  • the ratio between the monocycle waveform and the UWB system using the modulation method PPM is shown.
  • parameters for using PPM in the pulse of the present invention and a correlation waveform are shown.
  • PPM PulsePositioonModulatioon
  • the pulse position is shifted by ⁇ depending on the data (here, 0 or 1).
  • the deviation width ⁇ 5 affects the data transmission speed. That is, if the width of ⁇ is small, the transmission speed increases. In addition, the small width reduces interference with other users.
  • the pulse auto-correlation is set to 1.00 and the fill output and pulse time width are compared according to Table 13.
  • Table 13 below shows the filter correlation outputs for the pulses of the present invention in PPM, and for the monocycle waveforms with 0.7 ns and 0.39 ns duration.
  • the pulse correlation output of the present invention is 0.991 due to the pulse of the present invention, which is higher than the monocycle waveform. From this, it is considered that the pulse of the present invention is superior in the case of a single user, but the pulse of the present invention has a large time width and the pulses collide with each other compared with the monocycle waveform in the case of a multiuser It is thought that the probability increases. However, in the pulse of the present invention, most of the power per one wave is concentrated at the center of the pulse.
  • the time slot and the time frame length are set to be equal.
  • the convolution integral is used to improve the accuracy of the frequency characteristics, and considering the differential characteristics, the section [3.1 — 9.85 GHz] is divided into multiple sections with the same bandwidth, and modulation is performed. Ideal for setting the method to PPM The waveform is improved in setting ⁇ .
  • the pulse waveform according to the present invention has a waveform shape with a longer time width than the monocycle waveform.
  • UWB is characterized by being resistant to multipath and interference from other stations.
  • FIG. 103 is a comparison diagram of B ER according to the pulse width of the multi-user access time. From these results, it can be confirmed that better results can be obtained with a pulse having a smaller pulse width.
  • the pulse according to the present invention is treated as a 3 ns pulse. Since the pulse width of the method of the present invention is about four times longer than that of the conventional monocycle waveform method, it is expected that the collision of the pulses will increase in the method of the present invention.
  • the effects of interference between other stations are compared by making the monocycle waveform and the pulse waveform of the present invention equal in bandwidth.
  • Bandwidth is the reference of how far whether the bandwidth for wants wide to the original infinity Ru is required. Here, it is defined by the 99% bandwidth. This means a bandwidth that includes 99% of the total power.
  • the simulation is performed by using the monocycle waveform, the monocycle waveform after the bandpass filter output, and the pulse waveform of the present invention so that the defined bandwidths are aligned.
  • Figures 104 and 105 respectively show The cross-correlation characteristics between the received waveform and the correlation waveform are shown. From the diagram of the cross-correlation characteristic of the monocycle waveform and the correlation waveform shown in Fig. 104 and the diagram of the cross-correlation characteristic of the pulse waveform and the correlation waveform of the present invention at time 105, the monocycle waveform and the pulse waveform of the present invention are obtained. Shows similar cross-correlation characteristics at the center of the pulse, but the pulse waveform of the present invention has a long correlated time width. Therefore, it is considered that the monocycle waveform has better BER characteristics in a multi-user environment.
  • Figure 106 shows a BER comparison between the proposed pulse and the monocycle waveform during multi-user access.
  • Table 14 below shows the specifications of the simulation conditions.
  • the monocycle waveform shows a good value as compared with the pulse waveform of the present invention.
  • this normalizes the power of the pulse Therefore, it is considered that the value of the pulse waveform of the present invention is getting worse because the BER characteristics are observed.
  • the B ER characteristic of the pulse waveform of the present invention is evaluated by adjusting the power per pulse according to the spectrum mask.
  • the pulse waveform of the present invention is compared with a conventional monocycle waveform in accordance with the transmission power limitation of UWB by FCC.
  • the frequency characteristics change significantly with the pulse width as a parameter. Therefore, a monocycle waveform that can generate the most power under the transmission power limitation is obtained and compared with the pulse waveform of the present invention.
  • a pulse along the spectrum mask is considered as a monocycle waveform.
  • the relationship is that the narrower the pulse width in time, the wider the frequency characteristics. Therefore, a monocycle waveform that maximizes the output below the spectrum mask is studied.
  • the received signal (monocycle waveform) when a Gaussian waveform is transmitted is obtained by the following equation (108). w r (t)
  • t m 0.28787.
  • the two pulses are compared in Table 15 below.
  • Table 16 below shows the specifications of the simulation conditions.
  • FIG. 108 is a comparison diagram of the pulse waveform according to the present invention and the conventional monocycle waveform when the power is adjusted to the UWB power limit. From FIG. 108, it can be seen that the proposed pulse has about 2 dB more gain than the monocycle waveform passed through the bandpass filter at the time of single user. In addition, when the number of users is equal, the monocycle waveform has a repetition count of 500 to 2000 times, although it depends on the value of tm in order to have the same BER characteristics as the present invention. That is, when the number of users is constant, according to the present invention, it can be seen that the transmission speed is 500 to 2000 times higher than that of the existing monocycle waveform.
  • the pulse waveform of the present invention has a monocycle Transmission power can be higher than that of a waveform or a monocycle waveform that has passed through a BPF.
  • the pulse waveform according to the present invention is less susceptible to interference between other stations than the monocycle waveform, but the pulse waveform according to the present invention is superior under the restrictions of the FCC.
  • SSA Soft Spectrum Adaptation
  • the baseband processor can be composed of, for example, a DSP, FPGA, CPU, etc.Since the digital data generated by the baseband processor is a complex signal, the baseband processor is composed of the I component (real part) and the Q component (imaginary part). Become.
  • the envelope waveform (Envelope) of the sine wave is shaped using the carrier (triangle function sin).
  • the I component and the Q component from the base-span processor are multiplied by the sine wave from the local oscillator (Lo Sin Demodulator: Local Sin generator), and the resulting signals are balanced-modulated.
  • Driver / Amplifier and transmit from the dual-purpose antenna via the switch (T / RSW).
  • a pulse waveform shaping circuit Free-verse Generator
  • reception is performed by amplifying the signal received by the transmitting / receiving antenna (shown on the left side of the figure) by the low noise amplifier (LNA) via the switching switch (T / RSW) and demodulating it. It is sent to the Base Band Processor (shown on the right in the figure).
  • LNA low noise amplifier
  • T / RSW switching switch
  • the signal When modulated using a carrier, the signal is converted to a baseband by multiplying the output of a local oscillator (Local Sin generator), amplified by a gain control amplifier (GCA), and then converted by an AZD converter. The signal is converted into a digital signal and demodulated.
  • a local oscillator Local oscillator
  • GCA gain control amplifier
  • a frequency hopping circuit (Frequency Hopping Synthesizer) is a circuit that performs hopping for switching the center frequency every fixed time slot. If the center frequency is not switched, this frequency hopping circuit can be dispensed with.
  • circuit configuration in FIG. 110 is a circuit example in the case of transmitting by multi-band OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing).
  • the frequency code is: Multiply by cos (27T fct) determined by fc and transmit.
  • Appendix A Evaluation of correlator output m of desired station signal at receiver
  • Equation (15) is obtained by the following equation (110)
  • N ( k) in the equation means the interference between other stations from the k-th user, and the following equation (1 1 3)
  • Appendix C Evaluation of Correlator Output n (k) for Inter-Station Interference Component at Receiver It is 0. Therefore
  • a pulse signal having a desired frequency characteristic can be generated by adjusting the shape of a single pulse itself.
  • a pulse signal having a desired frequency characteristic can be generated by combining a plurality of pulses.
  • a combination of pulse signals can be obtained from the frequency characteristics of a target transmission signal.
  • a transmission signal having wave number characteristics can be formed.
  • the present invention is applicable not only to UWB wireless communication but also to distance measurement and traffic systems using UWB.

Landscapes

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Abstract

　時間幅が短いパルスを送信するＵＷＢ通信おいて、データ伝送に用いるパルス信号の形状を調整することにより、所望の周波数特性を持つ送信信号を形成し、これにより、ＵＷＢ通信において他の無線システムへの電波干渉を低減する。パルス信号を調整する態様として、単一のパルス自体の形状を調整して所望の周波数特性を備えるパルス信号を生成する態様、複数のパルスを組み合わせすることにより所望の周波数特性を備えるパルス信号を生成する態様、目的とする送信信号の周波数特性からパルス信号の組み合わせを求める態様を備える。

Description

明 細 書 パルス波形の生成方法 技術分野
本発明は、 パルス波形の生成方法に関し、 特に、 U W Bの通信 に好適なパルス波形の生成方法に関する。 背景技術
UWB (Ultra Wide Band) ワイヤレス通信は、 搬送波形を用いず、
1ナノ秒 （ 1 0—9) 以下の非常に時間幅の短いパルスを用いて通信 を行う方式であり、 帯域幅は数 GH zにわたる広帯域なものとなる。 U W B方式では、 コサイン波のような搬送波による変調をせず I ns 以下のパルスを複数送信する。 そのため、 占有帯域幅は非常に広く なり、 スペク トル電力密度は非常に小きくなるため、 通常のスぺク トル拡散通信方式と同様に密話性 · 秘匿性に優れ、 他の狭帯域通信 に与える影響は小さいなどの特徴がある。
UWB信号は、 B P S Kなどの被変調信号はもとより、 通常のス ベク トル拡散信号 （ 2. 4 GH z帯ワイヤレス L ANで数十 MH z の帯域幅） に比べても超広帯域 （数 GH zの帯域幅） であることか ら UWBと呼ばれ、 電力スペク トル密度もスぺク トル拡散信号 （ 2. 4 GH z帯ワイヤレス L ANで 1 0ミ リワッ ト ： 1 O mWZMH z 以下） に対して、 UWB信号 （ 1 MH z当たり 1 0ナノワッ ト ： 1 O nW/MH z以下） は遙かに低く、 他のシステムが共存しても千 渉を与えにく いばかりでなく、 他のシステムからの干渉にも耐えら れ、 スペク トル拡散信号の特長を強調した利点がある。 - UWBによる送信は、 フレームクロックによって発生したパルス 波形を、 拡散符号によって時間ホッピング化し、 この拡散符号に応 じて入力パルスを時間軸上でホッピングさせ、 複数ユーザによるマ ルチアクセスを区別している。 更に、 入力データ信号に応じて時間 ホッ ピングされたパルス列を時間 δずらしたり、 ずらせなかったり することにより、 0 と 1 に対した信号波形を生成する。
また、 U W Βによる受信は、 R F部で受信した信号波形と、 送信 側と同様の処理で形成したパルス列を使って相関を取り、 この相関 値のピークを得ることで、 デ一夕と雑音とを区別し出力を得る。
