JP3883923B2 - 相関器 - Google Patents
相関器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3883923B2 JP3883923B2 JP2002218779A JP2002218779A JP3883923B2 JP 3883923 B2 JP3883923 B2 JP 3883923B2 JP 2002218779 A JP2002218779 A JP 2002218779A JP 2002218779 A JP2002218779 A JP 2002218779A JP 3883923 B2 JP3883923 B2 JP 3883923B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- integrator
- output
- correlator
- impulse
- quantizer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
- H04B1/71637—Receiver aspects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
- H04B1/719—Interference-related aspects
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力インパルス列と時系列信号との相関を演算する相関器に係り、特にＵＷＢ(Ultra Wide Band) 通信に用いられる相関器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話や情報携帯端末を代表とする様々な情報通信機器の爆発的な普及により、利用可能な周波数帯の不足は逼迫した状況になっている。さらに、高度情報化社会の進展に伴って、動画像や大容量データを用いたマルチメディア移動通信への需要が高まっている。このような背景の中で、スペクトルを広く（数ＧＨｚ程度に）分散できるインパルスを利用して、極めて小さな電力スペクトル密度で、既存の無線通信との大きな干渉無しに通信あるいは計測ができる、インパルス無線(Ultra Wide Band無線，UWB Radio)が検討されている（参考：日経エレクトロニクス 2002.3.11 p.55 - 66 ）。
【０００３】
インパルス無線の一例を、図５から図８を用いて説明すると、以下の通りである。図５にインパルス無線で使われる単位インパルスの一例を示す。単位インパルス１０は、近似的に式１で表される。
【０００４】
【数１】
【０００５】
ここで、τは、単位インパルスの幅を決める時定数である。インパルス無線では、通常τとして０．１nsecから１nsec程度の値を用いた単位インパルス１０を、τと比較して相対的に長い時間間隔（例えば、１０nsecから１０００nsec程度）で、繰り返した時系列信号を用いて通信あるいは計測を行う。
【０００６】
図６に、インパルス無線で使われる単位テンプレートの一例を示す。単位テンプレート２０は、二つの単位インパルスを（√２）τの時間差でずらして差を取ったものである。この単位テンプレート２０と単位インパルス１０とのクロスコリレーション(相互相関)を取ると、図７に示すコリレーション３０のグラフが得られる。従って、送信されてきた単位インパルス１０を受信して、この単位インパルス１０と単位テンプレート２０との相関を計算すると、単位インパルス１０と単位テンプレート２０とのタイミングが揃っているとき、相関値は０であり、単位インパルスがτ／√２早ければ相関値は正で最大となり、単位インパルスがτ／√２遅ければ相関値は負で最大となる。この原理を用いて、パルス位置変調したインパルス列を用いた通信、計測が可能である。
【０００７】
図８を用いて、インパルス無線で２値データを伝送する一方式を説明する。図８の例では、単位インパルスの平均送信間隔をＴ／Ｎとしている。スペクトルの拡散と、チャネルの多重化のために、擬似ランダム符号系列を用いて、単位インパルス送信位置を変動させる。具体的には、擬似ランダム符号が＋１であるか−１であるかに応じて、単位インパルス送信位置を平均送信間隔で定められる位置から、Δｔ遅らせるか、Δｔ早めるかを決める。
【０００８】
２値データ＋１，−１を周期Ｔで送信するために、＋１に対して、インパルス系列ＳＬ(t)を用いる。インパルス系列ＳＬ(t)は、単位インパルスをＮ回繰り返して送信するもので、その送信時間位置は、平均送信間隔Ｔ/Ｎを上記のように擬似ランダム符号で変動させた位置から、さらにτ／√２遅らせた位置とする。また、データとして−1を伝送する場合、インパルス列ＳＥ(t)を用いる。インパルス列ＳＥ(t)は、単位インパルスをＮ回繰り返して送信するもので、その送信時間位置は、平均送信間隔Ｔ／Ｎを上記のように擬似ランダム符号で変動させた位置からτ／√２早めた位置とする。これら、インパルス系列ＳＬ(t)またはインパルス列ＳＥ(t)を受信して、データを復調するために、テンプレート列ＴＰ(t)を用いる。該テンプレート列ＴＰ(t)は、単位テンプレート２０をＮ回繰り返した信号であり、その生成位置は、上記に述べたように平均送信間隔Ｔ／Ｎを擬似ランダム符号で変動させた位置に取られている。
【０００９】
インパルス系列ＳＬ(t)またはインパルス列ＳＥ(t)を受信した受信装置において、インパルス系列ＳＬ(t)またはインパルス列ＳＥ(t)と、テンプレート列ＴＰ(t)との相関を計算する。まず、通常の通信で用いられている適当な手段（例えば、遅延ロックループなど）により、受信されたインパルス系列ＳＬ(t)またはインパルス列ＳＥ(t)と、テンプレート列ＴＰ(t)との同期が保たれているとする。受信信号がインパルス系列ＳＬ(t)であれば、各単位インパルス１０と単位テンプレート２０との相関値は負の最大値を取るので、それらをＮ回加算した相関値として負の値が得られる。また、受信信号がインパルス列ＳＥ(t)であれば、各単位インパルス１０と単位テンプレート２０との相関値は正の最大値を取るので、それらをＮ回加算した相関値として、正の値が得られる。
【００１０】
例えば、US Patent 5,363,108 “TIME DOMAIN RADIO TRANSMISSION SYSTEM” では、インパルス無線の通信およびレーダー装置の技術が示されている。図９に示した送受信装置のブロック図によると、受信された信号は、MIXER ２３０において、TEMPLATE GENERATOR ２３２で生成されたパターンと乗算され、ANALOG INTEGRATOR ２５０で積分され、AMPLIFIER ２５２で増幅された後、SAMPLE AND HOLD ２５４でサンプリングされ、次にＡＤ変換器２５６にて量子化され、DIGITAL INTEGRATOR ２６２で積分されて相関値となる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したシステムでは、ＡＤ変換器２５６が量子化を行う毎に量子化誤差が信号に混入するため、信号のＳＮ比(Signal to Noise Ratio)が劣化する。ＳＮ比を改善するためには、ＡＤ変換器２５６の量子化ビット数を増加させることが必要であるが、これは消費電力の大幅な増大を招くことになる。
【００１２】
本発明は、インパルス無線の受信装置の一部として好適に用いられ、送信されたインパルス列を受信して、このインパルス列と特定の時系列パターンとの相関量を算出する相関器における量子化による量子化誤差を低減することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の相関器は、上記の課題を解決する為に、あらかじめ定められた時系列信号とインパルス列の入力信号とを乗算する乗算器と、該乗算器の出力を積分する第１積分器と、該第１積分器の出力をサンプリングするサンプリング回路と、該サンプリング回路の出力を積分する第２積分器と、該第２積分器の出力を量子化する量子化器とを備え、該量子化器の出力から該第２積分器の入力への負帰還路を有することを特徴としている。
