KR100730444B1 - 펄스파형의 생성방법 - Google Patents

Abstract

시간폭이 짧은 펄스를 송신하는 UWB 통신에 있어서, 데이터 전송에 이용하는 펄스 신호의 형상을 조정함으로써, 원하는 주파수 특성을 가진 송신 신호를 형성하고, 이에 따라, UWB 통신에 있어서 다른 무선 시스템에의 전파 간섭을 저감한다. 펄스 신호를 조정하는 상태로서 단일의 펄스 자체의 형상을 조정하여 원하는 주파수 특성을 구비한 펄스 신호를 생성하는 상태, 복수의 펄스를 조합함으로써 원하는 주파수 특성을 갖추는 펄스 신호를 생성하는 상태, 목적으로 하는 송신 신호의 주파수 특성으로부터 펄스 신호의 조합을 요구하는 상태를 구비한다.

Description

펄스파형의 생성방법 {PULSE WAVEFORM PRODUCING METHOD}

본 발명은, 펄스파형의 생성방법에 관한 것이며, 특히, UWB의 통신에 적합한 펄스파형의 생성방법에 관한 것이다.

UWB(Ultra Wide Band) 무선 통신은, 반송파형을 이용하지 않고, 1나노초(10^-9)이하의 매우 시간폭이 짧은 펄스를 이용하여 통신을 행하는 방식이며, 대역폭은 수GHz에 걸친 광대역인 것이 된다. UWB 방식으로는, 코사인파와 같은 반송파에 의한 변조를 하지 않고 1ns 이하의 펄스를 복수 송신한다. 그 때문에, 점유 대역폭은 매우 넓어져, 스펙트럼 전력 밀도는 매우 작아지기 때문에, 통상의 스펙트럼 확산통신방식과 마찬가지로 밀화성(密話性)·은닉성이 뛰어나, 다른 좁은 대역통신에 미치는 영향이 작다 등의 특징이 있다.

UWB 신호는, BPSK 등의 피변조신호는 물론, 통상의 스펙트럼 확산 신호(2.4GHz대 무선 LAN으로 수십 MHz의 대역폭)에 비해서도 초광대역(수GHz의 대역폭)이기 때문에 UWB로 불리며, 전력 스펙트럼 밀도도 스펙트럼 확산신호(2.4GHz대 무선 LAN으로 10밀리와트: 10mW/MHz 이하)에 대해서, UWB 신호(1MHz당 10나노 와트: 10nW/MHz이하)는 훨씬 낮고, 다른 시스템이 공존하더라도 간섭을 주기 어려울 뿐만 이 아니라, 다른 시스템으로부터의 간섭에도 견딜 수 있어, 스펙트럼 확산신호의 특징을 강조한 이점이 있다.

UWB에 의한 송신은, 프레임 클락에 의해서 발생한 펄스 파형을, 확산부호에 의해서 시간 호핑화하고, 이 확산부호에 따라 입력 펄스를 시간축상에서 호핑시켜, 복수 사용자에 의한 멀티 액세스를 구별하고 있다. 또한, 입력 데이터 신호에 따라 시간 호핑된 펄스열을 시간 δ을 어긋나게 하거나 어긋나게 할 수 없게 함으로써, 0과 1에 대한 신호 파형을 생성한다.

또, UWB에 의한 수신은, RF부에서 수신한 신호 파형과, 송신측과 같은 처리로 형성한 펄스열을 사용하여 상관을 취해, 이 상관값의 피크를 얻는 것으로, 데이터와 잡음을 구별하여 출력을 얻는다.

UWB에 의한 펄스 전송에 대해서는, 예를 들면, 문헌 1, 문헌 2가 있다.

또한, 챠프 파형을 이용한 UWB 거리측정에 관련된 문헌으로서 예를 들면, 문헌 3∼11이 있다.

또, 수정 엘 미트 파형을 이용한 다치화 UWB-CDMA 전송에 관련된 문헌으로서 예를 들면, 문헌 3, 12∼18가 있다.

또한, 송신전력제한에 관련된 문헌으로서 예를 들면, 문헌 3, 6, 19∼22가 있다.

또한, UWB와 기존 신호와의 간섭 저감에 관련된 문헌으로서 예를 들면, 문헌 3, 13, 17, 23∼32가 있다.

문헌 1 : 닛케이 엘렉트로닉스 137페이지∼144페이지 2002. 8. 26

문헌 2 : 닛케이 엘렉트로닉스 95페이지∼121페이지 2003. 2. 17

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문헌 5 : 좌등정지(佐藤正知), 강도일수(江島一樹), Giuseppe ABREU, 하야륭이(河野隆二) : "초광대역 무신통신에 적합한 다른 주파수특성의 소자 안테나에 의한 어레이 안테나에 관한 연구" 전자정보통신학회무선통신시스템연구회 2002-5

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문헌 9 : James D. Taylor "ULTRA-WIDEBAND RADAR TECHNOLOGY" CRCPRESS

문헌 10 : 길전효(吉田孝) : "개정 레이더기술" 사단법인 전자정보 통신학회 편

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문헌 15 : L.B.Michael, M.Ghavami and R.Kohno : "Multiple Pulse Generator for Ultra-Wideband Communication using Hermite Polynomial Based Orthogonal Pulses" Proc. 2002 IEEE Conference on Ultra, Wideband Systems and Technologies, Maryland, USA, May 21-23, 2002

문헌 16 : 강도일수(江島一樹), 매림건태(梅林健太), 수곡극야(水谷克也), 하야륭이(河野隆二) : "Impulse Radio 의 다치화와 멀티유저용 간섭 제거방식의-검토" 전자정보통신학회신학기법 2001/4 SS 2001-16, CS 2001- 16 pp41-48

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문헌 20 : Ming Luo, Dennis Akos, Michael Koenig, Guttorm Opshang, Sam Pullen and Per Enge ,"Testing and Research on Interference to GPS from UWB Transmitters", Stanford University

문헌 21 : The FCC's Part15 Rules and Regulation and 802. 11b emissions http://obelix.umb.es/web/jgomsi/wireless/fcc

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문헌 23 : Robert A. Sclioltz, Moe Z. Winl : "IMPULSE RADIO" Wireless Communications TDMA versus CDMA

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문헌 25 : Kazuki Eshima, Yoshihiro Hase, Shingo Oomori, Fujinobu Takahashi, Ryuj Kohno, " M-ary UWB System Using Walsh Codes," IEEE Conference on Ultra Wideband Systems and Technologies 2002(UWBST2002), Wyndham Baltimore Inner Harbor(USA), (2002-5)

문헌 26 : Kazuki Eshima, Yoshihiro Hase, Shingo Oomori, Fujinobu Tahihaslii, Ryuji Kohno, "Performance Analysis of Interference between UWB and SS Signal," 2002 IEEE Seventh International Symposium on Spread Spectrum Techniques and Applications (ISSSTA2002), Prague, (Czech Republic), (2002-9)

문헌 27 : Kazuki Eshima, Katsuya Mizutani, Ryuji Kohno, Yoshihiro Hase, Shingo Oomori, Fujinobu Takahiashi, "A Study on M-ary UWB Impulse Radio and An Effect of It's Time Jitters,"" lEICE General Conferences SB-3-3, pp.569-570(2001-9)

문헌 28 : Kazuki Eshimna, Katsuya Mizutani, Ryuji Kohno, Yoshihiro Hase, Shingo Oomori. Fujinobu Takahiashi. "Comparison UItra-Wideband(UWB) Impulse Radio with DS-CDMA and FH-CDMA "The 24th Symposium on Information Theory and Its Applications (SITA 2001). pp.803-806 (2001-12)

문헌 29 : Kazuki Eshimna, Yoshihiro Hase, Shingo Oomori. Fujinobu Takahashi, Ryuji Kohno. "A Study of Performance Analysis of Interference between UWB and SS signals "Technical Report of IEICE RCS 2001-246 pp.15-20(2002-03)

문헌 30 : Kazuki Eshima, Yoshihiro Hase, Shingo Oomori, Fujinobu Takahashi, Ryuji Kohno. "Effect of Interference between UWB System and Other Radio Systems" IEICE General Conference, A-5-18, pp.200(2002-3)

문헌 31 : Kazuki Eshima, Yoshihiro Hase, Shingo Oomori, Fujinobu Takahashi, Ryuji Kohno. "A Study of Performance Analysis of Interference between Dual cycle UWB and SS signals" IEICE General Conference, A-5-10, pp106 (2002-9)

문헌 32 : Kazuki Eshima, Yoshihiro Hase, Shingo Oomori, Fujinobu Takahashi, Ryuji Kohno, "A Study on Performance Analysis of Interference between Dualeycle UWB and SS Signals" The 25th Symposium on Information Theory and Its Applications (SITA2002), pp295-298(2002-12)

상기 문헌 2에는, UWB가 가지는 기술 과제로서 다른 무선시스템에의 전파 간섭의 저감, 각국의 전파 규제에의 적합, 벽이나 물체 등으로부터의 반사파에 의한 전송오류의 억제(다중 경로 대책_복수대의 기기 사이에서의 통신이 중단되지 않는 실현(다중 접속), UWB의 무선 회로부의 장착 비용 저감 등을 예로 들고 있다.

이 중에서, 전파간섭의 과제는, UWB를 가전에 적용하는 경우 등에 중요시되고 있다. 이 전파 간섭에 대해서, 예를 들면, 미 FCC(연방통신위원회)는, UWB의 송신 출력을 규정하고 있다.

따라서, 본 발명은 상기한 종래의 문제점을 해결하고, UWB 통신에 있어서 다른 무선 시스템에의 전파 간섭을 저감하는 것을 목적으로 하여, 원하는 주파수특성을 가진 송신신호를 형성하는 것을 목적으로 한다.

본 발명은, 시간폭이 짧은 펄스를 송신하는 UWB통신에 있어서, 데이터 전송에 이용하는 펄스 신호의 형상을 조정함으로써, 원하는 주파수 특성을 가진 송신 신호를 형성하고, 이것에 의해, UWB 통신에 있어서 다른 무선 시스템에의 전파 간섭을 저감한다.

본 발명은, 펄스 신호를 조정하는 형태로서, 단일의 펄스 자체의 형상을 조정하여 원하는 주파수 특성을 구비한 펄스 신호를 생성하는 제 1 상태, 복수의 펄스를 조합시킴으로써 원하는 주파수 특성을 구비한 펄스 신호를 생성하는 제 2 상태, 목적으로 하는 송신 신호의 주파수 특성으로부터 펄스 신호의 조합을 요구하는 제 3 상태를 구비한다.

제 1 상태, 및 제 2 상태는 합성에 의해 펄스를 생성하는 방법에 대응하는 것이며, 제 3 상태는, 펄스를 전개함으로써 생성하는 방법에 대응한다.

제 1 상태는, 시간폭이 짧은 펄스를 송신하는 UWB 통신에 있어서, 단일 펄스의 시간축상의 파라미터를 조정함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간펄스형상을 생성한다. 단일 펄스는, 시간축상에 있어서 소정의 함수로 표시할 수 있고, 이 함수중에 포함되는 파라미터를 변경함으로써 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성한다.

제 1 상태의 제 1의 형태는, 단일 펄스를, w(t) = cosω_ot·exp(-2π·t²/(ατm)²)로 표시되는 파형으로 형성하고, 펄스 간격을 정하는 파라미터 ατm, 및/또는 파워 스펙트럼의 피크 주파수 ω_o 를 조정함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성한다.

또한, 제 1 상태의 제 2의 형태는, 단일 펄스를 챠프 파형으로 형성하고, 이 챠프 파형의 출력의 크기를 시간적으로 설정함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성한다.

본 발명의 제 2 상태는, 복수의 단일 펄스를 시간축상으로 나열함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성한다.

본 발명의 제 2 상태에 있어서, 제 1의 형태로서, 동일한 2개의 단일 펄스를 시간축상으로 나열하여 듀얼 사이클(dual cycle)의 신호를 형성하는 방법이 있고, 또한, 제 2의 형태로서 펄스폭을 달리하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 방법이 있으며, 제 3의 형태로서 펄스폭 및 파형을 달리하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 방법이 있다. 듀얼 사이클의 2개의 단일 펄스간의 간격이나, 복수의 단일 펄스의 각 펄스폭이나, 복수의 단일 펄스의 각 펄스폭 및 각 파형을 조정함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성한다.

또한, 이러한 각 형태에 의하면, 임의의 주파수에 노치(notch)부를 형성할 수 있다.

또한, 제 4의 형태에서는, 수정 엘 미트 다항식(Modified Hermitian Polynomial, MHP)을 이용하여 복수의 차수가 다른 펄스를 생성한다.

본 발명의 제 3 상태는, 시간폭이 짧은 펄스를 송신하는 UWB 통신에 있어서, 원하는 주파수 특성을 주파수 영역에서 전개하고, 전개한 주파수 영역의 성분을 형성하는 시간펄스중에서 선택한 복수의 시간 펄스를 조합함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성한다.

본 발명의 제 3 상태의 다른 형태로서, 시간폭이 짧은 펄스를 송신하는 UWB 통신에 있어서, 원하는 주파수 특성 또는 근사한 주파수 특성을 역푸리에 변환하여, 상기 역 푸리에변환으로 얻어진 시간 파형중에서 선택한 복수의 시간 파형을 조합함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성한다.

도 1은 송신 파형의 가우스 파형 예이다.

도 2는 송신 파형의 가우스 파형 예의 주파수 분포이다.

도 3은 공간 전파 중의 파형의 예이다.

도 4는 공간전파중의 파형의 주파수 분포이다.

도 5는 수신기 중의 파형의 예이다.

도 6은 수신기 중의 파형의 주파수 분포이다,

도 7은 UWB 무선통신 방식에 있어서의 송신측의 시스템 구성을 나타내는 도이다.

도 8은 UWB 무선통신 방식에 있어서의 수신측의 시스템 구성 나타내는 블록도이다.

도 9는 템플릿 신호로서 이용되는 파형이다.

도 10은 파워 스펙트럼의 주파수 특성도이다.

도 11은 거리측정의 원리도를 나타내는 도이다.

도 12는 거리 분해가 불가능하게 되는 상황을 나타내는 도이다.

도 13은 UWB-IR방식의 시스템도이다.

도 14는 시간 호핑 변조를 설명하기 위한 도이다.

도 15는 UWB-IR송신기를 설명하기 위한 도이다.

도 16은 UWB-IR의 희망파와 레플리카의 상호상관출력의 관계를 설명하기 위한 도이다.

도 17은 UWB에 의한 차량과 차량간 거리측정의 모델도이다.

도 18은 챠프 파형의 주파수 천이도이다.

도 19는 펄스 압축후의 파형이다.

도 20은 모노사이클파와 그 자기 상관을 설명하기 위한 도이다.

도 21은 챠프파와 그 자기 상관을 설명하기 위한 도이다.

도 22는 시간길이가 다른 챠프 파형의 도이다.

도 23은 2개의 챠프 파형의 시간길이를 변화시켰을 때의 상호상관출력의 피크치의 변화를 나타내는 도이다.

도 24는 점유 대역이 다른 챠프 파형의 도이다.

도 25는 2개의 챠프 파형의 점유 대역을 변화시켰을 때의 상호상관출력의 피크치의 변화를 나타내는 도이다.

도 26은 UWB-챠프 거리측정의 블록도이다.

도 27은 대역 분할후의 각 챠프 파형의 도이다.

도 28은 본 발명의 UWB-챠프 방식의 희망파와 레플리카의 상호상관출력의 관계를 설명하기 위한 도이다.

도 29는 종래의 UWB-챠프와 본 발명의 UWB-챠프의 유저 마다의 송신 파형을 설명하기 위한 도이다.

도 30은 1 유저마다의 거리측정 오류율의 도이다.

도 31은 다른 차량 9일 때의 거리측정 오류율의 도이다.

도 32는 유저수를 변화시켰을 때의 거리측정 오류율의 도이다.

도 33은 간섭파 전력이 변화할 때의 거리측정 오류율의 도이다.

도 34는 시간폭을 바꾸었을 경우의 스펙트럼도이다.

도 35는 출력을 시간적으로 중단하는 방법을 설명하기 위한 도이다.

도 36은 포락선 함수를 변화시킨 파형을 나타내는 도이다.

도 37은 챠프 파형을 도중에 중단했을 경우의 스펙트럼도이다.

도 38은 챠프 파형의 스펙트럼 출력을 나타내는 도이다.

도 39는 PN계열을 가한 챠프 파형을 나타내는 도이다.

도 40은 PN계열을 서로 가한 후의 스펙트럼 출력을 나타내는 도이다.

도 41은 듀얼 사이클의 파형을 나타내는 도이다.

도 42는 듀얼 사이클의 파형을 나타내는 도이다.

도 43은 듀얼 사이클의 파워 스펙트럼 출력을 나타내는 도이다.

도 44는 듀얼 사이클의 파워 스펙트럼 출력을 나타내는 도이다.

도 45는 모노사이클의 파형과 다른 시간의 모노사이클로부터 형성되는 파형을 나타내는 도이다.

도 46은 모노사이클 파형의 주파수 특성을 나타내는 도이다.

도 47은 모노사이클 파형의 파워 스펙트럼을 나타내는 도이다.

도 48은 펄스 형성을 위한 파형을 나타내는 도이다.

도 49는 형성된 펄스 파형을 나타내는 도이다.

도 50은 W_rec, Wω1, Wω2의 주파수 특성을 나타내는 도이다.

도 51은 Wx의 주파수 특성을 나타내는 도이다.

도 52는 Wx의 파워 스펙트럼을 나타내는 도이다.

도 53은 스펙트럼 마스크와 Wx의 파워 스펙트럼을 나타내는 도이다.

도 54는 Wx의 파형을 나타내는 도이다.

도 55는 스펙트럼 마스크와 Wx의 파워 스펙트럼을 나타내는 도이다.

도 56은 Wx의 파형을 나타내는 도이다.

도 57은 UWB 시스템과 공존하는 SS시스템의 BER의 이론 해석과 시뮬레이션 결과를 나타내는 도이다.

도 58은 UWB 시스템과 공존하는 SS시스템의 BER의 이론 해석을 나타내는 도이다.

도 59는 듀얼 사이클의 UWB 시스템이 공존하는 경우의 SS시스템의 BER의 이론 해석을 나타내는 도이다.

도 60은 SS시스템의 BER의 이론 해석을 나타내는 도이다.

도 61은 SS시스템의 BER의 이론 해석을 나타내는 도이다.

도 62는 이론 해석과 시뮬레이션 결과와의 비교도이다.

도 63은 UWB 시스템과 공존하는 SS시스템의 BER의 이론 해석을 나타내는 도이다.

도 64는 듀얼 사이클의 UWB 시스템이 공존하는 경우의 SS시스템의 BER의 이론 해석을 나타내는 도이다.

도 65는 SS시스템의 BER의 이론 해석을 나타내는 도이다.

도 66은 SS시스템의 BER의 이론 해석을 나타내는 도이다.

도 67은 M- ary UWB 방식의 송신측의 시스템 구성을 설명하기 위한 도이다.

도 68은 M-ary UWB 방식의 수신측의 시스템 구성을 설명하기 위한 도이다.

도 69는 수정 엘 미트 파형(0∼3차)의 도이다.

도 70은 수정 엘 미트 파형(4∼7차)의 도이다.

도 71은 수정 엘 미트 파형(0∼3차)의 주파수 특성의 도이다.

도 72는 수정 엘 미트 파형(4∼7차)의 주파수 특성의 도이다.

도 73은 수신중의 MHP 파형(0∼3차)의 도이다.

도 74는 수신중의 MHP 파형(4∼7차)의 도이다.

도 75는 수신중의 MHP 파형(0∼3차)의 주파수 특성의 도이다.

도 76은 수신중의 MHP 파형(4∼7차)의 주파수 특성의 도이다.

도 77은 MHP 파형을 이용한 다치화 전송 방식의 송신측의 시스템 구성을 설명하기 위한 도이다.

도 78은 MHP 파형을 이용한 다치화 전송 방식의 수신측의 시스템 구성을 설명하기 위한 도이다.

도 79는 MHP 파형을 이용한 타국간 간섭 저감 방식으로의 간섭 저감 시스템을 설명하기 위한 도이다.

도 80은 본 발명의 비교 시뮬레이션 결과의 도이다.

도 81은 종래의 M-ary UWB 방식과의 비교 시뮬레이션 결과의 도이다.

도 82는 수신 MHP파형의 자기상관함수의 도이다.

도 83은 본 발명의 방식에서의 동기 어긋남의 영향에 의한 BER의 변화를 설명하기 위한 도이다.

도 84는 M-ary/UWB방식에서의 동기 어긋남의 영향에 의한 BER의 변화를 설명하기 위한 도이다.

도 85는 UWB에 있어서의 송신 파형의 도이다.

도 86은 UWB의 송신기의 구성을 설명하기 위한 도이다.

도 87은 UWB의 수신 파형의 도이다.