UWBによるパルス伝送については、 例えば、 文献 1 , 文献 2が あ ·©。
また、 チヤープ波形を用いた U W Β測距に関連する文献として、 例えば、 文献 3 ~ 1 1がある。
また、 修正エルミート波形を用いた多値化 U W Β— C D Μ Α伝送 に関連する文献として、 例えば、 文献 3 , 1 2〜 1 8がある。
また、 送信電力制限に関連する文献として、 例えば、 文献 3 , 6， 1 9〜 2 2がある。
また、 UWBと既存信号との干渉低減に関連する文献として、 例 えば、 文献 3， 1 3 , 1 7 , 2 3 ~ 3 2がある。
文献 1 日経エレク トロニクス 1 3 7頁〜 1 4 4頁 2 0 0 2 8. 2 6
文献 2 日経エレク トロニクス 9 5頁 2 1頁 2 0 0 3. 2. 1 7
文献 3 河野隆二 ： " I m p u 1 s e R a d i oによる U 1 t r a W i d e b a n d (UWB ) 無線通信の基礎と発展" 電子情報通 信学会信学技法 2 0 0 1 / 7 D S P 2 0 0 1 — 8 0， S S T 2 0 0 1 — 4 0 p p 7 7 - 8 4
文献 4 ： 松村健， 江島一樹， 河野隆ニ ： "超広帯域無線 I m p u 1 s e R a d i oを用いた T T S車車間測距システムに関する」 検 討" I T S 2 0 0 2 - 6
文献 5 ： 佐藤正知， 江島ー榭， G i u s e p p e A B R E U, 河野隆二 ： "超広帯域無線通信に適した異なる周波数特性の素子アン テナによるアレーアンテナに関する研究" 電子情報通信学会無線通 信システム研究会 2 0 0 2— 5
文献 6 ： 丸林元， 中川正雄， 河野隆二 ： "スペク トル拡散通信とそ の応用" 社団法人電子情報通信学会編
文献 7 ： Moe Z. Win, Robert A. Schol tz : "Ul tra- Wide Bandwidth Time-Hopping Spread-Spectrum Impulse Radio for Wireless Mul t iple- Access Cominuni cat i ons " IEEE TRANSACTION ON COMMUNICATIONS, VOL.48, NO. 4 , APRIL 2000, PP6Y9-691
文献 8 ： 富澤良行， 荒井郁男 ： "遅延相関器を用いたチヤープ信号 パルス圧縮地中レーダ" 電子情報通信学会論文誌 P p 1 1 3 — 1 2 0 2 0 0 0 - 1
文献 9 ： JamesD. Tayl or "ULTRA-WIDEBAND RADAR TECHNOLOGY" CRCPRESS
文献 1 0 ： 吉田孝 ： "改訂レーダ技術" 社団法人電子情報通信学会 偏
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上記文献 2には、 UWBの持つ技術課題として、 他の無線システ ムへの電波干渉の低減、 各国の電波規制への適合、 壁や物体などか らの反射波による伝送誤りの抑制 （マルチパス対策） 複数台の機器 間での通信の途切れない実現 （マルチアクセス）、 UWBの無線回路 部の実装コスト低減などが挙げられている。 この内で、 電波干渉の課題は、 U W Bを家電に適用する場合等に 重要視されている。 この電波千渉に対して、 例えば、 米 F C C (連 邦通信委員会） は、 U W Bの送信出力を規定している。
そこで、 本発明は前記した従来の問題点を解決し、 U W B通信に おいて他の無線システムへの電波干渉を低減することを目的とし、 所望の周波数特性を持つ送信信号を形成することを目的とする。 発明の開示
本発明は、時間幅が短いパルスを送信する U W B通信において、 データ伝送に用いるパルス信号の形状を調整する こ とによ り、 所 望の周波数特性を持つ送信信号を形成し、 これによ り、 U W B通 信において他の無線システムへの電波干渉を低減する。
本発明は、 パルス信号を調整する態様として、 単一のパルス自 体の形状を調整して所望の周波数特性を備えるパルス信号を生成 する第 1 の態様、 複数のパルスを組み合わせすることによ り所望 の周波数特性を備えるパルス信号を生成する第 2 の態様、 目的と する送信信号の周波数特性からパルス信号の組み合わせを求める 第 3の態様を備える。
第 1 の態様、 及び第 2 の態様は合成によ りパルスを生成する方 法に対応するものであ り、 第 3 の態様は、 パルスを展開する こと により生成する方法に対応する。
第 1 の態様は、 時間幅が短いパルスを送信する U W B通信にお いて、単一パルスの時間軸上のパラメ一夕を調整することにより、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。 単一パル スは、 時間軸上において所定の関数で表すことができ、 この関数 中に含まれるパラメ一夕を変更することによ り所望の周波数特性 を満たす時間パルス形状を生成する。
第 1 の態様の第 1 の形態は、 単一パルスを、 w ( t ) = οο β ω 0 t · exp ( - 2 π · t 2 / ( a r m ) 2 ) で表される波形で形成し、 パルス間隔を定めるパラメ一夕 a て m、 及び 又はパワースぺク トルのピーク周波数を ω θを調整することによ り、 所望の周波数特 性を満たす時間パルス形状を生成する。
また、 第 1 の態様の第 2 の形態は、 単一パルスをチヤープ波形 で形成し、 このチヤープ波形の出力の大きさを時間的に設定する こ とによ り、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成す る。
本発明の第 2 の態様は、 複数の単一パルスを時間軸上に並べる ことによ り、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成す る。
本発明の第 2 の態様において、 第 1 の形態として、 同一の 2つ の単一パルスを時間軸上に並べてデュアルサイクルの信号を形成 する方法があ り、 また、 第 2 の形態と して、 パルス幅を異にする 複数の単一パルスを重ね合わせる方法があり、第 3の形態として、 パルス幅及び波形を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる方 法がある。 デュアルサイ クルの 2つの単一パルス間の間隔や、 複 数の単一パルスの各パルス幅や、 複数の単一パルスの各パルス幅 及び各波形を調整することにより、 所望の周波数特性を満たす時 間パルス形状を生成する。
また、 これらの各形態によれば、 任意の周波数にノ ッチ部を形 成することができる。
また、 第 4の形態では、 修正エルミー ト多項式を用いて複数の 次数の異なるパルスを生成する。 本発明の第 3 の態様は、 時間幅が短いパルスを送信する U W B 通信おいて、 所望の周波数特性を周波数領域で展開し、 展開した 周波数領域の成分を形成する時間パルスの中から選択した複数の 時間パルスを組み合わせるこ とによ り 、 所望の周波数特性を満た す時間パルス形状を生成する。
本発明の第 3 の態様の他の形態として、 時間幅が短いパルスを 送信する U W B通信において、 所望の周波数特性又は近似する周 波数特性を逆フーリエ変換し、 当該逆フーリエ変換で得られた時 間波形の中から選択した複数の時間波形を組み合わせるこ とによ り、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。 図面の簡単な説明
第 1 図は送信波形のガウス波形例であり、 第 2図は送信波形のガ ウス波形例の周波数分布であり、 第 3図は空間伝搬中の波形の例で あり、 第 4図は空間伝搬中の波形の周波数分布であり、 第 5 図は受 信機中の波形の例であり、 第 6図は受信機中の波形の周波数分布で あり、 第 7 図は U W B無線通信方式における送信側のシステム構成 を示す図であり、 第 8図は U W B無線通信方式における受信側のシ ステム構成示すブロック図であり、 第 9図はテンプレート信号とし て用いられる波形であり、 第 1 0図はパワースペク トルの周波数特 性図であり、 第 1 1 図は測距の原理図を示す図であり、 第 1 2図は 距離分解が不可能になる状況を示す図であり、 第 1 3図は U W B— I R方式のシステム図であり、 第 1 4図はタイムホッ ピング変調を 説明するための図であり、 第 1 5図は U W B— I R送信機を説明す るための図であり、 第 1 6図は U W B— I Rの希望波とレプリカの 相互相関出力の関係を説明するための図であり、 第 1 7図は U W B による車車間測距のモデル図であり、 第 1 8図はチヤ一プ波形の周 波数遷移図であり、 第 1 9図はパルス圧縮後の波形であり、 第 2 0 図はモノサイクル波とその自己相関を説明するための図であり、 第
2 1図はチヤープ波とその自己相関を説明するための図であり、 第 2 2図は時間長の異なるチヤ一プ波形の図であり、 第 2 3図は 2つ のチヤープ波形の時間長を変化させたときの相互相関出力のピーク 値の変化を示す図であり、 第 2 4図は占有帯域の異なるチヤープ波 形の図であり、 第 2 5 図は 2つのチヤープ波形の占有帯域を変化さ せたときの相互相関出力のピーク値の変化を示す図であり、 第 2 6 図は U W B—チヤ一プ測距のブロック図であり、 第 2 7図は帯域分 割後の各チヤープ波形の図であり、 第 2 8図は本発明の U W B—チ ヤープ方式の希望波とレプリカの相互相関出力の関係を説明するた めの図であり、 第 2 9 図は従来の U W B—チヤ一プと本発明の U W B一チヤープのユーザ毎の送信波形を説明するための図であり、 第 3 0図は 1ユーザ時の測距誤り率の図であり、 第 3 1図は他車両 9 の時の測距誤り率の図であり、 第 3 2図はユーザ数を変化させたと きの測距誤り率の図であり、 第 3 3図は干渉波電力が変化するとき の測距誤り率の図であり、 第 3 4図は時間幅を変えた場合のスぺク トル図であり、 第 3 5図は出力を時間的に打ち切る方法を説明する ための図であり、 第 3 6図は包絡線関数を変化させた波形を示す図 であり、 第 3 7図はチヤープ波形を途中で打ち切った場合のスぺク トル図であり、 第 3 8図はチヤープ波形のスぺク トル出力を示す図 であり、 第 3 9図は P N系列をかけたチヤ一プ波形を示す図であり、 第 4 0図は P N系列をかけあわせた後のスぺク トル出力を示す図で あり、 第 4 1 図はデュアルサイクルの波形を示す図であり、 第 4 2 図はデュアルサイクルの波形を示す図であり、 第 4 3図はデュアル サイクルのパワースぺク トル出力を示す図であり、 第 4 4図はデュ アルサイクルのパワースペク トル出力を示す図であり、 第 4 5図は モノサイクルの波形と異なる時間のモノサイクルから形成される波 形を示す図であり、 第 4 6図はモノサイクル波形の周波数特性を示 す図であり、 第 4 7図はモノサイクル波形のパワースペク トルを示 す図であり、 第 4 8図はパルス形成のための波形を示す図であり、 第 4 9図は形成されたパルス波形を示す図であり、 第 5 0図は wrec、 wco l、 wco 2の周波数特性を示す図であり、 第 5 1図は wxの周波 数特性を示す図であり、 第 5 2図は wxのパワースぺク トルを示す図 であり、 第 5 3図はスぺク トルマスクと wxのパワースぺク トルを示 す図であり、 第 5 4図は wxの波形を示す図であり、 第 5 5図はスぺ ク トルマスクと wxのパヮ一スぺク トルを示す図であり、 第 5 6図は wxの波形を示す図であり、 第 5 7図は UWBシステムと共存する S Sシステムの B E Rの理論解析とシミュレーショ ン結果を示す図で あり、 第 5 8図は UWBシステムと共存する S Sシステムの B E R の理論解析を示す図であり、 第 5 9図はデュアルサイクルの UWB システムが共存する場合の S Sシステムの B E Rの理論解析を示す 図であり、 第 6 0図は S Sシステムの B E Rの理論解析を示す図で あり、 第 6 1 図は S Sシステムの B E Rの理論解析を示す図であり、 第 6 2 図は理論解析とシミュレーショ ン結果との比較図であり、 第 6 3図は UWBシステムと共存する S Sシステムの B E Rの理論解 析を示す図であり、 第 6 4図はデュアルサイクルの UWBシステム が共存する場合の S Sシステムの B E Rの理論解析を示す図であり、 第 6 5 図は S Sシステムの B E Rの理論解析を示す図であり、 第 6 6図は S Sシステムの B E Rの理論解析を示す図であり、 第 6 7図 は M— aryU W B方式の送信側のシステム構成を説明するための図で あり、 第 6 8図は M— aryUWB方式の受信側のシステム構成を説明 するための図であり、 第 6 9図は修正エルミート波形 （ 0 ~ 3次） の図であり、 第 7 0図は修正エルミート波形 （ 4 ~ 7次） の図であ り、 第 7 1 図は修正エルミート波形 （ 0 ~ 3次） の周波数特性の図 であり、 第 7 2図は修正エルミー ト波形 （ 4 ~ 7次） の周波数特性 の図であり、 第 7 3図は受信中の MH P波形 （ 0〜 3次） の図であ り、 第 7 4図は受信中の MH P波形 （ 4 ~ 7次） の図であり、 第 7 5図は受信中の MH P波形 （ 0〜 3次） の周波数特性の図であり、 第 7 6図は受信中の MH P波形 （ 4 ~ 7次） の周波数特性の図であ り、 第 7 7 図は MH P波形を用いた多値化伝送方式の送信側のシス テム構成を説明するための図であり、 第 7 8図は MH P波形を用い た多値化伝送方式の受信側のシステム構成を説明するための図であ り、 第 7 9図は MH P波形を用いた他局間千渉低減方式での干渉低 減システムを説明するための図であり、 第 8 0図は本発明の比較シ ミュレーシヨ ン結果の図であり、 第 8 1図は従来の M— aryUWB方 式との比較シミュレーション結果の図であり、 第 8 2図は受信 MH P波形の自己相関関数の図であり、 第 8 3図は本発明の方式での同 期ずれの影響による B E Rの変化を説明するための図であり、 第 8 4図は M— ary/UWB方式での同期ずれの影響による B E Rの変化 を説明するための図であり、 第 8 5図は UWBにおける送信波形の 図であり、 第 8 6図は UWBの送信機の構成を説明するための図で あり、 第 8 7図は UWBの受信波形の図であり、 第 8 8図は UWB の受信波形の周波数特性図であり、 第 8 9図は UWBの受信機の構 成を説明するための図であり、 第 9 0図は相関波形の図であり、 第 9 1 図は : F C Cによる UWBの出力制限を説明するための周波数特 性図であり、 第 9 2図は F C Cのスぺク トルマスクを説明するため の図であり、 第 9 3図は第 9 2図の送信波形による受信波形の図で あり、 第 9 4図は N個の周波数区間のパルスを加算することで所望 のスペク トルマスクを満たすパルス波形を形成する概念図であり、 第 9 5図は本発明の態様によるパルス発生装置の概略構成を説明す るための図であり、 第 9 6図は本発明の態様によるパルス波形 （幅 3 ns) の図であり、 第 9 7図は本発明の態様によるパルス波形 （幅 3 ns) の周波数特性図であり、 第 9 8図は本発明の態様によるパル ス波形 （幅 1 0 ns) の図であり、 第 9 9図は発明の態様によるパル ス波形 （幅 1 0 ns) の周波数特性図であり、 第 1 0 0図は B P Fの 一構成例であり、 第 1 0 1図は B P F通過後のモノサイクル波形の 周波数特性の図であり、 第 1 0 2図は δを変化させたときの受信信 号と相関波形の相互相関特性の図であり、 第 1 0 3図はマルチユー ザアクセス時のパルス幅による B E Rの比較図であり、 第 1 0 4図 はモノサイクル波形と相関波形の相互相関特性の図であり、 第 1 0 5図は本発明のパルスと相関波形の相互相関特性の図であり、 第 1 0 6図はマルチユーザアクセス時の本発明と従来との比較図であり、 第 1 0 7図は時間幅のパラメータ t mによるモノサイクル波形の周波 数特性の比較図であり、 第 1 0 8図は U W B電力制限に電力を揃え た本発明と従来の比較図であり、 第 1 0 9図は本発明の送受信機の 構成例の概略図であり、 第 1 1 0図は本発明の送受信機の他の構成 例の概略図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態について、 図を参照しながら詳細に説 明する。
はじめに、 UWB無線通信方式 （ I m p u 1 s e R a d i oに よる UWB無線通信） について説明する。 UWB— I R方式での送 受信波形や受信機のシステムについて説明する。 ここでは、. UWB でのデータ変調方式の代表として P u 1 s e P o s i t i o n M o d u 1 a t i o n (P PM) 方式の場合を説明する。
UWB— I R方式の原理について説明する。 送受信信号波形 UW B - I Rの送信機では、 理想的なインパルス信号を作り出すことは 出来ない為、 ある程度の時間幅を持ったガウス波形 （式 1 ) を形成 する。 m = (1 )
— ¾ 次にフーリエ変換で、 ガウス波形の周波数分布を求めると、 式 （ 2 ) となる。
1 )1-1广/( |- ^ ( )2 (2) 例としてパルス幅時間て m= 0. 4 [n s ]でのガウス波形とその周 波数分布を図 1、 2に示す。
図 2より、 ガウス波形は低い周波数帯に電力が偏っている事が分 かる。 また、 式 （ 2 ) からパルス幅時間て mが小さいほど周波数が 高い周帯域まで信号電力も小さく拡散できることがわかる。
UWB - I R方式では、 搬送波を乗せずに作り出したガウス波形 を直接アンテナから出力させる。 ここで信号をアンテナから入出力 する際に、 一階時間微分の関係がある事を考慮しなければならない。 送信機中の信号を wtx ( t )、 空間伝搬中の信号を wspace(t)、 受 信器中の信号を wrx ( t ) とすると以下の式 （ 3 ) Wrx(t) = WsparM = 1 ^) ( 3 ) という関係になる。 また、 図 3は空間伝搬中の波形を示し、 図 4は 空間伝搬中の波形の周波数分布を示している。
通常の AM、 FMなどの狭帯域通信や S Sなどのように正弦波の 搬送波を用いて通信する方式は正弦波の微分が行なわれるだけなの で結果的には位相が変化するだけだが、 UWB通信に用いられるガ ウス波形を微分すると波形が変化するとともにその周波数分布も変 化する。 この現象は搬送波を用いない UWB通信ならではの特徴で ある。 よって空間伝搬中の波形は、 ガウス波形の一階微分であらわ される。
space (t) (4)
Figure imgf000017_0001
受信機中の波形は、 ガウス波形の二階微分であらわされる。 通常 この波形を UWB通信ではモノサイクル波形と呼び式 （ 5 ) で表さ れ、 図 5は受信機中の波形を示し、 図 6は受信機中の波形の周波数 分布を示している。
Figure imgf000017_0002
次に、 送受信機のシステムについて説明する。 ここでは、 U W B 一 I R方式の代表的な変調方式である P P M ( P u 1 s e P o s i t i o n M o d u 1 a t i o n) 方式での送受信システムにつ いて説明する。 図 7は U W B無線通信方式における送信側のシステム構成を示す 図である。
k番目に数えることができるユーザの送信信号 s trは次式 （ 6 ) に よって表される。
4 (も)) = ∑ ^ -jTf-^- ^ (6)
·7=_°°
ただし、 t ( k ) は送信器のクロックタイム、 T f はパルス反復 時間、 T cはタイム ' ホッピング （ T H ) のチップ長、 c 3 < k ) は k 番目ユーザの j番目の T H系列、 d； ( k ) は k番目ユーザの j ホップ 目の情報系列、 wtr ( t ) は送信されたガウス波形である。
k番目の送信器において、 j番目のパルスは； jTf+ C j (k> Tc+ (5 d
[j/Ns] (k)の時間に送信され始める。
ここで各シフ ト時間の構成を次に挙げる。
( 1 ) 一定時間間隔のパルス列 ： ∑ ω tr ( t (k)-jTf) で表される パルス列は T f 秒の間隔をもつガウス波形の列によって構成される。 このようにパルスの幅より も十分広い間隔をパルス間に用意してい る為、 マルチパスの分解能は高くなる。
( 2 ) 疑似ランダム T H ： 多元接続において （ 1 ) のように全て のパルスで衝突することがないように、 ユーザごとに異なる T H系 列 { c k)} が与えられる。 このホッピング系列 { C j ( k ) } は系列長 N pの疑似ランダム系列で、 各要素は 0 c j (k)<Nhを満たすもの とし、 NhTc^Tfとなるように Nhを定める。 この TH系列は （ 1 ) の場合の各パルスを （ 1 ) に加えて c ( k ) jTc秒付加的に時間シフ トさせる。
( 3 ) 情報系列 ： データシンポルが j = 0から始まると仮定する と、 データシンポルの順番はホッピング回数 j を用いて [ j ZNs] と表される （ここで [x」 は xの整数部分を表す）。 P PM方式では データシンポルが 0の時は （2) の場合に時間シフトが付加されず、 データシンボルが 1の時は δ d u /N s ] ( k ) の時間シフ トが付加され る。
次に受信側のシステムについて説明する。
マルチパスのない AWGN (白色ガウス雑音） 環境で多元'接続.を 行っているとして、 N uのユーザが存在する場合の受信信号 r ( t ) は次式で表される。 ）
Figure imgf000019_0001
4 — ) + n ( (7)
も =1 ここで A kは k番目のユーザの送信機からの信号 Srec ( k ) ( t — て k ) が受信機においてどれほど減衰しているかの値を示す。 また、 Ttkは受信機のクロックと k番目ユーザの送信機クロックの非同期の 値を示し、 n ( t ) は他局間干渉以外の白色ガウス雑音の成分を表 す。
理想的なチャネルとアンテナシステムでは送信波形 wtrは、 受信器 のアンテナの出力では wrecに変化する。 理想化されたモデルでは、 受信波形 wrecは図 5の様に表される。 解析を容易にするために、 受 信波形 wrecは既知のものとし、 マッチドフィルタを用いて受信する 場合を示す。
UWBの受信器において同期が完全であると仮定する。 また、 こ こでは説明を進めるうえで k = l番目のユーザによって送信された データ復調について示す。 図 8は UWB無線通信方式における受信 側のシステム構成示すブロック図である。
U W Bの受信器は、 T s = N s T fの間で受信信号 r ( t)を観測し、 d /Ns] (1)= 0 or 1を決定する必要がある。 つまり、 送信情報 が dのときの受信信号 r(t) - ∑ wrK (t -τ - jTf - 41)TC― d) + ntM{i) ( 8 ) において d = 0 or 1を判定する必要がある。 他局間干渉成分や 受信雑音成分はまとめて
Figure imgf000020_0001
と表される。
次式 ( 1 0 ), ( 1 1 ) に示すのは d ( 1 )〔 j / Ns] = 0、 及び d [ j , Ns] ( 1 ) = 1のそれぞれの場合における相関器出力値である。
パルス相開器の出力 Δ nj
(10) j =。 ∑ / . )" ― ^—j ― > 0 相関器出力 計 ^ a パルス相関器の出力 Δ„,. ki =Ί ^ ∑ J r (り" 一 ~jTs― Τ < 0 (1 1) 相閱器出力の合針 « wreo ( t ) は [ 0 , T m ] の期間で 0ではないので、 V ( t ) は [ 0 , Tm+ δ ] において 0ではない。 式 （ 1 0 )， （ 1 1 ) の αは 受信信号 r ( t ) に合わせて時間ホッピングした相閼波形 v ( t ) を用いてとった各パルスの相関値の合計値である。 図 5のモノサイ クル波形を用いて得られる相閧器において、 テンプレート信号とし て用いられる波形 V ( t ) を図 9に示す。