【００１４】
上記構成によれば、前記の相関器と同様、量子化誤差を大幅に低減させることが可能になる。さらに、高速応答が必要な第１積分器と、保持時間の長い第２積分器とを独立して設けることができるので、積分器の消費電力を削減することが可能になる。具体的には、第１積分器の負荷容量を小さくしてその消費電力を抑え、第１積分器の出力を、低速動作で消費電力が低く、かつ保持時間の長い第２積分器で積分することにより、トータルの消費電力を削減できる。
【００１５】
また、上記第１積分器は、ある時定数で減衰する特性を有する積分器であることが好ましい。このような構成によれば、減衰時定数を単位インパルスと単位テンプレート（時系列信号）との積を精度を保って積分することができ、かつ、減衰時定数を次の単位インパルス到達までの時間に十分減衰するように選ぶことで、第１積分器のリセットを不要にすることができる。
【００１６】
また、本発明の相関器は、上記のいずれかの構成の相関器が複数個並置されてなるものであってもよい。このような構成によれば、複数の異なる位相のテンプレート列と、インパルス列の入力信号との相関を並行して計算できる為、入力信号との同期補足や入力信号の同期を維持するためのトラッキング操作等に活用できる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
〔参考形態１〕
本発明の第１の参考形態について、図１に基づいて説明すると以下の通りである。
【００１８】
本参考形態に関わる相関器５０は、インパルス無線送信器から送信されたインパルス列の入力信号５００が入力されると、当該信号とテンプレート列５０２との相関値を計算して、デジタル相関出力信号５０９として出力する。この相関器５０は、乗算器５０１、テンプレート列生成器５０３、加算器５０４、アナログ積分器５０５、量子化器５０６およびデジタル積分器５０８(積分器)を備えている。
【００１９】
テンプレート列生成器５０３は、図８に示すテンプレート列ＴＰ(t)と同じテンプレート列５０２(時系列信号)を生成する。このテンプレート列５０３は、単位テンプレートをＮ回繰り返した信号であり、その生成位置は、上記に述べたように平均送信間隔Ｔ／Ｎを擬似ランダム符号で変動させた位置に取られている。
【００２０】
乗算器５０１は、入力信号５００と上記のテンプレート列５０２とを乗算して出力する。加算器５０４は、乗算器５０１からの出力と量子化器５０６の出力とを加算して出力する。
【００２１】
アナログ積分器５０５は、加算器５０４の出力の積分値を出力するアナログ回路である。量子化器５０６は、アナログ積分器５０５の出力を量子化してデジタルの積分値を出力する回路である。デジタル積分器５０８は、アナログ積分器５０５からのデジタルの積分値を相関値として出力する。また、量子化器５０６からのデジタル値は、負帰還路５０７を介して加算器５０４に入力される。
【００２２】
上記のテンプレート列生成器５０３、量子化器５０６およびデジタル積分器５０８は、クロック５１０のタイミングで動作する。
【００２３】
続いて、上記のように構成される相関器５０の動作について説明する。
【００２４】
まず、入力信号５００を、時刻ｔの関数としてｘ(t)と表し、テンプレート列生成器５０３で生成されたテンプレート列５０２を、時刻ｔの関数としてｙ(t)と表す。テンプレート列の周期をＴ、量子化器がアナログ積分器５０５の出力を量子化器５０６で量子化する時間間隔をΔＴ、Ｔ／ΔＴ＝Ｍとし、量子化器５０６がアナログ積分器５０５の出力をサンプリングして量子化する時刻を、…Ｔi ，Ｔi+1 ，…と表す。時刻Ｔi におけるアナログ積分器５０９の出力をｆ(Ti)、量子化器５０６の出力をｑ(Ti)、量子化誤差をδi と表すと、式２が成立する。
【００２５】
【数２】
【００２６】
ここで、ある１つのテンプレート列の開始時刻をＴi ,終了時刻をＴi+M とする。この場合、時刻Ｔi+M におけるアナログ積分器５０５の出力ｆ(Ti+M）は、式３のように表される。
【００２７】
【数３】
【００２８】
式３において、Ａは負帰還路５０７のゲインを表しており、Ａ＝Ｎ／Ｔである。一方、式２により式４が得られるから、この式４を式３の左辺に代入して整理すると、式５が得られる。
【００２９】
【数４】
【００３０】
【数５】
【００３１】
式５から、入力信号ｘ(t)とテンプレート列ｙ(t)との、時刻Ｔｉから時刻Ｔi+M の間の相関値である左辺が、右辺の第３項に量子化でき、その量子化誤差が、−εi+M ＋εi で与えられることがわかる。実際には、デジタル積分器５０８が量子化器５０６の出力ｑ(Tk)を受けて積分した結果、デジタル相関出力５０９の値として上記の右辺第３項の値を出力する。なお、アナログ積分器５０５を時刻Ｔi においてリセットして、f(Ti)を満たすようにすれば、εi ＝０となるため、量子化誤差はさらに低減できる。
【００３２】
なお、アナログ積分器５０５のリセットは、例えば、積分された電荷を放電するためのスイッチ（図示せず）を設け、このスイッチをオンすることで行う。スイッチのオン／オフ制御用の信号は、カウンタを用いてクロックにより周期的に生成するか、あるいは受信機を制御するＣＰＵなどにより生成する。
【００３３】
本参考形態の相関器５０によれば、時刻Ｔｉから時刻Ｔi+M の間の相関値である式４の左辺が、式５の右辺第３項に量子化でき、その量子化誤差が、−εi+M ＋εi または、−εi+M で与えられる。しかしながら、図１の負帰還路５０７を備えない場合、量子化毎の量子化誤差が、時刻Ｔi+1 から時刻Ｔi+M の間に渡りＭ回蓄積される。従って、負帰還路５０７を備えることにより、ＳＮ比は、Ｍの平方根に比例して向上する。
【００３４】
〔参考形態２〕
本発明の第２の参考形態について、図２に基づいて説明すると以下の通りである。
【００３５】
本参考形態に関わる相関器６０には、インパルス無線送信器から送信されたインパルス列の入力信号６００が入力され、相関器６０は、当該信号とテンプレート列６０２との相関値を計算して、デジタル相関出力信号６０９として出力する。相関器６０の構成は、ＤＡ変換器６０７を除いて、相関器５０と同様である。すなわち、乗算器６０１、テンプレート列生成器６０３、加算器６０４、アナログ積分器６０５(積分器)、量子化器６０６、デジタル積分器６０８は、それぞれ、乗算器５０１、テンプレート列生成器５０３、加算器５０４、アナログ積分器５０５、量子化器５０６、デジタル積分器５０８と同等の機能を有する。上記のＤＡ変換器６０７は、負帰還路１０に設けられており、量子化器６０６の出力をアナログに変換して加算器６０４に出力する。
【００３６】
上記のテンプレート列生成器６０３、量子化器６０６およびデジタル積分器６０８は、クロック６１０のタイミングで動作する。
【００３７】
相関器５０では、量子化器５０６は２値の量子化を行った。この場合、２値のデジタル出力を、例えば＋１と−１に取ることでこれをアナログ信号とみなしてそのまま加算器５０４に負帰還することができた。本相関器６０では、量子化器６０６は、２値以上の量子化値を取る場合も想定している。この場合、量子化出力は一般にはそのままアナログ値とみなすことができないので、ＤＡ変換器６０７においてアナログ値に変換されて、加算器６０４に負帰還される。この場合にも第１の参考形態において説明したと同様の関係式が成り立ち、デジタル積分６０８の出力として、所望の相関値が得られる。
【００３８】
〔第１の実施形態〕
本発明の第１の実施形態について、図３に基づいて説明すると以下の通りである。
【００３９】