도 88은 UWB의 수신 파형의 주파수 특성도이다.

도 89는 UWB의 수신기의 구성을 설명하기 위한 도이다.

도 90은 상관 파형의 도이다.

도 91은 FCC에 의한 UWB의 출력 제한을 설명하기 위한 주파수 특성도이다.

도 92는 FCC의 스펙트럼 마스크를 설명하기 위한 도이다.

도 93은 도 92의 송신 파형에 의한 수신 파형의 도이다.

도 94는 N개의 주파수 구간의 펄스를 가산하는 것으로 원하는 스펙트럼 마스크를 만족하는 펄스 파형을 형성하는 개념도이다.

도 95는 본 발명의 상태에 의한 펄스 발생 장치의 개략적인 구성을 설명하기 위한 도이다.

도 96은 본 발명의 상태에 의한 펄스 파형(폭 3ns)의 도이다.

도 97은 본 발명의 상태에 의한 펄스 파형(폭 3ns)의 주파수 특성도이다.

도 98은 본 발명의 모양에 의한 펄스 파형(폭 10ns)의 도이다.

도 99는 발명의 상태에 의한 펄스 파형(폭 10ns)의 주파수 특성도이다.

도 100은 BPF의 한 구성예이며, 도 101은 BPF 통과 후의 모노사이클 파형의 주파수 특성도이다.

도 101은 BPF 통과후의 모노사이클 파형의 주파수 특성도이다.

도 102는 δ를 변화시켰을 때의 수신신호와 상관 파형의 상호상관특성도이다.

도 103은 멀티유저 액세스시의 펄스폭에 의한 BER의 비교도이다.

도 104는 모노사이클 파형과 상관 파형의 상호상관특성도이다.

도 105는 본 발명의 펄스와 상관 파형의 상호상관특성도이다.

도 106은 멀티유저 액세스시의 본 발명과 종래기술과의 비교도이다.

도 107은 시간폭의 파라미터 tm에 의한 모노사이클 파형의 주파수 특성의 비교도이다.

도 108은 UWB 전력 제한으로 전력을 구비한 본 발명과 종래의 비교도이다.

도 109는 본 발명의 송수신기의 구성예의 개략도이다.

도 110은 본 발명의 송수신기의 다른 구성예의 개략도이다.

이하에, 본 발명의 실시의 형태에 대하여 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다.

처음에, UWB 무선통신 방식(Impulse Radio에 의한 UWB 무선통신)에 대하여 설명한다. UWB-IR방식에서 송수신 파형이나 수신기의 시스템에 대하여 설명한다. 여기서는, UWB로의 데이터 변조 방식의 대표로서 펄스 위치 변조(Pulse Position Modulation, PPM) 방식의 경우를 설명한다.

UWB-IR방식의 원리에 대하여 설명한다. 송수신신호파형 UWB-IR의 송신기에서는, 이상적인 임펄스 신호를 만들어 낼 수는 없기 때문에, 어느 정도의 시간폭을 가진 가우스 파형(식 1)을 형성한다.

다음에 푸리에 변환으로, 가우스 파형의 주파수 분포를 구하면, 식(2)가 된다.

예로서 펄스폭시간 τm=0.4 [ns]에서의 가우스 파형과 그 주파수 분포를 도 1, 2에 나타낸다.

도 2로부터, 가우스 파형은 낮은 주파수대에 전력이 치우쳐 있는 것을 알 수 있다. 또한, 식 (2)로부터 펄스폭시간 τm가 작을수록 주파수가 높은 주대역까지 신호전력도 작게 확산할 수 있는 것을 알 수 있다.

UWB-IR방식에서는, 반송파를 타지 않고 만들어 낸 가우스 파형을 직접 안테나로부터 출력시킨다. 여기서 신호를 안테나로부터 입출력할 때에, 1계 시간 미분의 관계가 있는 것을 고려해야만 한다.

송신기중의 신호를 Wtx(t), 공간 전파 중의 신호를 Wspace(t), 수신기중의 신호를 Wrx(t)로 하면 이하의 식 (3)

과 같은 관계가 된다. 또한, 도 3은 공간전파중의 파형을 나타내고, 도 4는 공간전파중의 파형의 주파수 분포를 나타내고 있다.

통상의 AM, FM 등의 좁은 대역통신이나 SS등과 같이 정현파의 반송파를 이용하여 통신하는 방식은 정현파의 미분이 행해질 뿐이며 결과적으로는 위상이 변화할 뿐이지만, UWB 통신에 이용되는 가우스 파형을 미분 하면 파형이 변화함 동시에 그 주파수 분포도 변화한다. 이 현상은 반송파를 이용하지 않는 UWB 통신만이 가능한 특징이다. 따라서 공간전파중의 파형은, 가우스 파형의 1계 미분으로 나타난다.

수신기중의 파형은, 가우스 파형의 2계 미분으로 나타난다. 통상 이 파형을 UWB 통신에서는 모노사이클 파형이라 부르고 식 (5)로 표시되며, 도 5는 수신기중의 파형을 나타내고, 도 6은 수신기중의 파형의 주파수 분포를 나타내고 있다.

다음에, 송수신기의 시스템에 대하여 설명한다. 여기서는, UWB-IR방식의 대표적인 변조 방식인 PPM 방식에서의 송수신 시스템에 대하여 설명한다.

도 7은 UWB 무선통신 방식에 있어서의 송신측의 시스템 구성을 나타내는 도이다.

k번째에 셀 수 있는 유저의 송신 신호 Str는 다음 식(6)에 의해서 나타난다.

다만, t(k)는 송신기의 클락 시간, Tf는 펄스반복시간, Tc는 시간·호핑(TH)의 팁길이, c_j ^(k)는 k번째 유저의 j번째의 TH계열, d_j ^(k)는 k번째 유저의 j호프째의 정보계열, Wtx(t)(t)는 송신된 가우스 파형이다.

k번째의 송신기에 있어서, j번째의 펄스는 jTf+c_j ^(k)T_c +δd_[j/Ns] ^(k)의 시간으로 송신되기 시작한다.

여기서 각 시프트 시간의 구성을 다음에 예로 든다.

(1) 일정시간 간격의 펄스열 : ∑Wtx(t)(t(k)-jTf)로 표시되는 펄스열은 Tf초의 간격을 가진 가우스 파형의 열에 의해서 구성된다. 이와 같이 펄스의 폭보다 충분히 넓은 간격을 펄스사이에 준비하고 있기 위해, 다중 경로의 분해능은 높아진다.

(2) 유사 랜덤 TH : 다원 접속에 있어서 (1)과 같이 모든 펄스로 충돌하는 일이 없도록, 유저마다 다른 TH계열 {C_j ^(k)}가 주어진다. 이 호핑 계열{C_j ^(k)}는 계열길이 Np의 유사랜덤계열로, 각 요소는 0≤C_j ^(k)<Nh을 만족하는 것으로 하고, NhTc≤Tf가 되도록 Nh를 정한다. 이 TH계열은 (1)의 경우의 각 펄스를 (1)에 더하여 c(k)jTc초 부가적으로 시간 시프트 시킨다.

(3) 정보 계열 : 데이터 심볼이 j=0으로부터 시작된다고 가정하면, 데이터 심볼의 차례는 호핑 회수 j를 이용하여 [j/Ns]으로 표시되는 (여기서 [x]는 x의 정수 부분을 나타낸다). PPM방식으로는 데이터 심볼이 0일 때는 (2)의 경우에 시간 시프트가 부가되지 않고, 데이터 심볼이 1일 때는 δd_[j/Ns] ^(k) 의 시간 시프트가 부가된다.

다음에 수신측의 시스템에 대하여 설명한다.

다중 경로가 없는 AWGN(백색 가우스 잡음) 환경에서 다원 접속을 행하고 있는 것으로서, Nu의 유저가 존재하는 경우의 수신 신호 r(t)는 다음 식으로 표시된다.

여기서 Ak는 k번째의 유저의 송신기로부터의 신호 S_rec ^(k)(t-τk)가 수신기에 있어서 어느 정도 감쇠하고 있는지의 값을 나타낸다. 또한, τk는 수신기의 클락과 k번째 유저의 송신기 클락의 비동기의 값을 나타고, n(t)는 타국간 간섭 이외의 백색 가우스 잡음의 성분을 나타낸다.

이상적인 채널과 안테나 시스템에서는 송신 파형 Wtx(t)는, 수신기의 안테나의 출력에서는 W_rec로 변화한다. 이상화된 모델에서는, 수신 파형 W_rec는 도 5와 같이 표시된다. 해석을 용이하게 하기 위해서, 수신 파형 W_rec는 기존의 것으로 하고, 매티드 필터를 이용하여 수신하는 경우를 나타낸다.

UWB의 수신기에 있어서 동기가 완전하다고 가정한다. 또한, 여기에서는 설명을 진행시키는데 k=l번째의 유저에 의해서 송신된 데이터 복조에 대하여 나타낸다. 도 8은 UWB 무선통신 방식에 있어서의 수신측의 시스템 구성 나타내는 블록도이다.

UWB의 수신기는, Ts=NsTf의 사이에서 수신 신호 r(t)를 관측하고, d_[J/Ns] ⁽¹⁾=0 or 1을 결정할 필요가 있다. 즉, 송신정보가 d일 때의 수신 신호

에 있어서 d=0 or 1을 판정할 필요가 있다. 타국간 간섭성분이나 수신 잡음 성분은 정리하여

로 표시된다.

다음 식(10), (11)에 나타내는 것은 d⁽¹⁾ _[J/Ns] =0, 및 d_[j/Ns] ⁽¹⁾=1의 각각의 경우에 있어서의 상관기 출력치이다.

W_rec(t)는 [0, Tm]의 기간에서 0은 아니기 때문에, v(t)는 [0, Tm+δ]에 있어서 0은 아니다. 식(10), (11)의 α는 수신 신호 r(t)에 맞추어 시간 호핑한 상관 파형 v(t)을 이용하여 취한 각 펄스의 상관값의 합계치이다. 도 5의 모노사이클 파형을 이용하여 얻어진 상관기에 있어서, 템플릿 신호로서 이용되는 파형 v (t)를 도 9에 나타낸다.

다원 접속수가 증가하여, 멀티유저 수신이 불가능하게 되면 타국간 간섭에 의한 영향은 가우스 분포에 가까워지게 된다. 이러한 상황에서는, n_tot(t)는 백색 가우스 잡음으로 간주해되고, 식(10), (11)은 최적이 된다.

α은,

로 다시 바꿔 둘수 있고, 희망 신호의 상관기 출력 m(d_[j/Ns] ⁽¹⁾=1일 때)와 간섭, 수신 잡음 성분의 상관기 출력 nd는 각각, 식 (13), (14)가 된다.

m은 부록 A에 의해 식 (15)로 표시된다.

또한, mp도 부록 A에 의해 표시된다.

식 (14)는 부록 B로 더욱 간단하게

로 표시되고, n(k)는 k번째의 유저로부터 타국간 간섭을 표시하고, n_rec 모노사이클 이외의 원인에 의한 잡음을 표시한다. 보다 수학적인 표현을 부록 B의 식으로 나타낸다.

이상을 정리하면, UWB-IR통신에 있어서의 PPM 방식에서의 수신기에서는, 도 9의 파형을 가빔 상관기에 동기를 맞춘 수신 신호가 입력되고, 송신 데이터에 의해서 양의 출력 또는 음의 출력이 나오므로, 0을 역치로서 데이터를 판정하는 것이다.

UWB 수신기에 있어서의 SNR와 비트 오류율에 대하여 설명한다. UWB-IR방식에 있어서의 수신기중의 상관 필터 출력의 신호 성분대 잡음 성분 전력비 SNR는 식 (17)

로 표시된다. 이 식의 분자는 식 (15)로 표시된다. 부록 C에 나타내는 바와 같이, n(k)의 평균은 0이다. 식 (16)으로 나타내는 nd는 독립인 평균 0의 난수가 되기 때문에, nd의 분산치 IE{｜nd｜²}는 식 (18)

로 표시된다. σ_rec ²는 수신 잡음의 성분으로, σ_a ²는 부록 C로 정의되어 있다.

상기한 바와 같이, 다원 접속수가 증가하여, 멀티유저 수신이 불가능하게 되면 타국간 간섭은 가우스 분포에 가까워지게 된다. 식 (17)은 이 근사를 이용한 이론식이므로, 멀티유저 수신이 가능한 정도의 다원 접속수에서의 SNR는, 식 (17) 과 같아서는 안 된다.

희망국 신호만이 존재하는 경우, 즉 Nu=1에서 다원 접속하지 않는 경우의 SNR는 식 (19)로 표시된다.

또한, Nu 유저로 다원 접속하는 경우의 SNRout(Nu)는 식 (20)으로 표시된다.

또한, UWB-IR통신에서의 PPM 방식에 있어서의 비트 오류율은 식 (20)을 이용하여 식 (21)로 표시된다.

다음에, 본 발명의 제 1 상태에 대하여 설명한다. 제 1 상태는, 시간폭이 짧은 펄스를 송신하는 UWB 통신에 있어서, 단일 펄스의 시간축상의 파라미터를 조정함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성하는 것이다. 단일 펄스는, 시간축상에 있어서 소정의 함수로 나타낼 수 있고, 이 함수중에 포함되는 파라미터를 변경함으로써 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성한다.

모노사이클 파형은 식 (5)로 표시되고, 주파수 영역의 W_rec(ω)는 식 (22)로 표시된다. 도 10은 파워 스펙트럼의 주파수 특성을 나타내고 있다.

여기서, 식 (22) 중의 파라미터 τm를 조정함으로써, 주파수 특성을 조정할 수 있고, 단일 펄스의 시간축상의 파라미터를 조정함으로써 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성할 수 있다.

다음에, 본 발명의 제 1 상태의 일례로서 챠프 파형을 이용한 예에 대하여 설명한다. 이 예에서는, 단일 펄스를 챠프 파형으로 형성하고, 이 챠프 파형의 출력의 크기를 시간적으로 설정함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성한다.

이하, 챠프 파형을 이용한 예에 대해서, 챠프 파형을 이용한 UWB 거리측정 방법을 예로서 설명한다.

근래, 정보통신기술을 이용하여 사람, 도로, 차량을 네트워크화함으로써 안전하고 효율적인 교통 환경을 실현하는 고도 교통 시스템(Intelligent Transport System : ITS)가 주목받고 있다. ITS의 목적의 하나로서 교통사고의 방지를 들 수 있다. 교통사고 방지를 위한 요소 기술에는 차량과 차량 사이, 도로와 차량사이의 거리측정, 도로상황파악, 운전 제어 등이 있다. 여기서는, 특히 차량과 차량 사이의 거리측정에 주목하여 실시한다. 현재, 차량용 레이더로서 4 방식이 규격화되어 있다. 대표적인 것으로는 스펙트럼 확산(Spread Spectrum : SS), FM-CW(Frequency Mndulated Continuous Wave)가 있다. 한편, 매우 광대역인 신호를 이용한 통신·거리측정 기술인, UWB-IR (Ultra Wide Band-Impulse Radio) 방식이 주목을 받고 있 다. 차량 레이더에 요구되는 조건으로서, 측정가능거리, 거리분해능, 대간섭성 등을 들 수 있고, UWB-IR방식은 이러한 조건을 만족할 수 있다.

UWB-IR방식의 문제점으로서는, 측정가능거리를 높이기 위해서 송신 전력을 올리면 순간 피크 전력의 증가를 무시할 수 없게 된다. 순간 피크 전력을 크게 하지 않고 송신 전력을 크게 하기 위해서는 시간적으로 긴 신호의 이용을 생각할 수 있다. 따라서, 여기서는, UWB-IR방식으로 이용되는 모노사이클 파형보다 10배 이상 긴 시간길이를 가지면서, 모노사이클 파형과 자기 상관의 피크의 날카로움이 동등하다고 하는 특성을 가지는 챠프 파형을 UWB 거리측정 방식으로 이용한다. 챠프파형을 UWB 신호로서 이용하면, 파형의 시간길이가 모노사이클 파형에 비해 길고, 유저 식별로 Time Hopping을 이용하는 장점을 살릴 수 없다. 이 때문에 유저 식별 방법으로서 사용 대역을 몇가지로 분할하여, 각 주파수 구간을 대역폭으로 하는 챠프 파형을 분할한 수만큼 준비하고, 이 파형을 PN계열에 기초하여, 유저마다 다른 나열방법으로 하여 송신파로 하는 방법을 이용한다. 이 방법을 이용하는 것으로, 송신 순간 피크 전력을 억제하면서, UWB-IR방식과 동등한 거리 분해능을 실현할 수 있다.

이하에, 계산기 시뮬레이션을 이용하여 본 발명의 방법과 종래의 UWB-IR의 방법의 거리측정 성능을 비교하여, 단일 유저에서는 UWB-IR의 방법과 동등한 거리측정 오류율을 실현하고, 멀티유저 환경에 있어서는 UWB-IR의 방법보다 거리측정 오류율이 개선되는 것을 나타낸다.

처음에, UWB-IR거리측정 방법에 대하여 설명한다.

도 11은 거리측정의 원리도를 나타내고 있다. 전파를 타겟을 향하여 송신하고, 전파가 타겟으로부터 반사하여 돌아올 때까지의 시간을 측정하여, 그 시간 지연으로부터 타겟과의 거리를 산출한다. 이렇게 해서 거리측정은 이루어진다. 송신파를 s(t), 수신파를 r(t)로 하면, r(t)는 s(t)보다 ΔT[s]만큼 지연된 신호 r(t)=s(t-ΔT)가 된다. ΔT[s]는, 전파의 전파지연시간이다. 거기서, 수신파와 상관파의 동기를 취함으로써 지연시간 ΔT을 검출하고, 식 (23)에 의해 거리 X[m]를 구할 수 있다.

단, c(=3×10⁸[m/s])는 광속이다.

레이더 성능의 이론식에 대하여 설명한다.

레이더에 있어서 동일 방위에 있는 거리가 다른 목표를 분별할 수 있는 최소의 거리를 거리분해능이라고 한다. 거리분해능 d(m)는 식 (24)로 주어진다.

여기서 c는 빛의 속도, τ는 펄스폭이다. 거리분해가 불가능하게 되는 상황을 도 12에 나타낸다.

수신 신호 전력이 작으면 수신기가 신호를 검지할 수 없게 되기 때문에, 송신전력이 일정한 바탕에서는 거리에 의한 감쇠를 고려하여 최대탐지거리가 존재한다. 이것과는 별도로, 거리측정신호를 반복하여 보내는 시간 간격보다도 신호가 반사하여 되돌아올 때까지의 시간이 길면 목표의 거리를 가깝게 오인한다고 하는 2차 에코의 문제가 발생한다. 이 때문에, 신호주기가 일정한 바탕에서는 2차 에코가 최저한으로 일어나지 않도록 하는 최대 탐지 거리 R(m)가 존재한다. 이것은 주기를 T로 하면 식(25)로 주어진다.

R=cT/2 (25)

UWB 방식은, 초광대역인 대역폭을 가지는 신호이며, 높은 전송 레이트를 실현할 수 있고, 높은 거리측정 성능을 가진다. 광속을 c로 했을 때, 레이더의 거리분해능 d와 레이더 신호의 대역폭 ΔF의 사이에는, d=c/2ΔFs라고 하는 관계가 있다. 이로부터, UWB 신호를 이용한 레이더는 높은 거리분해능을 얻을 수 있다.

또한, 신호의 스펙트럼 전력 밀도가 광대역으로 한결같이 낮아지고 있기 때문에, 신호는 잡음에 파묻혀 통신을 실시하고 있는 것을 알기 힘들고 은닉성이 있다. 또한, 통신을 하고 있는 것을 알 수 있어도 신호가 유저 식별용의 PN계열로 변조되어 있기 때문에 사용하고 있는 PN계열을 추정할 수 없으면 통신 내용을 알 수 없고, 비화성이 있다.

또한, UWB 방식으로는, 통신과 거리측정은 동일 시스템에 의해 실시할 수 있다. 이러한 기술을 필요로 하는 ITS 차량과 차량간 통신거리측정을 지향하는 기술방법이라고 할 수 있다.

UWB-IR방식은, 발생한 임펄스 신호열을 시간 호핑에 의해 변조하는 특징을 가지고 있다. 도 13은, UWB-IR방식의 시스템도면을 나타내고 있다.

송신기에 대하여 설명한다.

(1) 임펄스 신호는, 각 시간 프레임에 1개밖에 들어갈 수밖에 없다. 따라서, 임펄스 제네레이터에서는, 시간 프레임 Tf의 간격마다 임펄스 δ(t)를 발생한다. j번째의 임펄스를 6(t-jTf)로 한다. 또한, 펄스의 발생 회수를 Ns로 한다.

(2) 시간 프레임마다 작성된 임펄스는, 유사 랜덤 계열로 만들어진 TH계열 c_j에 따라서 그 시간 슬롯분만큼 패널이 늦어진다. c_j는 j번째의 TH계열이고, Tc는 시간 슬롯폭이고, 최대의 지연폭은 시간 프레임을 넘지 않도록 한다.