多元接続数が増え、 マルチユーザ受信が不可能となってく ると他 局間干渉による影響はガウス分布に近付いてくる。 このような状況' では、 nt。t ( t ) は白色ガウス雑音とみなされ、 式 （ 1 0 )， （ 1 1 ) は最適となる。
aは、 = m.4-
(1 2) と置き直すことができ、 希望信号の相関器出力 m ( d [j/Ns] (1>= 1の 時） と干渉、 受信雑音成分の相関器出力 ndはそれぞれ、 式 （ 1 3 ), ( 1 4) となる。 一 S)} (1 3)
Figure imgf000021_0001
v(t - r, - jTf - c^Tc)dt
,
Figure imgf000021_0002
nf.ot(t)v{t一 — j .1Tf J一 c 、}Ί- }T)dt (14) . J /τT"ιl ++jiTTft mは付録 Aによって式 （ 1 5〉 で表される。 m = N\,A、mp (15)
また、 mpも付録 Aによって表される。 式 （ 1 4 ) は付録 Bでさらに簡単に
N"
∑ Akn^ + n re (16)
fc=2 と表され、 n ( k ) は k番目のユーザからの他局間干渉を表し、 nre cはモノサイクル以外の原因による雑音を表す。 より数学的な表現を 付録 Bの式に示す。
以上をまとめると、 UWB— I R通信における P P M方式での受 信機では、 図 9の波形を持つ相関器に同期を合わせた受信信号が入 力され、 送信データによって正の出力または負の出力が出るので、 0を閾値としてデータを判定するのである。
UWB受信機における S N Rとピッ ト誤り率について説明する。 U WB - I R方式における受信機中の相関フィル夕出力の信号成分 対雑音成分電力比 S N Rは式 （ 1 7 ) m,'
SNRmd(Nn) (17)
Figure imgf000022_0001
と表される。 この式の分子は式 （ 1 5 ) で表される。 付録 Cに示す 通り、 n ( k ) の平均は 0である。 式 （ 1 6 ) で示す n dは独立な 平均 0の乱数となるため、 n dの分散値 I E { I n d I 2} は式 （ 1 8 ) M2} = ^, ΝΛσ ξ Al (18)
k=2 と表される。 σ rec 2は受信雑音の成分で、 び は付録 Cで定義されて レ る。 2003/016079
21
前記したように、 多元接続数が増え、 マルチユーザ受信が不可能 になってくると他局間干渉はガウス分布に近付いてくる。 式 （ 1.7〉 はこの近似を用いた理論式なので、 マルチユーザ受信が可能な程度 の多元接続数での S N Rは、 式 （ 1 7 ) のようにはならない。
希望局信号だけが存在する場合、 つまり Nu= 1で多元接続しない 場合の S NRは式 （ 1 9 ) と表される。
Figure imgf000023_0001
また、 N uユーザで多元接続する場合の S N R。ut (Nu) は式 （ 2 0 ) と表される。
SNR 『w' (20)
Figure imgf000023_0002
また、 UWB— I R通信での P P M方式におけるピッ ト誤り率は 式 （ 2 0 ) を用いて式 （2 1 ) で表される。
Figure imgf000023_0003
次に、 本発明の第 1の態様について説明する。 第 1の態様は、 時 間幅が短いパルスを送信する UWB通信おいて、 単一パルスの時間 軸上のパラメータを調整することにより、 所望の周波数特性を満た す時間パルス形状を生成するものである。 単一パルスは、 時間軸上 において所定の関数で表すことができ、 この関数中に含まれるパラ メータを変更することにより所望の周波数特性を満たす時間パルス 形状を生成する。
モノサイクル波形は式 （ 5 ) で表され、 周波数領域の wrec (ω) は式 （ 2 2 ) で表される。 図 1 0はパワースペク トルの周波数特性 を示している。
Figure imgf000024_0001
ここで、 式 （ 2 2 ) 中のパラメータ て mを調整することにより、 周波数特性を調整することができ、 単一パルスの時間軸上のパラメ 一夕を調整することにより所望の周波数特性を満たす時間パルス形 状を生成することができる。
次に、 本発明の第 1の態様の一例としてチヤープ波形を用いた例 について説明する。 この例では、 単一パルスをチヤープ波形で形成 し、 このチヤープ波形の出力の大きさを時間的に設定することによ り、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。
以下、 チヤ一プ波形を用いた例について、 チヤ一プ波形を用いた
U W B測距方法を例として説明する。
近年、 情報通信技術を用いて人、 道路、 車両をネッ トワーク化す ることにより
安全かつ効率的な交通環境を実現する高度交通システム （ I n t e l l i g e n t T r a n s p o r t S y s t e m : I T S ) が 注目されている。 I T Sの目的の一つとして交通事故の防止が挙げ られる。 交通事故防止のための要素技術には車車間、 路車間の測距、 道路状況把握、 運転制御などがある。 ここでは、 特に車車間の測距 に注目 して行う。 現在、 車載用レーダとして 4方式が規格化されて いる。 代表的なものにはスペク トル拡散 （ S p r e a d S p e c t r um : S S )、 FM— C.W (F r e q u e n c y Mn d u l a t e d C o n t i n u o u s W a v e ) がある。 一方、 非常に 広帯域な信号を用いた通信 ' 測距技術である、 UWB— I R (U 1 t r a W i d e B a n d— I m p u l s e R a d i o ) 方式 が注目を浴びている。 車載レーダに求められる条件として、 測定可 能距離、 距離分解能、 対干渉性等が挙げられ、 UWB— I R方式は これらの条件を満たすことができる。
U W B— I R方式の問題点としては、 測定可能距離を上げるため に送信電力を上げると瞬時ピーク電力の増加が無視できなくなる。 瞬時ピーク電力を大きくすることなく送信電力を大きくするために は時間的に長い信号の利用が考えられる。 そこで、 ここ文では、 U W B - I R方式で用いられるモノサイクル波形より も十倍以上長い 時間長を持ちつつ、 モノサイクル波形と自己相関のピークの鋭さが 同等という特性を持つチヤープ波形を U W B測距方式に用いる。 チ ヤープ波形を U W B信号として用いると、 波形の時間長がモノサイ クル波形に比べ長く、 ユーザ識別に T i m e H o p p i n gを用 いるメ リ ッ トが活かせない。 このためユーザ識別方法として、 使用 帯域をいくつかに分割し、 各周波数区間を帯域幅とするチヤープ波 形を分割した数だけ用意し、 この波形を P N系列に基づき、 ユーザ ごとに異なる並べ方をして送信波とする方法を用いる。 この方法を 用いることで、 送信瞬時ピーク電力を抑えつつ、 UWB— I R方式 と同等の距離分解能を実現できる。
以下、 計算機シミュレーシ 3 ンを用いて本発明の方法と従来の U WB— I Rの方法の測距性能の比較を行い、 シングルユーザでは U WB - I Rの方法と同等の測距誤り率を実現し、 マルチユーザ環境 においては UWB— I Rの方法より も測距誤り率が改善されること を示す。
はじめに、 UWB— I R測距方法について説明する。
図 1 1は測距の原理図を示している。 電波をタ一ゲッ トに向けて 送信し、 電波がターゲッ トから反射して戻ってく るまでの時間を測 定し、 その時間遅れからターゲッ トとの距離を算出する。 このよう にして測距は行われる。 送信波を s ( t )、 受信波を r ( t ) とする と、 r ( t ) は s ( t ) より ΔΤ [ s ] だけ遅延した信号 r ( t ) = s ( t - Δ T) となる。 Δ Τ [ s ] は、 電波の伝搬遅延時間であ る。 そこで、 受信波と相関波の同期をとることにより遅延時間 ΔΤ を検出し、 式 （ 2 3 ) により距離 X [m] を求めることができる。
X =— [ml (23) 伹し、 c (- 3 X 1 0 8 [m/ s ]) は光速である。
レーダ性能の理論式について説明する。
レーダにおいて同一方位にある距離の異なる目標を見分けられる 最小の距離を距離分解能と言う。 距離分解能 d ( m ) は式 （ 2 4 ) で与えられる。
(24)
2 ここで cは光の速さ、 てはパルス幅である。 距離分解が不可能にな る状況を図 1 2に示す。
受信信号電力が小さいと受信機が信号を検知できなくなるため、 送信電力一定の元では距離による減衰を考慮して最大探知距離が存 在する。 これとは別に、 測距信号を繰り返し送る時間間隔より も信 号が反射して戻って来るまでの時間が長いと、 目標の距離を近く に 見誤ると言う 2次エコーの問題が発生する。 このため、 信号周期一 定の元では 2次エコーがぎりぎり起こらないような最大探知距離 R ( m ) が存在する。 これは周期を Tとすると式 （ 2 5 ) で与えられ る。
R = c T / 2 ( 2 5 )
U W B方式は、 超広帯域な帯域幅を持つ信号であり、 高い伝送レ — 卜が実現可能であり、 高い測距性能を持つ。 光速を c とした時、 レーダの距離分解能 d とレーダ信号の帯域幅△ Fの間には、 d == c Z 2 △ F sという関係がある。 これより、 U W B信号用いたレーダは 高い距離分解能を得られる。
また、 信号のスぺク トル電力密度が広帯域に一様に低くなつてい るため、 信号は雑音に埋もれ通信を行っていることがわかりづらく 秘匿性がある。 また、 通信をしていることがわかっても信号がュ一 ザ識別用の P N系列で変調されているため使用している P N系列を 推定できないと通信内容がわからなく、 秘話性がある。
また、 U W B方式では、 通信と測距は同一システムにより行える。 これらの技 術を必要とする I T S車車間通信測距に向いている技 術と言える。
U W B— I R方式は、 発生したイ ンパルス信号列をタイムホッ ピ ングにより変調する特徴を持っている。 図 1 3は、 U W B— I R方 式のシステム図を示している。
送信機について説明する。
( 1 ) インパルス信号は、 各タイムフレームに 1つだけしか入る ことしかできない。 よって、 インパルスジェネレータでは、 タイム フレ一ム T fの間隔毎にインパルス δ ( t ) を発生する。 j 番目のィ ンパルスを δ ( t— jTf) とする。 また、 パルスの発生回数を Nsとす る。
Figure imgf000028_0001
( 2 ) タイムフレーム毎に作成されたインパルスは、 疑似ランダ ム系列で作られた TH系列 C jに従ってそのタイムスロッ ト分だけパ ネルが遅れる。 c jは j 番目の T H系列である、 Tcはタイムスロッ ト 幅だり、 最大の遅れ幅はタイムフレームを越えないようにする。
(27)
i=o 以上の流れを図 1 4 , 1 5に示した。 このように複数のパルスを タイムホッ ピングさせることで他ユーザとの衝突を回避し、 識別で きるようにしている。 パルスの反復回数を Nsとする。
受信機について説明する。 受信機では基本的に送信機で行なう操 作の逆の操作を行なう。 送信機で生成されたインパルスは、 実際に は時間幅を持ったガウス波形である。 ガウス波形は、 送信アンテナ、 受信アンテナを通る際に微分され、 受信器中ではガウス波形を二階 微分された形になっている。 この波形は UWB方式において通常モ ノサイクル波形と呼ばれている。 モノサイクル波形を w ( t ) で表 すこととする。
( 3 ) 受信機側では、 受信した信号方 f re<: ( t ) の TH系列は既 知であるので、 送信機で行なった作業 （ 1 )， （ 2 ) をし、 送信信号 列のレプリカ ( t ) を作成する c
N*一 1
frep(t)
Figure imgf000029_0001
(W(t一 iT}― dTe)) ( 2 8 )
( 4 ) 送られてくる送信信号列と同期をとるために受信した信号 f rp, ( t ) と受信機で用意した f rec ( t ) の相互相関をとる。 ( = / frec(t)freP(t + r)dt ( 2 9 ) この時の相互相閼出力は図 1 6のようになる。
( 5 ) 相互相関出力のピークを検出し、 その時間遅れてから目標 物との距離を算出す.る。
U W B ~ I R方式による測距は以上のような流れで行われる。 測距においては、 パルス幅が狭いほど正確な時間を測定でき、 距 離分解能を向上させることができる。 レーダの中で最もよく知られ ているものはパルスレーダである。 パルスレーダはパルス 1波を送 信し、 パルスが戻ってくるまでの時間から距離を求める。
これに対して U W Β— I R方式では、 まず用いるパルス自体が 1 n s以下の微小な幅であるので高い距離分解能を持つ。 さ らに複数 パルスを伝送し、 複数のパルス間隔をユーザ毎に異なるタイムホッ ビング系列により決定しているので、 ユーザ分別が可能になってい る。
自動車用レーダの目標条件について説明する。 自動車用レーダの 目標条件は、 その使用目的に依存するが、 基本的な条件として道路 交通の現状にあった検知距離、 測定精度等が挙げられる。 車車間に おける自動車用レーダの目標条件としては、 以下の表 1 に示す目標 性能が設定されている。 車車 における自動車用レーダの目標性能
Figure imgf000030_0001
なお、 自動車用レーダでは目標条件以上の距離に電波が到達する ことは、 誤情報の増加の原因となるだけで望ましくない。 使用場所、 使用時間が特定できない上に混雑した道路上では、 多数の車が接近 して存在する可能性が高く、 電波の到達距離は長過ぎないことが望 ましい。
図 1 7は、 車車間測距システム構成図を示している。 測距システ ムは、 図 1 7 のように自車 （測定者） と同一車線を走行している他 車 1台をターゲッ トとしている。 受信側では、 送信パルス列 ί ( t ) が夕一ゲッ トに反射して返ってくる波である f re e ( t ) を受信し同 期をとり距離を検出する。 同期捕捉にはマッチドフィル夕を用いて いる。 マッチドフィルタ出力が最大となる時が同期時刻となる。
チヤープ波形を用いた U W B測距システムについて説明する。 前 記したモノサイクル波形を用いた U W B測距方式において、 モノサ ィクル波形をチヤープ波形に置き換えることで実現する。
チヤープ波による測距原理について説明する。 はじめにパルス圧 縮について説明する。 幅の広い送信パルスを用いて， 受信側でパル ス幅を事実上狭める技術をパルス圧縮という。 パルス圧縮には大別 してリニア F M方式と符号方式がある。
リニア F M方式は図 1 8 に示すように長い時間長 Tのパルス内キ ャ リャを周波数幅△ f で FM変調し送信する。 受信側では送信周波 数の増 （減） 方向と反対傾向で周波数に応じた遅延時間を有するパ ルス圧縮フィルタを通す。 これにより図 1 9に示したよ な出力信 号が得られる。 パルス幅が 1 /△ ίに圧縮され、 振幅は " (Τ Δ f ) 倍に増大された出力になっている。 パルス圧縮フィルタは、 周波数 に比例して遅延時間が変化する弾性表面波フィルタのような素子に よって簡単に実現できる。 このように、 距離方向で S N比を劣化さ せずに分解能を向上させる方法がパルス圧縮である。
次に、 チヤープ波形のパルス圧縮について説明する。 リニア F M 方式のパルス圧縮に用いられる波形をチヤ一プ波形という。 この波 形は一般的に次のように表される。 (t) = ) 咖 l < ? (30)
0 otherwise ここで は角周波数掃引率、 ωθは中心角周波数、 Τはチヤープ信 号の時間長である。 また Δω (= 2 7Τ Δ f ) を角周波数掃引幅とす ると / の関係にある。
このチヤープ波形をパルス圧縮フィル夕に通すことで、 パルス圧 縮ができる。'パルス圧縮フィルタはマッチドフィルタによって実現 することができる。
パルス圧縮後の波形は
= ) * hm(t) r (31 )
Figure imgf000031_0001
wise となる。
式 （ 3 1 ) よりパルス圧縮処理後の出力波形は、 圧縮前に比べピ ーク値 ( Τ Δ ί )、 パルス幅 1 Ζ△ ί の信号となっていることが確 認できる。 また圧縮前後で S / Ν比は圧縮率丁△ f だけ改善するこ とになる。
これより、 チヤ一プ波形をパルス圧縮処理することで得られる分 解能はパルス幅 1 △ f のパルス信号と同等になる。 つまり、 受信 側では、 モノサイクル波形をマッチドフィルタで受信した時と同じ 出力が得られることになる。 送信時はピーク電力を抑え、 パルス時 間長の長い波形を送ることができるのが特徵である。 また、 ピーク の鋭さはチヤープ波形の帯域幅のみに依存し、 時間長には影響され ない。
自己相関出力の比較を説明する。 ここでモノサイクル波とその自 己相関出力を図 2 0 に、 チヤープ波とその自己相関出力を図 2 1 に 示す。 波形の帯域は両者ともに 3 G H z、 電力は両者ともに正規化 してある。 送信波形の振幅は両者で大きく違うが、 自己相関出力は 同じ鋭さの出力になっていることがわかる。
パラメ一夕の異なるチヤープ波形の相関特性について説明する。 チヤープ波形は同じ周波数掃引率、 同じ変調開始周波数をもった波 形ならば鋭い相互相関出力を得ることができる。 周波数掃引率、 変 調開始周波数が違った時、 その相互相関出力はピークのない出力と なる。
時間長の異なるチヤープ波形の相関特性について説明する。 こ こ で変調開始周波数と帯域幅を一定にして、 周波数掃引率を変化させ たときの、 すなわち帯域幅を一定にして 2つのチヤープ波形の時間 長の差を変化させた時の 2波の相互相関出力のピーク値の変化を見 る。
時間長の違う 2つのチヤープ波の関係を図 2 2 に示す。 ここで△ Tは、 2波の時間長の差である。 Δ Τの時間差を持った 2つのチヤ ープ波の相互相関出力のピーク値を求め、 Δ Τの大きさと相互相関 出力のピーク値の大きさの関係を図 2 3に示す。
図 2 3を見ると Δ Τの絶対値が大きくなるほど、 すなわちチヤ一 プ波 2波の時間長の差が大きくなるほど相互相関出力はピークのな い出力となることがわかる。
このように使用帯域が等しくても、 時間長を変えると相互相関出 力は低く抑えられる。
'占有帯域の異なるチヤ一プ波形の相関特性について説明する。 次 に、 チヤ一プ波形の時間長、 周波数掃引率を一定として変調開始周 波数を変化させたときの、 すなわち時間長を一定にして 2つのチヤ ープ波形が異なる帯域を占有しているときの 2波の相互相関出力の ピーク値の変化を見る。
占有帯域の違う 2つのチヤープ波の関係を周波数遷移図を用いて 図 2 4に示す。 ここで△ f stは 2波の変調開始周波数の差である。
△ f stの変調開始周波数差を持った 2つのチヤープ波の相互相関 出力のピーク値を求め、 A f stの大きさと相互相関出力のピーク値の 大きさの関係を図 2 5に示す。
図 2 5を見ると厶： f stの絶対値が大きくなるほど、 すなわちチヤ一 プ波 2波の占有帯域が異なるほど相互相関出力はピークのない出力 となることがわかる。 このように、 時間長が等しく 占有帯域幅が異 なる場合も、 チヤープ波形の相互相関出力は低く抑えられることが わかる。 これは占有帯域が異なる場合は、 波形が周波数的に直交し ているためである。 本発明の UWB— C H I R Pシステム構成について説明する。 本 発明の UWB— C H I R Pシステム構成のブロック図を図 2 6 に示 す。 UWB— I R方式の場合は、 ユーザごとに異なる Τ π系列を用 いてパルスをタイムホッピングさせ、 ユーザ識別を行う。
これに対し本発明の UWB— C H I R P方式では、 タイムホッ ピ ングを行う代わりにユーザごとに異なる波形パターンを用意するこ とでユーザ識別を行う。
ユーザ識別方法について説明する。 ュ一ザを波形によって識別す る場合、 求められる条件としては、 波形同士の相互相関値が低いこ と、 1波形の長さがタイムフレーム長を超えないこと、 帯域幅が使 用帯域を超えないことが挙げられる。
この条件を満たしつつ、 互いに相互相関値の低い波形を用意する 方法としては、
( 1 ) チヤープ波形の帯域幅を一定にして、 時間長が異なるチヤ一 プ波形を複数用意する。
( 2 ) チヤープ波形の時間長を一定として、 使用帯域を分割し別々 の帯域を占有するチヤープ波形を複数用意する。
が挙げられる。 このうち、 （ 1 ) の場合は、 相互相関値の低いチヤ一 プ波形を用意するためには、 時間長にある程度差を持たせなければ ならない。 そして相互相関値の低いチヤープ波形を複数用意しょう とすると、 さ らに大きな時間差を確保しなければならない。 このた めチヤープ波形の時間長が最大でタイムフレーム長 Tfに制限される 今回の場合には十分な波形数を用意できないと考えられる。
これに対し （ 2 ) の場合はチヤ一プ波形の時間長は一定であり、 使用帯域は用意したい波形の数に分割して各チヤープ波形に割り当 てることができると考えられる。 そこで、 ここでは （ 2 ) の方法を用いることにする。 （ 2 ) の方法 において、 それぞれの波形は周波数的に直交している。
使用波形の設定について説明する。 使用波形は以下の条件で設定 する。
( 1 ) 波形の時間長は UWBのタイムフレーム長と同じ
( 2 ) 1波あたりの一一帯域幅は使用可能帯域を N分割した幅とする ( 3 ) 波形のパターン数は、 UWB— i Rとの比較のため UWB— I Rのスロッ ト数と同じとする。
この条件から 1波あたりの帯域幅を Δ f n、 使用可能帯域幅を F、 用意する波形の個数を Nとすると、
Δ f n= F /N ( 3 2 )
となる。
例えば使用帯域幅を 3 G H ·ζ とし、 8波を用意する場合、 1波あ たりの帯域幅△： f nは
Δ f n= 3 Z 8 [GH z ]
= 0. 3 7 5 [GH z ] ( 3 3 )
である。
このときの 8つの波形を図 2 7 に示す。 この波形をユーザごとに · 異なるパターンで組み合わせたものを送信波形とする。
送信機について説明する。
( 1 ) タイムフレーム T f ごとにフレームクロックから信号が送ら れる。 j 番目のタイムフレームでは <5 ( t— jTf) となる。 タイムフ レームの反復回数を Nsとする。
Figure imgf000035_0001
( 2 ) タイムフレームごとにユーザ識別用の擬似ランダム系列 c i に対応したチヤープ波形が出力される。 （^は〕 番目の擬似ランダム 系列である。
ΛΓ.,一一-1
Σ o
, (35)
ただし s cj ( t ) は時間長 T ίのチヤ一プ波形であり、 中心周波数 wcjは C jごとに異なる値が割り振られている。 また、 1 タイムフレ一 ム T f の間で遷移する帯域幅はどのチヤープ波形でも一定なので、 周波数掃引率/ iは一定となる。 (り = si ί - ） + ― ~)2} (36) 以上の流れで本発明の UWB— CH I R Ρ方式の送信波は生成され る。
受信機について説明する。 受信機では UWB— I R方式と同じく 送信機とは操作の逆の操作を行なう。
( 3 ) 受信機側では、 受信した'信号 ί rec ( t ) の擬似ランダム系 列は既知であるので、 送信機で行なった作業 （ 1 ), ( 2 ) をし、 送 信信号列のレプリカ方 ί ree ( t ) を作成する。
/(*) = ∑ ^(t~irf) (37)
( 4 ) 送られてく る送信信号列と同期をとるために受信した信号 f rec ( t ) と受信機で用意,した ： f re(: ( t ) の相互相閼をとる。 R(r)^ Jfrec(t) P(i + r)dt (38) この時の相互相関出力は図 2 8のようになる。
( 5 ) 相互相関出力のピークを検出し、 その時間遅れ丁から目標 物との距離を算出する。
本発明の UWB - C H I R P方式は以上のような流れで行われる。
■UWB - I R方式と本発明の UWB— C H I R P方式の送信波形 の比較について説明する。
ここで、 UWB— I R方式と本発明の UWB— CH I R P方式と の各ュ一ザの送信波形の比較をする。 UWB— I R方式と提案する UW B - C H I R P方式のマルチユーザ時の各ユーザの送信波形を 図 2 9に示す。
このように 2方式のユーザ分別方法を違うものとした。 また 1周 期あたりの送信電力をそろえた場合、 本発明の UWB— C H I R P 方式は UWB— I R方式に.比べ送信波形のピーク値が低く抑えられ ている。