本実施形態に関わる相関器７０には、インパルス無線送信器から送信された信号７００が入力され、相関器７０は、当該信号とテンプレート列７０２との相関値を計算して、デジタルの相関値７１１として出力する。この相関器７０は、乗算器７０１、テンプレート列生成器７０３、第１アナログ積分器７０４(第１積分器)、サンプリングスイッチ７０５(スイッチング回路)、加算器７０６、第２アナログ積分器７０７(第２積分器)、量子化器７０８、負帰還路７０９およびデジタル積分器７１０を備えている。
【００４０】
乗算器７０１およびテンプレート列生成器７０３は、それぞれ乗算器５０１およびテンプレート列生成器５０３と同等の機能を有する。
【００４１】
第１アナログ積分器７０４は、乗算器７０１の出力の積分値を出力するアナログ回路である。サンプリングスイッチ７０５は、第１アナログ積分器７０４の出力をクロック７１２に基づく一定のサンプリング間隔でサンプリングして出力する。
【００４２】
加算器７０６は、サンプリングスイッチ７０５からの出力と量子化器７０８の出力とを加算して出力する。第２アナログ積分器７０７は、加算器７０６の出力の積分値を出力するアナログ回路である。量子化器７０８は、第２アナログ積分器７０８の出力を量子化してデジタルの積分値を出力する回路である。デジタル積分器７１０は、量子化器７０８からのデジタルの積分値をデジタルの相関値７１１（デジタル相関出力信号）として出力する。また、量子化器７０８からのデジタル値は、負帰還路７０９を介して加算器７０６に入力される。
【００４３】
上記のテンプレート列生成器７０３、サンプリングスイッチ７０５、加算器７０６、量子化器７０８およびデジタル積分器７１０は、クロック７１２のタイミングで動作する。
【００４４】
続いて、上記のように構成される相関器７０の動作について説明する。
【００４５】
本実施形態においては、入力信号７００およびテンプレート列７０２は、乗算器７０１において乗算され、その出力はまず、第１アナログ積分器７０４において積分される。第１アナログ積分器７０４の出力は、サンプリングスイッチ７０５により一定のサンプリング間隔においてサンプリングされて、離散時間アナログ信号として加算器７０６に取り込まれる。
【００４６】
加算器７０６には、他に、量子化器７０８の出力が負帰還路７０９を通して負帰還される。第２の参考形態の相関器６０におけるＤＡ変換器６０７のように、負帰還路７０９は、量子化器７０８の出力をアナログ値に変換するためのＤＡ変換器に置き換えることもできる。
【００４７】
加算器７０６の出力は、離散時間アナログ値として、第２アナログ積分器７０７において積分され、クロック７１２に基づく一定のサンプリング間隔にてサンプリングされて、量子化器７０８で量子化される。量子化器７０８の出力はデジタル積分器７１０に入力されて、そこで積分されて、デジタルの相関値７１１として出力される。
【００４８】
本実施形態において、第１アナログ積分器７０４は、減衰のある積分器を用いることができる。ただし、減衰の時定数としては、単位インパルスと単位テンプレートとの積を精度を保って積分でき、かつ、次の単位インパルス到達までの時間に十分減衰するように選ぶことが望ましい。
【００４９】
また、第１アナログ積分器７０４として、上述のような減衰特性をもたない、保持時間の比較的長い積分器を用いる場合でも、サンプリングスイッチ７０５により積分値がサンプリングされた後、第１アナログ積分器７０４をリセットすることでも、所望の相関器を構成できる。
【００５０】
さらに、本実施形態の相関器７０では、高速応答が必要な第１アナログ積分器７０４と、保持時間の長い第２アナログ積分器７０７とを独立して設けることができる。従って、以下にその理由を説明するように、第１，第２アナログ積分器７０４，７０７の消費電力を削減することが可能になる。
【００５１】
積分器の周波数帯域が負荷容量に反比例することから、必要な周波数帯域を確保して消費電力を抑えるためには、積分に使用する容量を小さくする必要がある。一方、積分器の減衰特性の時定数が積分容量に比例することから、保持時間を長く確保するためには、積分容量を大きくする必要がある。これに対し、上記のように第１，第２アナログ積分器７０４，７０７を独立して設けることによって、第１アナログ積分器７０４の負荷容量を小さくしてその消費電力を抑え、第１アナログ積分器７０４の出力を、低速動作で消費電力が低く、かつ保持時間の長い第２アナログ積分器７０７で積分することにより、トータルの消費電力を削減することが可能になる。
【００５２】
〔第２の実施形態〕
本発明の第２の実施形態について、図４に基づいて説明すると以下の通りである。
【００５３】
本実施形態に関わる並列相関器８０には、インパルス無線送信器から送信された信号８０１が入力され、並列相関器８０は、当該信号と複数の互いに位相差を持ったテンプレート列との相関値を複数の相関器で計算して、デジタル処理回路８０５に出力する。具体的には、並列相関器８０は、複数個の相関器８０４と、基準となるクロック８０２からそれぞれ位相の異なる複数のクロックを生成し各相関器８０４に供給する遅延回路８０３と、各相関器８０４の出力を受けて処理を行うデジタル処理回路８０５により構成されている。各相関器８０４は、前述の第１、第２の参考形態および第１の実施形態で説明したインパルス無線用の相関器５０、６０または７０（図１ないし図３参照）である。
【００５４】
この構成により、複数の異なる位相のテンプレート列と入力信号との相関を平行して計算できるため、このような計算機能を、入力信号との同期捕捉や、入力信号との同期を維持するためのトラッキング操作等に有効に活用できる。
【００５５】
なお、特開２００１−４４８９１号公報には、入力信号と離散時間信号である符号系列との相関を計算することを想定した相関器が記載されている。これに対し、本発明の相関器は、入力信号とあらかじめ定められた連続時間信号（テンプレート列）との相関を計算することを想定しており、最初の積分器へ入力されるのは、連続時間信号（サンプリングされていない信号）である。また、本発明の各実施の形態に記載された相関器は、テンプレート列を生成するための回路としてテンプレート列生成器）を備える点でも、上記公報に記載された相関器と異なる。
【００５６】
なお、本発明の相関器は、上記の課題を解決する為に、あらかじめ定められた時系列信号とインパルス列の入力信号とを乗算する乗算器と、該乗算器の出力を積分する積分器と、該積分器の出力を量子化する量子化器とを備え、該量子化器の出力から該積分器の入力への負帰還路を有していてもよい。
【００５７】
上記構成では、アナログ積分器の出力を量子化した量子化器出力を、負帰還路を介してアナログ積分器の入力に負帰還することにより、量子化器の出力に量子化の過程で混入した量子化誤差が、アナログ積分器で積分された後、量子化器で再度量子化されるので、量子化誤差を大幅に低減させることが可能となる。
【００５８】
【発明の効果】
以上のように、本発明の相関器は、あらかじめ定められた時系列信号とインパルス列の入力信号とを乗算器で乗算し、該乗算器の出力を第１積分器で積分し、該第１積分器の出力をサンプリング回路でサンプリングし、該サンプリング回路の出力を第２積分器で積分し、該第２積分器の出力を量子化器で量子化し、さらに、該量子化器の出力から該第２積分器の入力への負帰還路を有する構成である。
【００５９】
これにより、第２積分器に負帰還された量子化器からの量子化誤差が第２積分器で積分された後、量子化器で再度量子化されるので、前記の相関器と同様、量子化誤差を大幅に低減させることができる。また、高速応答が必要な第１積分器と、保持時間の長い第２積分器とを独立して設けることができるので、積分器の消費電力を削減することが可能になる。
【００６０】