이상의 흐름을 도 14, 15에 나타내었다. 이와 같이 복수의 펄스를 시간 호핑 시키는 것으로 다른 유저와의 충돌을 피하여, 식별할 수 있도록 하고 있다. 펄스의 반복 회수를 Ns로 한다.

수신기에 대하여 설명한다. 수신기에서는 기본적으로 송신기로 행하는 조작의 반대의 조작을 행한다. 송신기로 생성된 임펄스는, 실제로는 시간폭을 가진 가우스 파형이다. 가우스 파형은, 송신 안테나, 수신 안테나를 통과할 때에 미분되고, 수신기중에서는 가우스 파형을 2계 미분된 형태가 되어 있다. 이 파형은 UWB 방식에 있어서 통상 모노사이클 파형으로 불리고 있다. 모노사이클 파형을 w(t)로 나타내는 것으로 한다.

(3) 수신기측에서는, 수신한 신호방법 f_rec(t)의 TH계열은 이미 알려져 있으 므로, 송신기로 행한 작업(1), (2)을 하고, 송신 신호열의 레플리카 f_rec(t)를 작성한다.

(4) 보내져 오는 송신신호열과 동기를 취하기 위해서 수신한 신호 f_rec(t)와 수신기로 준비한 f_rec(t)의 상호 상관을 취한다.

이 때의 상호상관출력은 도 16과 같아진다.

(5) 상호상관출력의 피크를 검출하고, 그 시간 지연 τ으로부터 목표물과의 거리를 산출한다.

UWB-IR방식에 의한 거리측정은 이상과 같은 흐름으로 이루어진다.

거리측정에 있어서는, 펄스폭이 좁을수록 정확한 시간을 측정할 수 있어 거리분해능을 향상시킬 수 있다. 레이더 중에서 가장 잘 알려져 있는 것은 펄스 레이더이다. 펄스 레이더는 펄스 1파를 송신하여, 펄스가 되돌아올 때까지의 시간으로부터 거리를 구한다.

이에 대하여 UWB-IR방식에서는, 우선 이용하는 펄스 자체가 1ns이하의 미소한 폭이므로 높은 거리분해능을 가진다. 또한 복수 펄스를 전송하여, 복수의 펄스 간격을 유저마다 다른 시간 호핑 계열에 의해 결정하고 있으므로, 유저 분별이 가능하게 되어 있다.

자동차용 레이더의 목표 조건에 대하여 설명한다. 자동차용 레이더의 목표 조건은, 그 사용목적에 따라 다르지만, 기본적인 조건으로서 도로 교통의 현상에 있던 검지거리, 측정정밀도 등을 들 수 있다. 차량과 차량 사이에 있어서의 자동차용 레이더의 목표 조건으로서는, 이하의 표 1에 나타낸 목표 성능이 설정되어 있다.

차량과 차량 사이 거리측정에 있어서의 자동차용 레이더의 목표 성능

항목	폭표성능
거리검출범위	∼50[m]
거리검출정밀도	하한±1[m]

한편, 자동차용 레이더에서는 목표조건 이상의 거리에 전파가 도달하는 것은, 잘못된 정보의 증가의 원인이 될 뿐 바람직하지 않다. 사용장소, 사용시간을 특정할 수 없는 데다가 혼잡한 도로상에서는, 다수의 차량이 접근하여 존재할 가능성이 높고, 전파의 도달거리는 너무 길지 않은 것이 바람직하다.

도 17은, 차량과 차량사이 거리측정시스템 구성도를 나타내고 있다. 거리측정 시스템은, 도 17과 같이 자신의 차량(측정자)와 동일차선을 주행하고 있는 것 외에 차량 1대를 타겟으로 하고 있다. 수신측에서는, 송신펄스열 f(t)가 타겟으로 반사하여 되돌아오는 파인 f_rec(t)를 수신하여 동기를 취하여 거리를 검출한다. 동기포착에는 매치드 필터를 사용하고 있다. 매치드 필터 출력이 최대가 될 때가 동기 시각이 된다.

챠프 파형을 이용한 UWB 거리측정 시스템에 대하여 설명한다. 상기한 모노사이클 파형을 이용한 UWB 거리측정 방식에 있어서, 모노사이클 파형을 챠프 파형 으로 치환함으로써 실현한다.

챠프파에 의한 거리측정 원리에 대하여 설명한다. 처음에 펄스 압축에 대하여 설명한다. 폭이 넓은 송신 펄스를 이용하여, 수신측에서 펄스폭을 사실상 좁히는 기술을 펄스 압축이라고 한다. 펄스 압축에는 크게 나누어 리니어 FM방식과 부호 방식이 있다.

리니어 FM방식은 도 18에 나타낸 바와 같이 긴 시간길이 T의 펄스내 캐리어를 주파수폭Δf로 FM변조하여 송신한다. 수신측에서는 송신 주파수의 증가(감소) 방향과 반대 경향으로 주파수에 따른 지연시간을 가진 펄스 압축 필터를 통과한다. 이것에 의해 도 19에 나타낸 바와 같은 출력 신호를 얻을 수 있다. 펄스폭이 1/Δf로 압축되고, 진폭은 √(TΔf) 배로 증대된 출력이 되고 있다. 펄스 압축 필터는, 주파수에 비례하여 지연 시간이 변화하는 탄성 표면파 필터와 같은 소자에 의해서 간단하게 실현될 수 있다. 이와 같이, 거리 방향에서 SN비를 열화시키지 않고 분해능을 향상시키는 방법이 펄스 압축이다.

다음에, 챠프 파형의 펄스 압축에 대하여 설명한다. 리니어 FM 방식의 펄스 압축에 이용되는 파형을 챠프 파형이라고 한다. 이 파형은 일반적으로 다음과 같이 표시된다.

여기서 μ는 각주파수 소인율, ω₀는 중심각 주파수, T는 챠프 신호의 시간 길이이다. 또 Δω(= 2πΔf)를 각주파수 소인폭으로 하면 μ=Δω/T의 관계에 있다.

이 챠프 파형을 펄스 압축 필터에 통과함으로써, 펄스 압축을 할 수 있다. 펄스 압축 필터는 매치드 필터에 의해서 실현될 수 있다. 펄스 압축 후의 파형은

이 된다.

식 (31)로부터 펄스 압축처리후의 출력 파형은, 압축전에 비하여 피크치 √(TΔf), 펄스폭 1/Δf의 신호가 되고 있는 것을 확인할 수 있다. 또한 압축 전후에 S/N비는 압축율정Δf만 개선하게 된다.

이로부터, 챠프 파형을 펄스 압축 처리하는 것으로 얻어지는 분해가능은 펄스폭 1/Δf의 펄스 신호와 동등하게 된다. 즉, 수신측에서는, 모노사이클 파형을 매치드 필터로 수신했을 때와 같은 출력을 얻을 수 있게 된다.송신시에는 피크 전력을 억제하여, 펄스 시간길이의 긴 파형을 보낼 수 있는 것이 특징이다. 또한, 피크의 날카로움은 챠프 파형의 대역폭에만 의존하고, 시간길이에는 영향을 받지 않는다.

자기 상관 출력의 비교를 설명한다. 여기서 모노사이클파와 그 자기 상관 출력을 도 20에, 챠프파와 그 자기 상관 출력을 도 21에 나타낸다. 파형의 대역은 양자 모두 3GHz, 전력은 양자 모두 정규화하고 있다. 송신 파형의 진폭은 양자에서 크게 다르지만, 자기 상관 출력은 같은 날카로움의 출력이 되고 있는 것을 알 수 있다.

파라미터가 다른 챠프 파형의 상관 특성에 대하여 설명한다. 챠프 파형은 같은 주파수 소인율, 같은 변조개시주파수를 가진 파형이라면 날카로운 상호상관출력을 얻을 수 있다. 주파수 소인율, 변조 개시 주파수가 달랐을 때, 그 상호상관출력은 피크가 없는 출력이 된다.

시간길이가 다른 챠프 파형의 상관 특성에 대하여 설명한다. 여기서 변조개시주파수로 대역폭을 일정하게 하여, 주파수 소인율을 변화시켰을 때의, 즉 대역폭을 일정하게 하여 2개의 챠프 파형의 시간길이의 차이를 변화시켰을 때의 2파의 상호상관출력의 피크치의 변화를 본다.

시간길이가 다른 2개의 챠프파의 관계를 도 22에 나타낸다. 여기서 ΔT는, 2파의 시간길이의 차이다. ΔT의 시간차이를 가진 2개의 챠프파의 상호상관출력의 피크치를 구하여, ΔT의 크기와 상호상관출력의 피크치의 크기의 관계를 도 23에 나타낸다.

도 23을 보면 ΔT의 절대치가 커질수록, 즉 챠프파 2파의 시간길이의 차가 커질수록 상호상관출력은 피크가 없는 출력이 되는 것을 알 수 있다.

이와 같이 사용대역이 동일해도, 시간길이를 바꾸면 상호상관출력은 낮게 억제된다.

점유대역이 다른 챠프 파형의 상관 특성에 대하여 설명한다. 다음에, 챠프 파형의 시간길이, 주파수 소인율을 일정하게 하여 변조개시주파수를 변화시켰을 때의, 즉 시간길이를 일정하게 하여 2개의 챠프 파형이 다른 대역을 점유하고 있을 때의 2파의 상호상관출력의 피크치의 변화를 보인다.

점유 대역이 다른 2개의 챠프파의 관계를 주파수 천이도를 이용하여 도 24에 나타낸다. 여기서 Δfst는 2파의 변조 개시 주파수의 차이다.

Δfst의 변조개시주파수차를 가진 2개의 챠프파의 상호상관출력의 피크치를 구하여, Δfst의 크기와 상호상관출력의 피크치의 크기의 관계를 도 25에 나타낸다.

도 25를 보면 Δfst의 절대치가 커질수록, 즉 챠프파 2파의 점유 대역이 다를수록 상호상관출력은 피크가 없는 출력이 되는 것을 알 수 있다. 이와 같이, 시간길이가 동등하고 점유대역폭이 다른 경우도, 챠프 파형의 상호상관출력은 낮게 억제되는 것을 알 수 있다. 이것은 점유 대역이 다른 경우는, 파형이 주파수적으로 직교하고 있기 때문이다.

본 발명의 UWB-CHIRP 시스템 구성에 대하여 설명한다. 본 발명의 UWB-CHIRP 시스템 구성의 블록도를 도 26에 나타낸다. UWB-IR방식의 경우는, 유저마다 다른 Tπ계열을 이용하여 펄스를 시간 호핑시켜, 유저 식별을 실시한다.

이에 대하여 본 발명의 UWB-CHIRP 방식으로는, 시간 호핑을 실시하는 대신에 유저마다 다른 파형 패턴을 준비하는 것으로 유저 식별을 실시한다.

유저 식별방법에 대하여 설명한다. 유저를 파형에 의해서 식별하는 경우, 구할 수 있는 조건으로서는, 파형끼리의 상호상관값이 낮은 것, 1파형의 길이가 시간 프레임길이를 넘지 않는 것, 대역폭이 사용 대역을 넘지 않는 것을 들 수 있다.

이 조건을 만족하면서, 서로 상호상관값이 낮은 파형을 준비하는 방법으로서는,

(1) 챠프 파형의 대역폭을 일정하게 하여, 시간길이가 다른 챠프 파형을 복수 준비한다.

(2) 챠프 파형의 시간길이를 일정하게 하여, 사용대역을 분할하여 다른 대역을 점유하는 챠프 파형을 복수 준비한다.

는 것을 들 수 있다. 이 중, (1)의 경우는, 상호상관값이 낮은 챠프 파형을 준비하기 위해서는, 시간길이에 어느 정도 차를 갖게 하지 않으면 안 된다. 그리고 상호상관값이 낮은 챠프 파형을 복수 준비하려고 하면, 더욱더 큰 시간차이를 확보해야 한다. 이 때문에 챠프 파형의 시간길이가 최대로 시간 프레임길이 Tf로 제한되는 이번 경우에는 충분한 파형수를 준비할 수 없다고 생각할 수 있다.

이에 대하여 (2)의 경우는 챠프 파형의 시간길이는 일정하고, 사용 대역은 준비하고 싶은 파형의 수로 분할하여 각 챠프 파형에 할당할 수 있다고 생각된다.

따라서, 여기서는 (2)의 방법을 이용하기로 한다. (2) 방법에 있어서, 각각의 파형은 주파수적으로 직교하고 있다.

사용 파형의 설정에 대하여 설명한다. 사용 파형은 이하의 조건으로 설정한다.

(1) 파형의 시간길이는 UWB의 시간 프레임길이와 같다

(2) 1파당의 대역폭은 사용 가능 대역을 N분할한 폭으로 한다

(3) 파형의 패턴수는, UWB-iR라는 비교를 위해 UWB-IR의 슬롯수와 같게 한다.

이 조건으로부터 1파당의 대역폭을 Δfn, 사용 가능 대역폭을 F, 준비하는 파형의 개수를 N로 하면,

Δfn=F/N (32)

가 된다.

예를 들면 사용 대역폭을 3GHz로 하고, 8파를 준비하는 경우, 1파당의 대역폭 Δfn는

Δfn=3/8[GHz]=0. 375[GHz] (33)

이다.

이 때의 8개의 파형을 도 27에 나타낸다. 이 파형을 유저마다 다른 패턴으로 조합한 것을 송신 파형으로 한다.

송신기에 대하여 설명한다.

(1) 시간 프레임 Tf마다 프레임 클락으로부터 신호가 보내진다. j번째의 시간 프레임에서는 δ(t-jTf)가 된다. 시간 프레임의 반복 회수를 Ns로 한다.

(2) 시간 프레임마다 유저 식별용의 의사(擬似) 랜덤 계열 c_j에 대응한 챠프 파형이 출력된다. c_j는 j번째의 의사 랜덤 계열이다.

다만 S_cj(t)는 시간길이 Tf의 챠프 파형이며, 중심 주파수 W_cj는 c_j마다 다른 값이 할당되고 있다. 또한, 1시간 프레임 ΔTf의 사이에서 천이하는 대역폭은 어느 챠프 파형에서도 일정하므로, 주파수 소인율 μ은 일정하게 된다.

이상의 흐름으로 본 발명의 UWB-CHIRP 방식의 송신파는 생성된다.

수신기에 대하여 설명한다. 수신기에서는 UWB-IR방식과 마찬가지로 송신기와는 조작의 반대의 조작을 행한다.

(3) 수신기측에서는, 수신한 신호 f_rec(t)의 의사 랜덤 계열은 이미 알고 있으므로, 송신기로 행한 작업(1). (2)을 하여, 송신신호열의 레플리카쪽 f_rec(t)를 작성한다.

(4) 보내져 오는 송신신호열과 동기를 취하기 위해서 수신한 신호 f_rec(t)와 수신기로 준비한 f_rec(t)의 상호 상관을 취한다.

이 때의 상호상관출력은 도 28과 같아진다.

(5) 상호상관출력의 피크를 검출하여, 그 시간지연정으로부터 목표물과의 거리를 산출한다.

본 발명의 UWB-CHIRP 방식은 이상과 같은 흐름으로 이루어진다. UWB-IR방식과 본 발명의 UWB-CHIRP 방식의 송신 파형의 비교에 대하여 설명한다.

여기서, UWB-IR방식과 본 발명의 UWB-CHIRP 방식과의 각 유저의 송신 파형을 비교한다. UWB-IR방식과 제안하는 UWB-CHIRP 방식의 멀티유저시의 각 유저의 송신 파형을 도 29에 나타낸다.

이와 같이 2 방식의 유저 분별 방법을 다른 것으로 하였다. 또한 1 주기당의 송신전력을 갖추었을 경우, 본 발명의 UWB-CHIRP 방식은 UWB-IR방식에 비해 송신 파형의 피크치가 낮게 억제되어 있다.

본 발명의 UWB-CHIRP 거리측정 시스템의 성능 평가에 대하여 설명한다. 계산기 시뮬레이션을 이용하여 제안 방식의 거리측정 성능을 평가하고, UWB-IR방식과 본 발명의 UWB-CHIRP 방식을 비교한다.

시뮬레이션 제원을 이하의 표 2로 나타낸다.

시뮬레이션 제원

시행회수	10000
샘플링간격	0.01ns
시간프레임길이 Tf	10ns
SNR	0dB-25dB
유저수	10
대역폭	3GHz(1GHz∼4GHz)
시간프레임 반복회수 Ns	10 20
통신로	AWGN

UWB-IR방식으로 사용하는 모노사이클 파형과 본 발명에서 사용하는 챠프 파형의 대역폭은 3GHz로 하고, 2방식 사이에서 동등하게 한다. 시간 프레임의 반복 회수 Ns는 10회와 20회의 경우를 시험한다. 시간 프레임의 반복 회수를 증가시키면 유저를 식별하기 위한 파형수가 증가하게 되어, 멀티유저시에 유저 분별 능력에 차이가 난다고 생각된다.

거리측정에 있어서, 거리를 검출하는 경우의 거리측정 오류율을 이하의 식(식 39)에 의해서 정의한다.

거리측정 오류율=거리 검출 오류 회수/총거리 검출 회수 (39)

여기서, 거리검출오류로 하는 것은, 목표치로부터의 오차가 30cm 이상이 되었을 때로 한다.

유저 식별 방법에 대하여 설명하는 UWB-IR방식과 본 발명의 방식에서는, 유저 식별의 방법이 다르다. 2방식의 유저 식별 방법의 차이는, 1시간 프레임내의 파형의 배치 방법의 차이에 의한다. 이하의 표 3에 UWB-IR방식과 본 발명의 1시간 프레임내의 파형의 배치 방법을 나타낸다.

유저식별방법

UWB-IR

모노사이클파를 시간 호핑(Time Hopping)에 의해 1프레임내의 8위치에 배치

제안된 UWB-CHIRP

3GHz를 8등분한 대역폭을 가진 8개의 챠프파형을 배치

단일 유저시의 비교를 행한다. 다른 차량이 존재하지 않을 때의 2 방식의 거리측정 오류율을 도 30에 나타낸다. SNR(신호전력 대 잡음전력비)는 odB에서 25dB로 했다.

도 30을 보면, 1유저시에 있어서 시간 프레임 반복 회수 Ns가 같을 때에는 UWB-IR방식과 본 발명의 방식에서는 차이를 볼 수 없는 것을 알 수 있다. 이으로부터, 다른 차량이 존재하지 않을 때의 UWB-IR방식과 본 발명의 방식의 거리측정 성능은 동일하다고 할 수 있다.

이것은 사용하고 있는 대역폭이 같고, 파형이 가진 거리분해능이 2방식에서 동일해지기 때문이라고 생각할 수 있다.

시간 프레임 반복 회수가 10회일 때와 20회일 때를 비교하면 20회인 쪽이 거리측정 오류율은 약간 나빠지고 있다. 이것은 시간 프레임 반복 회수가 증가한 만큼, 1회의 거리측정로 사용하는 송신파의 시간길이가 길어져, 최대 거리측정 가능 거리가 늘어난 것이 된다. 이 결과, 오류 검출이 되는 최대 거리가 증가했기 때문에, 거리측정 오류율의 비교에서는 시간 프레임 반복 회수가 20회인 쪽이 결과가 나빠지고 있다고 생각할 수 있다.

멀티유저시의 비교에 대하여 설명한다.

다음에, 멀티유저시에 있어서의 UWB-IR방식과 본 발명의 방식의 거리측정 오류율을 구하여 도 31에 나타낸다. 다른 차량수는 9로 하고, SNR는 0dB로부터 25dB로 한다. 또한 SIR(신호전력대 간섭파전력비) 는 0dB로 한다.

이 결과 다른 차량이 존재하는 경우, 시간 프레임 반복 회수가 10회, 20회일 때 모두 본 발명의 방식은 UWB-IR방식에 비해 거리측정 오류율을 개선할 수 있는 것을 알 수 있다. 이것은 챠프파를 사용했을 경우는, 8개의 파형끼리가 주파수적으로 직교하고 있기 때문에, 모노사이클파를 사용했을 경우에 비해 잘못된 위치에서의 피크가 세워지기 어려워지는 것에 의한다고 생각된다.

시간 프레임 반복 회수가 20회가 되면 유저 분별 능력이 향상하기 때문에, UWB-IR방식과 본 발명의 방식 모두 시간 프레임 반복 회수가 10회일 때보다 거리측정 오류율이 개선되고 있다.

D/I비를 변화시켰을 경우의 비교에 대하여 설명한다. 상술한 바에 의해, 멀티유저 환경하에서 본 발명의 방식이 거리측정 오류율을 개선할 수 있는 것을 알 수 있다. 여기서는, D/I비(희망신호대 간섭신호비)를 변화시켜, 간섭파의 수, 전력이 변화했을 때의 UWB-IR방식과 본 발명의 방식의 거리측정 오류율에 대하여 비교한다.