本発明の U W B— C H I R P測距システムの性能評価について説 明する。 計算機シミュレーションを用いて提案方式の測距性能の評 価を行い、 UWB— I R方式と本発明の UWB— CH I R P方式と の比較を行う。
シミュレーション諸元を以下の表 2に示す。 . シミュレ一シヨン諸元
試仃回数 10000 サンフリング間隔 0.01 us タイムフレーム長 Tf 10ns
SNR 0dB-25dM
ユーザ数 TO 帯域幅 3GTI¾(lGTT ~4GTTz) タイムフレーム反復回数 Ns 1020 通信路 AWGN
UWB - I R方式で使用するモノサイクル波形と本発明で使用す るチヤ一プ波形の帯域幅は 3 GH z とし、 2方式間で等しくする。 タイムフレームの反復回数 N sは 1 0回と 2 0回の場合を試す。 タイ ムフレームの反復回数を増やすとュ一ザを識別するための波形数が 増えることになり、 マルチュ一ザ時にユーザ分別能力に差が出ると 考えられる。
測距において、 距離を検出する場合の測距誤り率を以下の式 （式 3 9 ) によって定義する。
測距誤り率-距離検出誤り回数/総距離検出回数 （ 3 9 ) ここで、 距離検出誤り とするのは、 目標値からの誤差が 3 0 c m 以上となった時とする。
ユーザ識別方法について説明する。 UWB— I R方式と本発明の 方式では、 ュ一ザ識別の方法が異なる。 2方式のユーザ識別方法の 違いは、 1タイムフレーム内の波形の配置方法の違いによる。 以下 の表 3に UWB— I R方式と本発明の 1タイムフレーム内の波形の 配置方法を示す。 ユー 別方法
UWT3-TR
モノサイクル波を TirneHoppingにより 1フレーム内の 8位置に配置
Proposed IJW -CHTRP
3GTkを 8等分した帯域幅をもつ、 8つのチヤープ波形を配置
シングルユーザ時の比較を行う。 他車両が存在しない時の 2方式 の測距誤り率を図 3 0に示す。 S N R (信号電力対雑音電力比） は O d Bから 2 5 d Bとした。
図 3 0を見ると、 1ユーザ時においてタイムフレーム反復回数 N sが 同じ時では UWB— I R方式と本発明の方式では差が見られないこ とがわかる。 このことから、 他車両が存在しないときの UWB— I R方式と本発明の方式の測距性能は等しいといえる。
これは使用している帯域幅が同じで、 波形の持つ距離分解能が 2 方式で等しぐなるためだと考えられる。
タイムフレーム反復回数が 1 0回と 2 0回のときで比較すると 2 0回の方が測距誤り率は若干悪くなつている。 これはタイムフレ一 ム反復回数が増えた分、 1 回の測距で使用する送信波の時間長が長 くなり、 最大測距可能距離が伸びたことになる。 この結果、 誤検出 となる最大距離が増加したため、 測距誤り率の比較ではタイムフレ —ム反復回数が 2 0回の方が結果が悪くなっていると考えられる。 マルチユーザ時の比較について説明する。
次に、 マルチユーザ時における UWB— I R方式と本発明の方式 の測距誤り率を求め.、 図 3 1に示す。 他車両数は 9 とし、 S NRは O d Bから 2 5 d Bとする。 また S I R (信号電力対干渉波電力比） は 0 d Bとする。 P T/JP2003/016079
38
この結果他車両が存在する場合、 タイムフレーム反復回数が 1 0 回、 2 0回のとき共に本発明の方式は U W B— I R方式に比べ測距 誤り率を改善できることがわかる。 これはチヤ一プ波を使用した場 合は、 8つの波形同士が周波数的に直交しているため、 モノサイク ル波を使用した場合に比べ誤った位置でのピークが立ちにく くなる ことによると考えられる。
タイムフレーム反復回数が 2 0回になるとユーザ分別能力が上が るため、 UWB— I R方式と本発明の方式ともにタイムフレーム反 復回数が 1 0回のときよりも測距誤り率が改善されている。
D / I 比を変化させた場合の比較について説明する。 前述により、 マルチユーザ環境下で本発明の方式の方が測距誤り率を改善できる ことがわかる。 ここでは、 D/ I 比 （希望信号対干渉信号比） を変 化させ、 千渉波の数、 電力が変化したときの UWB— I R方式と本 発明の方式の測距誤り率について比較する。
ユーザ数が変化する時の比較を説明する。 ユーザ数を変化させた ときの測距誤り率を図 3 2 に示す。 S N Rを 1 5 d B、 3 1 1 を 0 d Bで一定としユーザ数を 1から 1 0 まで変化させる。 この結果、 ユーザ数が増えるほど本発明の方式と UWB— T R方式の測距誤り 率に差が現れ、 本発明の方式の測距誤り率の改善が顕著になること がわかる。 本発明の方式で使用しているチヤープ波形が周波数的に 直交していることが特性改善にむすびついていると考えられる。 干渉波電力が変化する場合について説明する。 干渉波電力を変化 させたときの測距誤り率を図 3 3 に示す。 S N Rを 1 5 d Bに、 他 局数を 1で一定とし S I R, を 0 d Bから 1 0 d Bまで変化させる。
この結果、 他車両が存在する状況であるため、 本発明の方式の方 が測距誤り率を改善できているが、 S I Rの変化によって U W B— I R方式との測距誤り率の差が変化することはない。 このことより、 本発明の方式は他局電力の変化に対しては、 格別な利点はみられな い。
したがって、 車車間 U W B測距システムにおいて、 イ ンパルスの 代わりにチヤープ波形を使用波形とすることで、 送信時のピ一ク電 力を抑えつつインパルスと同等の測距性能を得られる。 また、 マル チューザ時においてはインパルスより も測距誤り率を改善でき、 そ の測距誤り率の改善は他局数が増えるほど顕著になる。
次に、 チヤープ波形を用いて、 単一パルスの時間軸上のパラメ一 夕を調整することにより、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形 状を生成する態様について説明する。
チヤ一プ波形のスペク トル変形は、 1 ns間の波数を増やすか、 時 間幅をのばすことにより行う ことが考えられる。
図 3 4は、 時間幅を 1 0 0 nsに伸ばした一例である。 図示される ように、 1〜 4 G H z の間でスペク トルが均一に広げる変形を行う ことができる。
また、 チヤ一プ信号の出力の大きさを時間的に抑制することによ り、 非希望周波数帯のスペク トルを抑えることができる。 図 3 5は、 この出力を時間的に打ち切る方法を説明する図である。 図 3 5 にお いて、 t = 3 0 ns〜 5 0 nsの部分で出力を打ち切ることで、 周波数 軸で 1 . 6 G H zから 2 . 5 G H z の周波数帯域を抑える。 この結 果によれば、 1 . 8 G H z〜 2 . 5 G H zで周波数にノ ッチが現れ ている。
また、 チヤープ波形のスペク トル変形の他の方法として、 チヤ一 プ波形の包絡線関数を変化させる方法について説明する。
チヤープ波形は、 位相変調関数を θ ( t ) = 2 7t ( t 2 / 2 + f o t )
としたとき、 送信波形 s ( t ) は
s ( t ) = a ( t ) sin ( Θ ( t )) ( 0 < tく T)
となる。 a ( t ) は包絡線関数である。
この包絡線関数に窓関数を反転したものを用いる。 ここで、 t =
3 0 n s〜 5 0 n s の間でハニング窓を反転したものを使用する。 送信波形 s ( t ) の包絡線関数を a ( t ) = 1から
T = 2 0
a ( t ) = 1 — ( 1 + COS T t /T) / 2 ( 0 < t < T) に変化させる。
このときの波形 s ( t )、 包絡線関数 a ( t ) を図 3 6に示し、 出 力を図 3 7 に示す。
上記のよう に、 チヤ一プ波形におい波形の出力を時間的に変化さ せることによりスぺク トルを変化させることができる。 チヤ一プ波 形は、 時間領域で振幅の重み付けによりスペク トルを変化させるこ とができるという利点がある。
また、 周期を線形変調させる線形周期変調も考えられる。 これに よれば、 周波数は直線的に遷移せずに時間の逆数に逆比例しながら 減少させることができる。
また、 チヤ一プ波形のスペク トル変形は、 チヤ一プ波形に； P N系 列を掛け合わせることで行うことができる。
図 3 8はチヤープ波形のスぺク トル出力である。 このチヤープ波 形に P N系列を掛け合わせると図 3 9 となる。 この P N系列を掛け 合わせたチヤープ波形のスぺク トル出力は図 4 0 となる。
単に P N系列を掛け合わせた場合には、 図 4 0 に示すように、 帯 域幅の広がりやサイ ドローブの広がりが発生し、 他ユーザとの干渉 の問題が生じる。 これを抑制する方法として、 例えば、 自局信号を 送信する前に 1 ビッ ト分の時間において相関をと り続けることによ り、 干渉パルスのある位置を特定する方法、 あるいは、 自局信号を 千渉パルスとヒッ トしない （ヒッ トする数が少ない） ように遅延さ せる方法がある。
次に、 複数のパルスを組み合わせすることにより所望の周波数特 性を備えるパルス信号を生成する第 2の態様について説明する。 本発明の第 2の態様は、 複数の単一パルスを時間軸上に並べるこ とにより、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。 本発明の第 2の態様において、 第 1 の形態として、 同一の 2つの 単一パルスを時間軸上に並べてデュアルサイクルの信号を形成する 方法があり、 第 2の形態として、 パルス幅を異にする複数の単一パ ルスを重ね合わせる方法があり、 第 3の形態として、 バルス幅及び 波形を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる方法がある。 デュ アルサイクルの 2つの単一パルス間の間隔や、 複数の単一パルスの 各パルス幅や、 複数の単一パルスの各パルス幅及ぴ各波形を調整す ることによ り、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成す る。 これらの各形態によれば、 任意の周波数にノ ッチ部を形成する ことができる。
また、 第 4の形態では、 修正エルミー ト多項式を用いて複数の次 数の異なるパルスを生成する。
はじめに、 同一の 2つの単一パルスを時間軸上に並べてデュアル サイクルの信号を形成する第 1の形態について説明する。
この第 1 の形態では、 2つのモノサイクルを組とするデュアルサ イクルを用いる。 このデュアルサイクルは式 （ 3 9 )、 ( 4 0 ) で表 され、 図 4 1 , 4 2で表される。 · W2(t) (39〉
Figure imgf000044_0001
w3(t) = {wrec{t + r/2)一 wrec(t一 τ/2)) (40) τはモノサイクルの間の時間間隔である。
また、 周波数領域では、 デュアルサイクルはそれぞれ式 （4 1 ) (4 2 ) で表され、 図 4 3， 44で表される。
W2{u) = ^= Ι.βχρ( ) + βχρ(- )) Wrec( )
2 ωτ (41)
Figure imgf000044_0002
このように、 モノサイクル （単一パルス） を時間軸上に並べてデ ュアルサイクルの信号を形成することにより、 所望の周波数特性を 満たす時間パルス形状を生成することができる。
ここで、 式 （ 3 9 ) をデュアルサイクル 1 とし、 式 （4 0 ) をデ ュアルサイクル 2 とする。 式 （ 3 9 )、 ( 4 0 ) から減衰は二つのモ ノサイクル間の間隔に依存する。 仮に既存の無線システムの中心周 波数が減衰領域内にあれば、 干渉を低減することができる。 デュア ルサイクル 1 を用いると、 減衰は、 ω = ( 2 η + 1 ) πハ ( ηは 整数） のときに現れ、 デュアルサイクル 2 を用いると、 減衰は、 ω Z n TcZて （nは整数） のときに現れる。
ここで ω 0 を共存する無線システムの中心周波数とすると、 デュ アルサイクル 1が て = ( 2 n + 1 ) ττΖω Ο を満たし、 デュアルサ ィクル 2が て = 2 n C / ω 0を満たした場合には、 干渉は減少する。 上記式から τが大きければ、 減衰のパンド幅は小さくなる。 共存 する無線システムが多数ある場合には、 全ての共存する無線システ ムの中心周波数に対して上記条件を満たす必要があり、 て が大きく ' なり減衰のバンド幅が狭まる。
このモノサイクル （単一パルス） を時間軸上に並べてデュアルサ ィクルの信号を形成する方法によれば、 既存のシステムに新たな構 成を加えること無く構成することができ、 ハ一ドウエアを簡易な構 成とすることができる。
次に、 パルス幅を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる第 2 の形態について説明する。
この第 2の形態では、 モノサイクルの周波数領域での式 ( 2 2 ) によれば、 パワースペク トルのピーク周波数 ωρは、 ωρ= " ( 8 ττ) ノて mであり、 ピーク振幅 Αρは Ap = ^ 2 ' exp (— 1 ) Αて m と なる。 したがって、 ω pは て mに比例し、 て mに逆比例する。 また、 モノサイクルの時間間隔は τ mに比例する。
つまり て mにより ω pと A pを制御することができる。 したがって、 パヮ一スぺク トルにおいて、 ωρと Apを制御することにより減衰を 調整することができる。
このように、 異なる時間間隔のモノサイクルを重ねることにより、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することができる。 次に、 異なる時間間隔のモノサイクルを用いた干渉の低減につい て説明する。 て m=て mOのモノサイクルにおいて w T m。 （ t ), W τ m。 ） とする。 パワースぺク トルのピークの周波数を ωροとし、 大 きさを Αροとする。 また、 共存するシステムの中心周波数を ω ΐ としたとき、 この ω 1で減衰するスペク トルを持つパルスを形成する。
はじめに、 パヮ一スぺク トルのピークが周波数 ω 1で大きさが Wr m。 (ω 1 ) のモノサイクル ω τ ml ( t ) を形成する。 ここで、 て m 1= " ( 8 π) ω ΐである。
ここで新たな波形 wai ( t ) を形成する。
Wdl(t) = WTm0(t) ― 卜 (43) パワースペク トル I Wdl (ω) I 2 は ω ΐで減衰する。
また、 共存する他にシステムの中心周波数を ω2としたとき、 この ω2で減衰するスぺク トルを持つパルスを形成する。
パワースぺク トルのピークが周波数 ω2で大きさが Wi m。 （ω2) のモノサイクル wr m 2 ( t ) を形成する。
Figure imgf000046_0001
なお、 以下の条件を満たすものとする。
ω 2< ω 1
W2 ( ω 1 ) = 0
図 4 5〜図 4 7は 2. 4 GH z と 5. 0 GH z の減衰例を示して いる。 図 4 7では、 2. 4 GH z と 5. 0 GH z の減衰はほぼ 0で ある。 この波形を用いれば 2. 4 G H z と 5. O GH z fc中心周波 数を持つシステムの干渉を抑制することができる。 上記条件が満足 されていれば、 より良好な減衰を得ることができる。
次に、 パルス幅及び波形を異にする複数の単一パルスを重ね合わ せる第 3の形態について説明する。
この第 3の形態では、 パルス幅及び波形を異にする複数の単一パ ルスを重ね合わせることにより、 所望の周波数特性を備えるパルス 信号を生成する。
ここで、 波形 w„ n ( t ) t と周波数特性 Ww。 （ω θ ) を用いる。
^ωο (t) = COS 0teXp -27Γ-—— - ) (45) ωο(ω) = ^ [exp (-("-.* -)2) - eXp { + ^^) (46) a て mはパルス間隔を定めるパルスである。 式 （ 4 6 ) から、 パ ワースぺク トルのピーク周波数は ωθであり、 この式を用いることに より ω 0で減衰させることができる。
この式で表されるパルスにおいて、 a; て m及び/又は ω 0をパラメ —タとして波形を変形させることができ、 所望の周波数特性を満た す時間パルス形状を生成することができる。 この波形生成は、 単一 パルスとすることも複数のパルスの組み合わせとすることもでき、 パラメータの調整、 及びパルス幅及び波形を異にする複数の単一パ ルスを重ね合わせることにより、 所望の周波数特性を満たす時間パ ルス形状を生成することができる。
こ こで、 中心周波数が ω 1 と ω 2 の共存する無線システムを仮定 したとき、 ω 1と ω 2で減衰が生じる波形及び周波数特性は以下とな る。 t) ― ) (47)
Figure imgf000047_0001
Figure imgf000048_0001
図 4 8〜図 5 2は 2. 4 GH z と 5. 0 GH z の減衰例を示して いる。 図 5 2では、 2. 4 GH z と 5. 0 GH z の減衰はほぼ 0で ある。 この波形を用いれば 2. 4 GH z と 5. 0 GH z に中心周波 数を持つシステムの干渉を抑制することができる。 上記条件が満足 されていれば、 より良好な減衰を得ることができる。
次に.、 スぺク トルマスクを満足する波形の形成について説明する。 例えば、 米 F C Cでは伝送パワーについて U W Bに対する規定の ガイ ドラインが示され、 U W Bめ放射制限についてスぺク トルマス クが示されている。
したがって、 UWBによる通信ではこのスぺク トルマスクを満た す波形を形成する必要がある。 ■
前記した波形形成方法は、 このスぺク トルマスクを満たす波形の 形成に適用することができる。
このスペク トルマスクでは、 0. 9 6 GH z〜 3. 1 GH z に厳 しい制限がある。 ここで、 前記方法において、 α = 1 0. 0、 r m = 0. 2 8 7 7 とすると、 W ω。 （ ω 0) のパンド幅はほぼ 1 G Η ζ とな る。
ここで、 0. 9 6 GH z〜 3. 1 GH z の間で 0. 5 GH z間隔 で減衰を形成することにより、 0. 9 6 GH z ~ 3. 1 GH zのパ ヮ一を抑制することができる。 この方法は、 以下の式 （ 4 9 ) で表 される。 k
W = Wrec(t)一 ^νωι+ηά(ί) (49)
η=0 こ こで、 dはパルス間隔であり、 ω 1 はゾ\°ヮー制限の 始周波数 であり、 kはモノサイクルを形成す パルス数である。
て m， d， ω 1等をパラメータとすることにより、 パルス波形の周 波数特性を規定されるスペク トルマスクに合わせることができる。
"
図 5 3〜図 5 6 はこの一例である。 図 5 3 , 5 4はスペク トルマ スクとパワースペク トル、 及びパルス波形であり、 図 5 5， 5 6 は 他のパラメータによるスぺク トルマスクとパワースぺク トルの例で ある。
次に、 UWB信号と既存の S S信号とが共存する場合について説 明する。
はじめに、 UWB信号が既存の S S信号に与える影響について説 明する。
モノサイクルの場合について説明する。 U W Β信号 1パルスが、 S S受信機に与える干渉量ひ I2は以下の式 （ 5 0 ) で表される。
Awrec(t― r)c{t)cos ctdt > dr
Figure imgf000049_0001
[{r Awrec(t一 T)co(t)coscuctdt
+ Awrec(t一 r)ci(t)coso>cid¾ , dr
(50)
( <t< Tc)
(t)
(Tc≤t<Tc + Tm)
( ≤t<Tc)
ci(t) = {
{Tc<t<Tc + Tm) ここで、 Tは S S信号の 1 ビッ トの時間長、 Aは受信パルスの振 幅、 c ( t ) は S Sの拡散系列、 coso) c t は搬送波を表し、 Nは S S 1 ビッ ト当たりのチップ数、 T eは S Sチップの時間長、 T mは U WB 1パルスの時間幅を表す。 U W B信号が加わったときの S Sの B E R特性は、 S S信号の S N Rの雑音電力に、 1 ビッ ト当たりの パルスの本数分だけ上記式の干渉量を加えて計算することができる。 ここで、 S S信号の S NRは式 （ 5 1 ) で表される。
Figure imgf000050_0001
Tfは UWBの幅であり、 S Sの B E Rは式 （ 5 2 ) で表される。
Figure imgf000050_0002
また、 D I R、 P UWB, P ssは式 （ 5 3 )、 （ 5 4 )、 ( 5 5 ) で表 される。
Figure imgf000050_0003
Figure imgf000050_0004
cos ctdt (55) 以下の表 4はシミュレーション条件を表す, erformance arameters
Figure imgf000051_0001
図 5 7， 5 8は UWB信号が既存の S S信号に与える影響のシミ ユレ一ショ ン結果である。
同様に、 デュアルサイクルの場合について、 UWB信号が既存の S S信号に与える影響をシミュレーションすることができる。
以下の表 5はシミュレーション条件を表す。
Data rate ： UWB 3.2 Mbps
Data rate ： SS 384 kbps
3dB bandwidth ： UWB 3.2 GHz
3dB bandwidth ： SS 3.4-102 MHz
SS chip rate(l/Tc) 2.64 - 158.4 cps
SS carrier frequency(wc) 2.5 GHz
UWB pulse time duration 0.7 ns
dualcycle time space 1.0 ns
Number of dualcycle per Symbol(iVs) 31
rame time(T/) 10 ns
DIR -29 dB 図 5 9は U W B信号が既存の S S信号に与える影響のシミュレ一 シヨン結果である。
また、 同様に、 パルス幅を異にする複数の単一パルスを重ね合わ せる場合について、 U W B信号が既存の S S信号に与える影響をシ ミュレーシヨンすることができる。
図 6 0は表 5のシミュレーショ ン条件を用いた、 U W B信号が既 存の S S信号に与える影響のシミュレ一ション結果である。
また、 同様に、 パルス幅と波形を異にする複数の単一パルスを重 ね合わせる場合について、 U W B信号が既存の S S信号に与える影 響をシミュレーションすることができる。
図 6 1は表 5のシミュレーショ ン条件を用いた、 U W B信号が既 存の S S信号に与える影響のシミュレーショ ン結果である。
次に、 U W B信号が既存の S S信号から受ける影響について説明 する
モノサイクルの場合について説明する。 U W B信号 1パルスが S S受信機から受ける干渉量 σ I2は以下の式 （ 5 6) で表される。
Figure imgf000053_0001
UTm+S 2，
ACi{t - r)cos c(t― r)dt dr
(56)
(t≥o)
C0(t) =
(i<0)
(i>0)
Ci(t) = {
-1 (i <0) ここで、 Tは S S信号の 1 ビッ トの時間長、 Aは受信パルスの振 幅、 c ( t ) は S Sの拡散系列、 cos ω c t は搬送波を表し、 Nは S S 1 ピッ ト当たりのチップ数、 T cは S Sチップの時間長、 T m+ δ は UWBの相関器の時間幅を表す。 S S信号による干渉が加わった ときの UWBの B E R特性は、 UWB信号の S N Rの雑音電力に、 受信パルスの本数分だけ上記式の干渉量を加えて計算することがで きる。
ここで、 UWB信号の S N Rは式 （ 5 7 ) で表される。
k2
(NsmPY
SNR = C57)
び？ + Ν,σ^
B E Rは式.（ 5 8 ) で表される (58》
Figure imgf000054_0001
また、 D I R、 P UWB、 Pssは式 （ 5 9 )、 （ 6 0 )、 ( 6 1 ) で表 される。
Figure imgf000054_0002
以下の表 6はシミュレーション条件を表す。
performance parameters
Figure imgf000054_0003
図 6 2、 6 3は U W B信号が既存の S S信号から受ける影響のシ ミュレーシヨ ン結果である。 同様に、 デュアルサイクルの場合について、 UWB信号が既存の S S信号から受ける影響をシミュレーションすることができる。 以下の表 7はシミュレーション条件を表す。.