従って、本発明の相関器によれば、インパルス無線の受信機において、受信したインパルス列と特定の時系列信号との相関量を算出する際に、消費電力の増大を抑えて量子化誤差を低減（ＳＮ比の向上）することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の参考形態に係る相関器の要部の構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明の第２の参考形態に係る相関器の要部の構成を示すブロック図である。
【図３】 本発明の第１の実施形態に係る相関器の要部の構成を示すブロック図である。
【図４】 本発明の第２の実施形態に係る並列相関器の要部の構成を示すブロック図である。
【図５】 インパルス無線で用いられる単位インパルスの波形の一例を示す波形図である。
【図６】 インパルス無線で用いられる単位テンプレートの波形の一例を示す波形図である。
【図７】 図５に示した単位インパルスと、図６に示した単位テンプレートとのクロスコリレーションを示すグラフである。
【図８】 インパルス無線で用いられるデータ伝送用のインパルス列の一例および受信復調用のテンプレート列の一例を示す図である。
【図９】 従来の相関器を含むレーダー装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
５０，６０，７０ 相関器
８０ 並列相関器
５００，６００，７００ 入力信号
５０１，６０１，７０１ 乗算器
５０２，６０２，７０２ テンプレート列
５０３，６０３，７０３ テンプレート列生成器
５０４，６０４ 加算器
５０５，６０５ アナログ積分器
５０６，６０６ 量子化器
５０７ 負帰還路
５０８，６０８ デジタル積分器
５０９，６０９ 出力信号
５１０，６１０ クロック
６０７ ＤＡ変換器
７０４ 第１アナログ積分器（第１積分器）
７０５ サンプリングスイッチ(スイッチング回路)
７０６ 加算器
７０７ 第２アナログ積分器（第２積分器）
７０８ 量子化器
７０９ 負帰還路
７１０ デジタル積分器
７１１ 出力信号
７１２ クロック
８０１ 入力信号
８０２ クロック
８０３ 遅延回路
８０４ 相関器
８０５ デジタル処理回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力インパルス列と時系列信号との相関を演算する相関器に係り、特にＵＷＢ(Ultra Wide Band) 通信に用いられる相関器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話や情報携帯端末を代表とする様々な情報通信機器の爆発的な普及により、利用可能な周波数帯の不足は逼迫した状況になっている。さらに、高度情報化社会の進展に伴って、動画像や大容量データを用いたマルチメディア移動通信への需要が高まっている。このような背景の中で、スペクトルを広く（数ＧＨｚ程度に）分散できるインパルスを利用して、極めて小さな電力スペクトル密度で、既存の無線通信との大きな干渉無しに通信あるいは計測ができる、インパルス無線(Ultra Wide Band無線，UWB Radio)が検討されている（参考：日経エレクトロニクス 2002.3.11 p.55 - 66 ）。
【０００３】
インパルス無線の一例を、図５から図８を用いて説明すると、以下の通りである。図５にインパルス無線で使われる単位インパルスの一例を示す。単位インパルス１０は、近似的に式１で表される。
【０００４】
【数１】
ここで、τは、単位インパルスの幅を決める時定数である。インパルス無線では、通常τとして０．１nsecから１nsec程度の値を用いた単位インパルス１０を、τと比較して相対的に長い時間間隔（例えば、１０nsecから１０００nsec程度）で、繰り返した時系列信号を用いて通信あるいは計測を行う。
【０００６】
図６に、インパルス無線で使われる単位テンプレートの一例を示す。単位テンプレート２０は、二つの単位インパルスを（√２）τの時間差でずらして差を取ったものである。この単位テンプレート２０と単位インパルス１０とのクロスコリレーション(相互相関)を取ると、図７に示すコリレーション３０のグラフが得られる。従って、送信されてきた単位インパルス１０を受信して、この単位インパルス１０と単位テンプレート２０との相関を計算すると、単位インパルス１０と単位テンプレート２０とのタイミングが揃っているとき、相関値は０であり、単位インパルスがτ／√２早ければ相関値は正で最大となり、単位インパルスがτ／√２遅ければ相関値は負で最大となる。この原理を用いて、パルス位置変調したインパルス列を用いた通信、計測が可能である。
【０００７】
図８を用いて、インパルス無線で２値データを伝送する一方式を説明する。図８の例では、単位インパルスの平均送信間隔をＴ／Ｎとしている。スペクトルの拡散と、チャネルの多重化のために、擬似ランダム符号系列を用いて、単位インパルス送信位置を変動させる。具体的には、擬似ランダム符号が＋１であるか−１であるかに応じて、単位インパルス送信位置を平均送信間隔で定められる位置から、Δｔ遅らせるか、Δｔ早めるかを決める。
【０００８】
２値データ＋１，−１を周期Ｔで送信するために、＋１に対して、インパルス系列ＳＬ(t)を用いる。インパルス系列ＳＬ(t)は、単位インパルスをＮ回繰り返して送信するもので、その送信時間位置は、平均送信間隔Ｔ/Ｎを上記のように擬似ランダム符号で変動させた位置から、さらにτ／√２遅らせた位置とする。また、データとして−1を伝送する場合、インパルス列ＳＥ(t)を用いる。インパルス列ＳＥ(t)は、単位インパルスをＮ回繰り返して送信するもので、その送信時間位置は、平均送信間隔Ｔ／Ｎを上記のように擬似ランダム符号で変動させた位置からτ／√２早めた位置とする。これら、インパルス系列ＳＬ(t)またはインパルス列ＳＥ(t)を受信して、データを復調するために、テンプレート列ＴＰ(t)を用いる。該テンプレート列ＴＰ(t)は、単位テンプレート２０をＮ回繰り返した信号であり、その生成位置は、上記に述べたように平均送信間隔Ｔ／Ｎを擬似ランダム符号で変動させた位置に取られている。
【０００９】
インパルス系列ＳＬ(t)またはインパルス列ＳＥ(t)を受信した受信装置において、インパルス系列ＳＬ(t)またはインパルス列ＳＥ(t)と、テンプレート列ＴＰ(t)との相関を計算する。まず、通常の通信で用いられている適当な手段（例えば、遅延ロックループなど）により、受信されたインパルス系列ＳＬ(t)またはインパルス列ＳＥ(t)と、テンプレート列ＴＰ(t)との同期が保たれているとする。受信信号がインパルス系列ＳＬ(t)であれば、各単位インパルス１０と単位テンプレート２０との相関値は負の最大値を取るので、それらをＮ回加算した相関値として負の値が得られる。また、受信信号がインパルス列ＳＥ(t)であれば、各単位インパルス１０と単位テンプレート２０との相関値は正の最大値を取るので、それらをＮ回加算した相関値として、正の値が得られる。
【００１０】
例えば、US Patent 5,363,108 “TIME DOMAIN RADIO TRANSMISSION SYSTEM” では、インパルス無線の通信およびレーダー装置の技術が示されている。図９に示した送受信装置のブロック図によると、受信された信号は、MIXER ２３０において、TEMPLATE GENERATOR ２３２で生成されたパターンと乗算され、ANALOG INTEGRATOR ２５０で積分され、AMPLIFIER ２５２で増幅された後、SAMPLE AND HOLD ２５４でサンプリングされ、次にＡＤ変換器２５６にて量子化され、DIGITAL INTEGRATOR ２６２で積分されて相関値となる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したシステムでは、ＡＤ変換器２５６が量子化を行う毎に量子化誤差が信号に混入するため、信号のＳＮ比(Signal to Noise Ratio)が劣化する。ＳＮ比を改善するためには、ＡＤ変換器２５６の量子化ビット数を増加させることが必要であるが、これは消費電力の大幅な増大を招くことになる。