유저수가 변화할 때의 비교를 설명한다. 유저수를 변화시켰을 때의 거리측정 오류율을 도 32에 나타낸다. SNR를 15dB, SIR를 0dB로 일정하게 하고, 유저수를 1에서 10까지 변화시킨다. 이 결과, 유저수가 증가할수록 본 발명의 방식과 UWB-TR방식의 거리측정 오류율에 차이가 나타나, 본 발명의 방식의 거리측정 오류율의 개선이 현저하게 되는 것을 알 수 있다. 본 발명의 방식에서 사용하고 있는 챠프 파형이 주파수적으로 직교하고 있는 것이 특성 개선으로 이어지고 있다고 생각된다.

간섭파 전력이 변화하는 경우에 대하여 설명한다. 간섭파 전력을 변화시켰을 때의 거리측정 오류율을 도 33에 나타낸다. SNR를 15dB에, 타국 수를 1로 일정하게 하여 SIR를 0dB로부터 10dB까지 변화시킨다.

이 결과, 다른 차량이 존재하는 상황이기 때문에, 본 발명의 방식의 거리측정 오류율을 개선할 수 있지만, SIR의 변화에 의해서 UWB-IR방식과의 거리측정 오류율의 차이가 변화하는 경우는 없다. 이로부터, 본 발명의 방식은 타국 전력의 변화에 대해서는, 각별한 이점은 보이지 않는다.

따라서, 차량과 차량사이 UWB 거리측정 시스템에 있어서, 임펄스 대신에 챠프 파형을 사용 파형으로 하는 것으로, 송신시의 피크 전력을 억제하면서 임펄스와 동등한 거리측정 성능을 얻을 수 있다. 또한, 멀티유저시에 있어서는 임펄스보다 거리측정 오류율을 개선할 수 있고, 그 거리측정 오류율의 개선은 타국 수가 증가할수록 현저해진다.

다음에, 챠프 파형을 이용하여, 단일 펄스의 시간축상의 파라미터를 조정함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성하는 상태에 대하여 설명한다.

챠프 파형의 스펙트럼 변형은, 1ns간의 파수를 늘리거나, 시간폭을 늘임으로써 행하는 것을 생각할 수 있다.

도 34는, 시간폭을 100ns로 늘린 일례이다. 도시된 바와 같이, 1∼4GHz의 사이에서 스펙트럼이 균일하게 넓어지는 변형을 행시할 수 있다.

또한, 챠프 신호의 출력의 크기를 시간적으로 억제함으로써, 비희망 주파수대의 스펙트럼을 억제할 수 있다. 도 35는, 이 출력을 시간적으로 중단는 방법을 설명하는 도이다. 도 35에 있어서, t=30ns∼50ns의 부분에서 출력을 중단하는 것으로, 주파수축으로 1.6GHz에서 2.5GHz의 주파수대역을 억제한다. 이 결과에 의하면, 1.8GHz∼2.5GHz로 주파수에 노치가 나타나고 있다.

또한, 챠프 파형의 스펙트럼 변형의 다른 방법으로서 챠프 파형의 포락선 함수를 변화시키는 방법에 대하여 설명한다.

챠프 파형은, 위상변조함수를

θ(t) =2π(μt²/2+f_ot)

로 했을 때, 송신 파형 s(t)는

s(t) = a(t) sin (θ(t)) ( 0<t<T )

된다. a(t)는 포락선 함수이다.

이 포락선 함수에 창함수를 반전한 것을 이용한다. 여기서, t=30ns∼50ns의 사이에 해닝(hanning)창을 반전한 것을 사용한다. 송신 파형 s(t)의 포락선함수를 a(t)=1로부터

T=20

a(t) = 1-(1+cosπt/T)/2 (o<t<T)

로 변화시킨다.

이 때의 파형 s(t), 포락선 함수 a(t)를 도 36에 나타내고, 출력을 도 37에 나타낸다.

상기와 같이, 챠프 파형에 있어서 파형의 출력을 시간적으로 변화시킴으로써 스펙트럼을 변화시킬 수 있다. 챠프 파형은, 시간 영역에서 진폭의 중요에 의해 스펙트럼을 변화시킬 수 있다고 하는 이점이 있다.

또한, 주기를 선형변조시키는 선형 주기 변조도 생각할 수 있다. 이에 따르면, 주파수는 직선적으로 천이하지 않고 시간의 역수에 역비례하면서 감소시킬 수 있다.

또한, 챠프 파형의 스펙트럼 변형은, 챠프 파형에 PN계열을 가한 것으로 실시할 수 있다.

도 38은 챠프 파형의 스펙트럼 출력이다. 이 챠프 파형에 PN계열을 서로 가하면 도 39가 된다. 이 PN계열을 기한 챠프 파형의 스펙트럼 출력은 도 40이 된다.

단순히 PN계열을 서로 가했을 경우에는, 도 40에 나타낸 바와 같이, 대역폭의 확대나 사이드 로브의 확대가 발생하고, 다른 유저와의 간섭의 문제가 생긴다. 이것을 억제하는 방법으로서, 예를 들면, 자국 신호를 송신하기 전에 1비트분의 시간에 있어서 상관을 계속 취함으로써, 간섭 펄스가 있는 위치를 특정하는 방법, 혹은, 자국 신호를 간섭 펄스와 히트하지 않도록(히트하는 수가 적도록) 지연시키는 방법이 있다.

다음에, 복수의 펄스를 조합함으로써 원하는 주파수 특성을 구비하는 펄스 신호를 생성하는 제 2 상태에 대하여 설명한다.

본 발명의 제 2 상태는, 복수의 단일 펄스를 시간축상으로 나열함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성한다.

본 발명의 제 2 상태에 있어서, 제 1의 형태로서, 동일한 2개의 단일 펄스를 시간축상에 나열하여 듀얼 사이클의 신호를 형성하는 방법이 있고, 제 2의 형태로서 펄스폭을 달리하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 방법이 있으며, 제 3의 형태로서 펄스폭 및 파형을 달리하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 방법이 있다. 듀얼 사이클의 2개의 단일 펄스간의 간격이나, 복수의 단일 펄스의 각 펄스폭이나, 복수의 단일 펄스의 각 펄스폭 및 각 파형을 조정함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성한다. 이들 각 형태에 의하면, 임의의 주파수에 노치부를 형성할 수 있다.

또한, 제 4의 형태에서는, 수정 엘 미트 다항식(Modified Hermitian Polynomial, MHP)을 이용해 복수의 차수가 다른 펄스를 생성한다.

먼저, 동일한 2개의 단일 펄스를 시간축상으로 나열하여 듀얼 사이클의 신호를 형성하는 제 1의 형태에 대하여 설명한다.

이 제 1의 형태에서는, 2개의 모노사이클을 조(組)로 하는 듀얼 사이클을 이용한다. 이 듀얼 사이클은 식 (39), (40)로 표시되고, 도 41, 42로 표시된다.

τ는 모노사이클의 사이의 시간간격이다.

또한, 주파수 영역에서는, 듀얼 사이클은 각각 식(41), (42)로 표시되고, 도 43, 44로 표시된다.

이와 같이, 모노사이클(단일 펄스)을 시간축상으로 나열하여 듀얼 사이클의 신호를 형성함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성할 수 있다.

여기서, 식(39)을 듀얼 사이클 1로 하고, 식(40)을 듀얼 사이클 2로 한다. 식 (39), (40)로부터 감쇠는 두 개의 모노사이클사이의 간격에 의존한다. 만일 기존의 무선 시스템의 중심 주파수가 감쇠 영역내에 있으면, 간섭을 저감할 수 있다. 듀얼 사이클 1을 이용하면, 감쇠는, ω = (2n+1)π/τ(n은 정수)일 때에 나타나고, 듀얼 사이클 2를 이용하면, 감쇠는, ω = 2nπ/τ(n은 정수)일 때에 나타난다.

여기서 ω₀을 공존하는 무선 시스템의 중심 주파수로 하면, 듀얼 사이클 1이 τ = (2n+1)π/ω₀을 만족하고, 듀얼 사이클 2가 τ=2nπ/ω₀을 만족했을 경우에는, 간섭은 감소한다.

상기 식으로부터 τ가 크면, 감쇠의 밴드폭은 작아진다. 공존하는 무선 시스템이 다수 있는 경우에는, 모든 공존하는 무선 시스템의 중심 주파수에 대해서 상기 조건을 만족할 필요가 있고, τ가 커져 감쇠의 밴드폭이 좁아진다.

이 모노사이클(단일 펄스)를 시간축상으로 나열하여 듀얼 사이클의 신호를 형성하는 방법에 의하면, 기존의 시스템에 새로운 구성을 더하는 것 없게 구성할 수 있어 하드웨어를 간단하고 쉬운 구성으로 할 수 있다.

다음에, 펄스폭을 달리하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 제 2의 형태에 대하여 설명한다.

이 제 2의 형태에서는, 모노사이클의 주파수 영역에서의 식 (22)에 의하면, 파워 스펙트럼의 피크 주파수ωp는,ωp=√(8π)/τm이며, 피크 진폭 Ap는 Ap=√2·exp (- 1) Aτm가 된다.따라서,ωp는τm에 비례해,τm에 역비례 한다. 또한, 모노사이클의 시간 간격은τm에 비례한다.

즉 τm에 의해 ωp와 Ap를 제어할 수 있다. 따라서, 파워 스펙트럼에 있어서,ωp와 Ap를 제어함으로써 감쇠를 조정할 수 있다.

이와 같이, 다른 시간 간격의 모노사이클을 거듭하는 것으로, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성할 수 있다.

다음에, 다른 시간 간격의 모노사이클을 이용한 간섭의 저감에 대하여 설명한다. τm=τm0의 모노사이클에 있어서 Wτm0(t), Wτm0(ω)으로 한다. 파워스펙트럼의 피크의 주파수를 ωpo로 하고, 크기를 Apo로 한다.

또한, 공존하는 시스템의 중심 주파수를 ω1로 했을 때, 이 ω1에서 감쇠하는 스펙트럼을 가진 펄스를 형성한다.

처음에, 파워 스펙트럼의 피크가 주파수 ω1로 크기가 Wτm0(ω1)의 모노사이클 ωτm1(t)를 형성한다. 여기서, τm1=√ (8π)/ω1이다.

여기서 새로운 파형 Wd1(t)를 형성한다.

파워 스펙트럼 ｜Wd1(ω)｜²는 ω1에서 감쇠한다.

또한, 공존하는 것 외에 시스템의 중심 주파수를 ω2로 했을 때, 이 ω2에서 감쇠하는 스펙트럼을 가진 펄스를 형성한다.

파워 스펙트럼의 피크가 주파수 ω2에서 크기가 Wτm0(ω2)의 모노사이클 Wτm2(t)를 형성한다.

한편, 이하의 조건을 만족하는 것으로 한다.

ω2<ω1

W2(ω1)≒0

도 45∼도 47은 2.4GHz과 5.0GHz의 감쇠예를 나타내고 있다. 도 47에서는, 2.4GHz와 5.0GHz의 감쇠는 거의 0이다. 이 파형을 이용하면 2.4GHz와 5.0GHz에 중심 주파수를 가지는 시스템의 간섭을 억제할 수 있다. 상기 조건이 만족되고 있으면, 보다 양호한 감쇠를 얻을 수 있다.

다음에, 펄스폭 및 파형을 달리하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 제 3의 형태에 대하여 설명한다.

이 제 3의 형태에서는, 펄스폭 및 파형을 달리하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 것으로, 원하는 주파수 특성을 구비한 펄스 신호를 생성한다.

여기서, 파형 Wωo(t)t과 주파수 특성 Wωo(ωo)를 이용한다.

ατm는 펄스 간격을 정하는 펄스이다. 식 (46)으로부터, 파워 스펙트럼의 피크 주파수는 ω0이며, 이 식을 이용함으로써 ω0으로 감쇠시킬 수 있다.

이 식으로 표시되는 펄스에 있어서, ατm 및/또는 ω0을 파라미터로서 파형을 변형시킬 수 있고, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성할 수 있다. 이 파형 생성은, 단일 펄스로 할수도 복수의 펄스의 조합으로 할 수도 있어, 파라미터의 조정, 및 펄스폭 및 파형을 달리하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 것으로, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성할 수 있다.

여기서, 중심 주파수가 ω1과 ω2가 공존하는 무선 시스템을 가정했을 때, ω1과 ω2에서 감쇠가 생기는 파형 및 주파수 특성은 이하와 같다.

도 48∼도 52는 2.4GHz와 5.0GHz의 감쇠예를 나타내고 있다. 도 52에서는, 2.4GHz와 5.0GHz의 감쇠는 거의 0이다. 이 파형을 이용하면 2.4GHz와 5.0GHz에 중심 주파수를 가진 시스템의 간섭을 억제할 수 있다. 상기 조건이 만족되고 있으면, 보다 양호한 감쇠를 얻을 수 있다.

다음에, 스펙트럼 마스크를 만족하는 파형의 형성에 대하여 설명한다.

예를 들면, 미 FCC에서는 전송 파워에 대하여 UWB에 대한 규정의 가이드 라인이 나타나고, UWB의 방사 제한에 대하여 스펙트럼 마스크가 나타나고 있다.

따라서, UWB에 의한 통신에서는 이 스펙트럼 마스크를 만족하는 파형을 형성할 필요가 있다.

상기한 파형 형성 방법은, 이 스펙트럼 마스크를 만족하는 파형의 형성에 적용할 수 있다.

이 스펙트럼 마스크에서는, 0.96GHz∼3.1GHz에 어려운 제한이 있다. 여기서, 상기 방법에 있어서, α=10.0, τm=0.2877로 하면, Wω0(ω0)의 밴드폭은 거의 1GHz가 된다.

여기서, 0.96GHz∼3.1GHz의 사이에서 0.5GHz 간격으로 감쇠를 형성함으로써, 0.96GHz∼3.1GHz의 파워를 억제할 수 있다. 이 방법은, 이하의 식 (49)로 표시된다.

여기서, d는 펄스 간격이며, ω1은 파워 제한의 개시주파수이며, k는 모노사이클을 형성하는 펄스수이다.

τm, d, ω1 등을 파라미터로 함으로써, 펄스 파형의 주파수 특성이 규정되는 스펙트럼 마스크에 맞출 수 있다.

도 53∼도 56은 이 일례이다. 도 53∼54는 스펙트럼 마스크와 파워 스펙트럼, 및 펄스 파형이며, 도 55, 56은 다른 파라미터에 의한 스펙트럼 마스크와 파워 스펙트럼의 예이다.

다음에, UWB 신호와 기존의 SS신호가 공존하는 경우에 대하여 설명한다.

제일 먼저, UWB 신호가 기존의 SS신호에 주는 영향에 대하여 설명한다.

모노사이클의 경우에 대하여 설명한다. UWB 신호 1 펄스가, SS수신기에 주는 간섭량 σI²는 이하의 식 (50)으로 표시된다.

여기서, T는 SS신호의 1비트의 시간길이, A는 수신펄스의 진폭, c(t)는 SS의 확산계열, cosω_ct는 반송파를 표시하고, N는 SS1비트당의 팁수, Tc는 SS팁의 시간길이, Tm는 UWB1 펄스의 시간폭을 나타낸다. UWB 신호가 가해졌을 때의 SS의 BER 특성은, SS신호의 SNR의 잡음 전력에, 1비트 당의 펄스의 갯수분만큼 상기 식의 간섭량을 더하여 계산할 수 있다. 여기서, SS신호의 SNR는 식 (51)로 표시된다.

Tf는 UWB의 폭이며, SS의 BER은 식 (52)로 표시된다.

또한, DIR, PUWB, Pss는 식 (53), (54), (55)로 표시된다.

이하의 표 4는 시뮬레이션 조건을 나타낸다.

성능 파라메터

데이터 레이트: UWB	3.2 Mbps
데어터 레이트: SS	384 kbps
3dB 대역폭: UWB	3.2 GHz
3dB 대역폭: SS	3.4 MHz
SS 칩 레이트(1/Tc)	2.64 Mcps
SS 캐리어 주파수(ωC)	2 GHz
UWB 펄스 시간 간격	0.7 ns
심볼당 임펄스 수(NS)	31
프레임 시간(Tf)	10 ns
DIR	-29 dB

도 57, 58은 UWB 신호가 기존의 SS신호에 주는 영향의 시뮬레이션 결과이다.

마찬가지로, 듀얼 사이클의 경우에 대하여, UWB신호가 기존의 SS신호에 주는 영향을 시뮬레이션 할 수 있다.

이하의 표 5는 시뮬레이션 조건을 나타낸다.

성능 파라메터

데이터 레이트: UWB	3.2 Mbps
데어터 레이트: SS	384 kbps
3dB 대역폭: UWB	3.2 GHz
3dB 대역폭: SS	3.4-102 MHz
SS 칩 레이트(1/Tc)	2.64-158.4 Mcps
SS 캐리어 주파수(ωC)	2.5 GHz
UWB 펄스 시간 간격	0.7 ns
심볼당 임펄스 수(NS)	31
프레임 시간(Tf)	10 ns
DIR	-29 dB

도 59는 UWB 신호가 기존의 SS신호에 주는 영향의 시뮬레이션 결과이다.

또한, 마찬가지로 펄스폭을 달리하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 경우에 대해서, UWB 신호가 기존의 SS신호에 주는 영향을 시뮬레이션 할 수 있다.

도 60은 표 5의 시뮬레이션 조건을 이용한, UWB 신호가 기존의 SS신호에 주는 영향의 시뮬레이션 결과이다.

또한, 마찬가지로 펄스폭과 파형을 달리하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 경우에 대하여, UWB 신호가 기존의 SS신호에 주는 영향을 시뮬레이션할 수 있 다.

도 61은 표 5의 시뮬레이션 조건을 이용한, UWB 신호가 기존의 SS신호에 주는 영향의 시뮬레이션 결과이다.

다음에, UWB 신호가 기존의 SS신호로부터 받는 영향에 대하여 설명한다.

모노사이클의 경우에 대하여 설명한다. UWB 신호1 펄스가, SS수신기로부터 받는 간섭량 σI²는 이하의 식 (56)로 표시된다.

여기서, T는 SS신호의 1비트의 시간길이, A는 수신 펄스의 진폭, c(t)는 SS의 확산 계열, cosω_ct는 반송파를 표시하고, N은 SS 1비트당의 팁수, Tc는 SS팁의 시간길이, Tm+δ는 UWB의 상관기의 시간폭을 나타낸다. SS신호에 의한 간섭이 더해졌을 때의 UWB의 BER 특성은, UWB 신호의 SNR의 잡음 전력에, 수신 펄스의 갯수분만큼 상기 식의 간섭량을 더하여 계산할 수 있다.

여기서, UWB신호의 SNR는 식 (57)로 표시된다.

BER은 식 (58)로 표시된다.

또한, DIR, PUWB, Pss는 식 (59), (60), (61)로 표시된다.

이하의 표 6은 시뮬레이션 조건을 나타낸다.

성능 파라메터

데이터 레이트: UWB	3.2 Mbps
데어터 레이트: SS	384 kbps
3dB 대역폭: UWB	3.2 GHz
3dB 대역폭: SS	3.4 MHz
SS 칩 레이트(1/Tc)	2.64 Mcps
SS 캐리어 주파수(ωC)	2 GHz
UWB 펄스 시간 간격	0.7 ns
심볼당 임펄스 수(NS)	31
프레임 시간(Tf)	10 ns
DIR	-16.66 dB

도 62, 63은 UWB 신호가 기존의 SS신호로부터 받는 영향의 시뮬레이션 결과이다.

마찬가지로, 듀얼 사이클의 경우에 대해서, UWB 신호가 기존의 SS신호로부터 받는 영향을 시뮬레이션할 수 있다.

이하의 표 7은 시뮬레이션 조건을 나타낸다..

성능 파라메터

데이터 레이트: UWB	3.2 Mbps
데어터 레이트: SS	384 kbps
3dB 대역폭: UWB	3.2 GHz
3dB 대역폭: SS	3.4-102 MHz
SS 칩 레이트(1/Tc)	2.64-158.4 Mcps
SS 캐리어 주파수(ωC)	2.5 GHz
UWB 펄스 시간 간격	0.7 ns
심볼당 임펄스 수(NS)	31
프레임 시간(Tf)	10 ns
DIR	-16.66 dB

도 64는 UWB 신호가 기존의 SS신호로부터 받는 영향의 시뮬레이션 결과이다.

또한, 마찬가지로 펄스폭을 달리하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 경우에 대해서, UWB 신호가 기존의 SS신호에 주는 영향을 시뮬레이션할 수 있다.

도 65는 표 7의 시뮬레이션 조건을 이용한, UWB 신호가 기존의 SS신호에 주는 영향의 시뮬레이션 결과이다.

또한, 마찬가지로 펄스폭과 파형을 달리하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 경우에 대하여, UWB 신호가 기존의 SS신호로부터 받는 영향을 시뮬레이션할 수 있다.