Figure imgf000055_0001
図 6 4は UWB信号が既存の S S信号から受ける影響のシミュレ ーシヨン結果である。
また、 同様に、 パルス幅を異にする複数の単一パルスを重ね合わ せる場合について、 UWB信号が既存の S S信号に与える影響をシ ミュレ一ションすることができる。
図 6 5 は表 7のシミュレーショ ン条件を用いた、 UWB信号が既 存の S S信号に与える影響のシミュレーショ ン結果である。
また、 同様に、 パルス幅と波形を異にする複数の単一パルスを重 ね合わせる場合について、 UWB信号が既存の S S信号から受ける 影響をシミュレーションすることができる。
図 6 6は表 7 のシミュレーショ ン条件を用いた、 UWB信号が既 存の S S信号から受ける影響のシミュレーション結果である。
次に、 修正エルミート多項式を用いて複数の次数の異なるパルス を生成する第 4の形態について説明する。
UWB — I R方式での変調方式の 1つである 2値 P P M ( P u 1 s e P o s i s i o n M o d u l a t i o n ) 方式では、 複数 のパルスを全て時間シフ ト して 1 ビッ トを表現する方法が考えられ ている。 しかし、 より伝送速度を上げる、 または誤り率を良くする 目的で、 同じ複数のパルス列で複数ビッ トを表現する多値化伝送方 式の研究が U W Bの分野においても進んでいる。 例えば、 M— a r y UWB方式という多値伝送方式が、 文献 1 6で提案されている。 この方式では直交系列に合わせて 1つ 1つのパルスを時間シフ トす ることで各パルスが別々の情報を送信し、 1 シンポルで複数ビッ ト の情報を伝送している。 この方法により M— a r y UWB方式では、 従来方式と伝送速度を揃えた条件においてマルチユーザ時の他ユー ザのパルスとの衝突確率が従来方式より低くなる為、 従来方式より もビッ ト誤り率 （B E R) を低くすることができる。
一方、 UWB通信に用いる素波形の形成に閼する研究も、 他シス テムとの干渉を避ける、 ユーザ間の干渉を除去する等の目的で盛ん に行われている。 これまでに考えられた UW B通信用の波形の中の 1つに、 M o d i f i e d H e r m i t e P o 1 y n o m i a 1 s (MH P ) に基づく直交波形という ものがある。 例えば、 文献 1 3。
これはエルミー ト多項式を元に、 次数が異なるもの同士が互いに 直交するように作られた波形であり、 この波形を UWB通信に用い た方式として o r t h o g o n a l P u l s e M o d u l a t i o n (O P M) 方式がある。 例えば、 文献 1 6。
この方式では、 MH Pの直交性を利用する為各ユーザに次数の異 なる波形を割り当てることで、 ユーザ間で同期のとれている状態な らば各ユーザのパルスを完全に同時に送信することで受信時に他ュ 一ザのパルスの影響を完全に除去できることを考えている。 しかし 実際におこるアンテナの入出力の影響による波形の時間微分を考慮 すると、 MH P波形の直交性は完全ではなくなり、 このままの方式 で他のユーザの干渉を完全になくすことは困難である。
そこでは、 UWB無線通信のマルチユーザ環境での干渉除去方式 として受信時の波形を考慮した上で、 通信環境に応じ、 MH P波形 を用いたいくつかの方式を示す。 これらのシステムの目的は非同期 多元接続環境でのピッ ト誤り率を従来より低減させることであり、 その目的を達成する為に、 ユーザ数に応じて MH P波形の割り当て 方を変えることでマルチユーザ環境での他局間干渉を低減すること と、 M_ a r y UWB方式と同様に多値化を行う ことで同じ伝送速 度における B E Rを低減させることの 2つを示す。 この 2つの方式 で、 非同期多元接続時に "多値化 U W B伝送方式" の方が、 B E R 特性が良くなることを示し、 改めて本発明の方式とする。
先に示した〇 P M方式では M H P波形をユーザの識別のみに用い ていたが、 本発明の方式ではまず M H Pパルスをデータ識別にも用 い、 複数の次数の MH P波形を用意することで 1種の MH P波形が 複数ピッ トを表すシステムを構成する。 またユーザの識別は従来方 式の T H系列を用いた時間シフ 卜によって行う。
ここでは、 U W Bの多値伝送方式について、 例を挙げて簡単に説 明し、 その後 UWB用の波形として研究されているエルミート関数 に基づくパルス系列について説明する。
多値化伝送について説明する。 無線通信の分野では、 例えば P h a s e S i f t K e y i n g ( P S K) 変調においては 2値 (B P S K) に始まり、 4値 （Q P S K)、 8値 （ 8 P S K)、 さ ら に QAM (Q u a d r a t u r e Am p l i t u d e M o d u 1 a t i o n ) 方式では 1 6値、 6 4値、 2 5 6値などといったよ うな、 同時に複数ビッ トの情報を伝送する多値変調方式が従来用い られている。
UWBにおいても、 P P M (パルス位置変調） による 0 o r 1 の 2値伝送だけではなく、 1 シンポルでより多くの情報を送り、 伝送 速度を向上させる研究が行われている。 ここではその多値化 UWB 方式の一例として M— a r yUWB方式同について説明する。
M - a r y UWB方式 S S通信において、 M— a r y / S S M A という技術が知られている。 例えば、 文献 1 8がある。
これは各ユーザに M (= 2 k ) 個の異なる P N (擬似雑音） 系列 を割り当て、 ユーザはその中から送信したい kビッ トのデータに対 応した P N系列を拡散系列として用いて信号を送信し、 受信側では M個の P N系列に対応した相関器を用意し、 最大相関出力に対応す るデータを復調する方式である。 この方式では N uユーザが存在す る環境では、 N u XM個の P N系列が必要となるが、 1 シンポルで kピッ ト送信できる為、 伝送速度が向上する。
この考え方を UWB通信に適用した方式が M— a r y UWB方式 である。 この方式では、 各ユーザは M (= 2 k ) 個の異なる直交系 列の符号語に合わせて 1つ 1つのパルスを変調しそのパルス列を T Hさせて送信する。 1シンポルの複数のパルス全てに同じ情報を乗 せて送信する従来方式に対して M— a r y UWB方式では、 複数の パルスに違う情報を乗せる方式である。 その結果、 M— a r y UW B方式は UWBの持つ秘話性、 秘匿性を持ったまま M— a r yの持 つ周波数利用効率のよさも持った方式となる。 さ らに、 同期はタイ ムホッ ピング （TH) 系列でとるので M— a r yの同期のとりにく さも解消され、 多元接続のための系列には TH系列 · 情報を表す系 列には W a l s h系列 （直交系列） と違う系列を使うため、 1ユー ザが大量の系列を占有することもない。 このように、 M— a r yの 持つ欠点を解消している。
続いて、 M— a r y UWB方式の送受信システムについて説明す る。
M - a r y UWB方式の送信機のブロック図を図 6 7に示す。 M - a r yUWB方式では入力 kピッ トの！^！ ？ の状態に対応して M = 2 k個の W a 1 s h系列の中から 1つを選ぶ。 選ばれた系列が M個 の内の i番目の系列だとしてその系列の j 番目の値 （ 1か 0 ) を c wa lsh ( i , j ) とする。 さらに次の 1 ビッ トの入力値.を d M+1とすると、 1 シンポルで送信される第 1番目のユーザの送信波形 Str ( 1 ) ( t ) は次の式 （ 6 2 ) で表される。
Figure imgf000059_0001
従って受信信号 r ( t ) は以下の式 （ 6 3 ) で表される。 rW
Figure imgf000059_0002
― ru) + n(t) (63) 受信機のブロック図を図 6 8に示す。 受信側では、 式 （ 6 4) ひ, )dt (64)
Figure imgf000060_0001
と定義し、 さ らに送信側で用いた W a 1 s h系列の 0 を— 1 に変え た系列 C Walsh ( i , j ) を用いて以下の式 （ 6 5 )
L7=o ^Waish (0, j) :i
.1
(65)
Figure imgf000060_0002
一 1 , )ひ の中から絶対値が最大のものを判別し、 さ らにそれが +か一かも判 別する。 このような方式で系列長 M = 2 kのウオルシュ系列を M個用 意し、 その系列に合わせてパルスを変調したものとその系列の 0 , 1 を入れ替えた系列に合わせてパルスを変調したもの、 計 2 XM個 の中から 1つを選んで送信することで、 1 シンポルで （K + 1 ) ピ ッ ト伝送を行うことができる。
M- a r y UWBの E b/Ν Ο とビッ ト誤り率にづいて説明する。 M— a r y UWBの S N Rは、 従来方式 （ 2値 P P M) の UWBと 同様に式 （ 6 6 )
{ΝΛΑλτΏ,ν]'
SNR χηιίλ (66)
び +A½∑ 2 と表される。
しかし、 従来方式では出力結果として +か一かを判定すればいい 79
59
が、 M— a r y U W B方式では同時に複数ビッ ト送信し、 受信側で 全ての系列と相関をとり、 どの系列との相関値が最大かを判別する 必要がある。 そのため同じ S ZNで比較しても M— a r y UWB方 式のほうが B E Rが当然悪くなるので公平な条件で比較するために EbZNoで B E Rを比較する必要があり、 1 シンポルで同時に送信 するビッ ト数を k + 1 ビッ トとすると、 式 （ 6 7 ) h/N0(NU)
Figure imgf000061_0001
+ 10/ (も + Ί) (67)
と定義される。
また M— a r yUWB方式での受信時に M= 2 ra個の系列の中から 系列を誤って選ぶ確率 Peは、 式 （ 6 8)
Figure imgf000061_0002
と表される。 例えば、 前記した文献 1 8に示される。
この Peと EbZNo、 さらに式 （ 1 5 ) を用いて、 M— a r yUW B方式の B E Rは以下式 （ 6 9) のように表される。
Figure imgf000061_0003
次に、 修正エルミート多項式に基づく直交するパルス波形につい て説明する。 エルミート多項式を次数が異なるもの同士直交するよう修正した 関数を用いて uwB通信用のパルスを形成する文献として、 例えば、 文献 1 3 ~ 1 5がある。
ここでは M o d i f i e d H e r m i t e P o l y nm i a 1 s (MHP) パルス波形の生成法とその特徴.について説明する。 修正エルミート多項式の生成について示す。 従来知られているェ ルミ一ト多項式は、 以下の式 （ 7 0 ) で表される。
Figure imgf000062_0001
例として η = 1から η = 8までを式 （ 7 1 ) に示す。 (ή = t
M = t2 -、
= - M
Jt) = 4一 6Z2+3 = io + i5i
) = 6— 154+452— 15
7( = 一 2 5 + 10, 3— 105
M) = ^ 一 28^ + 2104— 4202 + 105 (71) この式の形では、 次数の異なるエルミート関数同士がすべて直交 するわけではないので、 このエルミー ト関数に直交性を持たせるよ う修正した式が以下の式 （ 7 2 ) になる。
Figure imgf000063_0001
この修正エルミー ト多項式 （M o d i f i d H e r m i t e P o 1 y n o m i a 1 s ) には以下の式 （ 7 3 ) のような関係があ る。 (t) + (n + - - t2)hn(t) = 0 n(t) + ~hn{t) = nhn^(t) n+1 (f) ^K(t)一 (t) (73)
この修正エルミー ト関数を利用し、 生成した複数の次数の異なる
MH Pパルスを時間軸上でみると図 6 9、 7 0のようなパルス波形 になる。 また、 図 6 9 , 7 0の周波数特性は、 図 7 1 , 7 2のよう になる。
このように、 修正エルミート多項式を用いて複数の次数の異なる パルスを生成することができる。
MH Pパルス波形の特徴 MH Pパルス波形には以下に挙げる特徴 がある。
次数の異なるパルス波形同士は、 時間的に波形の中心がちょう ど 重なっているとき直交である。 次数が異なっても、 パルス波形の時 間幅はほとんど変化しない。 次数が高くなるにつれ、 パルス波形の 中心周波数は高周波数になる。 次数が高くなるにつれ、 パルス波形 の自己相関関数はピークが急峻になる。 2つの M H Pパルス波形は、 次数が離れているほど相互相関関数が自己相関関数のピークに比べ 全体的に値が小さくなる。
これらの特徴から MH P波形を UWB通信に用いる場合に、 次数 の高い波形の方が同期捕捉能力ゃ測距能力が高いと考えられるが、 T i m i n g J i t t e rによる受信時の同期ずれの影響に対し 敏感であるとも考えられる。
MH Pパルス波形の受信機内の波形とその性質について説明する。 前記した文献には、 M H P波形の特徴を生かした U W B通信方式が すでに提案されている。 しかしそれらの文献では、 アンテナの入出 力時におこる波形の変形は考慮されていない。
この送信波形に MH P波形を用いた場合の受信機中の波形とその 周波数特性について示す。
式 （ 3 ), ( 1 2 ) より、 次数 nの MH Pパルスの受信機中の波形 は次式 （ 7 4) で表される。
Figure imgf000064_0001
この時 （受信機中） の時間波形は図 7 3 , 7 4のようなパルス波 形に変形している。 図 7 3は受信機中の ΜΗ Ρ波形 （ 0〜 3次） で あり、 図 7 4は受信機中の ΜΗ Ρ波形 （ 4 ~ 7次） である。 また、 図 7 1， 7 2の周波数特性は、 図 7 5， 7 6のように変化する。
これらの ΜΗ Ρの受信波形は前節で述べた ΜΗ Ρの特徴をほとん どそのまま持っているが、 最も重要な特徴である次数の異なる波形 間の直交性が、 変化してしまう。 実際に受信時の電力を正規化した ΜΗ Ρ波形の時間的にちょう ど重なる時の相互相関値を調べた表を 下の表 8に示す,
Figure imgf000065_0001
ΜΠΡ.波形送信時の受信波形間の相関値 結果をまとめると、 受信 M H P波形には以下に挙げる特徴がある ことがわかる。
次数の異なる受信 M H P波形 2波が時間的にちょう ど重なってい るとき、 その 2つの波形の次数が奇数次同士、 または偶数次同士で なければ直交である。 また、 2つの波形の次数が奇数次同士、 また は偶数次同士でも次数が 5以上離れている時は直交である。
次数の異なる受信 M H P波形同士が奇数次同士、 または偶数次同 士の時、 片方の波形の次数を 7? とすると n + 2 , n— 2次の波形と は大きな負の相関を持つ。 またその相関値は 7?が小さいほど絶対値 が大きくなる。 ' 次数の異なる受信 M H P波形同士が奇数次同士、 または偶数次同 士の時、 片方の波形の次数を nとすると n + 4 , n— 4次の波形と は小さな正の相関を持つ。 ま その相関値は nが小さいほど絶対値 が大きくなり、 n次の波形に対する n + 2 (または n— 2 ) 次の波 形との相関値より絶対値が小さい。
スぺク トル電力の直流成分がなくなり、 低周波成分も小さく抑え られる。
次数が異なっても、 受信 M H P波形の時間幅はほとんど変化しな い。
次数が高くなるにつれ、 受信 M H P波形の中心周波数は高周波数 になる。
次数が高くなるにつれ、 受信 M H P波形の自己相関関数はピーク が急峻になる。
2つの受信 M H P波形は、 次数が離れているほど相互相関関数が 自己相関関数のピークに比べ全体的に値が小さくなる。
以上で述べたように、 受信 M H P波形では直交性に関して変化が 起こるが、 その他の性質はほぼ元の M H P波形そのままである。 よ つて直交性を利用して U W B通信を行う ことを考える場合、 こ こで 述べた性質を考慮することが非常に重要である。
次に、 修正エルミート波形を用いた多値化による U W B— C D M A伝送方式について説明する。 こ こでは、 M H P波形を U W B通信 の送信波形として用いる方式で、 従来方式より非同期接続環境での ビッ ト誤り率を低減できる方式を、 環境 （同一チャネル內ユーザ数） に応じていくつか示し、 それらのシステムの説明 · 比較を行う。
M H Pを用いた多値化伝送方式について説明する。 前記した文献 1 5では、 M H P波形をユーザ識別の為に用いて、 波形同士の直交 性からユーザ同期時の干渉除去を行う ことを考えている。 しかし、 上記したように実際は受信時に波形 （性質） が変化してしまう上に、 ユーザ間非同期時には特性が悪化する。 そこで、 M H P波形を送信 波形として用いる方式として受信時の性質まで考慮した方式を示す。 本発明の方式の目的の一つについて説明する。 MH P波形は異な る次数同士が直交する性質を持っている。 また、 受信 MH P波形は 直交だけでなく負の相関、 正の相関関係も持つ。 よって、 各ユーザ に異なる波形を割り当てて同時に通信を行う ことで他局間干渉を除 去する方式では、 ユーザ同期時でないと特性が悪化してしまうため 非同期多元接続通信には有効でないと考えられる。
そこで、 MH P波形の使用法として多値伝送方式に用いた場合に ついて示す。 ユーザは異なる次数 M= 2 k個の波形の中から送信した い Kビッ トのデータに対応する 1種の MH P波形を選び、 送信する。 受信機では M個の異なる次数の受信 MH P波形に合わせたテンプレ ート波形を持つ相関器を用意し、 その各相関器の出力の中から最大 出力となるものを選び、 その相関器に対応するデータを復調する。 このシステムは前記した M— a r y UWBと非常に似たシステム構 成となる。
また、 ユーザの識別は従来方式でも使用されている、 ユーザ固有 の T H系列に合わせた時間シフ トを各パルスに施すことにより行う。
このようにパルス列に複数ピッ トを割り当てることにより、 M— a r y UWB方式と同じように伝送速度を揃えたときの他局間干渉 が低減され、 ビッ ト誤り率を下げることができる。
送受信システムの一構成について説明する。 多値化 UWB伝送方 式の送信ブロック図を図 7 7 に示す。 図 7 7は MH P波形を用いた 多値化伝送方式の送信側のシステム構成図である。
この方式では、 まず送信データに応じて送信する波形の次数を決 定し、 そのユーザの持つ TH系列に合わせたタイミングで決定した 次数の MH Pパルスを送信する。 従って 1番目のユーザの送信信号 S tr ( 1 ) ( t ( 1〉) は次式 （ 7 5 ) で表される。
oo
' (i)) = ∑ wtr 、- jTf 一 cfrc) (75)
J=-oo
ただし t ( 1 > は送信器のクロックタイム、 T fはパルス反復時間、 T cはタイム · ホッピング （ T H ) のチップ長、 c j ( 1 ) は k番目ユー ザの j 番目の TH系列、 wtrn( t )は送信された次数 n ( = 0 , 1 ,·.. M— 1 ) の MH Pパルス波形である。
また、 この時の受信信号は次式 （ 7 6 ) で表される。
N,一 1
(t) = wrRC t一 r，— jTj一 c Tc) + ntot(t) (76)
3=0 ここで A 1番目のユーザの送信機からの信号 S recn ( 1 ) ( t 一 て 1 ) が受信機においてどれほど減衰しているかの値を示す。 また、 て 1は受信機のクロックと 1番目ユーザの送信機クロックの非同期 の値を示し、 nt。t ( t ) は他局間干渉と受信白色ガウス雑音を合わ せた成分を表す。 また、 受信時はアンテナ入出力時の時間微分の関 係により、 波形が次数 nの 2階微分 MH P波形 wrecn ( t ) に変化す る。