【００１２】
本発明は、インパルス無線の受信装置の一部として好適に用いられ、送信されたインパルス列を受信して、このインパルス列と特定の時系列パターンとの相関量を算出する相関器における量子化による量子化誤差を低減することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の相関器は、上記の課題を解決する為に、あらかじめ定められた時系列信号とインパルス列の入力信号とを乗算する乗算器と、該乗算器の出力を積分する第１積分器と、該第１積分器の出力をサンプリングするサンプリング回路と、該サンプリング回路の出力を積分する第２積分器と、該第２積分器の出力を量子化する量子化器とを備え、該量子化器の出力から該第２積分器の入力への負帰還路を有することを特徴としている。
【００１４】
上記構成によれば、前記の相関器と同様、量子化誤差を大幅に低減させることが可能になる。さらに、高速応答が必要な第１積分器と、保持時間の長い第２積分器とを独立して設けることができるので、積分器の消費電力を削減することが可能になる。具体的には、第１積分器の負荷容量を小さくしてその消費電力を抑え、第１積分器の出力を、低速動作で消費電力が低く、かつ保持時間の長い第２積分器で積分することにより、トータルの消費電力を削減できる。
【００１５】
また、上記第１積分器は、ある時定数で減衰する特性を有する積分器であることが好ましい。このような構成によれば、減衰時定数を単位インパルスと単位テンプレート（時系列信号）との積を精度を保って積分することができ、かつ、減衰時定数を次の単位インパルス到達までの時間に十分減衰するように選ぶことで、第１積分器のリセットを不要にすることができる。
【００１６】
また、本発明の相関器は、上記のいずれかの構成の相関器が複数個並置されてなるものであってもよい。このような構成によれば、複数の異なる位相のテンプレート列と、インパルス列の入力信号との相関を並行して計算できる為、入力信号との同期補足や入力信号の同期を維持するためのトラッキング操作等に活用できる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
〔参考形態１〕
本発明の第１の参考形態について、図１に基づいて説明すると以下の通りである。
【００１８】
本参考形態に関わる相関器５０は、インパルス無線送信器から送信されたインパルス列の入力信号５００が入力されると、当該信号とテンプレート列５０２との相関値を計算して、デジタル相関出力信号５０９として出力する。この相関器５０は、乗算器５０１、テンプレート列生成器５０３、加算器５０４、アナログ積分器５０５、量子化器５０６およびデジタル積分器５０８(積分器)を備えている。
【００１９】
テンプレート列生成器５０３は、図８に示すテンプレート列ＴＰ(t)と同じテンプレート列５０２(時系列信号)を生成する。このテンプレート列５０３は、単位テンプレートをＮ回繰り返した信号であり、その生成位置は、上記に述べたように平均送信間隔Ｔ／Ｎを擬似ランダム符号で変動させた位置に取られている。
【００２０】
乗算器５０１は、入力信号５００と上記のテンプレート列５０２とを乗算して出力する。加算器５０４は、乗算器５０１からの出力と量子化器５０６の出力とを加算して出力する。
【００２１】
アナログ積分器５０５は、加算器５０４の出力の積分値を出力するアナログ回路である。量子化器５０６は、アナログ積分器５０５の出力を量子化してデジタルの積分値を出力する回路である。デジタル積分器５０８は、アナログ積分器５０５からのデジタルの積分値を相関値として出力する。また、量子化器５０６からのデジタル値は、負帰還路５０７を介して加算器５０４に入力される。
【００２２】
上記のテンプレート列生成器５０３、量子化器５０６およびデジタル積分器５０８は、クロック５１０のタイミングで動作する。
【００２３】
続いて、上記のように構成される相関器５０の動作について説明する。
【００２４】
まず、入力信号５００を、時刻ｔの関数としてｘ(t)と表し、テンプレート列生成器５０３で生成されたテンプレート列５０２を、時刻ｔの関数としてｙ(t)と表す。テンプレート列の周期をＴ、量子化器がアナログ積分器５０５の出力を量子化器５０６で量子化する時間間隔をΔＴ、Ｔ／ΔＴ＝Ｍとし、量子化器５０６がアナログ積分器５０５の出力をサンプリングして量子化する時刻を、…Ｔi ，Ｔi+1 ，…と表す。時刻Ｔi におけるアナログ積分器５０９の出力をｆ(Ti)、量子化器５０６の出力をｑ(Ti)、量子化誤差をδi と表すと、式２が成立する。
【００２５】
【数２】
ここで、ある１つのテンプレート列の開始時刻をＴi ,終了時刻をＴi+M とする。この場合、時刻Ｔi+M におけるアナログ積分器５０５の出力ｆ(Ti+M）は、式３のように表される。
【００２７】
【数３】
式３において、Ａは負帰還路５０７のゲインを表しており、Ａ＝Ｎ／Ｔである。一方、式２により式４が得られるから、この式４を式３の左辺に代入して整理すると、式５が得られる。
【００２９】
【数４】
【数５】
式５から、入力信号ｘ(t)とテンプレート列ｙ(t)との、時刻Ｔｉから時刻Ｔi+M の間の相関値である左辺が、右辺の第３項に量子化でき、その量子化誤差が、−εi+M ＋εi で与えられることがわかる。実際には、デジタル積分器５０８が量子化器５０６の出力ｑ(Tk)を受けて積分した結果、デジタル相関出力５０９の値として上記の右辺第３項の値を出力する。なお、アナログ積分器５０５を時刻Ｔi においてリセットして、f(Ti)を満たすようにすれば、εi ＝０となるため、量子化誤差はさらに低減できる。
【００３２】
なお、アナログ積分器５０５のリセットは、例えば、積分された電荷を放電するためのスイッチ（図示せず）を設け、このスイッチをオンすることで行う。スイッチのオン／オフ制御用の信号は、カウンタを用いてクロックにより周期的に生成するか、あるいは受信機を制御するＣＰＵなどにより生成する。
【００３３】
本参考形態の相関器５０によれば、時刻Ｔｉから時刻Ｔi+M の間の相関値である式４の左辺が、式５の右辺第３項に量子化でき、その量子化誤差が、−εi+M ＋εi または、−εi+M で与えられる。しかしながら、図１の負帰還路５０７を備えない場合、量子化毎の量子化誤差が、時刻Ｔi+1 から時刻Ｔi+M の間に渡りＭ回蓄積される。従って、負帰還路５０７を備えることにより、ＳＮ比は、Ｍの平方根に比例して向上する。
【００３４】
〔参考形態２〕
本発明の第２の参考形態について、図２に基づいて説明すると以下の通りである。
【００３５】
本参考形態に関わる相関器６０には、インパルス無線送信器から送信されたインパルス列の入力信号６００が入力され、相関器６０は、当該信号とテンプレート列６０２との相関値を計算して、デジタル相関出力信号６０９として出力する。相関器６０の構成は、ＤＡ変換器６０７を除いて、相関器５０と同様である。すなわち、乗算器６０１、テンプレート列生成器６０３、加算器６０４、アナログ積分器６０５(積分器)、量子化器６０６、デジタル積分器６０８は、それぞれ、乗算器５０１、テンプレート列生成器５０３、加算器５０４、アナログ積分器５０５、量子化器５０６、デジタル積分器５０８と同等の機能を有する。上記のＤＡ変換器６０７は、負帰還路１０に設けられており、量子化器６０６の出力をアナログに変換して加算器６０４に出力する。
【００３６】
上記のテンプレート列生成器６０３、量子化器６０６およびデジタル積分器６０８は、クロック６１０のタイミングで動作する。
【００３７】