도 66은 표 7의 시뮬레이션 조건을 이용한, UWB 신호가 기존의 SS신호로부터 받는 영향의 시뮬레이션 결과이다.

다음에, 수정 엘 미트 다항식을 이용하여 복수의 차수가 다른 펄스를 생성하는 제 4의 형태에 대하여 설명한다.

UWB-IR방식에서의 변조방식의 하나인 2치 PPM 방식으로는, 복수의 펄스를 모두 시간 시프트하여 1비트를 표현하는 방법을 생각할 수 있다. 그러나, 보다 전송 속도를 높이거나, 또는 오류율을 향상시킬 목적으로, 같은 복수의 펄스열로 복수 비트를 표현하는 다치화 전송방식의 연구가 UWB의 분야에 있어서도 진행되고 있다. 예를 들면, M-ary UWB 방식과 같은 다치전송방식이, 문헌 16에 제안되어 있다. 이 방식으로는 직교 계열에 맞추어 하나 하나의 펄스를 시간 시프트함으로써 각 펄스가 다른 정보를 송신하여, 1심볼로 복수 비트의 정보를 전송하고 있다. 이 방법에 의해 M-ary UWB 방식으로는, 종래 방식과 전송 속도를 맞춘 조건에 있어서 멀티유저시의 다른 유저의 펄스와의 충돌 확률이 종래 방식보다 낮아지기 때문에, 종래 방식보다 비트 오류율(BER)을 낮게 할 수 있다.

한편, UWB 통신에 이용하는 소파형의 형성에 관한 연구도, 다른 시스템과의 간섭을 피하는, 유저 사이의 간섭을 제거하는 등의 목적으로 활발하게 이루어지고 있다. 지금까지 생각할 수 있던 UWB 통신용의 파형중의 하나에, 수정 엘 미트 다항식에 기초한 직교 파형이라는 것이 있다. 예를 들면, 문헌 13.

이것은 엘 미트 다항식을 바탕으로, 차수가 다른 것끼리 서로 직교하도록 만들어진 파형이며, 이 파형을 UWB 통신에 이용한 방식으로서 직교 펄스 변조(orthogonal Pulse Modulation, OPM) 방식이 있다. 예를 들면, 문헌 16.

이 방식에서는, MHP의 직교성을 이용하기 때문에 각 유저에게 차수가 다른 파형을 할당하는 것으로, 유저 사이에서 동기가 취해지고 있는 상태라면, 각 유저의 펄스를 완전히 동시에 송신하는 것으로 수신시에 다른 유저의 펄스의 영향을 완 전하게 제거할 수 있는 것을 고려하고 있다. 그러나 실제로 일어나는 안테나의 입출력의 영향에 의한 파형의 시간 미분을 고려하면, MHP 파형의 직교성은 완전하지는 않게 되고, 이대로의 방식으로 다른 유저의 간섭을, 완전히 없애는 것은 곤란하다.

따라서, UWB 무선통신의 멀티유저 환경에서의 간섭 제거 방식으로서 수신시의 파형을 고려한 다음, 통신 환경에 따라 MHP 파형을 이용한 몇가지의 방식을 나타낸다. 이들 시스템의 목적은 비동기 다원 접속 환경에서의 비트 오류율을 종래보다 저감시키는 것이며, 그 목적을 달성하기 위해서, 유저수에 따라 MHP 파형의 할당하는 방법을 바꾸는 것으로 멀티유저 환경에서의 타국간 간섭을 저감하는 것과, M-ary UWB 방식과 마찬가지로 다치화를 행함으로써 같은 전송 속도에 있어서의 BER을 저감시키는 것의 2개를 나타낸다. 이 2가지 방식으로, 비동기 다원 접속시에 " 다치화 UWB 전송 방식"이, BER 특성이 좋아지는 것을 나타내고, 새로이 본 발명의 방식으로 한다.

앞서 나타낸 OPM 방식에서는 MHP 파형을 유저의 식별에만 이용하고 있었지만, 본 발명의 방식에서는 먼저 MHP 펄스를 데이터 식별에도 이용하고, 복수의 차수의 MHP 파형을 준비함으로써 1종의 MHP 파형이 복수 비트를 나타내는 시스템을 구성한다. 또한 유저의 식별은 종래 방식의 TH계열을 이용한 시간 시프트에 의해서 실시한다.

여기서는, UWB의 다치전송방식에 대해서, 예를 들어 간단히 설명하고, 그 후 UWB용의 파형으로서 연구되고 있는 엘 미트 함수에 기초한 펄스 계열에 대하여 설 명한다.

다치화전송에 대하여 설명한다. 무선통신의 분야에서는, 예를 들면 Phase Shift Keying(PSK) 변조에 있어서는 2치(BPSK)로 시작하고, 4치(QPSK), 8치(8PSK), 더욱 더 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식으로는 16치, 64치, 256치 등과 같은, 동시에 복수 비트의 정보를 전송하는 다치변조방식이 종래에 이용되고 있었다.

UWB에 있어서도, PPM 방식에 의한 0 또는 1의 2치 전송뿐만 아니라, 1심볼로 보다 많은 정보를 보내어, 전송 속도를 향상시키는 연구가 이루어지고 있다. 여기서는 그 다치화 UWB 방식의 일례로서 M-ary UWB 방식 등에 대하여 설명한다.

M-ary UWB 방식 SS통신에 있어서, M-ary/SSMA라고 하는 기술이 알려져 있다. 예를 들면, 문헌 18이 있다.

이것은 각 유저에게 M(=2k)개의 다른 PN(의사 잡음) 계열을 할당하고, 유저는 그 중에서 송신하고 싶은 k비트의 데이터에 대응한 PN계열을 확산 계열로서 이용하여 신호를 송신하고, 수신측에서는 M개의 PN계열에 대응한 상관기를 준비하고, 최대상관출력에 대응하는 데이터를 복조하는 방식이다. 이 방식으로는 Nu유저가 존재하는 환경에서는, Nu×M개의 PN계열이 필요하지만, 1심볼로 k비트 송신할 수 있기 때문에, 전송 속도가 향상한다.

이 생각을 UWB 통신에 적용한 방식이 M-ary UWB 방식이다. 이 방식에서는, 각 유저는 M(=2k)개의 다른 직교 계열의 부호어에 맞추어 하나하나의 펄스를 변조하여 그 펄스열을 TH시켜 송신한다. 1심볼의 복수의 펄스 모두에 같은 정보를 실어 송신하는 종래 방식에 대해서 M-ary UWB 방식에서는, 복수의 펄스에 다른 정보를 싣는 방식이다. 그 결과, M-ary UWB방식은 UWB가 가진 비화성, 은닉성을 가진 채로 M-ary가 가진 주파수 이용 효율의 양호함도 가진 방식이 된다. 또한, 동기는 시간 호핑(TH) 계열로 취하므로 M-ary의 동기를 취하기 어려움도 해소되어, 다원 접속을 위한 계열에는 TH계열·정보를 표시하는 계열에는 Walsh계열(직교 계열)과 다른 계열을 사용하기 때문에, 1유저가 대량의 계열을 점유하는 일도 없다. 이와 같이, M-ary가 가진 결점을 해소하고 있다.

계속해서, M-ary UWB 방식의 송수신 시스템에 대하여 설명한다.

M-ary UWB방식의 송신기의 블록도를 도 67에 나타낸다. M-ary UWB 방식에서는 입력 k비트의 M=2k 상태에 대응하여 M=2k개의 Walsh 계열중에서 1개를 선택한다. 선택된 계열이 M개 중의 i번째의 계열로 하고 그 계열의 j번째의 값(1이나 0)을 c_walsh(i, j)로 한다. 더욱 더 다음의 1비트의 입력치를 d_M+1로 하면, 1심볼로 송신되는 제1번째의 유저의 송신 파형 S_tr ⁽¹⁾(t)는 다음의 식 (62)로 표시된다.

따라서 수신 신호 r(t)는 이하의 식 (63)로 표시된다.

수신기의 블록도를 도 68에 나타낸다. 수신측에서는, 식 (64)

로 정의하고, 또한 송신측에서 이용한 Walsh계열의 0을 -1로 바꾼 계열 c_walsh(i, j)을 이용하여 이하의 식 (65)

중에서 절대치가 최대인 것을 판별하고, 더욱 더 그것이 +인지 -인지도 판별한다. 이러한 방식으로 계열길이 M=2k의 월시계열을 M개 준비하고, 그 계열에 맞추어 펄스를 변조한 것과 그 계열의 0, 1을 바꿔 넣은 계열에 맞추어 펄스를 변조한 것, 합계 2×M개중에서 1개를 선택하여 송신하는 것으로, 1심볼로 (K+1) 비트 전송을 행할 수 있다.

M-ary UWB의 Eb/N0과 비트 오류율에 대하여 설명한다. M-ary UWB의 SNR는, 종래 방식(2치 PPM)의 UWB와 마찬가지로 식 (66)

로 표시된다.

그러나, 종래 방식으로는 출력결과로서 +인지 -인지를 판정하면 되지만, M-ary UWB 방식에서는 동시에 복수 비트 송신하고, 수신측에서 모든 계열과 상관을 취하여, 어느 계열과의 상관값이 최대인지를 판별할 필요가 있다. 그 때문에 같은 S/N으로 비교하더라도 M-ary UWB 방식쪽이 BER이 당연히 나빠지므로 공평한 조건으로 비교하기 위해서 Eb/No에서 BER을 비교할 필요가 있어, 1심볼로 동시에 송신하는 비트수를 k+1비트로 하면, 식 (67)

으로 정의된다.

또한 M-ary UWB 방식에서의 수신시에 M=2m개의 계열중에서 계열을 잘못하여 선택하는 확률 Pe는, 식 (68)

로 표시된다. 예를 들면, 상기한 문헌 18에 나타난다.

이 Pe와 Eb/No, 더욱 더 식 (15)을 이용하여, M-ary UWB방식의 BER은 이하식 (69)과 같이 표시된다.

다음에, 수정 엘 미트 다항식에 기초한 직교하는 펄스 파형에 대하여 설명한다.

엘 미트 다항식을 차수가 다른 것끼리 직교하도록 수정한 함수를 이용하여 uwB 통신용의 펄스를 형성하는 문헌으로서 예를 들면, 문헌 13∼15가 있다.

여기서는 Modified Hermite Polynmials(MHP) 펄스 파형의 생성법과 그 특징에 대하여 설명한다.

수정 엘 미트 다항식의 생성에 대하여 나타낸다. 종래 알려져 있는 엘 미트 다항식은, 이하의 식 (70)로 표시된다.

예로서 n=1로부터 n=8까지를 식 (71)에 나타낸다.

이 식의 형태에서는, 차수가 다른 엘 미트 함수끼리가 모두 직교하는 것은 아니기 때문에, 이 엘 미트 함수에 직교성을 갖게 하도록 수정한 식이 이하의 식 (72)이 된다.

이 수정 엘 미트 다항식(Modifid Hermite Polynomials)에는 이하의 식 (73)과 같은 관계가 있다.

이 수정 엘 미트 함수를 이용하여, 생성한 복수의 차수가 다른 MHP 펄스를 시간축상에서 보면 도 69, 70과 같은 펄스 파형이 된다. 또한, 도 69, 70의 주파수 특성은, 도 71, 72와 같이 된다.

이와 같이, 수정 엘 미트 다항식을 이용하여 복수의 차수가 다른 펄스를 생성할 수 있다.

MHP 펄스 파형의 특징 MHP 펄스 파형에는 이하에 예로 드는 특징이 있다.

차수가 다른 펄스 파형끼리는, 시간적으로 파형의 중심이 정확히 겹치고 있을 때 직교이다. 차수가 달라도, 펄스 파형의 시간폭은 거의 변화하지 않는다. 차수가 높아짐에 따라, 펄스 파형의 중심 주파수는 고주파수가 된다. 차수가 높아짐에 따라, 펄스 파형의 자기 상관 함수는 피크가 급격해진다. 2개의 MHP 펄스 파형은, 차수가 떨어져 있을수록 상호상관함수가 자기 상관 함수의 피크에 비교하여 전체적으로 값이 작아진다.

이들 특징으로부터 MHP 파형을 UWB 통신에 이용하는 경우에, 차수가 높은 파형이 동기 포착 능력이나 거리측정 능력이 높다고 생각할 수 있지만, 단일 Jitter에 의한 수신시의 동기 어긋남의 영향에 대해 민감하다고도 생각할 수 있다.

MHP 펄스 파형의 수신기내의 파형과 그 성질에 대하여 설명한다. 상기한 문헌에는, MHP 파형의 특징을 살린 UWB 통신 방식이 벌써 제안되고 있다. 그러나 그들 문헌에서는, 안테나의 입출력시에 일어나는 파형의 변형은 고려되고 있지 않다.

이 송신 파형에 MHP 파형을 이용했을 경우의 수신기중의 파형과 그 주파수 특성에 대하여 나타낸다.

식 (3), (12)로부터 , 차수 n의 MHP 펄스의 수신기중의 파형은 차식 (74)으로 표시된다.

이 때(수신기중)의 시간 파형은 도 73, 74와 같은 펄스 파형에 변형하고 있다. 도 73은 수신기중의 MHP파형(0∼3차)이고, 도 74는 수신기중의 MHP 파형(4∼7차)이다. 또한, 도 71, 72의 주파수 특성은, 도 75, 76과 같이 변화한다.

이들 MHP의 수신 파형은 상술한 MHP의 특징을 거의 그대로 가지고 있지만, 가장 중요한 특징인 차수가 다른 파형간의 직교성이, 변화해 버린다. 실제로 수신시의 전력을 정규화한 MHP 파형의 시간적으로 정확히 겹칠 때의 상호상관값을 조사한 표를 이하의 표 8에 나타낸다.

결과를 정리하면, 수신 MHP 파형에는 이하에 예로 드는 특징이 있는 것을 알 수 있다.

차수가 다른 수신 MHP 파형 2파가 시간적으로 정확히 겹치고 있을 때, 그 2개의 파형의 차수가 홀수차끼리, 또는 짝수차끼리가 아니면 직교이다. 또한, 2개의 파형의 차수가 홀수차끼리, 또는 짝수차끼리라도 차수가 5이상 떨어져 있을 때는 직교이다.

차수가 다른 수신 MHP 파형끼리가 홀수차끼리, 또는 짝수차끼리일 때, 다른 한쪽의 파형의 차수를 η으로 하면 n+2, n-2차의 파형과는 큰 음의 상투를 가진다. 또한 그 상관값은 η이 작을수록 절대치가 커진다.

차수가 다른 수신 MHP 파형끼리가 홀수차끼리, 또는 짝수차끼리일 때, 다른 한쪽의 파형의 차수를 n로 하면 n+4, n-4차의 파형과는 작은 양의 상관을 가진다. 또한 그 상관값은 n이 작을수록 절대치가 커지고, n차의 파형에 대한 n+2(또는 n-2) 차의 파형과의 상관값보다 절대치가 작다.

스펙트럼 전력의 직류 성분이 없어지고, 저주파 성분도 작게 억제된다.

차수가 달라도, 수신 MHP 파형의 시간폭은 거의 변화하지 않는다.

차수가 높아짐에 따라, 수신 MHP 파형의 중심 주파수는 고주파수가 된다.

차수가 높아짐에 따라, 수신 MHP 파형의 자기상관함수는 피크가 급격해진다.

2개의 수신 MHP 파형은, 차수가 떨어져 있을수록 상호상관함수가 자기상관함수의 피크에 비교하여 전체적으로 값이 작아진다.

이상에 설명한 바와 같이, 수신 MHP 파형에서는 직교성에 관해서 변화가 일어나지만, 그 외의 성질은 거의 원래의 MHP 파형 그대로이다. 따라서 직교성을 이용하여 UWB 통신을 행하는 것을 생각하는 경우, 여기서 말한 성질을 고려하는 것이 매우 중요하다.

다음에, 수정 엘 미트 파형을 이용한 다치화에 의한 UWB-CDMA전송 방식에 대하여 설명한다. 여기서는, MHP 파형을 UWB 통신의 송신 파형으로서 이용하는 방식으로, 종래 방식보다 비동기 접속 환경에서의 비트 오류율을 저감할 수 있는 방식을, 환경(동일 채널내 유저수)에 따라 몇가지를 나타내고, 그들 시스템의 설명·비교를 한다.

MHP를 이용한 다치화 전송 방식에 대하여 설명한다. 상기한 문헌 15에서는, MHP 파형을 유저 식별을 위해 이용하여, 파형끼리의 직교성으로부터 유저 동기시의 간섭 제거를 행하는 것을 생각하고 있다. 그러나, 상기한 것처럼 실제로는 수신시에 파형(성질)이 변화해 버리는 데다가, 유저간 비동기시에는 특성이 악화된다. 따라서, MHP 파형을 송신 파형으로서 이용하는 방식으로서 수신시의 성질까지 고려한 방식을 나타낸다.

본 발명의 방식의 목적의 하나에 대하여 설명한다. MHP 파형은 다른 차수끼리가 직교하는 성질을 가지고 있다. 또한, 수신 MHP 파형은 직교 뿐만이 아니라 음의 상관, 양의 상관관계도 가진다. 따라서, 각 유저에게 다른 파형을 할당하여 동시에 통신을 행함으로써 타국간 간섭을 제거하는 방식으로는, 유저 동기시가 아니면 특성이 악화되어 버리기 때문에 비동기 다원 접속 통신에는 유효하지 않다고 생각할 수 있다.

따라서, MHP 파형의 사용법으로서 다치전송방식으로 이용했을 경우에 대하여 나타낸다. 유저는 다른 차수 M=2k개의 파형중에서 송신하고 싶은 K비트의 데이터에 대응하는 1종의 MHP 파형을 선택하여, 송신한다. 수신기에서는 M개의 다른 차수의 수신 MHP 파형에 맞춘 템플릿 파형을 가지는 상관기를 준비하고, 그 각 상관기의 출력중에서 최대 출력이 되는 것을 선택하여, 그 상관기에 대응하는 데이터를 복조한다. 이 시스템은 상기한 M-ary UWB와 매우 유사한 시스템 구성이 된다.

또한, 유저의 식별은 종래 방식에서도 사용되고 있는, 유저 고유의 TH계열에 맞춘 시간 시프트를 각 펄스에 실시함으로써 이루어진다.

이렇게 펄스열에 복수 비트를 할당함으로써, M-ary UWB 방식과 같이 전송 속도를 가지런히 했을 때 타국간 간섭이 저감되어, 비트 오류율을 내릴 수 있다.

송수신 시스템의 한 구성에 대하여 설명한다. 다치화 UWB 전송 방식의 송신 블록도를 도 77에 나타낸다. 도 77은 MHP 파형을 이용한 다치화 전송방식의 송신측의 시스템 구성도이다.

이 방식에서는, 먼저 송신 데이터에 따라 송신하는 파형의 차수를 결정하고, 그 유저가 가진 TH계열에 맞춘 타이밍으로 결정한 차수의 MHP 펄스를 송신한다. 따라서 1번째의 유저의 송신 신호 S_tr ⁽¹⁾(t⁽¹⁾)는 다음 식(75)로 표시된다.

다만, t⁽¹⁾는 송신기의 클락 시간, Tf는 펄스반복시간, Tc는 시간·호핑(TH)의 팁길이, c_j ⁽¹⁾는 k번째 유저의 j번째의 TH계열, Wtrn(t)는 송신된 차수 n(=0, 1, …M-1)의 MHP 펄스 파형이다. 또한, 이 때의 수신 신호는 다음 식 (76)으로 표시된다.

여기서 A1번째의 유저의 송신기로부터의 신호 S_recn(1)(t-τ1)가 수신기에 있어서 어느 정도 감쇠하고 있는지의 값을 나타낸다. 또한, τ1은 수신기의 클락과 1번째 유저의 송신기 클락의 비동기의 값을 나타내고, n_tot(t)는 타국간 간섭과 수신 백색 가우스 잡음을 맞춘 성분을 나타낸다. 또한, 수신시에는 안테나 입출력시의 시간 미분의 관계에 의해, 파형이 차수 n의 2계 미분 MHP 파형 W_recn(t)로 변화한다.

수신기에 있어서 동기가 완전하다고 가정하고, 설명을 진행시키는데 k=1번째의 유저에 의해서 송신된 데이터 복조에 대하여 고려하는 것으로 한다. 수신기 블록도를 도 78에 나타낸다.

수신기에서는, 송신측에서 이용한 0으로부터 M-1차까지의 MHP 파형의 2층 미분 파형을 템플릿 파형으로서 모두(M개) 준비하고, 각각을 수신 유저의 TH계열에 맞춘 시간 시프트 시킨다. 그들과 수신 신호의 상관을 취하여, M개의 상관기 출력중에서 최대 상관 출력이 되는 상관기에 대응하는 데이터를 수신 데이터로서 복조한다.