受信器において同期が完全であると仮定し、 説明を進めるうえで k = l番目のユーザによって送信されたデ一夕復調について考える ものとする。 受信機ブロック図を図 7 8に示す。
受信機では、 送信側で用いた 0から M— 1次までの MH P波形の 2階微分波形をテンプレート波形として全て （M個） 用意し、 それ ぞれを受信ユーザの TH系列に合わせた時間シフ 卜させる。 それら と受信信号の相関を取り、 M個の相関器出力の中から最大相関出力 となる相関器に対応するデータを受信データとして復調する。 次に、 M H Pを用いた他局間干渉低減方式について説明する。 前 記文献 1 5で M H P波形を用いたユーザ同期時の他局間干渉除去方 式が提案されている。 しかし、 非同期通信時はこの方式では他局間 千渉を除去できないことを前記している。 ここでは、 非同期通信で の他局間千渉の除去の為に、 M H P波形の直交性ではなく次数の違 いによる相互相関の絶対値の低さに注目し、 新しい他局間干渉除去 方式を示す。
この方式の別の目的について説明する。 M H P波形 （受信 M H P 波形） の性質を生かす多値化伝送方式とは別の方法として、 やはり ユーザに異なる波形を割り当てる方法も考えられる。 しかし、 非同 期多元接続時の B E Rを低減することが目的なので、 ただ直交する 波形をそれぞれに割り当てるというだけではなく、 T H系列による 時間シフ トも併用する方式を示す。
さらに、 この方式では、 ユーザ非同期時の B E R特性を良くする 為に、 各ユーザには全てのパルス時間ずれ衝突に対して相関の比較 的低い波形を割り当ててやることで、 パルス衝突時の干渉を従来方 式より も減らすことを目的としている。 またデータ変調は、 ュ一ザ に複数のパルスを割り当てて、 P S M (パルス波形変調） により行
Ό 。
この方式の上記目的に対応した送受信システムについて説明する。 この方式では、 各ユーザにそれぞれあらゆる時間ずれに対して相 互相関の小さい波形 ¾それぞれ割り当てることで、 パルス衝突時の 他局間干渉を低減する。 受信 M H P波形では、 次数が離れているほ ど相互相関が小さくなる性質があるので、 ユーザにそれぞれ次数の 離れた M H P波形を割り当てることで、 前記した非同期多元接続環 境での他局間干渉低減を実現する。 このシステムでの送受信システムは前記した送受信システム （図 7 7 , 7 8 ) とほぼ同じである。 異なるのは、 各ユーザが異なる波 形を用いる為、 送信時に選ぶ波形の次数がユーザによって異なると いう点である。
また各ユーザには複数の波形を割り当て、 それらの波形にデータ を対応させ P S Mにより通信を行う ことを考えるが、 1人のユーザ に割り当てる波形同士は時間ずれが 0の時の性質のみを考えれば良 く、 あらゆる時間ずれに対して相互相関の小さい波形を割り当てる 必要はない。 これは受信時にあるユーザの信号の同期がとれている とするとそのユーザの持つテンプレー ト波形とは、 時間ずれなしで 相関をとることができると考えられるからである。
そこで、 1 人のユーザに割り当てる波形を決定する時の基準 （ル ール) を以下のように決める。
( 1 ) 1ユーザに最低でも 2つの M H P波形を割り当てる。 その 2つの波形は片方の次数を？？ とした時、 もう 1つの波形の次数は 7? + 2で表される波形の組である。
( 2 ) 異なるユーザは必ず別々の M H P波形 （の組） を割り当て られる。 複数のュ一ザが同じ次数の M H P波形を使うことはない。
( 3 ) 異なるユーザはできるだけ次数の離れた波形 （の組） を使 う。 ユーザ数が多くなつてきた場合は、 同じ波形さえ使わないなら ば、 多少次数が近くてもよい。
このシステムでの干渉低減のイメージを図 7 9に示す。
次に、 計算機シミュレ一ションによる性能評価について説明する。 本発明の方式の評価を計算機シミュレーショ ンにより行う。 受信機 では、 希望ユーザの信号と同期がとれていると仮定してシミュレ一 シヨンを行い、 結果を次に示す。 環境毎の提案方式の比較について説明する。 まず、 使用できる M H P波形の次数を固定 （ 0次〜 1 5次） し、 ユーザ数を変えた非同 期多元接続環境においてビッ トレー ト · ピッ ト当 りの送信電力を一 定とした時の最適な （最も B E Rの低い） 方式を調べる為、 計算機 シミュレーションによる比較を行う。
ここで比較する本発明のシステムをユーザ数毎に説明する。 ただ し前記した多値化 UWB伝送方式 （ a方式とする） ではユーザ数に より 1人のユーザが使用する波形の次数、 多値数などは変わらない。 以下に他局間干渉低減方式 （ b方式とする） を適用する場合の具体 的な説明を示す。
はじめに、 2ユーザの場合について説明する。 ユーザ 1 には次数 0 , 2次の波形を、 ユーザ 2 には次数 1 3 , 1 5次の波形を割り当 てる。 各ユーザは割り当てられた 2つの波形にそれぞれ 0 , 1 のデ 一夕を対応させ、 伝送する。 受信側ではユーザ 1用には 0 , 2次の 受信 MH P波形をテンプレート波形として用意し、 相関出力を比較 して受信波形の次数を決定しデ一夕を復調する。 ユーザ 2 に対して も同様である。
次に、 4ユーザの場合について説明する。 ユーザ 1 には次数 0 と 2、 ユーザ 2 には次数 4 と 6、 ユーザ 3 には次数 9 と 1 1、 ユーザ 4には次数 1 3 と 1 5の MH P波形をそれぞれ割り当てる。 後は、 前記と同様に割り当てられた波形にそれぞれ 0， 1 のデータを対応 させて伝送し、 受信機では受信波形に合わせたテンプレート波形と の相関により送信データを判別する。
次に、 8ユーザの場合について説明する。 ユーザ 1 に次数 0 , 2、 ユーザ 2に次数 1 , 3、 ユーザ 3に次数 4， 6、 ユーザ 4に次数 5 , 7、 ユーザ 5 に次数 8， 1 0、 ユーザ 6 に次数 9， 1 1、 ユーザ 7 に次数 1 2 , 1 4、 ユーザ 8に次数 1 3 , 1 5の MH P波形をそれ ぞれ割り当てる。 変.復調方式は前記と同様に行う。
シミュレーションの条件の緖元を以下の表 9に示す。
Figure imgf000072_0001
提案方式比較シミュレーション諸元 図.8 0に示す、 比較シミュレーショ ン結果のように、 2， 4 , 8 ユーザ時全ての場合において多値化伝送方式 （ a ) の方が、 他局間 干渉低減方式 （ b ) より B E Rが低くなる。 これは多値化伝送を行 う ことにより、 伝送速度を変えずにパルスの反復回数やタイムフレ —ム長を長くすることが可能である為、 パルスの衝突確率を低くで きる多値化伝送方式の方が、 ヒッ トした時の干渉を低く抑える他局 間干渉低減方式よりも効果が大きいからであると考えられる。
以上の結果より、 非同期多元接続において MH P波形を用いた U WB通信方式、 多値化 UWB— C DMA方式として、 （ a) の多値化 伝送方式がより有効である。 次に、 従来方式と本発明の方式の比 較シミュレーションの結果を示す。
ここでは、 本発明の方式である M H P波形を用いた多値化 U W B — C DMA伝送方式と従来方式との EbZ No対 B E R特性の比較を 行う。 従来方式としては、 2値 P P M方式と M— a r yZUWB方 式を用いる。 全ての方式において、 ユーザ数 · ビッ トレート . パル ス幅を揃え、 本発明の方式と M_ a r yZUWB方式は多値数を揃 えた条件で比較を行う。
シミュレーショ ンの条件の緖元を以下の表 1 0 ( 1 )、 1 1 ( 2 ) に示す。
Figure imgf000073_0001
従来方式との比較シミュレーション諸元 (1 )
Figure imgf000073_0002
従来方式との比較シミュレーション諸元 (2) 図 8 1に示す従来方式.と M— a r yZUWB方式との比較シミュ レーシヨ ン結果で示すように、 提案方式は 2値 P P M方式 · M— a r y ZUWB方式と比較して 1ユーザ時、 1 0ユーザ時共に良好な B E R特性を示している。
1ュ一ザ時は M— a r y/UWB方式と同様に、 1シンポルで 1 ピッ ト送る B P P Mよりも多値数が多いほど B E R特性が良くなる。 これは受信時に送信データ以外に対応する相関器出力が 0 もしくは 負の相関である為、 多値数を増やすほど高 EbZNo時の 1 ビッ ト誤 る確率は低くなるのである。 また、 本発明の方式と M— a r yZU W Bで約 1 d Bの差が見られるが、 これは反復している各パルスを P P M変調している M— a r y/UWB方式で、 送信データに対応 する相関器 1つ分の相関出力の S N Rが受信時 （相関器入力前） の S N Rより 1 d B低くなるからである。 本発明の方式では、 送信 データに対応する相関器 1つ分の相関出力の S N Rが受信時 （相関 器入力前） の S N Rと同じであるので、 M— a r yZUWB方式よ り 1 d Bだけ特性が良いのである。
また、 1 0ユーザ時の特性の差は、 パルスの反復回数とタイムフ レーム長によって出たものである。 本発明の方式では、 B P P M方 式と同じフレーム長で、 多値数の分だけ反復回数を増やしている。 これに対し、 M— a r y/UWB方式では多値数 kに対して反復回 数が 2 k— 1回必要な為、 前述した 2つの方式より もタイムフレーム が狭くなつている。 よってユーザ数に対し、 十分なフレーム長が確 保できていれば良いが、 伝送速度を速めよう とすると、 このシミュ レ一シヨン結果のようにパルスの衝突確率が他方式より高くなり、 多ユーザ時の特性の悪化が大きいのである。
本発明の方式では、 反復回数に制限がない為ユーザ数に合わせた フレーム長を用意することでマルチユーザ環境での特性の劣化を抑 えることができるのである。
次に、 本発明の方式の同期ずれに対する耐性について説明する。 ここでは、 信号受信時の T i m i n g J i t t e rの影響につ いて説明する。
はじめに、 修正エルミート波形の自己相関について説明する。 こ れまでのシミュレーショ ンでの比較において、 受信機では希望信号 との同期がとれていると仮定してきた。 しかし、 実際に起こりうる 現象として、 同期がとれた後も本来の希望タイミ ングから希望信号 が時間的に多少ずれて受信することがある。 このような場合本来の 希望タイミ ングで受信した場合と比べ、 ビッ ト誤り率の劣化が考え られる。 本発明の方式では、 数種類の MH P波形を用いており、 受 信波形は従来用いられるモノサイクル波形より複雑な波形となる。 そこで、 同程度の同期ずれが起こった場合でも、 従来方式と本発明 の方式では特性の劣化具合の違いが見られると考えられる。 以下、 従来方式と本発明の方式では特性の劣化具合の違いについて説明す る。
まず、 受信 MH P波形の自己相関関数を図 8 2に示す。
前記したように、 受信 M H P波形では高次の波形ほど自己相関関 数のピーク付近が急峻になる性質がある。
そこで計算機シミュレーショ ンにより、 従来方式と提案方式で同 期ずれに対しての特性の劣化具合について説明する。 今回、 同期ず れの幅を [― 0. 0 1 n s : 0. 0 1 n s ], [— 0. 0 2 n s : 0. 0 2 n s ], [ - 0. 0 5 n s : 0. 0 5 n s ], [ - 0. 1 n s : 0. I n s ] と変えた時の、 B E Rの変化をシミュレーショ ンにより求 める。 シミュレーションの条件の緖元を以下の表 1 2に示す。
Figure imgf000076_0001
同期ずれ耐性比較シミュレ一ション諸元 図 8 3の本発明による同期ずれの影響による B E Rの変化 nシミ ユレ一ショ ン結果、 及び図 8 4の M— a r yZUWB方式での同期 ずれの影響による B E Rの変化に示すように、 モノサイクル波形の みを用いる M— a r yZUWB方式では、 0. 0 1， 0. 0 2 n s 程度の同期ずれが起こる場合でも B E Rに大きな変化はなく、 0. 0 5 , 0. I n s程度の同期ずれになってくると大きく B E Rが悪 化する。 一方、 MH P波形を用いた本発明の方式では、 0. 0 1 η s の同期ずれが起こる場合でも、 同期ずれなしの場合と比較して大 きく B E Rが悪化してしまい、 さらに同期ずれの時間幅が広くなる と、 B E Rは送信電力を上げてもほとんど下がらなくなってしまう。 したがって、 修正エルミート波形を用いた UWB— C DMA伝送 方式を 2つのアプローチにおいて、 「MHP波形を用いた多値化 UW B伝送方式」 がより非同期多元接続時に特性が良い。 この本発明の 方式では、 受信時の波形の変形も考慮にいれ、 M H P波形を用いた 時にその特性を利用した多値伝送を行う ことで、 既存の多値化方式 である M— a r yZUWB方式より EbZNoに対するビッ ト誤り率 特性において優れた特性を得ることができる。
しかしながら、 この比較においてパルスの時間幅を揃えた条件は 使用帯域幅が異なり、 本発明の方式は従来方式より も広い帯域を使 用していたことも、 良い特性が得られた一因であると考えられる。
また、 T i m i n g J i t t e rの影響による同期ずれを考慮 した時に、 この方式は特性の劣化が激しいという問題点も含んでい る。
次に、 本発明の第 3の態様について説明する。 第 3の態様は、 時 間幅が短いパルスを送信する U W B通信おいて、 所望の周波数特性 を周波数領域で展開し、 展開した周波数領域の成分を形成する時間 パルスの中から選択した複数の時間パルスを組み合わせることによ り、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する。
前記したように、 現在様々な無線通信方式が存在し、 それぞれの システムは他システムへの干渉にならないようそれぞれが異なる周 波数帯域を割り振られている。 .しかしながら UWBの使用周波数帯 域幅は数 G H zにもなるために U W B方式は既存の無線通信システ ムと周波数帯域を共有することが前提となる。 よって従来の狭帯域 無線通信との干渉をいかに押さえるかが UWBの課題として挙げら れる。 例えば、 2 0 0 2年 2月米国連邦通信委員会 （F C C : F e d e r a l C o mmu n i c a t i o n s C o mm i s s i o n ) は UWBが及ぼす他システムへの干渉を抑制するために送信電 力制限を公開している。 これによると、 UWBは 2つの帯域 [ 0— 0. 9 6 GH z ]， [ 3. 1 - 1 0. 6 G H z ] で最大出力が— 4 1 d BmZMH z に制限され、 他の帯域ではその 1 / 1 0 0程度の出 力しか許可されていない。 現在 2. 4 GH z帯周波数を使用するス ぺク トル拡散方式の無線 L ANでは電波の送信制限は 1 0 d BmZ MH zである。
つまり 1 MH z 当たりの UWB出力は 2. 4 G H z帯を使用する L ANに比べて最大でも 1 0 — 5程度とスぺク トル電力密度が非常 に小さいことがわかる。 これは U W Bが搬送波を用いず、 インパル スによる通信のために生ずる UWBの一つの特徴である。 また、 許 可されている送信電力でも実際に F C Cが商用 UWBデバイスとし て使用を認めているのは現在のところ [ 3. 1 - 1 0. 6 GH z ] 帯のみである。 それは F C Cが、 AMZ F Mラジオ、 テレビ局、 旧 式携帯電話ネッ トワークで使用される 9 6 0 MH z以下の周波数を 利用する U W Bデバイスに対して厳しい制限を課しているからであ る。
UWB方式には従来の通信とは異なるスペク トルマスクが用意さ れている。 すなわち、 UWB通信での新たな課題としてこのスぺク トルマスク内においてどのように信号、 つまり波形の設計を行うか が挙げられる。 新たな U W B波形設計を考える上において前提にす ることとして、 P P M ( P u l s e P o s i t i o n M o d u 1 a t i o n), つまりパルスの位置により変調する方式を用いるこ と、 ユーザごとに T H系列によりパルスを T H ( T i m e H o p i n ) させることがある。
また、 UWB通信における波形設計を考えるとき、 考慮すべきこ とには大きく分けて次の 3つのことが挙げられる。 第一は UWBパ ルスとして超短パルスであることである。 これは、 時間的に伸びた パルスはマルチユーザ環境になった場合の他局間干渉の影響を増大 させるパラメ一タとなるからである。 第二はスぺク トルマスク内で 最大限電力を稼ぐようなパルスである。 これは、 1 ビッ トを送信す るためのパルスの数を減らすことができ、 結果として U W B通信路 容量の向上をはかることができる要因になる。 第三はパルスの微分 特性を考えることである。 F C Cの制限によると U W Bの出力制限 は送信時の電力の規制ではなく、 通信路での利得、 損失、 送信アン テナの利得など U W B信号の受信時の電力規制である。 通常パルス はアンテナからの送信時、 受信時に微分される関係にある。 搬送波 を用いる通信の場合は 2 回微分された受信波形も送信波形と位相の 差のみで波形そのものが変わることがないが、 U W Bの場合は波形、 周波数特性が大きく変わる。 そのために 2回微分の特性を考慮して 送信波形を決定する必要がある。
現在検討されている I m p u 1 s e を用いた U W B方式の場合、 出力制限下で周波数利用効率が良いパルスとはいいがたい。 そこで、 ここでは送信電力制限下で上記 3つのことを考えたパルスを示す。 以下、 前記と繰り返しとなるが、 U W Bの原理、 特徴、 また F C Cによる出力制限について説明する。 これは、 ここでは、 第 3の態 様が、 所望の周波数特性を周波数領域で展開し、 展開した周波数領 域の成分を形成する時間パルスの中から選択した複数の時間パルス を組み合わせることにより、 所望の周波数特性を満たす時間パルス 形状を生成するために、 フーリエ展開を用いた信号の表現を行うた めである。
その後、 送信電力制限下で出力を最大にするパルス設計の手順、 システム、 パルスジェネレータについて説明し、 送信電力制限下で I m p u 1 s e を用いた U W B と本発明のパルスを用いた U W Bシ P T/JP2003/016079
78
ステムの解析、 性能評価について説明する。
はじめに、 UWBの原理において、 UWBの送信信号および変調 方式について説明する。 ここで示す UWBシステムについては、 例 えば、 文献 3に示されている。
この UWBシステムにおいて、 k番目のユーザの送信信号 s tr (k)
( t ( k )) は次式 （ 7 7 ) のように表される。 oo
4 ( )) = ∑ も)一 jTf 一 c†Tc一 d 6) (77)
3—- 0 ただし、 t (k) はクロックタイム、 Tfはパルス反復時間、 Td T
H (T i m e H o p p i n g) のチップ長、 C j ( k ) は k番目のュ 一ザの ； i番目の T H系列、 d j ( k〉 は k番目のュ一ザの j ホップ目の 情報系列、 Wtr ( t ) は送信されるガウス波形である。 k番目のユー ザの送信機からはそれぞれ異なる時間だけシフ トされた複数のパル スが送信される。 ここでそれぞれのパラメータについて説明する。
( 1 ) パルス反復時間において、 各ュ一ザはタイムフレームとい う一定間隔のフレーム内に 1パルスを送信する。
( 2 ) THチップ長において、 タイムフレームは複数のスロッ ト に分割され、 各ユーザはタイムフレーム内のどのスロッ トでパルス を送信するかを TH系列によって決定する。