相関器５０では、量子化器５０６は２値の量子化を行った。この場合、２値のデジタル出力を、例えば＋１と−１に取ることでこれをアナログ信号とみなしてそのまま加算器５０４に負帰還することができた。本相関器６０では、量子化器６０６は、２値以上の量子化値を取る場合も想定している。この場合、量子化出力は一般にはそのままアナログ値とみなすことができないので、ＤＡ変換器６０７においてアナログ値に変換されて、加算器６０４に負帰還される。この場合にも第１の参考形態において説明したと同様の関係式が成り立ち、デジタル積分６０８の出力として、所望の相関値が得られる。
【００３８】
〔第１の実施形態〕
本発明の第１の実施形態について、図３に基づいて説明すると以下の通りである。
【００３９】
本実施形態に関わる相関器７０には、インパルス無線送信器から送信された信号７００が入力され、相関器７０は、当該信号とテンプレート列７０２との相関値を計算して、デジタルの相関値７１１として出力する。この相関器７０は、乗算器７０１、テンプレート列生成器７０３、第１アナログ積分器７０４(第１積分器)、サンプリングスイッチ７０５(スイッチング回路)、加算器７０６、第２アナログ積分器７０７(第２積分器)、量子化器７０８、負帰還路７０９およびデジタル積分器７１０を備えている。
【００４０】
乗算器７０１およびテンプレート列生成器７０３は、それぞれ乗算器５０１およびテンプレート列生成器５０３と同等の機能を有する。
【００４１】
第１アナログ積分器７０４は、乗算器７０１の出力の積分値を出力するアナログ回路である。サンプリングスイッチ７０５は、第１アナログ積分器７０４の出力をクロック７１２に基づく一定のサンプリング間隔でサンプリングして出力する。
【００４２】
加算器７０６は、サンプリングスイッチ７０５からの出力と量子化器７０８の出力とを加算して出力する。第２アナログ積分器７０７は、加算器７０６の出力の積分値を出力するアナログ回路である。量子化器７０８は、第２アナログ積分器７０８の出力を量子化してデジタルの積分値を出力する回路である。デジタル積分器７１０は、量子化器７０８からのデジタルの積分値をデジタルの相関値７１１（デジタル相関出力信号）として出力する。また、量子化器７０８からのデジタル値は、負帰還路７０９を介して加算器７０６に入力される。
【００４３】
上記のテンプレート列生成器７０３、サンプリングスイッチ７０５、加算器７０６、量子化器７０８およびデジタル積分器７１０は、クロック７１２のタイミングで動作する。
【００４４】
続いて、上記のように構成される相関器７０の動作について説明する。
【００４５】
本実施形態においては、入力信号７００およびテンプレート列７０２は、乗算器７０１において乗算され、その出力はまず、第１アナログ積分器７０４において積分される。第１アナログ積分器７０４の出力は、サンプリングスイッチ７０５により一定のサンプリング間隔においてサンプリングされて、離散時間アナログ信号として加算器７０６に取り込まれる。
【００４６】
加算器７０６には、他に、量子化器７０８の出力が負帰還路７０９を通して負帰還される。第２の参考形態の相関器６０におけるＤＡ変換器６０７のように、負帰還路７０９は、量子化器７０８の出力をアナログ値に変換するためのＤＡ変換器に置き換えることもできる。
【００４７】
加算器７０６の出力は、離散時間アナログ値として、第２アナログ積分器７０７において積分され、クロック７１２に基づく一定のサンプリング間隔にてサンプリングされて、量子化器７０８で量子化される。量子化器７０８の出力はデジタル積分器７１０に入力されて、そこで積分されて、デジタルの相関値７１１として出力される。
【００４８】
本実施形態において、第１アナログ積分器７０４は、減衰のある積分器を用いることができる。ただし、減衰の時定数としては、単位インパルスと単位テンプレートとの積を精度を保って積分でき、かつ、次の単位インパルス到達までの時間に十分減衰するように選ぶことが望ましい。
【００４９】
また、第１アナログ積分器７０４として、上述のような減衰特性をもたない、保持時間の比較的長い積分器を用いる場合でも、サンプリングスイッチ７０５により積分値がサンプリングされた後、第１アナログ積分器７０４をリセットすることでも、所望の相関器を構成できる。
【００５０】
さらに、本実施形態の相関器７０では、高速応答が必要な第１アナログ積分器７０４と、保持時間の長い第２アナログ積分器７０７とを独立して設けることができる。従って、以下にその理由を説明するように、第１，第２アナログ積分器７０４，７０７の消費電力を削減することが可能になる。
【００５１】
積分器の周波数帯域が負荷容量に反比例することから、必要な周波数帯域を確保して消費電力を抑えるためには、積分に使用する容量を小さくする必要がある。一方、積分器の減衰特性の時定数が積分容量に比例することから、保持時間を長く確保するためには、積分容量を大きくする必要がある。これに対し、上記のように第１，第２アナログ積分器７０４，７０７を独立して設けることによって、第１アナログ積分器７０４の負荷容量を小さくしてその消費電力を抑え、第１アナログ積分器７０４の出力を、低速動作で消費電力が低く、かつ保持時間の長い第２アナログ積分器７０７で積分することにより、トータルの消費電力を削減することが可能になる。
【００５２】
〔第２の実施形態〕
本発明の第２の実施形態について、図４に基づいて説明すると以下の通りである。
【００５３】
本実施形態に関わる並列相関器８０には、インパルス無線送信器から送信された信号８０１が入力され、並列相関器８０は、当該信号と複数の互いに位相差を持ったテンプレート列との相関値を複数の相関器で計算して、デジタル処理回路８０５に出力する。具体的には、並列相関器８０は、複数個の相関器８０４と、基準となるクロック８０２からそれぞれ位相の異なる複数のクロックを生成し各相関器８０４に供給する遅延回路８０３と、各相関器８０４の出力を受けて処理を行うデジタル処理回路８０５により構成されている。各相関器８０４は、前述の第１、第２の参考形態および第１の実施形態で説明したインパルス無線用の相関器５０、６０または７０（図１ないし図３参照）である。
【００５４】
この構成により、複数の異なる位相のテンプレート列と入力信号との相関を平行して計算できるため、このような計算機能を、入力信号との同期捕捉や、入力信号との同期を維持するためのトラッキング操作等に有効に活用できる。
【００５５】
なお、特開２００１−４４８９１号公報には、入力信号と離散時間信号である符号系列との相関を計算することを想定した相関器が記載されている。これに対し、本発明の相関器は、入力信号とあらかじめ定められた連続時間信号（テンプレート列）との相関を計算することを想定しており、最初の積分器へ入力されるのは、連続時間信号（サンプリングされていない信号）である。また、本発明の各実施の形態に記載された相関器は、テンプレート列を生成するための回路としてテンプレート列生成器）を備える点でも、上記公報に記載された相関器と異なる。
【００５６】
なお、本発明の相関器は、上記の課題を解決する為に、あらかじめ定められた時系列信号とインパルス列の入力信号とを乗算する乗算器と、該乗算器の出力を積分する積分器と、該積分器の出力を量子化する量子化器とを備え、該量子化器の出力から該積分器の入力への負帰還路を有していてもよい。
【００５７】
上記構成では、アナログ積分器の出力を量子化した量子化器出力を、負帰還路を介してアナログ積分器の入力に負帰還することにより、量子化器の出力に量子化の過程で混入した量子化誤差が、アナログ積分器で積分された後、量子化器で再度量子化されるので、量子化誤差を大幅に低減させることが可能となる。
【００５８】
【発明の効果】
以上のように、本発明の相関器は、あらかじめ定められた時系列信号とインパルス列の入力信号とを乗算器で乗算し、該乗算器の出力を第１積分器で積分し、該第１積分器の出力をサンプリング回路でサンプリングし、該サンプリング回路の出力を第２積分器で積分し、該第２積分器の出力を量子化器で量子化し、さらに、該量子化器の出力から該第２積分器の入力への負帰還路を有する構成である。