다음에, MHP를 이용한 타국간 간섭 저감 방식에 대하여 설명한다. 상기 문헌 15에서 MHP 파형을 이용한 유저 동기시의 타국간 간섭 제거 방식이 제안되어 있다. 그러나, 비동기 통신시에는 이 방식으로는 타국간 간섭을 제거할 수 없는 것을 상기하고 있다. 여기서는, 비동기 통신에서의 타국간 간섭의 제거를 위해, MHP 파형의 직교성은 아니고 차수의 차이에 의한 상호 상관의 절대치의 낮음에 주목하여, 새로운 타국간 간섭 제거 방식을 나타낸다.

이 방식의 다른 목적에 대하여 설명한다. MHP파형(수신 MHP 파형)의 성질을 살리는 다치화 전송방식과는 다른 방법으로서, 역시 유저에게 다른 파형을 할당하는 방법도 생각할 수 있다. 그러나, 비동기 다원 접속시의 BER을 저감하는 것이 목적이므로, 단지 직교하는 파형을 각각 할당한다고 하는 것뿐만 아니라, TH계열에 의한 시간 시프트도 병용하는 방식을 나타낸다.

또한, 이 방식으로는, 유저 비동기시의 BER 특성을 좋게 하기 위해, 각 유저 에게는 모든 펄스 시간의 어긋남 충돌에 대해서 상관이 비교적 낮은 파형을 할당하는 것으로, 펄스 충돌시의 간섭을 종래 방식보다 줄이는 것을 목적으로 하고 있다. 또한 데이터 변조는, 유저에게 복수의 펄스를 할당하고, PSM(펄스 파형 변조)에 의해 행한다.

이 방식의 상기 목적에 대응한 송수신 시스템에 대하여 설명한다.

이 방식으로는, 각 유저에게 각각 모든 시간 차이에 대해서 상호 상관이 작은 파형을 각각 할당하는 것으로, 펄스 충돌시의 타국간 간섭을 저감한다. 수신 MHP 파형에서는, 차수가 떨어져 있을수록 상호상관이 작아지는 성질이 있으므로, 유저에게 각각 차수가 떨어진 MHP 파형을 할당함으로써, 상기한 비동기 다원 접속 환경에서의 타국간 간섭 저감을 실현한다.

이 시스템에서의 송수신 시스템은 상기한 송수신 시스템(도 77, 78)과 거의 동일하다. 다른 점은, 각 유저가 다른 파형을 이용하기 때문에, 송신시에 선택하는 파형의 차수가 유저에 따라서 다르다고 하는 점이다.

또 각 유저에게는 복수의 파형을 할당하고, 그들 파형에 데이터를 대응시켜 PSM에 의해 통신을 실시하는 것을 고려할 수 있지만, 1명의 유저에게 할당하는 파형끼리는 시간의 어긋남이 0일 때의 성질만을 고려하면 되고, 모든 시간 어긋남에 대해서 상호상관이 작은 파형을 할당할 필요는 없다. 이것은 수신시에 어느 유저의 신호의 동기가 취해지고 있다고 하면 그 유저가 가진 템플릿 파형이란, 시간의 어긋남 없이 상관을 취할 수 있다고 생각할 수 있기 때문이다. 따라서, 1명의 유저에게 할당하는 파형을 결정할 때의 기준(룰)을 이하와 같이 결정한다.

(1) 1 유저에게 최저로도 2개의 MHP 파형을 할당한다. 그 2개의 파형은 다른 한쪽의 차수를 η로 했을 때, 또 하나의 파형의 차수는 η+2로 표시되는 파형의 조이다.

(2) 다른 유저는 반드시 다른 MHP파형(의 조)가 할당된다. 복수의 유저가 같은 차수의 MHP 파형을 사용할 경우는 없다.

(3) 다른 유저는 가능한 한 차수가 떨어진 파형(의 조)를 사용한다. 유저수가 많아졌을 경우는, 같은 파형조차 사용하지 않는다면, 다소 차수가 가까워도 된다.

이 시스템에서의 간섭 저감의 이미지를 도 79에 나타낸다.

다음에, 계산기 시뮬레이션에 의한 성능 평가에 대하여 설명한다. 본 발명의 방식의 평가를 계산기 시뮬레이션에 의해 행한다. 수신기에서는, 희망 유저의 신호와 동기가 취해지고 있다고 가정하여 시뮬레이션을 행하여, 결과를 다음에 나타낸다.

환경마다의 제안 방식의 비교에 대하여 설명한다. 먼저, 사용할 수 있는 MHP파형의 차수를 고정(0차∼15차)하고, 유저수를 바꾼 비동기 다원 접속 환경에 있어서 비트 레이트·비트당의 송신 전력을 일정하게 했을 때의 최적인(가장 BER이 낮은) 방식을 조사하기 위해서, 계산기 시뮬레이션에 의한 비교를 실시한다.

여기서 비교하는 본 발명의 시스템을 유저수마다 설명한다. 다만 상기한 다치화 UWB 전송 방식(a방식으로 한다)에서는 유저수에 의해 1명의 유저가 사용하는 파형의 차수, 다치수 등은 변하지 않는다. 이하에 타국간 간섭저감방식 (b방식으 로 한다)을 적용하는 경우의 구체적인 설명을 나타낸다.

제일 먼저, 2 유저의 경우에 대하여 설명한다. 유저 1에게는 차수 0, 2차의 파형을, 유저 2에게는 차수 13, 15차의 파형을 할당한다. 각 유저는 할당된 2개의 파형에 각각 0, 1의 데이터를 대응시켜, 전송한다. 수신측에서는 유저 1용으로는 0, 2차의 수신 MHP 파형을 템플릿 파형으로서 준비하고, 상관 출력을 비교하여 수신 파형의 차수를 결정하여 데이터를 복조한다. 유저 2에 대해에서도 마찬가지이다.

다음에, 4 유저의 경우에 대하여 설명한다. 유저 1에게는 차수 0과 2, 유저 2에게는 차수 4와 6, 유저 3에게는 차수 9와 11, 유저 4에게는 차수 13과 15의 MHP 파형을 각각 할당한다. 다음은, 상기와 같이 할당된 파형에 각각 0, 1의 데이터를 대응시켜 전송하고, 수신기에서는 수신 파형에 맞춘 템플릿 파형과의 상관에 의해 송신 데이터를 판별한다.

다음에, 8 유저의 경우에 대하여 설명한다. 유저 1에게 차수 0, 2, 유저 2에거 차수 1, 3, 유저 3에게 차수 4, 6, 유저 4에게 차수 5, 7, 유저 5에게 차수 8, 10, 유저 6에게 차수 9, 11, 유저 7에게 차수 12, 14, 유저 8에게 차수 13, 15의 MHP 파형을 각각 할당한다. 변복조 방식은 상기와 같이 실시한다.

시뮬레이션의 조건의 서원을 이하의 표 9에 나타낸다.

유저수	2, 4, 8 人
펄스폭	1.0 ns
사용 MHP 차수	0~15 次
프레임 길이	10 ns
비트 레이트	100 Mbps
전송비율	k=1~4bit/symbol
펄스반복횟수(NS)	k
샘플링간격	0.01ns
시행횟수	50000bit
전반로	AWGN
Eb/No	0~20 dB

제안 방식 비교 시뮬레이션 제원

도 80에 나타내는, 비교 시뮬레이션 결과와 같이, 2, 4, 8 유저시 모든 경우에 있어서 다치화 전송 방식(a)이, 타국간 간섭 저감 방식 (b)보다 BER이 낮아진다. 이것은 다치화 전송을 행함으로써, 전송 속도를 바꾸지 않고 펄스의 반복 회수나 시간 프레임길이를 길게 하는 것이 가능한 때문에, 펄스의 충돌 확률을 낮게 할 수 있는 다치화 전송 방식이, 히트했을 때의 간섭을 낮게 억제하는 타국간 간섭 저감 방식보다 효과가 크기 때문이라고 생각할 수 있다.

이상의 결과로부터, 비동기 다원 접속에 대해 MHP 파형을 이용한 UWB통신 방식, 다치화 UWB-CDMA 방식으로서 (a)의 다치화 전송 방식이 보다 유효하다. 다음에, 종래 방식과 본 발명의 방식의 비교시뮬레이션의 결과를 나타낸다.

여기서는, 본 발명의 방식인 MHP 파형을 이용한 다치화 UWB -CDMA 전송 방식과 종래 방식과의 Eb/No 대 BER 특성을 비교한다. 종래 방식으로서는, 2치 PPM 방식과 M-ary/UWB 방식을 이용한다. 모든 방식에 있어서, 유저수·비트 레이트·펄스폭을 가지런히 하여, 본 발명의 방식과 M-ary/UWB 방식은 다치수를 가지런히 한 조건으로 비교를 한다.

시뮬레이션의 조건의 제원을 이하의 표 10(1), 11(2)에 나타낸다.

유저수	1, 10 人
사용 펄스폭	1.0 ns
사용 다치화 계열(M-ary/UWB)	월시계열
사용 차수(제안방식)	0~15 次
비트 레이트	33.3 Mbps
샘플링 간격	0.01ns
시행횟수	50000bit
전반로	AWGN
Eb/No	0~20 dB

종래 방식과의 비교 시뮬레이션 제원(1)

	제안방식	M-ary/UWB	2치PPM(BPPM)
전송비율k(bit/symbol)	4	4	1
펄스반복횟수 NS	4(=k)	8(=2k-1)	1(=k)
시간프레임길이Tf(ns)	30	15	30

종래 방식과의 비교 시뮬레이션 제원(2)

도 81에 나타내는 종래 방식과 M-ary/UWB 방식과의 비교 시뮬레이션 결과로 나타낸 바와 같이, 제안 방식은 2치 PPM 방식·M-ary/UWB 방식과 비교하여 1유저시, 10 유저시 모두 양호한 BER 특성을 나타내고 있다.

1유저시에는 M-ary/UWB 방식과 마찬가지로, 1심볼로 1비트 보내는 BPPM보다 다치수가 많을수록 BER 특성이 좋아진다. 이것은 수신시에 송신 데이터 이외에 대응하는 상관기 출력이 0 혹은 음의 상관이기 때문에, 다치수를 증가시킬수록 높은 Eb/No시의 1비트 오류확률은 낮아지는 것이다. 또한, 본 발명의 방식과 M-ary/UWB로 약 1dB의 차이를 볼 수 있지만, 이것은 반복하고 있는 각 펄스를 PPM변조하고 있는 M-ary/UWB 방식으로, 송신 데이터에 대응하는 상관기 1개분의 상관 출력의 SNR가 수신시(상관기 입력전)의 SNR보다 1dB 낮아지기 때문이다. 본 발명의 방식 에서는, 송신 데이터에 대응하는 상관기 1개분의 상관 출력의 SNR가 수신시(상관기 입력전)의 SNR와 동일하므로, M-ary/UWB 방식보다 1dB만 특성이 좋은 것이다.

또한, 10유저시의 특성의 차이는, 펄스의 반복 회수와 시간 프레임길이에 의해서 나온 것이다. 본 발명의 방식에서는, BPPM 방식과 같은 프레임길이로, 다치수의 분만큼 반복회수를 증가시키고 있다. 이에 대해, M-ary/UWB 방식에서는 다치수 k에 대하여 반복 회수가 2^k-1회 필요하기 때문에, 상술한 2개의 방식보다 시간 프레임이 좁아지고 있다. 따라서 유저수에 대해, 충분한 프레임길이가 확보되어 있으면 좋지만, 전송 속도를 빨리 하려고 하면, 이 시뮬레이션 결과와 같이 펄스의 충돌 확률이 다른 방식보다 높아져, 많은 유저일 때의 특성의 악화가 큰 것이다.

본 발명의 방식에서는, 반복 회수에 제한이 없기 때문에 유저수에 맞춘 프레임길이를 준비하는 것으로 멀티유저 환경에서의 특성의 열화를 억제할 수 있는 것이다.

다음에, 본 발명의 방식의 주기 차이에 대한 내성에 대하여 설명한다.

여기서는, 신호 수신시의 타이밍 지터의 영향에 대하여 설명한다.

제일 먼저, 수정 엘 미트 파형의 자기상관에 대하여 설명한다. 지금까지의 시뮬레이션과의 비교에 있어서, 수신기에서는 희망신호와의 동기가 취해져 있다고 가정해 왔다. 그러나, 실제로 일어날 수 있는 현상으로서 동기가 취해진 후에도 본래의 희망 타이밍부터 희망 신호가 시간적으로 다소 어긋나게 수신하는 경우가 있다. 이러한 경우 본래의 희망 타이밍으로 수신했을 경우와 비교해서 비트 오류 율의 열화를 생각할 수 있다. 본 발명의 방식에서는, 여러 종류의 MHP 파형을 이용하고 있으며, 수신 파형은 종래 이용되는 모노사이클 파형보다 복잡한 파형이 된다. 따라서, 동일한 정도의 동기 어긋남이 일어났을 경우에서도, 종래 방식과 본 발명의 방식에서는 특성의 열화 상태의 차이가 보여진다고 생각할 수 있다. 이하, 종래 방식과 본 발명의 방식에서는 특성의 열화 상태의 차이에 대하여 설명한다.

먼저, 수신 MHP 파형의 자기 상관 함수를 도 82에 나타낸다.

상기한 바와 같이, 수신 MHP 파형에서는 고차의 파형일수록 자기 상관 함수의 피크 부근이 급격해지는 성질이 있다.

따라서 계산기 시뮬레이션에 의해, 종래 방식과 제안 방식으로 동기어긋남에 대한 특성의 열화 상태에 대하여 설명한다. 이번에는, 동기 어긋남의 폭을 [-0.01ns:0.01ns], [-0.02ns:0.02ns], [-0.05ns:0.05ns], [-0.1ns:0.1ns]로 바꾸었을 때의, BER의 변화를 시뮬레이션에 의해 구한다.

시뮬레이션의 조건의 제원을 이하의 표 12에 나타낸다.

유저수	1 人
펄스폭	0.7 ns
사용 다치화 계열(M-ary/UWB)	월시계열
사용 차수(제안방식)	0~7 次
비트 레이트	62.5 Mbps
전송비율	3 bit/symbol
샘플링간격	0.01ns
어긋나는 시간	0.01, 0.02, 0.05, 0.1 ns
시행횟수	20000bit
Eb/No	0~10 dB

동기 어긋남 내성 비교 시뮬레이션 제원

도 83의 본 발명에 의한 동기 어긋남의 영향에 의한 BER의 변화 n시뮬레이션 결과, 및 도 84의 M-ary/UWB 방식에서의 동기 어긋남의 영향에 의한 BER의 변화로 나타낸 바와 같이, 모노사이클 파형만을 이용하는 M-ary/UWB 방식에서는, 0.01, 0.02ns 정도의 동기 어긋남이 일어나는 경우에도 BER에 큰 변화는 없고, 0.05, 0.1ns 정도의 동기 어긋남이 되면 크게 BER이 악화된다. 한편, MHP 파형을 이용한 본 발명의 방식에서는, 0.01ns의 동기 어긋남이 일어나는 경우에도, 동기 어긋남이 없는 경우와 비교하여 크게 BER이 악화되어 버리고, 더욱 더 동기 어긋남의 시간폭이 넓어지면, BER은 송신 전력을 올려도 거의 내려가지 않게 되어 버린다.

따라서, 수정 엘 미트 파형을 이용한 UWB-CDMA 전송 방식을 2개의 어프로치에 있어서, "MHP파형을 이용한 다치화 UWB전송 방식"이 보다 비동기 다원 접속시에 특성이 좋다. 이 본 발명의 방식에서는, 수신시의 파형의 변형도 고려에 넣어, MHP 파형을 이용했을 때에 그 특성을 이용한 다치 전송을 행하는 것으로, 기존의 다치화 방식인 M-ary/UWB 방식보다 Eb/N0에 대한 비트 오류율 특성에 대해 뛰어난 특성을 얻을 수 있다.

그러나, 이 비교에 있어서 펄스의 시간폭을 가지런히 한 조건은 사용 대역폭이 다르고, 본 발명의 방식은 종래 방식보다 넓은 대역을 사용하고 있던 것도, 좋은 특성을 얻을 수 있던 한 요인이라고 생각할 수 있다.

또한, 타이밍 지터의 영향에 의한 동기 어긋남을 고려했을 때에, 이 방식은 특성의 열화가 급격하다고 하는 문제점도 포함하고 있다.

다음에, 본 발명의 제 3 상태에 대하여 설명한다. 제 3 상태는, 시간폭이 짧은 펄스를 송신하는 UWB 통신에 있어서, 원하는 주파수 특성을 주파수 영역에서 전개하고, 전개한 주파수 영역의 성분을 형성하는 시간 펄스중에서 선택한 복수의 시간 펄스를 조합하는 것으로, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성한다.

상기한 바와 같이, 현재 여러가지 무선통신 방식이 존재하고, 각각의 시스템은 다른 시스템에의 간섭이 되지 않도록 각각이 다른 주파수대역이 할당되고 있다. 그러나 UWB의 사용 주파수대역폭은 수GHz도 되기 때문에 UWB 방식은 기존의 무선통신 시스템과 주파수대역을 공유하는 것이 전제가 된다. 따라서 종래의 좁은 휴대지역 무선통신과의 간섭을 얼마나 억제할지가 UWB의 과제로서 들 수 있다. 예를 들면, 2002년 2월 미국 연방 통신 위원회(FCC:Federal Communications Commission)는 UWB가 미치는 다른 시스템에의 간섭을 억제하기 위해서 송신 전력 제한을 공개하고 있다. 이에 따르면, UWB는 2개의 대역[0-0.96GHzJ. [3.1-10.6GHz]로 최대 출력이 -41dBm/MHz로 제한되고, 다른 대역에서는 그 1/100정도의 출력 밖에 허가되어 있지 않다. 현재 2.4GHz대 주파수를 사용하는 스펙트럼 확산 방식의 무선 LAN에서는 전파의 송신 제한은 10dBm/MHz이다.

즉 1MHz 당의 UWB출력은 2.4GHz대를 사용하는 LAN에 비해 최대로도 10-5 정도로 스펙트럼 전력 밀도가 매우 작은 것을 알 수 있다. 이것은 UWB가 반송파를 이용하지 않고, 임펄스에 의한 통신 때문에 발생하는 UWB의 하나의 특징이다. 또한, 허가되고 있는 송신전력에서도 실제로 FCC가 상용 UWB 디바이스로서 사용을 인정하고 있는 것은 현재로서는[3.1-10.6GHz]대뿐이다. 그것은 FCC가, AM/FM라디오, 텔레비전국, 구식 휴대전화네트워크에서 사용되는 960MHz 이하의 주파수를 이용하는 UWB 디바이스에 대해서 엄격한 제한을 부과하고 있기 때문이다.

UWB 방식에는 종래의 통신과는 다른 스펙트럼 마스크가 준비되어 있다. 즉, UWB 통신에서의 새로운 과제로서 이 스펙트럼 마스크내에 있어서 어떻게 신호, 즉 파형의 설계를 행할 것인지를 들 수 있다. 새로운 UWB 파형 설계를 고려한 뒤에 전제로 하는 것으로서, PPM(Pulse Position Modulation), 즉 펄스의 위치에 의해 변조하는 방식을 이용하는 것, 유저마다 TH계열에 의해 펄스를 TH(Time Hopping) 시키는 것이 있다.

또한, UWB 통신에 있어서의 파형 설계를 고려할 때, 고려해야 할 것으로는 크게 나누어 다음의 3가지를 들 수 있다. 제일 첫째는 UWB 펄스로서 초단 펄스인 것이다. 이것은, 시간적으로 늘어난 펄스는 멀티유저 환경이 되었을 경우의 타국간 간섭의 영향을 증대시키는 파라미터가 되기 때문이다. 둘째는 스펙트럼 마스크내에서 최대한 전력을 벌도록 하는 펄스이다. 이것은, 1비트를 송신하기 위한 펄스의 수를 줄일 수 있어 결과적으로 UWB 통신로용량의 향상을 도모할 수 있는 요인이 된다. 셋째는 펄스의 미분 특성을 생각하는 것이다. FCC의 제한에 의하면 UWB의 출력 제한은 송신시의 전력의 규제가 아니고, 통신로에서의 이득, 손실, 송신 안테나의 이득 등 UWB 신호의 수신시의 전력 규제이다. 통상 펄스는 안테나로부터의 송신시, 수신시에 미분되는 관계에 있다. 반송파를 이용하는 통신의 경우는 2회 미분된 수신 파형도 송신 파형과 위상의 차이만으로 파형 그 자체가 바뀌는 경우가 없지만, UWB의 경우는 파형, 주파수 특성이 크게 바뀐다. 그 때문에 2회 미분의 특성을 고려하여 송신 파형을 결정할 필요가 있다.

현재 검토되고 있는 임펄스를 이용한 UWB 방식의 경우, 출력제한하에서 주파수 이용효율이 좋은 펄스라고는 말하기 어렵다. 따라서, 여기서는 송신전력제한하에서 상기 3가지를 고려한 펄스를 나타낸다.

이하, 상기와 반복되지만, UWB의 원리, 특징, 또 FCC에 의한 출력 제한에 대하여 설명한다. 이것은, 여기서는, 제 3 상태가, 원하는 주파수 특성을 주파수 영역에서 전개하여, 전개한 주파수 영역의 성분을 형성하는 시간 펄스중에서 선택한 복수의 시간 펄스를 조합함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성하기 위해서, 푸리에 전개를 이용한 신호를 표현하기 위해서이다.

그 후, 송신전력제한하에서 출력을 최대로 하는 펄스 설계의 순서, 시스템, 펄스 제네레이터에 대하여 설명하고, 송신전력제한하에서 임펄스를 이용한 UWB와 본 발명의 펄스를 이용한 UWB시스템의 해석, 성능 평가에 대하여 설명한다.

처음에, UWB의 원리에 있어서, UWB의 송신신호 및 변조 방식에 대하여 설명한다. 여기서 나타내는 UWB 시스템에 대해서는, 예를 들면, 문헌 3에 나타나 있다.

이 UWB 시스템에 있어서, k번째의 유저의 송신 신호 S_tr ^(k)(t^(k))는 다음 식 (77)과 같이 표시된다.

다만, t^(k)는 클락 시간, Tf는 펄스 반복 시간, Tc는 TH(Time Hopping)의 팁길이, c_j ^(k)는 k번째의 유저의 j번째의 TH계열, d_j ^(k)는 k번째의 유저의 j호프째의 정보계열, Wtr(t)(t)는 송신되는 가우스 파형이다. k번째의 유저의 송신기에서는 각각 다른 시간만큼 시프트된 복수의 펄스가 송신된다. 여기서 각각의 파라미터에 대하여 설명한다.

(1) 펄스 반복 시간에 있어서, 각 유저는 시간 프레임이라고 하는 일정 간격의 프레임내에 1펄스를 송신한다.

(2) TH팁길이에 있어서, 시간 프레임은 복수의 슬롯으로 분할되어, 각 유저는 시간 프레임내의 어느 슬롯에서 펄스를 송신할 것인지를 TH계열에 의해서 결정한다.

(3) TH계열에 있어서, 유저수가 증가하면, 유저끼리의 펄스가 충돌하여 타국간 간섭을 일으킨다. 여기서 TH계열이라고 하는 1, 0의 랜덤 계열을 이용하여 유저마다 다른 시프트 패턴을 구성한다. TH계열에 따라 각 유저는 시간 프레임내에서 송신하는 슬롯을 결정한다.

(4) 정보 계열은 0, 1의 계열이다. UWB에 있어서는 그 펄스 위치에 의해서 송신 데이터를 판정한다. 즉, 1을 송신하려면 Wtr(t)(t^(k)-_jT_f-c^(k)×Tc-δ)을 송신하고, 또한, 0을 송신하려면 Wtr(t)(t^(k)-_jT_f-c^(k)Tc)를 송신한다.

즉, 이 경우 UWB의 변조 방식은 송신 데이터에 의해서 펄스의 송신 시간을 늦추는 PPM(Pulse Position Modulation : 펄스위치변조)라고 할 수 있다.

(5) 가우스 파형에 대해서는, 도 85에 송신 파형이 되는 가우스 파형을 나타내고 있다. 또한, 도 86은, UWB 송신기 구성의 구성예를 나타내고 있다.

다음에, UWB 수신기에서의 처리에 대하여 설명한다. 도 85에 나타내는 송신 파형이 송신되고, 수신 안테나에 들어가기까지 파형은 2계 미분 된다. 즉, 이상적인 수신 파형을 W_rec(t)로 하면 식 (78)

이 되고, 수신 파형은 도 87, 수신 파형의 주파수 특성은 도 87과 같아진다.

UWB 수신기에 있어서는 수신된 파형으로부터 데이터의 복호를 한다. 즉, 수신된 파형을 처리하여, 정보가 0인지 1인지의 판정을 한다. UWB 수신기내 처리를 도 89의 블록도에 나타낸다. 단, 반복 회수 (1 비트를 송신하기 위해서 필요한 펄스수)를 Ns로 한다. 수신기내에서의 처리에 대하여 설명한다.

(1) UWB 송신측에서 각 유저에게 할당된 TH계열을 이용하여, 각 송신 펄스에 타이밍을 맞추어 도 90의 상관 파형 W_cor(t)를 준비한다. 다만, 이것은 동기가 완전하다고 한다. 수신 파형을 r(t)로 하면 식 (79)로 표시된다.

간섭 성분 n_itf를 타국간 간섭(유저수 Nu)과 잡음의 가산, 즉 식 (80)

(80)으로 하고, 또 A_k는 통신로에 의한 감쇠를 표시하는 정수로 한다. 이 때 유저 1의 상관 파형으로서 식(81)

을 수신측의 필터로서 준비한다.

(2) 각 펄스마다 수신 파형과 상관 파형의 상관값을 구한다.

(3) 반복회수분의 펄스의 상관값의 합계가, 0보다 크면 송신정보를 0으로, 0보다 작으면 1로 판정하여 데이터의 복호로 한다. 유저, 또한 전송 데이터 D_j1가 독립인 난수의 경우는 최적 수신기는 상관수신기로 식 (82), (83)

이 된다.

다음에, UWB 수신 신호의 주파수 특성에 대하여 설명한다.

단일의 UWB 펄스의 주파수 특성과 TH(Time Hopping) 하는 복수의 UWB 펄스의 주파수 특성에 대해서, 푸리에 변환의 시프트 정리를 이용하여 특성을 해석한다. 단일 펄스 f(t)의 푸리에 변환을 F(jw)로 하면 식 (84)가 된다.

다음에 같은 펄스가 시간 τ늦게 수신되었을 경우, f(t-τ)의 푸리에 변환은 식 (85)가 된다.

따라서, 이들 2개의 펄스 f(t), F(t-τ)을 1조로서 푸리에 변환하면, 식 (86)이 된다.

푸리에 변환은 실부와 허부의 2승합으로 표시되므로 결과적으로 출력은 식 (87)이 된다.

따라서 2개의 펄스화를 푸리에 변환하면 주기적으로 진동하는 함수로서 구할 수 있었다. 이것을 N개의 펄스로 확장한다. k번째의 펄스가 τk만큼 지연하여 수신된다고 하면, 그 푸리에 변환은 앞서와 마찬가지로 식 (88)이 된다.

그러므로 TH된 N개의 수신 펄스의 푸리에 변환은 식 (89)

가 된다.

이것은 UWB 펄스의 수신시의 주파수 특성이다. 이것보다 펄스의 주파수 특성의 포락선은 1펄스일 때와 그다지 다르지 않은 것을 알 수 있다. 다만, 펄스의 수, 지연 시간에 의해서 피크가 나오는 주파수대역 등이 존재한다. 즉, UWB 펄스 N개의 주파수 특성은 펄스 1개의 주파수 특성에 의존한다. 따라서, 여기서는 1개의 펄스의 생성 및 주파수 특성을 평가, 해석한다.

다음에, 스펙트럼 마스크에 대하여 설명한다. 한편 이하에서는 FCC에 의한 스펙트럼 마스크에 대하여 설명한다.

UWB는 원래 1950년대 미국의 군사 레이더 기술로서 연구되어, 미국에서는 미국연방통신위원회(FCC:Federal Communications Commission)로 불리는 1930년대부터 무선 및, 유선 통신을 제한하기 위해서 활동하고 있는 기관이 있다. 주파수는 유한한 자원이기 때문에, 간섭이 없도록 하는 통신을 확립하는 것이 목적이다.

또한 UWB의 경우, 주파수대역을 기존의 좁은 휴대지역 통신과 공유하기 때문에 그 출력 제한은 매우 작다. 그 FCC로부터 2002년 2월 14일에 UWB에 대해서 이하와 같은 출력 제한이 공개되었다. 실제로는 FCC가 상용 UWB 디바이스로서 사용을 인정하고 있는 것은 [3.1-10.6GHz]대이다. 또한, 이 전력 제한에서는 송신 전력이 도 91의 FCC에 의한 UWB 제한을 만족하면 된다고 하는 것은 아니다. 즉, 통 신로에서의 감쇠나 송신 안테나 이득을 고려한 형태로의 출력 제한이다. 여기에는 UWB와 기존의 좁은 휴대지역 통신에 대한 큰 차이가 있다. 그것은 대역폭의 차이이다. 이것이 어떻게 된 것인지, 식을 이용하여 설명한다. 어느 송신 펄스 f(t)의 푸리에 변환이 식 (90)

으로 하면, f(t)의 1계 미분의 푸리에 변환 F⁽¹⁾(jw)는 식 (91)

이 된다. 그러므로 2계 미분, 즉 수신 파형의 푸리에 변환 F⁽²⁾(jw)는 식 (92)이 된다.

즉, 수신 파형의 푸리에 변환은,

(송신 파형의 푸리에 변환)×(ω²)

로 표시되는 것을 알 수 있다.

여기서 좁은 휴대지역 통신의 경우, 대역폭이 좁기 때문에 2회 미분 하더라도 수신 파형의 주파수 특성의 개형은 흐트러지지 않지만 UWB의 경우는 다르다. 즉, 초광대역이기 때문에 수신 파형은 주파수에 의해서 감쇠, 증폭되는 것이다. 즉, 이 2회 미분특성을 고려하여 UWB의 펄스를 구할 필요가 있다.

다음에, FCC 등의 송신 전력 제한(스펙트럼 마스크) 하에서 최대 출력할 수 있는 펄스, 및 그 시스템에 대하여 설명한다. 여기서는, 3개의 설계 기준으로 나누어 설명한다.

제일 먼저, 제 1의 설계 기준인, 전력제한하에서 출력을 최대로 하는 펄스에 대하여 설명한다. 1개째의 설계 기준은, FCC 등의 스펙트럼 마스크의 제한하(이하, FCC의 스펙트럼 마스크에 대하여 설명한다)의 것으로 출력이 최대가 되는 UWB 펄스를 구하는 것이다.

먼저, FCC의 스펙트럼 마스크를 역푸리에 변환하여, 시간 파형으로서 어떻게 되어 있는지를 확인하기 위해서 역푸리에 변환한다. 도 91에 나타낸 스펙트럼 마스크는 구형파의 가산으로 표시된다. 따라서 이것을 역푸리에 변환하여, 시간 파형을 보는 것을 고려할 수 있다. 이 관계는 식 (93)으로 표시된다.

따라서, FCC의 송신 전력 제한은 시간축상에서는 sine함수의 집합으로 표현할 수 있다. 도 91의 FCC의 출력 제한은, 구간[0-0.96GHz]. [3.1-10.6GHz]가 다른 구간에 비해 100배∼1000배의 출력이 허가되고 있다. 또한, 문헌 19에는, GPS(Global Positioning System)에서는 FCC송신 전력 제한 이하에서도 UWB의 간섭을 무시할 수 없는 것이 밝혀지고 있다. 따라서 이 2개의 구간을 주로 고려하고, 다른 구간의 역푸리에 변환은 고려하지 않는다. 즉 식(94)

으로 한다. 전자는 구간[0-0.96GHz], 후자는 구간[3.1∼10.6GHz]의 주파수 특성을 가지는 펄스이다.

또한, sinc함수는 주파수 특성을 구형파로 하려면 무한대의 시간을 필요로 한다. UWB 펄스로서 유한의 시간에 sinc함수를 표현하면 주파수축상에서 깨끗한 구형파로는 되지 않고 사이드 로브가 생겨 버린다. 이 문제를 해결하는 수단으로서, 밴드 패스 필터에 의해서 사이드 로브를 저감한다. 즉, 어느 주파수 특성 F(jw)을 가진 시간 파형 f(t)를 f(t) 자체로 중첩적분함으로써 원하는 주파수 특성 정도를 향상시키는 것이다. 식으로 표현하면 식 (95)로 표시된다.

이 때 f(t)'의 주파수 특성 F' (jw)는 식 (96)

이 된다.

즉 시간 영역에서의 중첩적분은 주파수 영역에서의 곱이 되는 것을 이용하여 원하는 주파수 특성에 보다 가까운 형태로 한다. 이에 따라, 메인 로브에 대해서 사이드 로브가 1/100 있었을 경우에도 1/10000로 억제할 수 있다.

또한, 원하는 주파수 특성 또는 근사한 주파수 특성을 역푸리에 변환 하면, 복수의 시간 파형의 가산에 의해 표시된다. 이들 복수의 시간 파형중에서 선택한 복수의 시간 파형을 조합함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성할 수도 있다. 역푸리에 변환으로 얻어진 시간 파형중에서 선택하는 시간 파형의 조합을 조정함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스를 생성한다. 한편, 역푸리에 변환에 이용하는 본래의 주파수 특성은, 소망으로 하는 주파수 특성에 한정하지 않고, 이 소망의 주파수 특성 또는 근사한 주파수 특성이라고 해도 좋다.

다음에, 수신 파형의 주파수 특성을 고려한 송신 파형에 대하여 설명한다.

상기에서는, FCC에 의한 UWB 출력 제한을 역푸리에 변환하여, 그 시간 파형을 구하고 있다. 여기서는, 송신으로부터 수신까지의 도정을 고려에 넣는다. 즉 2개째의 설계 기준인, 펄스의 송수신시의 주파수 특성의 변화를 고려하여 펄스를 요구한다.

식 (94)에서 구한 시간 파형이 수신파형이라 가정하면, 송신 파형은 식 (94)의 2회 적분이 된다. 그러나, 적분을 고려하면 일반적으로는 펄스가 되지 않고 적분 정수도 고려에 넣을 필요가 있다. 따라서 식 (94)의 시간 파형을 송신 파형으로 하여, 보다 스펙트럼 마스크에 가까운 수신 파형을 고려한다.

상기한 바와 같이, (수신 파형의 주파수 특성) = (송신 파형의 주파수 특성)x(ω²)가 되어, 주파수마다 감쇠 혹은 증폭한다.

도 92에 나타내는 FCC의 스펙트럼 마스크에 대해서, 도 93에 FCC의 스펙트럼 마스크에 매치한 펄스로서 송신했을 경우의 수신 파형 주파수 특성을 나타낸다.

도 93은, 송신 파형이 스펙트럼 마스크에 매치하고 있어도 수신 파형은 주파수가 높은 부분에서 크게 제한을 넘어 버리는 경우를 나타내고 있다. 따라서 2개째의 설계 기준을 만족시키기 위해서, 주파수대역을 복수로 분할하여 복수의 펄스를 조합하여 FCC의 제한에 매치시킨다.

현재는, FCC가 상용 UWB 디바이스로서 사용을 인정하고 있는 것은 3.1GHz 이상의 주파수대역이다. 따라서, 여기에서는 UWB 펄스로서 사용하는 주파수대역을 [3.1-10.6GHz]로 한다. 이 구간내에서도 주파수대역이 넓기 때문에 주파수마다의 특성 변화가 현저하다. 따라서 이 구간을 대역폭이 동일한 N개의 주파수 구간에 분할하여, 송신 전력을 바꾼 N개의 펄스의 가산으로 FCC의 출력 제한을 만족하는 것을 고려한다. 도 94는, N개의 주파수 구간의 펄스를 가산함으로써 원하는 스펙트럼 마스크를 만족하는 펄스 파형을 형성하는 개념도를 나타내고 있다.

또한, 미분 특성을 고려하면 주파수가 높을수록 사이드 로브가 커지므로, 여기서는 [3.1-9.85GHz]대만을 고려한다. 이상으로부터 송신 파형 f(t)는 다음 식 (97)로 표시할 수 있다.

함수 f(t)는 펄스 시간 파형을 결정하는 함수이며, 적절한 핵함수(kernel function)를 선택하고, 이 핵함수를 바탕으로 전개 또는 합성함에 따라 구성할 수 있다. 함수 f(t)는 반송파를 이용한 구성으로 하는 것 외에, Impulse Radio로 불리는 반송파를 이용하지 않는 구성으로 할 수도 있다.

반송파를 이용하여 구성하는 경우에는, 핵함수로서 예를 들면 삼각함수를 선택한다. 삼각함수를 반송파로서 이용하고, 주파수 f가 다른 sin(2πf t)를 겹치는 것으로, 각 대역(band)을 차지하는 다중 대역 방식을 실현할 수 있다.

[fL-fH]의 대역을 사용했을 경우를 상정했을 경우에는, 상기 식 (97)의 파형 f(t)의 일반식은, 이하의 (98), (99)에 의해 표시할 수 있다.

다만, C는 N에 의존하는 정수로 한다. 대역폭이 같은 복수의 구간으로 분할하는 것은 펄스 발생 장치를 간단히 하는 데에 도움이 된다.

도 94는, 삼각함수를 반송파로 했을 경우를 개념적으로 나타내고 있으며, 예를 들면 주파수 f가 3.1GHz에서 10.6GHz의 주파수 구간을 N구간으로 분할하고, 각 구간을 주파수가 식 (98)로 표시되어, 파고치가 식 (99)로 표시되는 sin파를 겹쳐 맞추는 것에 의해서 구성할 수 있다.

또한, 반송파를 이용하지 않는 Impulse Radio의 구성에서는, 가우스 함수나 헬 미트 함수 등등의 핵함수로서 이용할 수 있다. 이에 따라, 그 주파수 스펙트럼의 원하는 대역에 노치 부분을 만들거나 전파법 등의 송신출력제한을 나타내는 스펙트럼 마스크를 최대한으로 만족하는 펄스 파형을 합성할 수 있다.

여기서는, 상기와 같이, 주파수를 공용하는 시스템에의 간섭을 피하거나, 나라나 지역에 따른 전파법 등의 각종의 주파수상의 규제(스펙트럼 마스크)에 적응하도록, 스펙트럼 특성을 소프트웨어에 의해서 변경하는 방식을 Soft Spectrum Adaptation(SSA)로 칭하기로 한다.

도 95는 펄스생성회로의 기본적인 구성예를 나타내고 있다. 또한, 본 발명에 이용하는 펄스 및 주파수 특성을 도 96∼도 99에 나타낸다. 일례로서 대역 [3.1-9.85GHz]를 15개로 분할하여 펄스를 생성한다.

도 96∼도 99를 보면, 시간폭이 10ns인 경우는 사용 대역에 대해서 사이드 로브가 없는 상태이다. 한편, 시간폭 3ns인 경우는 주파수 특성이 스펙트럼 마스크에 매치하는 최소의 시간폭이다. 이들 도면에 나타내는 관계는, 시간폭을 길게 하면, 주파수 특성은 스펙트럼 마스크에 매치하지만, UWB의 펄스로서는 적합하지 않다고 하는 트레이드 오프의 관계를 나타내고 있다. 따라서, 본 발명 펄스를 3ns의 펄스를 UWB용 펄스로 하여 성능 평가로 나타낸다.

여기서, 종래 방식을 이용한 UWB 출력대역제한에 대하여 설명한다. UWB 신호를 현재 다양한 통신 방식으로 이용되는 밴드 패스 필터를 이용하는 것으로 FCC의 UWB 출력제한에 들어맞는 UWB신호를 이용하여, 본 발명의 펄스와의 비교 대상으로 하고, 하나의 모노사이클 파형으로 밴드 패스 필터를 이용했을 경우 어느 정도 전력을 벌 수 있는지를 계산기 시뮬레이션으로 확인한다.

여기서는, FIR 필터로의 BPF(Band Pass Filter)의 설계를 설명한다. UWB의 송수신기는 아날로그이지만, 시뮬레이션의 프로그램의 편의상 이하의 식 (100)으로 표시되는 필터 계수 h(n)의 BPF로 한다.

여기서, 샘플링 주파수를 fsamp, 통과대역을 주파수축상에서 구간[fL: fH]로 하고, 파라미터는 이하의 식(101)∼(104)이다.

BPF의 구성은 도 100과 같아진다. 대역폭을 가지런히 하기 위해서 [3.1-9.85GHz]의 특성을 가지는 BPF를 설계한다. 출력 파형은 sinc함수로 표시되기 때문에 제안펄스와 매우 닮은 형태가 된다. 구간[3.1-10.6GHz]로 주파수 특성의 포락선은 모노사이클 파형인 채로 된다. 도 101은 BPF 통과후의 모노사이클 파형 주파수 특성을 나타내고 있다. 이 주파수 특성을 도 97의 주파수 특성과 비교하면, 모노사이클 파형의 BPF 통과 후의 파형은 본 발명의 펄스보다 주파수 이용 효율이 나쁜 것을 확인할 수 있다.

다음에, 본 발명의 시스템의 변조 방식에 대하여 설명한다. 여기서는, 모노사이클 파형과 변조 방식 PPM을 이용한 UWB 시스템과의 비교를 위해서, 본 발명의 펄스에 PPM을 사용하기 위한 파라미터, 상관 파형을 나타낸다.

상기에서 구한 펄스를 이용하여, PPM을 이용하기 위한 최적 δ 설계의 변조 방식에 대하여 설명한다. 상기 설명한 모노사이클 파형을 이용한 UWB 방식과 비교하기 위해서, 본 발명의 펄스에서도 변조 방식은 PPM을 이용한다. 여기서, PPM에 대하여 설명한다. 우선, PPM을 이용하는 변조에는 이하의 특징이 있다.

(1) 데이터(여기에서는 0 이나 1)에 의해서 펄스의 위치가 δ 어긋난다.

(2) 그 차이폭 δ은 데이터 전송 속도에 영향을 준다. 즉, δ의 폭이 작으면 전송 속도는 빨라진다. 또한 그 폭이 작아서 다른 유저에게의 간섭을 경감할 수 있다.

(3) 필터 출력이 커지도록 하는 δ을 설계한다. 여기서 (3)에 대하여 본 발명에 의한 최적 δ을 구하기 위해서 계산기 시뮬레이션을 행하여, 시뮬레이션 결과를 도 102에 나타낸다.

먼저, 시간축상에서의 UWB 펄스, 필터를 각각 f(t), Filter(t)로 하면

Filter(t)=f(t)-f(t-δ) (105)

로 표시된다. 또한, 구해진 최적의 어긋남 폭 δ은 식 (106)의 자기 상관

이 최대치가 되는 δ로 한다.

이상으로부터, 본 발명의 펄스를 이용한 PPM에 있어서는

δ=0.07ns (107)

로 하였다.

다음에, 상관파형과의 상호 상관 특성에 대하여 설명한다. 모노사이클 파형과의 비교를 위해서, 펄스의 자기 상관을 1.00으로서 필터 출력, 펄스 시간폭을 표 13에 의해 비교한다. 이하의 표 13은, PPM에 있어서의 본 발명의 펄스, 및 시간폭이 0.7ns와 0.39ns의 모노사이클 파형에 대해서, 필터 상관 출력을 나타내고 있다.

펄스의 종류	tm	펄스상관출력	시간폭
모노사이클파형	0.2877	0.899	0.7ns
모노사이클파형	0.15	0.899	0.39ns
제안펄스	-	0.911	3ns, 10ns

펄스에 의한 PPM 상관-시간폭 비교

표 13으로부터, 본 발명의 펄스에 의해 필터 상관 출력은 0.991이 되고, 모노사이클 파형과 비교하여 웃돌고 있다. 이것을 보면, 단일 유저의 경우에는 본 발명의 펄스쪽이 우수하다고 생각할 수 있지만, 본 발명의 펄스는 시간폭이 크고 멀티유저일 때에는 모노사이클 파형에 비해 펄스끼리의 충돌할 확률이 증가한다고 생각할 수 있다. 그러나, 본 발명의 펄스에 있어서는 1파당의 전력의 대부분이 펄스 중심에 집중하고 있다.

이상으로부터, 본 발명의 방식에 의하면, 모노사이클 파형을 이용한 UWB와 같은 시간폭의 상관을 취해도 큰 차이가 없다. 따라서, 다음과 비교하는 BER에 관해서는 시간슬롯, 시간 프레임길이 모두 같게 설정한다.

상기의 예에서는, 중첩적분을 이용하여 주파수 특성의 정도를 향상, 미분 특 성을 고려하여 [3.1-9.85GHz]의 구간을 대역폭이 동일한 복수의 구 간으로 분할, 및 변조 방식을 PPM로 할 때에 최적인 δ의 설정의 점에서, 파형을 개선하고 있다.

다음에, 본 발명의 시스템의 성능 평가에 대하여 설명한다.

제일 먼저, 타국간의 간섭의 영향에 대하여 비교한다. 본 발명에 의한 펄스 파형은, 모노사이클 파형에 비해 시간폭이 성장한 파형 형상이다. UWB에 있어서는, 다중 경로, 및 타국으로부터의 간섭에 강하다고 하는 특징이 있다.

본 발명의 펄스가 시간축상에서 늘어난 것에 의해, 종래 방식에 비해 그 특성이 어떻게 변화했는지를 평가한다. 본 발명의 펄스에 대하여 검토한다. 식 (97)∼(99)로 표시되는 펄스를 비교 대상으로 한다. 각각 3ns, 10ns의 펄스에 대하여 멀티유저 환경에서 타국간 간섭의 영향이 어떻게 되는지를 확인하기 위해서 시뮬레이션을 행한다. 도 103은, 멀티유저 액세스 시간의 펄스폭에 의한 BER의 비교도이다. 이 결과로부터, 펄스폭이 좁은 펄스가 양호한 결과를 얻을 수 있는 것을 확인할 수 있다.

이하, 본 발명에 의한 펄스는 3ns의 펄스로서 취급한다. 본 발명의 방식은 종래의 모노사이클 파형 방식보다 펄스폭은 4배 정도 길기 때문에, 펄스끼리의 충돌은 본 발명의 방식이 많아질 것으로 예상된다. 모노사이클 파형과 본 발명의 펄스 파형을 대역폭을 동일하게 함으로써, 타국간 간섭의 영향을 비교한다. 대역폭은 본래 무한대에 퍼지고 있기 때문에 어디까지를 대역폭으로 하는가 하는 기준이 필요하게 된다. 여기서는, 99% 대역폭에 의해 정의한다. 이것은 전체전력중 99%를 포함한 대역폭을 의미한다. 모노사이클 파형, 밴드 패스 필터 출력후의 모노사 이클 파형, 본 발명의 펄스 파형에 의해, 정의한 대역폭을 가지런히 한 형태로 시뮬레이션을 행한다.

타국간 간섭에 의한 영향은, 상관 파형과 수신 파형의 상호 상관 특성으로 결정하는 파라미터이다. 따라서, 도 104, 105에 각각의 수신 파형과 상관 파형과의 상호 상관 특성을 나타냈다. 도 104에 나타내는 모노사이클 파형과 상관 파형의 상호상관특성도와 시간 105의 본 발명의 펄스 파형과 상관 파형의 상호 상관 특성도로부터, 모노사이클 파형과 본 발명의 펄스 파형은, 펄스 중심에서는 같은 상호 상관 특성을 나타내지만, 본 발명의 펄스 파형은 상관도 시간폭이 길다. 따라서, 모노사이클 파형이 멀티유저 환경에서는 좋은 BER 특성을 가진다고 생각할 수 있다.

이것을 확인하기 위해서 계산기 시뮬레이션을 행한다. 도 106에 멀티유저 액세스시의 제안 펄스와 모노사이클 파형으로 BER 비교를 나타낸다.

한편, 시뮬레이션 조건의 제원을 이하의 표 14에 나타낸다.

99% 대역폭	6.75GHz
변조 방식	비동기에서의 PPM
송신 비트	100000 비트
유저수	5, 10 人
프레임 길이	10 ns
슬롯수	8
제안방식	시간폭 3 ns
모노사이클 파형	시간폭 0.39 ns
TH 계열	Gold 계열
1파당 전력	같음
통신로	AWGN

시뮬레이션 제원(1)

도 106에 의하면, 모노사이클 파형은 본 발명의 펄스 파형과 비교하여 양치를 나타내고 있다. 다만, 이것은 펄스의 전력을 정규화하여 BER 특성을 보았기 때 문에 본 발명의 펄스 파형의 값이 나빠지고 있다고 생각할 수 있다.

따라서, 다음에 펄스 당의 전력을 스펙트럼 마스크에 맞춘 형태로 본 발명의 펄스 파형의 BER 특성을 평가한다. FCC에 의한 UWB의 송신 전력 제한에 맞추어, 본 발명의 펄스 파형과 종래의 모노사이클 파형을 비교한다. 모노사이클 파형의 경우, 펄스폭을 파라미터로서 주파수 특성도 크게 변화한다. 따라서, 송신 전력 제한하에서 가장 전력을 벌 수 있는 모노사이클 파형을 구하여 본 발명의 펄스 파형과 비교한다.

여기서, 모노사이클 파형폭에 의한 전력 상이에 대해서, 스펙트럼 마스크에 따른 펄스를 모노사이클 파형으로 생각한다. 시간적인 펄스폭이 좁아질수록, 주파수 특성은 퍼지는 관계이다. 따라서, 스펙트럼 마스크 이하로 출력을 최대로 하는 모노사이클 파형을 검토한다.

먼저, 가우스 파형을 송신했을 경우의 수신 신호(모노사이클 파형)는 이하의 식 (108)으로 구할 수 있다.

시간적인 폭의 파라미터는 t_m이다. t_m이 작아질수록 파형폭은 좁아진다. UWB는 다중 경로에 강한, 높은 분해능을 갖는다고 하는 특징이 있지만, 이것은 펄스폭이 좁을수록 UWB의 이점이 된다. 그러나, 여기서는 스펙트럼이라고 하는 관점으로부터 구한다. 도 107에는 t_m의 값을 바꾸었을 경우의 주파수 특성의 차이를 나타내고 있다. 도면에서는, t_m=0.2877, 0.15의 경우를 표시하고, 전자는 상기한 문헌 7로부터의 수치이며, 후자는 마스크내에서 가장 출력이 큰 모노사이클 파형이다. 도 107에 의하면 t_m의 값을 바꾸는 것으로, 송신할 수 있는 최대 전력이 크게 변화하는 것을 알 수 있다.

이상으로부터 모노사이클 파형을 이용한 UWB 통신의 경우, 최대 출력 가능한 UWB 펄스는 t_m=0.15일 때이다. 문헌 7에서는 t_m=0.2877이다. 이 2개의 펄스를 이하의 표 15와 비교한다.

tm	대역폭(ns)	전력비
0.15	0.39	1.000
0.2877	0.7	0.053

모노사이클 파형의 tm에 의한 전력비교

표는, 같은 모노사이클 파형으로도 그 시간폭에 따라서 전력은 20배 가까이 바뀌는 것을 나타내고 있다.

다음에, 송신 전력 제한에 맞춘 본 발명에 의한 펄스 형성의 평가하는 것에 대하여 설명한다. 상기로부터 같은 전력에서도 본 발명에 의한 펄스 파형은 타국간 간섭에 대해서 강한 것을 알 수 있다. FCC에 의한 UWB의 송신 전력 제한에 맞추어 본 발명의 펄스 파형과 종래의 모노사이클 파형을 비교한다.

시뮬레이션 조건의 제원을 이하의 표 16에 나타낸다.

제안방식	시간폭 3 ns
모노사이클 파형	시간폭 0.7 ns, 0.39 ns
송신 비트	100000 비트
유저수	1 人
프레임 길이	10 ns
슬롯수	8
TH 계열	Gold 계열
유저수	1, 5, 10 人(제안방식)
전력비	제안방식 1.00
	모노사이클 BPF 통과후 0.76
	모노사이클 8.18 x 10-5
	모노사이클(최대) 1.53 x 10-3
통신로	AWGN

시뮬레이션 제원(2)

도 108은, UWB 전력 제한으로 전력을 가지런히 했을 경우의, 본 발명에 의한 펄스 파형과 종래의 모노사이클 파형과의 비교도이다. 도 108로부터, 단일 유저시에 제안 펄스는 밴드 패스 필터를 통과한 모노사이클파형보다 약 2dB의 이득이 있는 것을 알 수 있다. 또한 유저수를 동일하게 했을 경우, 본 발명과 같은 BER 특성을 가지기 위해서는 t_m의 값에 따라서도 다르지만, 모노사이클 파형은 반복 회수가 500배에서 2000배가 된다. 즉, 유저수가 일정한 경우에는, 본 발명에 의하면 기존의 모노사이클 파형에 비해 전송 속도가 500∼2000배나 되는 것을 알 수 있다.

본 발명의 제 3 상태에 의하면, UWB에 이용하는 펄스와 FCC에 의한 송신 전력 제한에 착안하여, 본 발명의 펄스 파형이, 모노사이클 파형 또는 BPF를 통과한 모노사이클 파형보다 송신 전력을 크게 할 수 있다. 또한, 전력을 함께 정규화한 멀티유저 환경에서는, 본 발명에 의한 펄스 파형은 모노사이클 파형에 비해 타국간 간섭에 약하지만, FCC에 의한 제한하에서는 본 발명의 펄스 파형이 우수하다.

다음에, 본 발명의 소프트웨어에 의해서 스펙트럼 마스크에 대응하여 스펙트 럼을 바꾸는 방식인 Soft Spectrum Adaptation (SSA)에 기초한 송수신기의 구성예에 대해서, 도 109를 이용하여 설명한다. 한편, 도 109에 나타내는 회로에서는, 송수 겸용 안테나를 바꾸는 것에 의해서 송신 및 수신을 실시한다.

처음에, 송신에 대하여 설명한다. 도 109에 있어서, 송신은 베이스밴드 프로세서(Base Band Processor) (도면중의 우측으로 나타낸다)로 생성된 버스 밴드의 디지털 데이터를 변환 스위치(T/RSW)를 통하여 송수 겸용 안테나(도면중의 왼쪽에 나타낸다)로 보내는 것을 행한다.

베이스 밴드 프로세서는, 예를 들면 DSP, FPGA, CPU 등으로 구성할 수 있고, 베이스 밴트 프로세서로 생성된 디지털 데이터는 복소신호이기 때문에, I성분(실부)과 Q성분(허부)으로 이루어진다.

펄스시간파형을 반송파를 이용하여 생성하는 경우에는, 반송파(감각함수 sin)를 이용하여 정현파의 포락파형(Envelope)을 정형한다. 도 109에 있어서, 베이스 밴트 프로세서로부터의 I성분 및 Q성분에 국부발신기(Lo Sin Demodulator : Local Sin 생성기)로부터의 정현파를 곱하여 평형변조한 후에 가산하고, 증폭기(Output Driver)로 증폭하여, 변환 스위치(T/RSW)를 통하여 송수 겸용 안테나로부터 송신한다.

또한, 펄스 시간 파형을 반송파를 이용하지 않고 생성하는 경우(Impulse Radio 방식)에는, 펄스 파형 형성 회로(Free-verse Generator)에 있어서 버스 밴트의 디지털 데이터에 따라 펄스 형상으로 정형하고, 증폭기(Output Driver)로 증폭하여, 변환 스위치(T/RSW)를 통하여 송수 겸용 안테나로부터 송신한다.

다음에, 수신에 대하여 설명한다. 도 109에 있어서, 수신은 송수 겸용 안테나(도면중의 왼쪽에 나타낸다)로 수신한 신호를 변환 스위치(T/RSW)를 통하여 로우 노이즈 앰프(LNA)로 증폭하고, 복조하여 베이스 밴드 프로세서(Base Band Processor) (도면중의 우측으로 나타낸다)에 보내진다.

반송파를 이용하여 변조되고 있는 경우에는, 국부 발신기(Local Sin 생성기)의 출력을 곱하여 버스 밴드로 신호를 변환하여, 게인 콘트롤 앰프(GCA)에 의해서 증폭한 후, A/D변환기로 디지털 신호로 변환하고 복조를 행한다.

또한, 반송파를 이용하지 않고 변조되고 있는 경우(Impulse Radio 방식)에는, 국부 발신기(Local Sin 생성기)의 출력을 곱하지 않고 복조를 행한다(한편, 복조 부분의 구성은 도 109에는 나타내지 않았다).

또한, 도 109에 있어서, 주파수 호핑 회로(Frequency Hopping Synthesizer)는, 일정한 시간 슬롯마다 중심 주파수를 바꾸는 호핑을 실시하는 회로이다. 중심 주파수의 변환을 행하지 않는 경우에는, 이 주파수 호핑 회로는 필요로 하지 않을 수 있다.

한편, 도 110의 회로 구성은, 멀티 밴드의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)에 의해 송신을 실시하는 경우의 회로예이며, 송신 데이터를 D/A콘버터로 아날로그 신호로 변환한 후, 주파수 코드 fc로 정해지는 cos(2πfct)를 곱하여, 송신을 행한다.

이하, 상기의 부록 A, B. C에 대하여 설명한다.

부록 A : 수신기에 있어서의 희망국 신호의 상관기 출력 m의 평가

식 (15)는 이하의 식 (110)

으로 바꿔 쓸 수 있다.

여기서, 식 (110) 중의 W_rec에 관한 항과, v(x)의 항은 i=j의 경우만 겹친다. 그 때문에, m= N_sA_lm_p로 표시되고, m_p는 이하의 식(111)

로 표시된다.

부록 B : 수신기에 있어서의 간섭 성분의 상관기 출력 nd의 평가식 (14)의 n_tot에 식 (9)를 대입하면, 식 (112)

로 표시된다. 식중의 n^(k)는 k번째 유저로부터 타국간 간섭을 의미하고, 이하의 식(113)

으로 표시된다. 또한, n_rec는 모노사이클 이외의 원인에 의한 수신 잡음을 의미해, 이하의 식(114)

로 표시된다. n_rec의 평균은 0, 분산은 σ_rec ²로 가정한다.

n^(k)는 더욱 더 이하의 식(115)

으로 표시된다. 또한, W_rec(t)와 v(t)의 상대적인 시간 시프트의 차이를 이용하여 i=j+j_l,k로 표시되고, n^(k)는 이하의 식(116)

로 표시된다.

부록 c : 수신기에 있어서의 타국간 간섭 성분의 상관기 출력 n^(k)의 평가

가 성립된다. 또한, n^(k)의 분산은

로 표시된다. 이 식의 제 1 항은 또한,

로 표시된다. 여기서, σa²>> (Ns~1)σc²가 성립되므로 σc²≒0이 되고,

가 성립한다.

본 발명의 제 1 상태에 의하면, 단일의 펄스 자체의 형상을 조정하여 원하는 주파수 특성을 구비한 펄스 신호를 생성할 수 있다.

본 발명의 제 2 상태에 의하면, 복수의 펄스를 조합함으로써 원하는 주파수 특성을 구비한 펄스 신호를 생성할 수 있다.

본 발명의 제 3 상태에 의하면, 목적으로 하는 송신 신호의 주파수 특성으로부터 펄스 신호의 조합을 구할 수 있다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 의하면, UWB 통신에 있어서 다른 무선 시스템에의 전파 간섭을 저감할 수 있고, 또한, 소망한 주파수 특성을 가진 송신 신호를 형성할 수 있다.

본 발명은 UWB 무선통신 외에, UWB를 이용한 거리측정, 교통시스템에 적용할 수 있다.

Claims (11)

1. 삭제
2. 시간폭이 짧은 펄스를 송신하는 UWB 통신에 있어서,

   단일 펄스의 시간축상의 파라미터를 조정함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성하는 것을 특징으로 하는 펄스 파형의 생성방법.
3. 제 2 항에 있어서,

   단일 펄스를,

   w(t) = cosω₀t·exp(-2π·t²/(ατm)²)

   로 표시되는 파형으로 형성하고,

   펄스 간격을 정하는 파라미터 ατm, 및/또는 파워 스펙트럼의 피크 주파수 ω₀를 조정함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성하는 것을 특징으로 하는 펄스 파형의 생성방법.
4. 제 2 항에 있어서,

   단일 펄스를 챠프 파형으로 형성하고, 해당 챠프 파형의 출력의 크기를 시간적으로 설정함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성하는 것을 특징으로 하는 펄스 파형의 생성방법.
5. 복수의 단일 펄스를 시간축상에 나열함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성하는 것을 특징으로 하는 펄스 파형의 생성방법.
6. 제 5 항에 있어서,

   동일한 2개의 단일 펄스를 시간축상에 나열하여 듀얼 사이클(dual-cycle)의 신호를 형성함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성하는 것을 특징으로 하는, 펄스 파형의 생성방법.
7. 제 5 항에 있어서,

   펄스폭을 달리 하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 것으로, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성하는 것을 특징으로 하는 펄스 파형의 생성방법.
8. 제 5 항에 있어서,

   펄스폭 및 파형을 달리 하는 복수의 단일 펄스를 겹쳐 맞추는 것으로, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성하는 것을 특징으로 하는 펄스 파형의 생성방법.
9. 제 5 항에 있어서,

   수정 엘 미트 다항식을 이용하여 복수의 차수가 다른 펄스를 생성함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성하는 것을 특징으로 하는 펄스 파형의 생성방법.
10. 시간폭이 짧은 펄스를 송신하는 UWB 통신에 있어서,

    원하는 주파수 특성을 주파수 영역에서 전개하고, 상기 전개한 주파수 영역의 성분을 형성하는 시간 펄스 중에서 선택한 복수의 시간 펄스를 조합함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성하는 것을 특징으로 하는 펄스 파형의 생성방법.
11. 시간폭이 짧은 펄스를 송신하는 UWB 통신에 있어서,

    원하는 주파수 특성 또는 근사하는 주파수 특성을 역푸리에변환하고, 상기 역푸리에 변환으로 얻어진 시간 파형중에서 선택한 복수의 시간 파형을 조합함으로써, 원하는 주파수 특성을 만족하는 시간 펄스 형상을 생성하는 것을 특징으로 하는 펄스 파형의 생성방법.

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