( 3 ) T H系列において、 ユーザ数が増えると、 ユーザ同士のパ ルスが衝突し他局間干渉を引き起こす。 そこで T H系列という 1 , 0のランダム系列を用いてユーザごとに異なるシフ トパターンを構 成する。 T H系列にしたがい各ユーザはタイムフレーム内で送信す るスロッ トを決定する。
( ) 情報系列は 0 , 1の系列である。 U W Bにおいてはそのパ 9
79
ルス位置によって送信デ一タを判定する。 つまり、 1 を送信するに は Wtr ( t (k) — jTf— c ( k) To- δ ) を送信する、 また、 0を送信 するには Wir ( t (k) — c (k> Tc) を送信する。
すなわち、 この場合 UWBの変調方式は送信データによってパル スの送信時間をずらす P P M (P u l s e P o s i t i o n M o d u 1 a t i o n ： パルス位置変調） ということがいえる。
( 5 ) ガウス波形については、 図 8 5に送信波形となるガウス波 形を示している。 また、 図 8 6は、 UWB送信機構成の構成例を 示している。
次に、 UWB受信機での処理について説明する。 図 8 5 に示す送 信波形が送信され、 受信アンテナに入るまでに波形は 2階微分され る。 つまり、 理想的な受信波形を Wre„ ( t ) とすると式 （ 7 8 ) rec
Figure imgf000081_0001
となり、 受信波形は図 8 7、 受信波形の周波数特性は図 8 7のよう になる。
UWB受信機においては受信された波形からデータの復号をする。 すなわち、 受信された波形を処理し、 情報が 0か 1かの判定をする。 UWB受信機内処理を図 8 9ブロック図に示す。 ただし、 反復回数 ( 1 ピッ トを送信するために必要なパルス数） を N s とする。 受信 機内での処理について説明する。
( 1 ) UWB送信側で各ユーザに割り振られた T H系列を用いて、 各送信パルスにタイ ミングを合わせて図 9 0 の相関波形 We„ ( t ) を用意する。 ただし、 これは同期が完全であるとする。 受信波形を r ( t ) とすると式 （ 7 9 ) で表される。 2003/016079
80
n(t) = Axwrec{t一 n一 jTf 一 c Tc - D ) + rhtf (79) 干渉成分 nitiを他局間干渉 （ユーザ数. N u) 'と雑音の加算、 すなわ ち式 （8 0)
n itf = Akwrec{t -Tk- jTf― cjkTc - D^6) + n(t) (so) fc=2 とし、 また Akは通信路による減衰を表す定数とする。 この時ユーザ 1の相関波形として式 （8 1 )
Figure imgf000082_0001
一 3 L，f ~CjiTc)-Wrec(t~Ti -jTf-CjiTc-δ) (81) を受信側のフィルタとして用意する。
( 2 ) 各パルスごとに受信波形と相関波形の相関値を求める。
( 3 ) 反復回数分のパルスの相関値の合計が、 0より大きいならば 送信情報を 0 と、 0より小さいなら 1 と判定しデータの復号とする。 ユーザ、 かつ伝送デ一夕 D が独立な乱数の場合は最適受信機は相 関受信機で式 （ 8 2 ), ( 8 3 )
Hi+m
r(t)wcor(t)dt > 0
(82)
Figure imgf000082_0002
¾ι = 1 (83) となる 次に、 UWB受信信号の周波数特性について説明する。
単一の UWBパルスの周波数特性と TH (T i m e H o p p i n g ) する複数の UWBパルスの周波数特性について、 フーリエ変 換のシフ ト定理を用いて特性を解析する。 単一パルス ί ( t ) のフ —リエ変換を F ( j w) とすると式 （ 8 4) となる。
F(M = / f(t)e-^ldt (84)
Joo 次に同じパルスが時間て遅れて受信された場合、 f ( t - r.) の フ一リェ変換は式 （ 8 5 ) となる。
F jw) = / f(t— T)e一 jw(t— e一 jwTdt
* oo
roo
= e-叫 f(t一 r)e~jw^dt
Joo
Figure imgf000083_0001
e - jWTF(jw) (85) したがって、 これら 2つのパルス f ( t )， F ( t 一 て） を 1組と してフーリエ変換すると、 式 （ 8 6 ) となる。
F{jw) + F'(jw) = (l + e jWT)F(jw)
= [(1 + cosier) - j smwr]F(jw) (86)
. フーリエ変換は実部と虚部の 2乗和で表されるので結果として出 力は式 （ 8 7 ) となる。
abs[F(jw) + F^ijw)] = (1 + coswr)2 + (siniyr)2
= 2 + 2 cos (87) よって 2つのパルス和をフーリエ変換すると周期的に振動する関数 として求めることができた。 これを N個のパルスに拡張する。 k番 目のパルスがて kだけ遅延して受信されるとすれば、 そのフーリエ変 換は先ほどと同様に式 （ 8 8 ) となる。
Fk{jw) = e-^F(jw] (88) ゆえに T Hされた N個の受信パルスのフーリエ変換は式 （ 8 9 ) N N
∑ Fk{jw) = obs[l + J e~JWTk]F{jw) (89) =1 k=2 となる。
これは U W Bパルスの受信時の周波数特性である。 これよりパル スの周波数特性の包絡線は 1パルスの時とさほど変わらないことが わかる。 ただし、 パルスの数、 遅延時間によってピークが出る周波 数帯域などが存在する。 つまり、 U W Bパルス N個の周波数特性は パルス 1つの周波数特性に依存する。 そこで、 ここでは 1つのパル スの生成及び周波数特性を評価、 解析する。
次に、 スペク トルマスクについて説明する。 なお、 以下では F C Cによるスぺク トルマスクについて説明する。
UWBはもともと 1 9 5 0年代米国の軍事レーダ技術として研究 され、 米国では米国連邦通信委員会 （ F C C ： F e d e r a 1 C o mm u n i c a t i o n s C o mm i s s i o n ) と呼は *れる 1 9 3 0年代から無線及び、 有線通信の制限をするために活動して いる機関がある。 周波数は有限の資源であるため、 干渉がないよう な通信を確立するのが目的である。
さらに UW Bの場合、 周波数帯域を既存の狭帯域通信と共有する ためにその出力制限は非常に小さい。 その F C Cから 2 0 0 2年 2 月 1 4日に UWBに対して以下のような出力制限が公開された。 実 際のところは F C Cが商用 UWBデバイスとして使用を認めている のは [ 3. 1 — 1 0. 6 GH z ] 帯である。 また、 この電力制限で は送信電力が図 9 1の F C Cによる U W B制限を満たせばいいとい うものではない。 すなわち、 通信路での減衰や送信アンテナ利得を 考慮した形での出力制限である。 ここには UWBと既存の狭帯域通 信についての大きな違いがある。 それは帯域幅の違いである。 これ がどういう ことになるか、 式を用いて説明する。 ある送信パルス f ( t ) のフーリェ変換が式 （ 9 0 )
roo
F(jw) = / / ) e一 rfw (90)
'οο とすると、 ： f ( t ) の一階微分のフーリエ変換 F ( 1 ) ( j w) は式 （ 9 1 )
Figure imgf000085_0001
となる。 ゆえに 2階微分、 つまり受信波形のフーリエ変換 F (2 ) ( j w) は式 （ 9 2 ) となる。
Figure imgf000085_0002
- ) I
= W2F(jw) (92) すなわち、 受信波形のフーリエ変換は、
(送裇波形のフーリエ変換） X (ω 2) で表されることがわかる。
ここで狭帯域通信の場合、 帯域幅が狭いために 2回微分レても受 信波形の周波数特性の概形はくずれ.ないが U W Bの場合は異なる。 つまり、 超広帯域であるために受信波形は周波数によって減衰、 増 幅されるのである。 つまり、 この 2回微分特性を考慮して UWBの パルスを求める必要がある。
次に、 F C C等の送信電力制限 （スペク トルマスク） 下で最大出 力できるパルス、 およびそのシステムについて説明する。 ここでは、 3つの設計基準に分けて説明する。
はじめに、 第 1 の設計基準である、 電力制限下で出力を最大にす るパルスについて説明する。 1つめの設計基準は、 F C C等のスぺ ク トルマスクの制限下 （以下、 F C Cのスペク トルマスクについて 説明する） ので出力が最大になる UWBパルスを求めることである。
まず、 F C Cのスペク トルマスクを逆フーリエ変換し、 時間波形 としてどのようになっているかを確認するために逆フーリェ変換す る。 図 9 1 に示したスぺク トルマスクは矩形波の加算で表される。 そこでこれを逆フーリエ変換し、 時間波形を見ることを考える。 こ の関係は式 （ 9 3 ) で表される。 [FCCmask]dw
Figure imgf000086_0001
= ∑ancos(wnt)'S l t) (93)
N-- t したがって、 F C Cの送信電力制限は時間軸上では sine関数の集合 で表現できる。 図 9 1 の F C Cの出力制限は、 区間 [ 0 — 0. 9 6 GH z ], [ 3 , 1 — 1 0. 6 GH z ] が他の区間に比べて 1 0 0倍 ~ 1 0 0 0倍の出力が許可されている。 また、 文献 1 9には、 G P S ( G l o b a l P o s i t i o n i n g S y s t e m) では F C C送信電力制限以下でも UWBの千渉が無視できないことが明 らかにされている。 そこでこの 2つの区間を主に考え、 他の区間の 逆フーリエ変換は考慮しない。 つまり式 （ 9 4)
F(jw) = ί [FCCmask\dw
Joo
= A[cos( .04S
+ B[cos(13.7 χ (94)
Figure imgf000087_0001
とする。 前者は区間 [ 0— 0. 9 6 GH z ], 後者は区間 [ 3. 1 — 1 0. 6 GH z ] の周波数特性を持つパルスである。
また、 sine関数は周波数特性を矩形波にするには無限大の時間を要 する。 UWBパルスとして有限の時間で sine関数を表現すると周波数 軸上できれいな矩形波にはならずサイ ドロ一ブが生じてしまう。 こ の問題を解決する手段として、 バンドパスフィルタによってサイ ド ロープを低減す.る。 すなわち、 ある周波数特性 F ( j w) を持つ時 間波形 f ( t ) を ί ( t ) 自身で畳み込み積分することにより所望 の周波数特性精度を向上させることである。 式で表現すると式 （ 9 5 ) で表される。
/' ） f(r)f(t― r)dt
Figure imgf000087_0002
= f(r) * f(t - τ) (95) この時 f ( t ) ' の周波数特性 F ' ( j w) は式 （ 9 6 )
Figure imgf000087_0003
(96) となる。
つまり時間領域での畳み込み積分は周波数領域での積になること を利用して所望の周波数特性により近い形にする。 これにより、 メ イ ンローブに対してサイ ドローブが 1 1 0 0あった場合でも 1ノ 1 0 0 0 0 に押さえることができる。
また、 所望の周波数特性又は近似する周波数特性を逆フーリエ変 換すると、 複数の時間波形の加算により表される。 これらの複数の 時間波形の中から選択した複数の時間波形を組み合わせることによ り、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成することもで きる。 逆フーリエ変換で得られた時間波形の内から選択する時間波 形の組み合わせを調整することにより、 所望の周波数特性を満たす 時間パルスを生成する。 なお、 逆フーリエ変換に用いる元の周波数 特性は、 所望とする周波数特性に限らず、 この所望の周波数特性又 に近似する周波数特性としてもよい。
次に、 受信波形の周波数特性を考慮した送信波形について説明す る。
前記では、 F C Cによる U W B出力制限を逆フーリエ変換し、 そ の時間波形を求めている。 ここでは、 送信から受信までの道程を考 慮に入れる。 つまり 2つめの設計基準である、 パルスの送受信時の 周波数特性の変化を考慮してパルスを求める。
式 （ 9 4 ) で求めた時間波形が受信波形と仮定すると、 送信波形 は式 （ 9 4 ) の 2回積分となる。 しかし、 積分を考えると一般には パルスにならず積分定数をも考慮に入れる必要がある。 そこで式 （ 9 4 ) の時間波形を送信波形として、 よりスペク トルマスクに近い受 信波形を考慮する。
前記したように、 （受信波形の周波数特性） = (送信波形の周波数 特性） X (ω 2) となり、 周波数ごとに減衰あるいは増幅する。
図 9 2 に示す F C Cのスぺク トルマスクに対して、 図 9 3 に F C Cのスペク トルマスクにマッチしたパルスとして送信した場合の受 信波形周波数特性を示す。
図 9 3 は、 送信波形がスペク トルマスクにマッチしていても受信 波形は周波数が高い部分で大きく制限を越えてしまう ことを示して いる。 そこで 2つめの設計基準を満たすために、 周波数帯域を複数 に分割して複数のパルスを組み合わせて F C Cの制限にマッチさせ る。
現在は、 F C Cが商用 UW Βデバイスとして使用を認めているの は 3. 1 GH z以上の周波数帯域である。 そこで、 ここでは UWB パルスとして使用する周波数帯域を [ 3. 1 - 1 0. 6 GH z ] と する。 この区間内でも周波数帯域が広いために周波数ごとの特性変 化が著しい。 そこでこの区間を帯域幅が等しい N個の周波数区間に 分割し、 送信電力を変えた N個のパルスの加算で F C Cの出力制限 を満たすことを考える。 図 9 4は、 N個の周波数区間のパルスを加 箅することで所望のスペク トルマスクを満たすパルス波形を形成す る概念図を示している。
また、 微分特性を考慮すると周波数が高いほどサイ ドローブが大 きくなるので、 ここからは [ 3. 1 — 9. 8 5 GH z ] 帯のみを考 える。 以上から送信波形 f ( t ) は次式 （ 9 7 ) で表すことができ る。
Figure imgf000089_0001
関数 （ t ) はパルス時間波形を決める関数であり、 適切な核関 数 （kernel function) を選択し、 この核関数を元に展開又は合成す ることにより構成することができる。 関数 ί ( t ) は搬送波を用い た構成とする他に、 Impulse Radio と呼ばれる搬送波を用いない構 成とすることもできる。
搬送波を用いて構成する場合には、 核関数として例えば三角関数 を選択する。三角関数を搬送波として用い、周波数 f の異なる sin ( 2 π f t ) を重ねることにより、 各帯域 （band) を占めるマルチバン ド方式を実現することができる。
[ f L - f H] の帯域を使用した場合を想定した場合には、 上 記式 （ 9 7 ) の波形 ί ( t ) の一般式は、 以下の （ 9 8 ) , ( 9 9 ) により表すことができる。
Figure imgf000090_0001
sin((//f 一 fL)nt)
X
Νπί (98) c
Figure imgf000090_0002
ただし、 Cは Nに依存する定数とする。 帯域幅が等しい複数の区 間に分割することはパルス発生装置の簡単化の手助けとなる。
図 9 4は、 三角関数'を搬送波とした場合を概念的に示しており、 例えば周波数 f が 3. 1 GHz から 1 0. 6 GHz の周波数区間を N区 間に分割し、 各区間を周波数が式 （ 9 8 ) で表され、 波高値が式 （ 9 9 ) で表される sin 波を重ね合わせることによって構成することが できる。
また、 搬送波を用いない Impulse Radio の構成では、 ガウス関数 やヘルミート関数などなどな核関数として用いることができる。 こ れによって、 その周波数スぺク トルの所望の帯域にノ ッチ部分 (Notch) を作ったり、 電波法などの送信出力制限を表すスペク トル マスクを最大限に満足するパルス波形を合成することができる。
ここでは、 上記のように、 周波数を共用するシステムへの干渉を 避けたり、 国や地域による電波法等の各種の周波数上の規制 （スぺ ク トルマスク） に適応するように、 スペク トル特性をソフ トウェア によって変更する方式を Soft Spectrum Adaptation ( S S A) と称 することにする。
図 9 5 はパルス生成回路の基本的な構成例を示している。また、 本発明に用いるパルスおよび周波数特性を図 9 6〜図 9 9 に示す。 一例として帯域 [ 3 . 1 — 9 . 8 5 G H z ] を 1 5個に分割して パルスを生成する。
図 9 6〜図 9 9 を見ると、 時間幅が 1 0 n s の場合は使用帯域に 対してサイ ドローブがない状態である。 なお、 時間幅 3 n s の場合 は周波数特性がスペク トルマスクにマッチする最小の時間幅である。 これらの図に示す関係は、 時間幅を長くすれば、 周波数特性はスぺ ク トルマスクにマッチするが、 U W Bのパルスとしては適さないと いう トレードオフの関係を示している。 そこで、 本発明パルスを 3 n s のパルスを U W B用パルスとして性能評価で示す。
ここで、 従来方式を用いた UWB出力帯域制限について説明する。 U W B信号を現在さまざまな通信方式で用いられるバンドパスフィ ル夕を用いることにより F C Cの UWB出力制限にあてはまる UW B信号を用い、 本発明のパルスとの比較対象として、 一つのモノサ ィクル波形でパンドパスフィルタを用いた場合どの程度電力を稼ぐ ことができるのかを計算機シミュレーションで確認する。
ここでは、 F I Rフィル夕での B P F (B a n d P a s s F i
1 t e r ) の設計を説明する。 UWBの送受信器はアナログである が、 シミュレーションのプログラムの便宜上以下の式 .（ 1 0 0 ) で 表されるフィルタ係数 h ( n ) の B F Fとする。 sin(wcn)
h\n)― 2cos(ti。ri) x (100)
πη ここで、 サンプリング周波数を ： f Samp、 通過帯域を周波数軸上で 区間 [ f L ： f H] とし、 パラメータは以下の式 （ 1 0 1 ) ~ ( 1 0 4 ) である。
Figure imgf000092_0001
WH + WL
Wo = (1 03)
~~ 2
wH一 wL
WC = (104)
2
B P Fの構成は図 1 0 0のようになる。 帯域幅を揃えるために [ 3. 1 — 9. 8 5 GH z ] の特性を持つ B P Fを設計する。 出力波形は si nc関数で表されるために非常に提案パルスと似た形になる。 区間 [ 3. 1 - 1 0. 6 G H z ] で周波数特性の包絡線はモノサイクル波形の ままとなる。 図 1 0 1 は B P F通過後のモノサイクル波形周波数特 性を示している。 この周波数特性を図 9 7の周波数特性と比較する と、 モノサイクル波形の B P F通過後の波形は本発明のパルスより も周波数利用効率が悪いことが確認できる。
次に、 本発明のシステムの変調方式について説明する。 ここでは、 モノサイクル波形と変調方式 P P Mを用いた UWBシステムとの比 較のために、 本発明のパルスに P PMを使用するためのパラメータ、 相関波形を示す。
前記で求めたパルスを用い、 P P Mを用いるための最適 δ設計の 変調方式について説明する。 前記説明したモノサイクル波形を用い た U W Β方式と比較するため、 本発明パルスにおいても変調方式は P P M (P u l s e P o s i t i o n M o d u l a t i o n) を用いる。 ここで、 P P Mについて説明する。 まず、 P P Mを用い る変調には以下の特徴がある。
( 1 ) データ （ここでは 0か 1 ) によってパルスの位置が δずれる。