【００５９】
これにより、第２積分器に負帰還された量子化器からの量子化誤差が第２積分器で積分された後、量子化器で再度量子化されるので、前記の相関器と同様、量子化誤差を大幅に低減させることができる。また、高速応答が必要な第１積分器と、保持時間の長い第２積分器とを独立して設けることができるので、積分器の消費電力を削減することが可能になる。
【００６０】
従って、本発明の相関器によれば、インパルス無線の受信機において、受信したインパルス列と特定の時系列信号との相関量を算出する際に、消費電力の増大を抑えて量子化誤差を低減（ＳＮ比の向上）することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の参考形態に係る相関器の要部の構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明の第２の参考形態に係る相関器の要部の構成を示すブロック図である。
【図３】 本発明の第１の実施形態に係る相関器の要部の構成を示すブロック図である。
【図４】 本発明の第２の実施形態に係る並列相関器の要部の構成を示すブロック図である。
【図５】 インパルス無線で用いられる単位インパルスの波形の一例を示す波形図である。
【図６】 インパルス無線で用いられる単位テンプレートの波形の一例を示す波形図である。
【図７】 図５に示した単位インパルスと、図６に示した単位テンプレートとのクロスコリレーションを示すグラフである。
【図８】 インパルス無線で用いられるデータ伝送用のインパルス列の一例および受信復調用のテンプレート列の一例を示す図である。
【図９】 従来の相関器を含むレーダー装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
５０，６０，７０ 相関器
８０ 並列相関器
５００，６００，７００ 入力信号
５０１，６０１，７０１ 乗算器
５０２，６０２，７０２ テンプレート列
５０３，６０３，７０３ テンプレート列生成器
５０４，６０４ 加算器
５０５，６０５ アナログ積分器
５０６，６０６ 量子化器
５０７ 負帰還路
５０８，６０８ デジタル積分器
５０９，６０９ 出力信号
５１０，６１０ クロック
６０７ ＤＡ変換器
７０４ 第１アナログ積分器（第１積分器）
７０５ サンプリングスイッチ(スイッチング回路)
７０６ 加算器
７０７ 第２アナログ積分器（第２積分器）
７０８ 量子化器
７０９ 負帰還路
７１０ デジタル積分器
７１１ 出力信号
７１２ クロック
８０１ 入力信号
８０２ クロック
８０３ 遅延回路
８０４ 相関器
８０５ デジタル処理回路
Claims (2)
- インパルス列の入力信号と、あらかじめ定められた時系列信号との相関演算を行う相関器において、
該時系列信号と該入力信号とを乗算する乗算器と、
該乗算器の出力を積分するものであって、ある時定数で減衰する特性を有する第１積分器と、
該第１積分器の出力をサンプリングするサンプリング回路と、
該サンプリング回路の出力を積分する第２積分器と、
該第２積分器の出力を量子化する量子化器とを備え、
さらに該量子化器の出力から該第２積分器への入力への負帰還路を有することを特徴とする相関器。 - 請求項１に記載の相関器を複数個有することを特徴とする相関器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002218779A JP3883923B2 (ja) | 2002-07-26 | 2002-07-26 | 相関器 |
| US10/626,578 US7330521B2 (en) | 2002-07-26 | 2003-07-25 | Correlator and receiver including the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002218779A JP3883923B2 (ja) | 2002-07-26 | 2002-07-26 | 相関器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004064352A JP2004064352A (ja) | 2004-02-26 |
| JP3883923B2 true JP3883923B2 (ja) | 2007-02-21 |
Family
ID=31939873
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002218779A Expired - Fee Related JP3883923B2 (ja) | 2002-07-26 | 2002-07-26 | 相関器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7330521B2 (ja) |
| JP (1) | JP3883923B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4679573B2 (ja) * | 2004-04-19 | 2011-04-27 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 無線通信システムにおける再構成可能なパルス検出器 |
| US7822097B2 (en) * | 2004-08-20 | 2010-10-26 | Imec | Devices and methods for ultra-wideband communications |
| JP4521600B2 (ja) * | 2004-12-20 | 2010-08-11 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 符号拡散されたパルス信号を受信する受信装置及びそれを用いた通信装置 |
| US10209351B2 (en) * | 2016-06-14 | 2019-02-19 | Raytheon Company | Non-uniform sampling for unambiguous doppler measurement |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5363108A (en) | 1984-12-03 | 1994-11-08 | Charles A. Phillips | Time domain radio transmission system |
| JP2581826Y2 (ja) | 1992-01-17 | 1998-09-24 | 新日本無線株式会社 | デルタシグマａ／ｄ変換回路 |
| JPH06120837A (ja) | 1992-10-01 | 1994-04-28 | Asahi Kasei Micro Syst Kk | デルタシグマ変調器 |
| US5677927A (en) | 1994-09-20 | 1997-10-14 | Pulson Communications Corporation | Ultrawide-band communication system and method |
| JPH08274646A (ja) * | 1995-03-31 | 1996-10-18 | Sony Corp | ディジタル信号処理方法及び装置 |
| CN1127217C (zh) | 1998-12-10 | 2003-11-05 | 印芬龙科技股份有限公司 | 模/数转换器 |
| US6493404B1 (en) * | 1999-03-01 | 2002-12-10 | Sharp Kabushiki Kaisha | Recycling integrator correlator |