( 2 ) そのずれ幅《5はデータ伝送速度に影響する。 すなわち、 δの 幅が小さければ伝送速度は速くなる。 さ らにその幅が小さいことで 他ユーザへの千渉を軽減できる。
( 3 ) フィルタ出力が大きくなるような δを設計する。 ここで （ 3 ) について本発明による最適 δを求めるために計算機シミュレ一ショ ンを行い、 シミュレーション結果を図 1 0 2に示す。
まず時間軸上での UWBパルス、 フィルタをそれぞれ f ( t ), Fil ter ( t ) とすると
Filter ( t ) = f ( t ) - f ( t - 5 ) ( 1 0 5 )
で表される。 また、 求める最適なずらし幅（5は式 （ 1 0 6 ) の自己 相関 f(t)Filter(t)dt (106)
Figure imgf000093_0001
が最大値になる δとする。
以上より、 本発明のパルスを用いた Ρ Ρ Μにおいては
(5 = 0. 0 7 n s ( 1 0 7 )
とした。 次に、 相関波形との相互相関特性について説明する。 モノサイク ル波形との比較のため、 パルスの自己相関を 1 . 0 0 としてフィル 夕出力、 パルス時間幅を表 1 3 により比較する。 以下の表 1 3は、 P P Mにおける本発明のパルス、 及ぴ時間幅が 0 . 7 n s と 0 . 3 9 n s のモノサイクル波形について、 フィルタ相関出力を示してい る。
Figure imgf000094_0001
パルスによる PPM相関-時間幅比較 表 1 3から、 本発明のパルスにより フィルタ相関出力は 0 . 9 9 1 となり、 モノサイクル波形と比較して上回っている。 これを見る と、 シングルユーザの場合には本発明のパルスの方が優れていると 考えられるが、 本発明のパルスは時間幅が大きくマルチユーザ時に はモノサイクル波形に比べてパルス同士の衝突する確率が増加する と考えられる。 しかし、 本発明のパルスにおいては 1波当たりの電 力のほとんどがパルス中心に集中している。
以上から、 本発明の方式によれば、 モノサイクル波形を用いた U
W Bと同じ時間幅の相関を取っても大差がない。 そこで、 次に比較 する B E Rに関してはタイムスロッ ト、 タイムフレーム長ともに等 しく設定する。
上記の例では、 畳み込み積分を用いて周波数特性の精度を向上、 微分特性を考慮して [ 3 . 1 — 9 . 8 5 G H z ] の区間を帯域幅が 等しい複数の区間に分割、 及び変調方式を P P Mとする際に最適な δの設定の点で、 波形の改善を行っている。
次に、 本発明のシステムの性能評価について説明する。
はじめに、 他局間の干渉の影響について比較する。 本発明による パルス波形は、 モノサイクル波形に比べて時間幅が伸びた波形形状 である。 U W Bにおいては、 マルチパス、 及び他局からの干渉に強 いという特徴がある。
本発明のパルスが時間軸上で伸びたことにより、 従来方式に比ベ てその特性がどう変化したかを評価する。 本発明のパルスについて 検討する。 式 （ 9 7 ) 〜 （ 9 9 ) で表されるパルスを比較対象とす る。 それぞれ 3 n s、 1 0 n s のパルスについてマルチユーザ環境 で他局間干渉の影響がどのようになるかを確認するためにシミュレ ーシヨ ンを行う。 図 1 0 3は、 マルチユーザアクセス時間のパルス 幅による B E Rの比較図である。 この結果から、 パルス幅が狭いパ ルスの方が良好な結果を得られることが確認できる。
以下、 本発明によるパルスは 3 n s のパルスとして扱う。 本発明 の方式は従来のモノサイクル波形方式より もパルス幅は 4倍ほど長 いため、 パルス同士の衝突は本発明の方式の方が多くなると予想さ れる。 モノサイクル波形と本発明のパルス波形を帯域幅を等しくす ることで、 他局間干渉の影響を比較する。 帯域幅は本来無限大に広 がっているためどこまでを帯域幅とするかという基準が必要とされ る。 ここでは、 9 9 %帯域幅により定義する。 これは全電力のうち 9 9 %を含む帯域幅を意味する。 モノサイクル波形、 バンドパスフ ィル夕出力後のモノサイクル波形、 本発明のパルス波形とにより、 定義した帯域幅を揃えた形でシミュレーショ ンを行う。
他局間干渉による影響は、 相関波形と受信波形の相互相関特性で 決定するパラメータである。 そこで、 図 1 0 4， 1 0 5 にそれぞれ の受信波形と相関波形との相互相関特性を示した。 図 1 0 4に示す モノサイクル波形と相関波形の相互相関特性の図と、 時間 1 0 5 の 本発明のパルス波形と相関波形の相互相関特性の図から、 モノサイ クル波形と本発明のパルス波形は、 パルス中心では同じような相互 相関特性を示すが、 本発明のパルス波形は相関をもつ時間幅が長い。 したがって、 モノサイクル波形の方がマルチユーザ環境では良い B E R特性を持つと考えられる。
これを確認するために計算機シミュレーショ ンを行う。 図 1 0 6 にマルチユーザアクセス時の提案パルスとモノサイクル波形とで B E R比較を示す。
なお、 シミュレーション条件の諸元を以下の表 1 4に示す。
Figure imgf000096_0001
シミュレーション諸元（1)
図 1 0 6によれば、 モノサイクル波形は本発明のパルス波形と比 較して良値を示している。 ただし、 これはパルスの電力を正規化し て B E R特性を見たために本発明のパルス波形の値が悪くなつてい ると考えられる。
そこで、 次にパルス当たりの電力をスぺク トルマスクに合わせた 形で本発明のパルス波形の B E R特性を評価する。 F C Cによる U W Bの送信電力制限に合わせ、 本発明のパルス波形と従来のモノサ ィクル波形を比較する。 モノサイクル波形の場合、 パルス幅をパラ メータとして周波数特性も大きく変化する。 そこで、 送信電力制限 下で最も電力を稼ぐことができるモノサイクル波形を求め、 本発明 のパルス波形と比較する。
ここで、 モノサイクル波形幅による電力相異について、 スぺク ト ルマスクに沿ったパルスをモノサイクル波形で考える。 時間的なパ ルス幅が狭くなるほど、 周波数特性は広がる関係である。 そこで、 スペク トルマスク以下で出力を最大にするモノサイクル波形を検討 する。
まず、 ガウス波形を送信した場合の受信信号 （モノサイクル波形） は以下の式 （ 1 0 8 ) で求められる。 wr(t)
Figure imgf000097_0001
時間的な幅のパラメ一夕は t mである。 t mが小さくなるほど波 形幅は狭くなる。 U W Bはマルチパスに強い、 高い分解能を持つと いう特徴があるが、 これはパルス幅が狭いほど U W Bの利点となる。 しかし、 ここではスペク トルという観点から求める。 図 1 0 7には t mの値を変えた場合の周波数特性の違いを示している。 図では、 t m = 0 . 2 8 7 7 , 0 . 1 5の場合を表し、 前者は前記した文献 7か らの数値であ り、 後者はマスク内で最も出力が大きいモノサイクル 波形である。 図 1 0 7によると t mの値を変えることにより、 送信で きる最大電力が大きく変化することがわかる。
以上からモノサイクル波形を用いた UWB通信の場合、 最大出力 可能な UWBパルスは t m= 0. 1 5のときである。 文献 7では t m = 0. 2 8 7 7である。 この 2つのパルスを以下の表 1 5 に比較す る。
Figure imgf000098_0001
モノサイクル波形の tmによる電力比) 表は、 同じモノサイクル波形でもその時間幅によって電力は 2 0 倍近く変わることを示している。
次に、 送信電力制限に合わせた本発明によるパルス形成の評価す るについて説明する。 前記から同じ電力でも本発明によるパルス波 形は他局間干渉に対して強いことがわかる。 F C Cによる U W Bの 送信電力制限に合わせ、 本発明のパルス波形と従来のモノサイクル 波形を比較する。
シミュレーショ ン条件の諸元を以下の表 1 6に示す。
提案 ¾ 時間幅 3ns
モノサイクル波形 時間幅 0.7ns，0.39ns
送信ビット 100000ビット
ユーザ数 1人
フレーム長 10ns
スロット数 8
ΤΗ系列 Gold系列
ユーザ数 1、 5、 10人 (提案方式）
験方式 1.00
電力比 モノサイクル BPF通過後 0.76
モノサイクル (文献） 8.18x10一5
モノサイクル (最大） 1.53x10一3
通信路 AWGN
シミュレーション諸元 (2) 図 1 0 8は、 U W B電力制限に電力を揃えた場合の、 本発明によ るパルス波形と従来のモノサイクル波形との比較図である。 図 1 0 8から、 シングルユーザ時に提案パルスはバンドパスフィルタを通 過したモノサイクル波形よりも約 2 d Bの利得があることがわかる。 またユーザ数を等しく した場合、 本発明と同じ B E R特性を持った めには t mの値にもよるが、 モノサイクル波形は反復回数が 5 0 0倍 から 2 0 0 0倍になる。 つまり、 ュ一ザ数が一定の場合には、 本発 明によれば既存のモノサイクル波形に比べ伝送速度が 5 0 0〜 2 0 0 0倍にもなることがわかる。
本発明の第 3 の態様によれば、 U W Bに用いるパルスと F C Cに よる送信電力制限に注目し、 本発明のパルス波形が、 モノサイクル 波形又は B P Fを通過したモノサイクル波形より も送信電力を大き くできる。 また、 電力を共に正規化したマルチユーザ環境では、 本 発明によるパルス波形はモノサイクル波形に比べて他局間干渉に弱 いが、 F C Cによる制限下では本発明のパルス波形が優れている。 次に、 本発明のソフ トウェアによってスペク トルマスクに対応し てスぺク トルを変える方式である Soft Spectrum Adaptation ( S S A ) に基づく送受信機の構成例について、 図 1 0 9を用いて説明す る。 なお、 図 1 0 9 に示す回路では、 送受兼用アンテナを切り替え ることによって送信及び受信を行う。
はじめに、 送信について説明する。 図 1 0 9において、 送信はべ
—スパンドプロセッサ （Base Band Processor) (図中の右方に示す） で生成されたバースパン ドのデジタルデータを切り替えスィ ッチ ( T/RSW) を介して送受兼用アンテナ （図中の左方に示す） に送る ことで行う。
ベースパンドプロセッサは、 例えば D S P , F P G A , C P U等 で構成することができ、 ベースバンドプロセッサで生成されたデジ タルデータは複素信号であるため、 I成分 (実部) と Q成分 (虚部) からなる。
パルス時間波形を搬送波を用いて生成する場合には、 搬送波 （三 角関数 sin) を用いて正弦波の包絡波形 （Envelope) を整形する。 図 1 0 9において、 ベ一スパンドプロセッサからの I 成分及び Q成 分に局部発信器 （Lo Sin Demodulator ： Local Sin 生成器） からの 正弦波を乗じて平衡変調した後に加算し、 増幅器 （Output Driver) で増幅し、 切り替えスィッチ （T/RSW) を介して送受兼用アンテナ から送信する。
また、 パルス時間波形を搬送波を用いずに生成する場合 （Impulse Radio方式） には、 パルス波形形成回路 （Free-verse Generator) に おいてパースパンドのデジタルデータに応じてパルス形状に整形し、 増幅器 （Output Driver) で増幅し、 切り替えスィッチ （T/RSW) を 介して送受兼用アンテナから送信する。
次に、 受信について説明する。 図 1 0 9 において、 受信は送受兼 用アンテナ （図中の左方に示す） で受信した信号を切り替えスイ ツ チ （T/RSW) を介してローノイズアンプ ( LNA) で増幅し、 復調し てベースパンドプロセッサ （Base Band Processor) (図中の右方に 示す） に送られる。
搬送波を用いて変調されている場合には、 局部発信器 （Local Sin 生成器） の出力を乗じてベースパンドに信号を変換し、 ゲイ ンコン トロールアンプ （G C A ) によって増幅した後、 A Z D変換器でデ ジタル信号に変換して復調を行う。
また、 搬送波を用いずに変調されている場合 （Impulse Radio 方 式） には、 局部発信器 （Local Sin生成器） の出力を乗ずることなく 復調を行う （なお、 復調部分の構成は図 1 0 9には示していない）。 また、 図 1 0 9 において、 周波数ホッ ピング回路 （ Frequency Hopping Synthesizer) は、 一定の時間スロッ ト毎に中心周波数を切 り替えるホッ ピングを行う回路である。 中心周波数の切り替えを行 わない場合には、 この周波数ホッピング回路は不要とすることがで きる。
なお、図 1 1 0の回路構成は、マルチパンドの O F D M ( Orthogonal Frequency Division Multiplexing) により送信を行う場合の回路例 であり、 送信データを D Aコンパ一夕でアナログ信号に変換した 後、 周波数コード ： f c で定まる cos ( 2 7T f c t ) を乗じ、 送信を行 う。 以下、 上記の付録 A、 B， Cについて説明する。
付録 A ： 受信機における希望局信号の相関器出力 mの評価
式 （ 1 5 ) は以下の式 （ 1 1 0 )
N.，一、 厂 )ΤΛ+7> ΛΓ,-ι
m= L / い [ W ,{^ + 0'一 i) f
i=i J-Ci Tr- i=o
+[4" 1}]Τβ - S)]v(x)dx ( 1 1 0) と書き直せる。
ここで、 式 （ 1 1 0 ) 中の Wrecに係わる項と、 V ( X ) の項は i = j の場合のみ重なる。 そのため、
Figure imgf000102_0001
impと表され、 mpは 以下の式 （ 1 1 1 ) r o
ΤΏ,Ρ wrR (x一 8)v(x)dx (1 1 1)
Figure imgf000102_0002
と表される。
付録 Β ： 受信機における干渉成分の相関器出力 n. dの評価
式 （ 1 4 ) の nt。tに式 （ 9 ) を代入すると、 式 （ 1 1 2 )
Nu
nd = Akn^ + nr (1 1 2)
k-2
と表される。 式中の n (k ) は k番目ユーザからの他局間干渉を意味 し、 以下の式 （ 1 1 3 ) ·
" ) = Σ1 Γ+Γ)Τ 一 )" — -jTs-^T^ 13)
J -=0 J^Tf と表される。 また、 ri はモノサイクル以外の原因による受信雑音 を意味し、 以下の式 （ 1 1 4 ) nrr, = = / n(t)v(t― τΛ -jTi― 0 Tr)dt (1 14)
o と表される。 nrecの平均は 0、 分散は σ rec 2と仮定する
n (k) はさらに以下の式 （ 1 1 5 ) n + jTf )]ν(χ)ό.χ (" 5)
Figure imgf000103_0001
と表される。 さらに、 Wree ( t ) と V ( t ) の相対的な時間シフ ト の差を用いて i = j + j !, kと表され、 n ( k) は以下の式 （ 1 1 6 )
Figure imgf000103_0002
(1 16) と表される。
付録 C : 受信器における他局間干渉成分の相関器出力 n ( k) の 評価
Figure imgf000103_0003
0である。 そこで
/7?{".( } = ∑ J {nkj] = 0, for = 2, 3，…， N1t (1 17)
3=0 が成り立つ。 さらに、 n (k) の分散は
Figure imgf000104_0001
と表される。 この式の第 1項はさらに
Figure imgf000104_0002
/1 / [ / wrK (x一 )v(x)dx]2ds
(1 19) と表される。 ここで、 σ a 2 >> (Ns - 1 ) σ c2が成り立つので σ c 2= 0 となり、
が成り立つ。
本発明の第 1 の態様によれば、 単一のパルス自体の形状を調整し て所望の周波数特性を備えるパルス信号を生成することができる。 本発明の第 2 の態様によれば、 複数のパルスを組み合わせするこ とにより所望の周波数特性を備えるパルス信号を生成することがで きる。
本発明の第 3 の態様によれば、 目的とする送信信号の周波数特性 からパルス信号の組み合わせを求めることができる。
以上説明したように、 本発明によれば、 U W Β通信において他の 無線システムへの電波干渉を低減することができ、 また、 所望の周 波数特性を持つ送信信号を形成することができる。 産業上の利用の可能性
本発明は UWB無線通信の他、 UWBを用いた距離測定、 交通シ ステムに適用することができる。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 時間幅が短いパルスを送信する U W B通信において、 時間パルスの形状を調整することによ り所望の周波数特性の信号 を生成することを特徴とするパルス波形の生成方法。
2 . 時間幅が短いパルスを送信する U W B通信において、 単一パルスの時間軸上のパラメ一夕を調整することによ り、 所望 の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成するこ とを特徴とす るパルス波形の生成方法。
3 . 単一パルスを、
w ( t ) = cos o 0 t · exp ( - 2 π · t 2 / ( a r m ) 2 ) で表される波形で形成し、
パルス間隔を定めるパラメータ α τ m、 及び/又はパワースぺク トルのピ一ク周波数を ω 。を調整する ことによ り、 所望の周波数 特性を満たす時間パルス形状を生成するこ とを特徴とする、 請求 の範囲第 2項に記載のパルス波形の生成方法。
4 . 単一パルスをチヤープ波形で形成し、 当該チヤープ波形の出 力の大きさを時間的に設定することによ り、 所望の周波数特性を 満たす時間パルス形状を生成することを特徴とする、 請求の範囲 第 2項に記載のパルス波形の生成方法。
5 . 複数の単一パルスを時間軸上に並べることによ り、 所望の周 数特性を満たす時間パルス形状を生成する ことを特徴とするパ ルス波形の生成方法。
6 . 同一の 2つの単一パルスを時間軸上に並べてデュアルサイ ク ルの信号を形成することによ り、 所望の周波数特性を満たす時間 パルス形状を生成する ことを特徴とする、 請求の'範囲第 5項に記 載のパルス波形の生成方法。
7 . パルス幅を異にする複数の単一パルスを重ね合わせる ことに よ り、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成する こと を特徴とする、 請求の範囲第 5項に記載のパルス波形の生成方法。
8 . パルス幅及び波形を異にする複数の単一パルスを重ね合わせ る ことによ り 、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形状を生成 することを特徴とする、 請求の範囲第 5項に記載のパルス波形の生 成方法。
9 . 修正エルミ一 ト多項式を用いて複数の次数の異なるパルスを 生成する ことによ り、 所望の周波数特性を満たす時間パルス形状 を生成するこ とを特徵とする、 請求の範囲第 5項に記載のパルス波 形の生成方法。
1 0 . 時間幅が短いパルスを送信する U W B通信において.、 所望の周波数特性を周波数領域で展開し、 展開した周波数領域の 成分を形成する時間パルスの中から選択した複数の時間パルスを 組み合わせる ことにより、 所望の周波数特性を満たす時間パルス 形状を生成することを特徴とするパルス波形の生成方法。
1 1 . 時間幅が短いパルスを送信する U W B通信において、 所望の周波数特性又は近似する周波数特性を逆フーリエ変換し、 当該逆フーリ エ変換で得られた時間波形の中から選択した複数の 時間波形を組み合わせることにより、 所望の周波数特性を満たす 時間パルス形状を生成することを特徴とするパルス波形の生成方 法。
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