| US7039134B1 (en) * | 2002-01-22 | 2006-05-02 | Comsys Communication & Signal Processing Ltd. | Reduced complexity correlator for use in a code division multiple access spread spectrum receiver |
| US6707409B1 (en) * | 2002-09-11 | 2004-03-16 | University Of Rochester | Sigma-delta analog to digital converter architecture based upon modulator design employing mirrored integrator |
-
2002
- 2002-07-26 JP JP2002218779A patent/JP3883923B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-07-25 US US10/626,578 patent/US7330521B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2004064352A (ja) | 2004-02-26 |
| US7330521B2 (en) | 2008-02-12 |
| US20050089122A1 (en) | 2005-04-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7099422B2 (en) | Synchronization of ultra-wideband communications using a transmitted-reference preamble | |
| US6810087B2 (en) | Ultra-wideband communications system | |
| JP4259843B2 (ja) | 遅延ホッピング連続雑音送信参照方式を用いた超広帯域通信システム及び方法 | |
| US4426712A (en) | Correlation system for global position receiver | |
| EP2106032B1 (en) | Selective noise cancellation of a spread spectrum signal | |
| US8073465B2 (en) | Reciever, frequency deviation measuring unit and positioning and ranging system | |
| US7873097B1 (en) | Systems and methods for concatenation in spread spectrum systems | |
| US20100195699A1 (en) | System and method for transmitting and receiving ultra wide band pulse or pulse sequence | |
| US20030058963A1 (en) | Method and device for decoding an incident pulse signal of the ultra wideband type, in particular for a wireless communication system | |
| WO2007066859A1 (en) | Range measurement apparatus and method using chaotic uwb wireless communication | |
| US7130326B2 (en) | Gated time division multiplexed spread spectrum correlator | |
| WO2007052355A1 (ja) | インパルス無線通信における初期同期獲得方法及び受信装置 | |
| JP3883923B2 (ja) | 相関器 | |
| US20050249264A1 (en) | Wireless communication system, wireless transmitter, wireless receiver, wireless communication method, wireless transmission method and wireless reception method | |
| JP3523609B2 (ja) | 符号分割多元接続（ｃｄｍａ）コードタイミング追跡装置 | |
| RU2277760C2 (ru) | Способ передачи информации в системах связи с шумоподобными сигналами и программный продукт | |
| EP0698971A2 (en) | Synchronization for DSSS transmission system using jittered pilot code | |
| JP4406326B2 (ja) | 受信装置及びそれを用いた通信装置 | |
| US8817843B2 (en) | Chirp communications | |
| KR100716722B1 (ko) | 초광대역 통신 장치 및 방법 | |
| JP2920115B2 (ja) | デジタル相関器 | |
| CN100420160C (zh) | 利用自适应数量传输路径接收超宽带信号的方法和系统 | |
| KR950007434B1 (ko) | 디지탈 얼리-레이트 트래킹 루프회로 | |
| US7769106B2 (en) | Reconfigurable pulse detector in wireless communications system | |
| US8355425B2 (en) | UWB receiver and a data transmission method and system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050525 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060725 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060925 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20060925 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20061114 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20061115 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091124 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101124 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111124 Year of fee payment: 5 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |