DE69029516T2

DE69029516T2 - Funksendesystem im zeitbereich

Info

Publication number: DE69029516T2
Application number: DE69029516T
Authority: DE
Inventors: Larry W Fullerton
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1990-03-02
Filing date: 1990-03-02
Publication date: 1997-07-24
Anticipated expiration: 2010-03-03
Also published as: CA2053890C; EP0471799A4; WO1991013370A1; CA2053890A1; KR0171869B1; DE69029516D1; KR920701835A; JPH05501154A; EP0471799A1; EP0471799B1; JP2813689B2; RU2126163C1

Description

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Radiosysteme, bei denen zeitbeabstandete, im wesentlichen als Halbwellen ausgebildete Impulse aus Gleichstromimpulsen erzeugt werden und in den Raum gesendet werden, in dem die resultierenden Energiebursts sich frequenzmäßig bis zu einer Spektraldichte ausbreiten, bei der sie im wesentlichen im Untergrund verschwinden, wobei dennoch die den Bursts zugeordnete Information wiedergewinnbar ist.

Hintergrund der Erfindung

Radioübertragungen beruhten bisher überwiegend auf dem Prinzip der Frequenzkanäle. Dabei ist gleichzeitige geordnete Radioübertragung möglich mit Hilfe der Zuordnung unterschiedlicher Frequenzen oder Frequenzkanäle zu verschiedenen Nutzem, insbesondere in demselben geografischen Gebiet. Diesem Konzept ist es aber im wesentlichen fremd, Übertragungen zuzulassen, die in ihrer Frequenz nicht beschränkt sind. Obwohl es schien, daß nicht limitierte Frequenzen bei dem bekannten frequenzbestimmten Betrieb Chaos verursacht, ist bereits angeregt worden, daß dies nicht notwendigerweise zutrifft und daß es zumindest theoretisch möglich wäre, das Radiospektrum überlappend zu benntzen. Eine vorgeschlagene Betriebsart besteht darin, sehr kurze Radioimpulse in der Größenordnung einer Nanosekunde oder weniger einer Breitbandantenne zuzuführen, die idealerweise kurze Burstsignale aussenden würde, welche typischerweise drei bis vier Polaritätsteile aufweisen, welche energiemäßig gesehen, Signalenergie über im wesentlichen den oberen Bereich (oberhalb 100 Megaherz) des am meisten benutzten Radiofrequenzspektrums aufweist, d.h. bis hoch in das mittlere (Gigahertzgebiet. Eine grundsätzliche Diskussion impulserzeugter Radiosendungen findet sich in dem Artikel "Time Domain Electromagnetics and Its Application", Proceedings of the IEEE, Vol 66, No. 3, March 1978. Dieser Artikel regt insbesondere die Verwendung dieser Technologie für Baseband-Radar an und es sind Reichweiten von 5 bis 5.000 Fuß vorgeschlagen. Wie erwähnt, erschien dieser Artikei 1978 und nun, 12 Jahre später, wurde nur wenig erreicht auf dem Wege der kommerziellen Anwendung dieser Technologie.
Sowohl aus theoretischer als auch aus experimenteller Untersuchung des Standes der Technik wurde dem Anmelder klar, daß der Mangel an Erfolg im wesentlichen auf mehreren Faktoren beruht. Einer ist der, daß das extrem weite zu übertragende Frequenzband sehr wesentliche Anforderungen an eine Antenne stellt. Antennen werden im allgemeinen für eine begrenzte Frequenzbandbreite entworfen und es ist daher Tradition, daß es bei einer wesentlichen Änderung der Frequenz notwendig war, eine andere Antenne oder eine Antenne anderer Dimensionierung zu wählen. Das heißt nicht, daß Breitbandantennen generell nicht existieren; jedoch hat der Anmelder viele Antennentypen studiert einschließlich Bikonus-, Horn- und logarythmisch periodische Typen und festgestellt, daß keine davon eine praktisch verwendbare Antenne darstellt, die Impulsradio- oder Radarbenutzung mit einer Ausbreitung außerhalb des Labors erlaubt. Dieser Schluß trifft wohl auch auf die Breitbandantenne des US-Patentes 4,485,385 zu. Obwohl diese Antenne einen im allgemeinen umgekehrten Bikonusansatz verwendet, der als gut angesehen wird, gelangt sie nur kurz vor das Ziel eines extremen breitbandigen Effektes, der für Time-Domain Übertragungen erforderlich ist, bei denen die effektive Brandbreite, wie bereits erwähnt, in der Größenordnung von 1 Gigaheilz oder mehr liegen muß. Es muß erwähnt werden, daß die Bandbreite, um die es sich bei diesem Patent handelt, bei wenigen hundert Megahertz zu liegen scheint. Dieser restriktive Effekt scheint au der Struktur der Antenne zu liegen, wobei die Dipolbasiskonfiguration umgewandelt wurde zu einer Konfiguration, die als Quadropolkonfiguration beschrieben werden kami, und zwar durch Hinzufügung abgestimmter kurzer Stutzen, die tatsächlich zwei oder mein Pole erzeugen. Es wird auch als zutreffend angenommen, daß die Hinzufügung der Stutzen eine unerwünschte Unsymmetrie bei der ansonsten vorgesehenen diamantförmigen Konfiguration erzeugt.
Da darüber hinaus die kurzgeschlossenen Stutzen einen Weg zwischen der Basis der beiden Elemente leitfähig machen, kann eine solche Antenne nicht für Time- Domain-Übertragungen verwendet werden, da dort ein unterbrechbarer Pfad zwischen den Basiselementen der Antenne vorgesehen sein muß, wie in der vorliegenden Erfindung erläutert.
Ein zweites Problem, das die Fürsprecher der Verwendung von impuls- bzw. Tiine-Domain-Technologie für Radiozwecke quälte, ist das des effektiven Empfanges und Nachweises der Anwesenheit eines weiten Spektrums, das ein Halbwellenburst erzeugt, insbesondere in Gegenwait eines hohen Pegels von Umgebungsstrahlung, die fast überall vorhanden ist. Idealerweise würde eine erforderliche Antenne das gesendete Spektrum im wesentlichen gleichmäßig reproduzieren und der von ihr gespeiste Empfänger würde spezielle Eigenschaften haben, die ihm einen Betrieb ermöglichen trotz des hohen Geräuschpegels, mit dem er fertig werden muß. Der Stand der Technik vor dem Einstieg des Anmelders in dieses Gebiet bestand im allgemeinen in der Verwendung des Nachweises schierer Kraft, einem Schwellwertnachweis oder einem Schwellweitzeittornachweis. Schwellwertnachweis erlaubt den Durchgang von Signalen, die oberhalb eines gewählten Schwellweitpegels liegen. Das Problem dieses Ansatzes liegt offensichtlich darin, daß, wenn man impulserzeugte Signale sendet, die ausreichende Amplitude aufweisen, um sich über den Umgebungssignalpegel zu erheben, die existierenden Radiodienste, die diese Pegel erzeugen, auf unakzeptable Weise gestölt werden. Aus verschiedenen Gründen, vielleicht, weil ein weites Spektrum von Signalen betroffen ist, z.B. von 50 Megahertz bis in die Größenordnung von 5 Gigahertz, hielt man die Möglichkeit eines koherenten Nachweises für unmöglich. Dieses Problem wurde nun, wie sich aus dem US-Patent Nr.4,743,906 ergibt durch eine besondere Form der koherenten Detektion gelöst.
Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Impuls- oder Time- Domain (oder Baseband-)-Übertragungssystem zu schaffen, das alle oben genannten Probleme angeht und ein komplettes Impuls-Time-Domain- Übertragungssystem zu schaffen, das, aus Sicht des Anmelders, die bekannten praktischen Barrieren zu seiner Anwendung beseitigt und vor allem zu seiner Veiwendung für alle wesentlichen elektromagnetischen Radioanwendungen, einschließlich der Kommunikation, der Telemetrie, der Navigation und des Radars.

Zusammenfassung der Erfindung:

in bezug auf das Antennenproblem hat der Anmelder eine wirklich auf impulse ansprechende Antenne gefunden, die angelegte Gleichstromimpulse im wesentlichen in eine Halbwelle umsetzt. Es handelt sich um einen Dipol, der vollständig die Umkehrung der konventionellen Fledermausflügelantenne darstellt, wobei zwei dreieckförmige Elemente des Dipols mit ihren Basen eng benachbart angeordnet sind und angesteuert werden an nahe benachbarten Punkten auf den Basen, welche von einer Linie durch die Spitzen der beiden dreieckförmigen Elemente halbiert werden. Diese Halbierungslinie kann eine Seiten- oder Höhenabmessung der beiden dreieckförmigen Elemente markieren.
Als weitere Überlegung ergibt sich, daß Energiebeschränkungen in der Vergangenheit dazu führten, daß an die Sendeantenne das anzulegende Signal nur mit wenigen hundeit Volt gegeben werden konnte. Wo dies ein Problem darstellt, kann es überwunden werden mit einem Sendeschalter, gebildet aus einer normalerweise isolierenden Klistallstruktur, wie z.B. Diamantmaterial in Sandwichanordnung zwischen Metallelektroden, die eng an die Antennenelemente gekoppelt sind. Dieses Material wird in einen leitfähigen Zustand oder Zustand geringeren Widerstandes geschaltet mit einem Lichtstrahl geeigneter Wellenlänge, im Falle von Diamant mit Ultraviolettlicht. Auf diese Weise erstreckt sich keine metallische Triggerverbindungsleitung zur Antenne, die Strahlung aufnehmen oder wieder abstrahlen könnte, was die Signalkopplung zur Antenne und Störungen des von der Antenne abgestrahlten Signales ergeben würde, beide Effekte würden die Signalburstlänge vergrößern, was einen deutlich negativen Effekt darstellt.
In bezug auf den Radioempfänger ist typischerweise eine Empfangsantenne vorgesehen, die der beschriebenen Sendeantenne entspricht. Zweitens wird ein zu dem gesendeten Signal zeitkoordiniertes Signal entweder aus dem empfangenen Signal abgeleitet, wie im Falle der Kommunikation oder Telemetrie oder direkt vom Sender empfangen, z.B. im Falle von Radar. Das zeitkoordinierte Signal, typischerweise eine Energiehalbwelle, wird gemixt oder multiplizieit mit dem empfangenen Signal zur Bestimmung von Modulation oder der Position eines Zieles in einem gewählten Bereich, je nachdem wie die Verhältnisse liegen.
Weiterhin kann das gesendete Burstsignal in einem Zeitmuster variiert werden (zusätzlich zu einem Modulationsmuster für Koinmunikation oder Telemetrie). Dadurch erhöht sich erheblich die Sicherheit des Systems und die Differenzierung der Signale von fast allen oder allen Umgebungssignalen, also Umgebungssignalen, die nicht synchron mit dem gesendeten Burstsignal sind, was leicht erreidibar ist. Dies ermöglicht auch die Verwendung schneller Wiederholraten beim Radar, die in Abweseinheit solcher Änderungen oder Zitterungen Entfernungsunklarheiten erzeugen würden, z.B. zwischen der Wiederkehr von aufeinanderfolgenden Sendungen und daher Entfernungen. Burstsignale sind Signale, die erzeugt werden, wenn eine gestufte Spannungsänderung an eine impulsverarbeitende Antenne augelegt wüd, wie hier beschrieben und diskutiert wiud.
Als weiteres Merkmal der Erfindung kann die Wiederholrate von Burstsignalen sehi groß sein, beispielsweise bis 100 MHz oder höher, was eine sehr breite Frequenzdispersion erinöglicht, wodurch für einen gegebenen Gesamtenergiepegel die Energie bei jeder beliebigen Frequenz sein- klein ist, wodurch wirkungsvoll das Problem der Störung existierender frequenzbasierter Radiodienste beseitigt wird.
Als weiteres Merkmal der Erfindung werden bewegte Ziele mit iher Geschwindigkeit ermittelt durch Verwendung eines Bandpaßfilters nach Mixen und Doppelintegration des Signales. Ein weiteres Merkmal bei letztgenannter Betriebsart ist die Verwendung zweier Empfangskanäle, in denen das ankommende Signal in einem Kanal mit einem lokalerzeugten Signal eines ausgewählten Bereiches oder ausgewählter Zeitbestimmung multipliziert wird und in dem anderen Kanal dasselbe ankonnnende Signal mit einem leicht verzögerten lokalerzeugten Signal gemischt wird, wobei die Verzögerung im Bereich eines Viertels oder der Hälfte der Zeit der Halbwelle liegt. Dies ermöglicht die Zielunterscheidung olme die Verwendung getrennter Serien von Übertragungen
Als weiteres Merkmal der Erfindung werden Vielfachstrahler oder -empfänger in einem Array verwendet, wobei der kombinierte Effekt sich aus gleichen oder in der Zeit variierten empfangenen (oder gesendeten) Impulsen ergibt, wodurch ein Weg senkrecht zur Fläche der Antenne bevorzugt wird oder ein gelenkter Weg, versetzt zur Normalrichtung aufgrund ausgewählter Signalverzögerungspfade.
Als weiteres Merkmal der Erfindung können Radioantennenelemente vor einem Reflektor positioniert sein, wobei der Abstand zwischen den Elementen und dem Reflektor von der Übertragungszeit von einem Element oder den Elementen zum Reflektor und zurück zu dem bzw. den Elementen abhängt, typischerweise etwa 7,62 ein (3 Zoll), bei einer Spitzen-zu-Spitzen-Abinessung der Elemente voll etwa 22,86 cm (9 Zoll).

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt ein schematisches Blockdiagramm eines Time-Domain- Systems.
Fig. 1b zeigt ein schematisches Diagramm einer alternativen Form der Ausgangsstufe des in Fig. 1 dargestellten Senders.
Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm eines Time-Domain-Empfängers entsprechend der Erfindung.
Fig. 3 zeigt einige elektrische Wellenformen zur Erläuterung der Schaltung gemäß Fig. 1 und 1b.
Fig. 4 zeigt einige elektrische Wellenformen zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung gemäß Fig. 2.
Fig. 5 zeigt ein elektrisches Blockdiagramm eines Basisradarsystems nach der Erfindung.
Fig. 6 und 7 zeigen die Konfiguration einer erfindungsgemäßen Antenne.
Fig. 6a zeigt eine alteinative Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Antenne.
Fig. 8 und 9 zeigen ein Antennenarray.
Fig. 9a zeigt ein alternatives Antennenarray. und 7.
Fig. 10-15 zeigen unterschiedliche Schalteranordnungen, verwendet zum Laden und Entladen der Antennen zur Signalaussendung.
Fig. 16 zeigt ein Radarsystem, insbesondere zur Verwendung zur Anlagenüberwachung und
Fig. 17 zeigt eine Modifikation dieses Radarsystems.
Fig. 18 u. 19 zeigen die allgemeine Anordnung von Sende und Empfangsantennen für die dreidimensionale Zielortung.

Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels

Fig. 1 zeigt den Sender 10, bei dem ein Oszillator 12 eine Basisfrequenz von 100 KHz erzeugt, der typischerweise als klistallgesteuerter Oszillator ausgebildet ist. Sein Ausgaug, ein Impulssignal, wird an einen durch 4 Teiler 14 gelegt zur Lieferung eines Ausgangsimpulssignales von 25 KHz bei 0-5 Volt, das in Fig. 3 mit der Wellenform A dargestellt ist. Im folgenden werden die Wellenformen nut Buchstaben bezeichnet, ohne ihre Form im einzelnen zu beschreiben, die sich aus Fig. 3 ergibt. Der 25 KHz-Ausgang wird als allgemeines Sendesignal verwendet und als ein Eingang für die Stromversorgung 16. Letztere ist reguliert und liefert eine 300 Volt-Gleichspannung auf nicht störender Basis für die Ausgangsstufe 18 des Senders 10, der ebenfalls im 25 KHz-Betrieb läuft.
Der Ausgang des durch 4 Teilers 14 wird als Signalbasis verwendet und als solche über den Kondensator 20 zum Impulspositionsmodulator 22 gegeben. Der Impulspositionsmodulator 22 weist an seinem Eingang einen RC-Kreis auf, bestehend aus einem Widerstand 24 und einem Kondensator 26, die den Rechteckwelleneingang zu einer angenähert dreieckigen Wellenform B umwandeln, die über dem Widerstand 25 an den nicht invertierenden Eingang des Komperators 28 gelegt wird. Eine vorgewählte positive Referenzspannung wird nach Filterung durch einen Kondensator 27 ebenfalls an den nicht invertierenden Eingang des Komperators 28 gelegt. Sie wüd von dem +5volt-Ausgang 29 der Gleichstromquelle 30 über einen Widerstand 32 geliefeit. Daher ergibt sich beispielsweise tatsächlich an dem nichtinvertierenden Eingang eine Dreieckwelle, die positiv vorgespannt ist gemäß Darstellung der Wellenforin C.
Der momentane Leitungszustand des Komperators 28 wird bestimmt von einem Eingangssignal, das durch einen Kondensator 36 übeu den Widerstand 37 an den invertierenden Eingang des Komperators 28 gelegt wird, welcher von der Stromquelle 30 durch den Widerstand 38 über dem Widerstand 32 vorgespannt ist. Die kombinielte Signaleingangsspannung ist als Wellenform D dargestellt. Der signaleingang kann einfach der Audioausgang eines Mikrofons 34 sein, erforderlichen falls verstärkt durch einen Verstärker 35. Alternativ mit geschlossenem Schalter 39 kann es die Summe sein aus dem Audioausgang und einer Signaloffset- oder beispielsweise einer Zitterspannung, die vom Ausgang eines Signalgenerators 33 geliefert wird, wobei die Signale über dem Widerstand 41 summiert werden. Der Signalgenerator 33 kann beispielsweise einen Sinus erzeugen, ein Binärsignal oder andere Signale und wird bezeiclmet als ein "Binärsignal A" liefernd. Der Generator 33 würde daher eine binäre Signalspannung als Sequenz von diskreten Spannungsimpulsen erzeugen, die zwischen 0 Volt und einer bestimmten Spannung variieren, welche Buchstaben oder numerische Werte oder Zufallswerte darstellen. Durch die so besclniebene Eingangskombination würde der Ausgang des Komperators 28 zu einein positiven Sättigungspegel ansteigen, wenn die Dreieckwellenform 40 (Wellenform E) einen höheren Wert annimmt als das effektive Modulationssignal 42 und würde auf einen negativen Sättigungspegel abfallen, wenn das Modulationssignal 42 einen größeren Wert hat als das Dreieckwellensignal 40. Das Ausgangssignal des Komparators 28 ist mit der Wellenform F dargestellt, und der Effekt besteht darin, die Einschaltung und Ausschaltung der dargestellten Impulse in dieser Wellenform zu variieren in Funktion von der Kombination des Informationssignales und des Zittersignales, falls ein solches verwendet wird. Es ergibt sich daher aus einem Amplitudensignal eine Impulspositionsmodulation. Das Zittersignal ermöglicht ein zusätzliches dekretes Muster von Zeitpositionen, das dem gesendeten Signal hinzugefügt ist, so daß zu dessen Empfang und Demodulation die genaue Reproduktion des Zittersignales erforderlich ist.
Bei dem Ausgangssignal des Komperators 28 sind wir daran interessiert, eine negative Abfall- oder Endflanke 44 zu benutzen und es ist zu bemerken, daß diese Abfallflanke in ihier zeitlichen Position als Funktion der Signalmodulation variiert. Diese Abfallflanke der Wellenforin bei der Wellenform F triggert einen Mono, oder monostabilen Vibrator 46, "ein", der eine "Ein"-Zeit von etwa 50 Nanosekunden hat und sein Ausgang ist mit der Wellenform G dargestellt. Zu Illustrationszwecken sind, obwohl die entsprechenden Anstiegs- und Abfallflanken der zugehörigen Wellenformen fluchtend dargestellt sind, die Impulsbreiten und Impulsabstände (angedeutet durch unterbrochene Linien, die Abstände betragen 40 Mikrosekunden) nicht maßstabgereclit dargestellt. Daher korrespondiert die Anstiegsflanke der Impulsform G zeitlich mit der Abfallflanke 44 (Wellenform F) und ihre zeitliche Position innerhalb einer durchschnittlichen Zeit zwischen Impulsen der Wellenform G variiert als Funktion vom Eingangsmodulationssignal des Komperators 28.
Der Ausgatig des Mono 46 wird über eine Diode 48 über einem Widerstand 50 an den Basiseingang eines NPN-Transistors 52 als Trigger-Verstärker gelegt. Er ist an seinem Kollektor auf übliche Weise vorgespannt über einen Widerstand 54 von z.B. 1,5 K Ohm von einem +5 Volt-Anschluß 29 der 5 Volt- Stromversorgung 30. Der Kondensator 56 mit einer Kapazität voll etwa 0,1 mf ist zwischen dem Kollektor und Masse des Transistors 52 geschaltet, damit das volle Spannungspotential über dem Transistor liegt während seiner kurzen Einschaltzeit von 50 Nanosekunden. Der Ausgang des Transistors 52 ist zwischen seinem Einitter und Masse an die Primärwicklung 58 eines Triggertransformators 60 gekoppelt. Zusätzlich kaim der Transistor 52 den Transformator 60 über einen Avalanche-Transistor treiben, der in üblicher Emitter-Konfiguration über einen Kollektorladewiderstand angeschlossen ist. Um den Transformator 60 mit steiler Wellenfront anzutreiben, ist ein im Avalanche-Behieb arbeitender Transistor ideal. Identische Sekundärwicklungen 62 und 64 des Trigger-Transformators 60 liefern getrenilt Basis-Emitter-Eingange zu als NPN-Avalanche-, oder als im Avalanche-Modus betriebenen Transistoren 66 und 68 der Leistungsausgangsstufe 18. Obwohl zwei dargestellt sind, können eine oder mehr als zwei in geeigneter Kopplung vorgesehen sein.
Bei im Avalance-Modus betriebenen Transistoren 66 und 68 wurde gefunden, daß dieser Betrieb möglich ist mit einer Reihe von Transistortypen, die nicht für diesen Betrieb ausgewiesen sind, wie z.B. 2N2222, insbesondere solche in einem Metallgehäuse. Der hier gemeinte Avalanche-Betrieb wird manchmal auch als Second-Breakdown-Betrieb bezeichtiet und wenn Transistoren in dieser Betriebsart betrieben werden und "ein" getriggert werden, wird der Widerstand schell ziemlich klein (intern fast nut Lichtgeschwindigkeit), und sie bleiben in diesem Zustand, bis der Kollektorstrom ausreichend abfällt, um die Leitfähigkeit abzuschalten (bei welligen Microampére). Einige andere Transistoren, wie z.B. der Typ 2N4401 zeigen ebenfalls zuverlässige Avalanche-Eigenschaften.
Wie dargestellt, wird die impulsantenne 200 von der Gleichspannungsquelle 65 über Widerstände 67 und 69 auf eine Gesamtspannung geladen, die sich als Summe der Avalanche-Spannung der Transistoren 66 und 68 ergibt, wie oben beschrieben. Die Widerstände 67 und 69 haben zusammen einen Widerstandswert, der es den Transistoren 66 und 68 ermöglicht, wie erwähnt vorgespannt zu werden. Die Widerstände 71 und 73 sind von relativ niedrigem Wert und sind ausgewählt, uni Energie unterhalb der Abschaltspannung der Antenne zu empfangen. Wenn im Betrieb Impulse an die Primärwicklung 58 des Impulstransformators 60 gelegt werden, werden die Transistoren 66 und 68 eingeschaltet und schließen über die Widerstände 71 und 73 die Antennenelemente 204 und 206 kurz. Dies geschieht extrem selmell mit dem Resultat, daß ein Signal der Impulsform G (aber etwas verrundet) erzeugt wird. Die Antenne 200 differenziert den Impuls G und sendet im wesentlichen eine Halbwelle aus, die im wesentlichen der Form II entspricht.
Fig. 1b zeigt eine alteruative Ausführungsform einer Senderausgangsstufe. Sie weicht im wesentlichen von der in Fig. 1a dargestellten Ausführung dadurch ab, daß sie einen lichtempfindlichen Avalanche-Transistor 63 verwendet, z.B. einen 2N3033. Entsprechende Komponenten sind mit denselben Bezugszeichen versehen wie in Fig. 1, jedoch mit dem Zusatz "a". Der Transistor 63 wird von einer Laser-Diode oder einer schnelleinschaltenden LED (light emitting diode) 61 getriggert, die ihrerseits von dem Avalanche-Transistor 52 betrieben wird, wie in Fig. 1 dargestellt. Durch Verwendung eines lichtaktivierten Avalanche- Transistors oder eines im Avalanche-Modus operierenden Halbleiterschalters (die bereits existieren oder bald erscheinen werden) oder einer Reihe von diesen in Serie geschaltet, kann die Spannung der Spannungsquelle 65 bis in den Mehrkilovoltbereich augehoben werden, wodurch eine Ausgangsleistung möglich ist so hoch, wie erforderlich. Zu diesem Zweck würde als besonderes Merkmal der Erfindung ein lichtgetriggerter im Avalanche-Modus betriebener Galliumarsenidschalter verwendet.
Zurückkommend auf Fig. 1, wird das Ausgangssignal der halbwellenproduzierenden Antenne 200 mit Elementen 204 und 206 typischerweise über eine Distanz gesendet und von einer gleichen Breitwandantenne empfangen, z.B. der Antenne 200 eines an einem zweiten Ort aufgestellten Empfängers (Fig. 2).
Fig. 2 zeigt einen Radioempfänger, der besonders geeigliet ist zum Empfang und zum Nachweis von time-domaine-gesendeten Signalen. Insbesondere ist ein System dargestellt zum Nachweis von Information, die gemixt ist mit besonderem Vorspannungs- oder Zittersignalen, analog oder digital, so wie sie von dem Binärsignalsequenz "A"-generator 33 der Fig. 1 geliefert werden. Zum Zwecke der Beschreibung wird angenommen, daß der Schalter 39 der Fig. 1 geschlossen ist und daß das von dem Sender 10 gesendete Signal gebildet ist als Summe des Infonnationssignales von dem Mikiofon 34 mit dem Ausgang der Binärsiquenz "A" Generators 33 und daß daher der Impulspositionsausgang des Senders 10 eine Impulsposition aufweist, die sowohl von der Information als auch von dem Offset- oder Zittersignal abhängt. Das gesendete Signal kann daher beschrieben werden als Impulspositionsmoduliertes Signal, das Änderungen der Impulsposition unterworfen ist, die von dem Zeitoffsetmuster der Binärsequenz "A" erzeugt wird.
Das Sendesignal des Senders 10 wird von der Antenne 200 (Fig. 2) empfangen, und dieses Signal wird in zwei Basissehaltungen gespeist, eine Demodulatorschaltung 222 und einen Schablonengenerator 224. Bei diesem System wird eine Wiedergabe des gesendeten Signales, die Wellenform H (Fig. 4) zum Nachweis des empfangenen Signales verwendet, wobei der Basisnachweis mit einem Multiplizieirer oder muiltiplizierenden Mixer 226 erfolgt. Für maximale Antwort muß das Schablonensignal, wiedergegeben als Wellenform T1 in Fig. 4, an den Mixer 226 in enger Phase mit dem Eingangssignal gelegt werden, wie im folgenden noch beseluieben wird. Es diffeneit um einen in der Wellenform der Fig. 6 nicht sichtbaren Betrag als Funktion der Modulation und ergibt Hübe um etwa ± 200 Picosekunden, typisch für einen 1 Nanosekundenimpuls. Um solch enge Synchronisation zu erreichen, verwendet der Schablonengenerator 224 einen kristallgesteuerten, aber spannungsgesteuerten Oszillator 227, der von einer Steuerspannung betrieben wird, die seinen Betrieb in Abhängigkeit von dem empfangenen Signal synchronisiert.
Der Oszillator 227 arbeitet bei einer Frequenz, die deutlich größer ist als die Wiederholrate des Senders 10 und sein Ausgang wird heruntergeteilt auf die Betriebsfrequenz von 25 KHz durch einen Frequenzteiler 230, entspricht also dem Ausgang des Teilers 14 des Senders 10.
Uni ein Zitterinuster, entsprechend dem des Binärsequenz "A" Generators 33 zu erhalten, liefert ein entsprechender Generator 228 eine binäi-veränderliche Spannung für die programmierbare Verzögerungsschaltung 232, die an den Signalausgang des Teilers 230 ein Verzögerungsmuster anlegt, entsprechend dem, das erzeugt wird durch den Binärsequenz "A" Generator 33 der Fig. 1, wenn diese zur Informationsmodulation addiert wird. Diese kann beispielsweise ein 8 Bit- Binärwort sein, das die Zifferen 4, 2, 6 und 8 enthält, wobei dasselbe Muster voh den Binärsequenz "A" Generator 33 erzeugt und von dem Sender 10 gesendet wurde. Ferner wird angenommen, daß dieses ein wiederkehrendes Binärmuster ist. Daher wird zunächst der programmierbare Verzögerer 232 einen impuls, den es vom Teiler 230 erhält, um vier Einheiten verzögert. Als nächstes geschieht dasselbe für die Zahl 2 usw., bis die vierziffrige Folge komplett ist. Dann startet die Sequenz von vorn. Damit der Binärsequenzgenerator in Synchronisation betrieben werden kann, muß entweder die Startzeit der Sequenz dem Empfänger mitgeteilt werden oder das Signal muß für eine geeignete Anzahl von Signaleingangsimpulsen gesampelt werden, um Synchronisation durch Betrieb des Synchronisationssystems herzustellen, wie noch zu beschreiben ist. Obwohl wiederholbare Sequenz vorgeschlagen wird, muß dies nicht der Fall sein, wenn Synchronisation zwischen den beiden Generatoren besteht, z.B. durch Übertragung eines Sequenzstartsignales und durch Vorsehen von Eimichtungen im Empfänger, um dieses nachzuweisen und auszunutzen.
Entweder der programmierbare Verzögerer 232 oder eine zweite Verzögerungs einrichtung, die an seinen Ausgang angeschlossen ist, können zusätzlich allgemeine Schaltungsverzögerungen liefern zum Ausgleich von Schaltungsverzögerungen in den betriebenen Schaltkreisen, wie noch zu beschreiben ist. Auf jeden Fall gelaugt der verzögerte Ausgang des Verzögerers 232, der aus diesen gebildet ist, an den Eingang des Schablonengenerators 234, der ausgebildet ist zur Erzengung einer Wiedergabe des gesendeten Signals, wie in Fig. 4 mit der Wellenform T1 wiedergegeben. Der Differenzverstärker 246 liefert im wesentlichen eine Gleichspannung, die als Korrektur- oder Fehlersignal an den Oszillator 227 gelegt wird, damit das replizierte Signal T1 an den Mixer 226 exakt in Phase mit der mittleren Zeit des Eingangssignales FA gelegt wird.
Um das am nächsten kommende Signal zu erzeugen, wird das Eingangssignal FA mit zwei zeitlich beabstandeten Wiedergaben des Schablonensignalausgangs des Schablonengenerators 234 multipliziert. Das erste von diesen, mit T1 bezeichnet, wird in dem Mixer 236 mit dem Eingangssignal EA multipliziert und ein zweites Schablonensignal T2 wird mit dem Eingangssignal EA im Mixer 238 multipliziert. Wie in Fig. 6 angegeben, ist T2 gegenüber dem Signal T1 um die Verzögerung 240 verzögert, um ein Stück, das im wesentlichen der Hälfte des Hauptteiles P des Schablonensignales T1 entspricht.
Der Ausgang des Mixers 236 wüd in dem Integrator 242 integriert und dessen Ausgaug wird gesampelt und gehalten durch die Sample- und Hold-Einheit 244 in Triggerung durch den Verzögerer 232. Der Ausgang der Sample- und Hold- Einlielt 244, das Integral des Produktes des Eingangssignales EA nut IT1, wird an den nichtinvertierenden Eingang des Differenzverstärkers 246 gegeben. Entsprechend wird der Ausgang des Mixers 238 durch den Integrator 248 integriert und durch den Sample- und Hold 250 gesampelt und gehalten in Triggerung durch den Verzögerer 232, und das integnerte Produkt des Eingangssignales EA und des Schablonensignales T2 wird an den invertierenden Eingang des Differenzialverstärkers 246 gegeben.
Bei Betrachtung des Betriebes des Differenzialverstärkers 246 sieht man, daß wenn die Phase des Ausganges des Oszillators 22 vonücken sollte, die Signale T1 und Ei, die an den Mixer 236 gelegt werden, enger in Phase gelangen und ihr Produkt anwächst, was in einem Anwachsen des Eingangssignales an den nichtinvertierenden Eingang des Differenzverstärkers 246 resultiert, während der vorrückende Effekt des Schablonensignales T2 relativ zum Eingangssignal Ei derart sein würde, daß ihre Koinzidenz abnimmt, was eine Verringerung des Produktausganges des Mixers 238 verursacht und daher einen verringerten Spannungseingang am invertierenden Eingang des Differenzialverstärkers 246. Als Ergebnis würde der Ausgang des Differenzialverstärkers 246 in eine positive Richtung bewegt und dieses Polaritätssignal würde den Oszillator 227 verzögern. Wäre die Änderung in der anderen Richtung, ergäbe sich als Resultat, daß eine höhere Spannung an den invertierenden Eingang gelegt wird als an den nichtinvertierenden Eingang des Differenzialverstärkers 246 mit dem Ergebnis einer Verringerung des Ausgangssignales und einer Verstellung des Oszillators 227 in die andere Richtung. Auf diese Weise wird die enge mittlere Phasenverriegelung zwischen dem Eingangssignal EA und dem Schablonensigual TA bewirkt, die direkt verweudet wird bei der Modulation des Eingangssignales. Der Begriff "eng" wird benutzt, da der Ausgang des Differenzverstärkers 246 durch einen für niedrige Frequelizen durchlässigen Tiefpaßfilter 253 geht, bevor er an den Steuereüigang des Oszillators 227 gelangt. Die Cut-off-Frequenz des Tiefpaßfilters 253 ist so gelegt, daß eine große Anzahl von Impulsen benötigt wird, um eine Phasenveränderung (z.B. 10 bis vielleicht herunter zu 0,001 Hz) zu ergeben. Als Ergebnis ist die Autwort des Oszillators 227 so, daß er einen Ausgang liefert, der die Wellenform T1 und daher die Wellenform TA in fester Position in bezug zum Modulationseffekt hält. In Anbetracht dieser Beschränkung und um einen synchronen Nachweis des Eingangssignales zu erhalten, wird der Ausgang T1 des Schablonengenerators 234 um eine Zeit verzögert, die im wesentlichen ein Viertel der Periode P des Uauptteiles des Schablonen- und Eingangssignales beträgt und dieses wird als Signal TA mit dem Eingangssignal EA au den Multipliziermixer 226 gelegt. Das resultierende verzögerte Signal TA ist nun in enger Synchronisation mit deni Eingangssignal EA und daher erzeugt der Multiplizierer 226 im wesentlichen ein maximales Ausgangssignal. ln Fällen, in denen kein Signal oder ein Geräuschsignal am Signaleingang des Mixers 226 anliegt, liegt zwischen Eingangssignalen EA eine Zeit von exakt 40 Millisekunden, wie in Fig. 4 dargestellt, und eine sein minimale Zeitabweichwig des Ausgangssignales vom Mixer 226 liegt vor.
Der Signalausgang des Mixers 226 wird in einem hitegrator 250 integliert und das Ausgangssignal wird von dem Verstärker 252 mit einem Faktor von 0,05 multipliziert. Dann wird dieser halbe Spannungausgang des Verstärkers 252 an den invertierenden Eingang des Komperators 254 gelegt, und diese Spannung stellt die Hälfte des Spitzenausgangs des Jntegrators 250 dar. Gleichzeitig wird eine zweite Ausgangsleitung des Integrators 250 über einen Verzögerer 256 an den nicht invertierenden Eingang des Komperators 254 gelegt, wobei die Verzögerung so groß ist wie erforderlich zur Stabilisierung des Betriebes des Verstärkers 252 und des Komperators 254, um einen effektiven Vergleichsignalpegel zu erhalten, der im wesentlichen unabhängig ist vom variablen Betrieb dieser beiden Einheiten. Der Ausgang des Komperators 254 bildet einen sehr präzisen Zeitmarker, der sich mit der Position des Eingangssignales EA verändert. Er wird sodann einem Reseteingang eines Flip-Flop 258 zugeführt, dem ein Seteingang zugeführt wird vom Ausgang des Verzögerers 232, der wegen des Tiefpaßfilters 253, einen mittleren Abstand zwischen Eingangssignalen repräsentiert und daher eine Referenz, af die das modulationsgesteuerte, zeitvariable Ausgangssignal des Komperators 254 bezogen werden kann. Es steht in Beziehung über den Ausgang des Verzögerers 232, der als Seteingang deni Flip-Flop 258 zugeführt wird. Daher würde beispielsweise der Ausgang des Flip-Flop 258 ansteigen zu einer Zeit, die voll der mittleren Wiederholrate abhängt, die hauptsächlich vorgegeben wird von dem Tiefpaßfilter 253. Der Ausgang des Flip-Flop 258 würde wieder auf null gehen zu einer Zeit, die die Informationsmodulation des Eingangssignales wiedergibt. Daher hätten wir eine Impulshöhe von konstanter Amplitude, aber eine Impulsbreite, die direkt mit der Modulation variiert. Der Ausgang des Flip-Flop 258 wird dann durch einen Tiefpaßfilter 260 geführt, der das Signal von einer Impulsbreitenmodulation und Amplitudensignalmodulation übersetzt, die dann von einem Lautsprecher 262 wiedergegeben wird.
Wenn der Binärsequenzgenerator 33 des Senders 10 und der Binärsequenz-"A"- Generator 228 des Empfängers im wesentlichen synchron laufen, hat der Zeitpositionszittereffekt des Generators 33 des Senders 10 keinen verschiebenden Effekt auf das Signal.
Wie oben vorgeschlagen, ist zur Sicherstellung der Synchronisation irgendeine Signalisierung zwischen dem Sender und Empfänger erforderlich hinsichtlich des Starts des Binärsequenzgenerators, des Generators 33. Dies kann elteicht werden durch einen Hilfssender oder durch eine Dekodiereinrichtung, die am Ende beispielsweise einer Sequenz vom Binärsequenzgenerator 33 ein Startsignal für den Binärsequenzgenerator 228 des Empfängers liefeit. In Abwesenheit eines solchen, im freilaufenden Betrieb, ergäbe sich Synchronisation durch den Betrieb des Schablonengenerators 224, der für kurze Codes und bei relativ niedrigem Geräuschpegel relativ kurz laufen würde und bei längeren Codes oder Gelegenheiten, bei denen Geräusch ein wesentliches Problem darstellt, länger laufen würde, um Synchronisation zu ergeben. Falls erforderlich, könnte eine Empfangsstation zu der ursprünglichen Sendestation eine Bestätigung senden, daß Synchronisation erreicht wurde.
Aus Vorstehendem ergibt sich, daß der Annielder ein kostengünstiges und praktikables Time-Domaine-System zur Kommunikation geschaffen hat. Obwohl ein System beschrieben wurde, in dem ein einzelner kurzer Impuls von beispielsweise einer Nanosekunde bei einer Wiederholrate von etwa 40 Mikrosekunden zwischeu den Impulsen gesendet wird, läßt die Erfindung auch zu, daß eine Gruppe von Impulsen gesendet wird, die durch einen längeren Abstand getrennt sind. So könnte z.B. ein 8 Bit-Set als eine Gruppe gesendet werden, innerhalb derer nur Platz zwischen den Impulsen ist, um ihre modulationsbedingte Positionsverschiebung zu bestimmen. Durch diese Anordnung könnte die gesendete Information um bis zum 256-fachen erhöht werden oder könnte die Störsicherheit gegen Geräusche durch diese und ähnliche Teclmiken wesentlich verbessert werden.
Fig. 5 zeigt ein erfindungsgemäßes Radarsystem zur Abstandsbestimmung. Eine Impulsverarbeitende oder Impulsantenne 200 oder eine Antenne 201, wie in Fig. 6a dargestellt, eines Senders 239 weist dreieckförmige Elemente A und B auf, deren Basen in einem engen Abstand von 0,127 cm (0,050 Zoll) stehen. Die Abmessungen der Basen und die Abmessungen senkrecht zu den Basen betragen bei jedem Element etwa 11,43 cm (4-1/2 Zoll) und werden im einzelnen diskutiert und dargestellt zu den Fig. 6 und 7. Typischerweise wird ein Reflektor verwendet wie in Fig. 8 dargestellt. Alteinativ ist die Basis, wie in Fig. 6a dargestellt, auf 5,715 ein (2-1/4 Zoll) reduziert, wobei die Elemente halbiert sind, wie in Fig. 6a dargestellt. Von Bedeutung ist jedoch, daß die Länge des Weges vom Einspeisungspunkt zu einer Kante in beiden Fällen dieselbe ist.
Der Sender wüd grundsätzlich von einer Steuerung 310 gesteuert. Diese enthält einen Sendesequenzsteuerteil 3 12, der die Zeitgabe der gesendeten Signalbursts bestimmt, beispielsweise 10.000 Bursts pro Sekunde, in welchem Fall die Sendesequenzsteuerung 312 einen Ausgang von 10.000 Hz auf der Leitung 314 abgibt. Der Oszillator 316 wird auf einer höheren Frequenz von beispielsweise 20 MHz betrieben.
Der Signalausgang der Sendesequenzsteuerung 3 12 wird verwendet, um bestimmte Impulsausgänge des Oszillators 316 auszuwählen als die tatsächlich als Masterimpulse verwendeten Impulse zur Steuerung sowohl des Ausgauges des Senders 318 als auch zum Timen der Empfängerfunktionen, wie noch beschrieben wird. Um einen Betriebsimpuls wiederholt und eindeutig mit geringer Zeitunsicherheit beim Oszillator 3 16 auszuwählen, erfolgt die Auswahl um einen und einen Bruchteil eines Oszillatorimpulsintervalls nach einem Anfangssignal von der Steuerung 312. Die Auswahl erfolgt über steuersequenzverwendende D- Typ Flip-Flops 318, 320 und 322. Daher wird der Sendesequenzsteuerimpuls auf der Leitung 3 14 an den Clock-Eingang eines Flip-Flops 318 gelegt. Dies veranlaßt den Q-Ausgang des Flip-Flops 318 zum Übergang in den Hochzustand und dieser gelangt an den D-Eingang des Flip-Flops 320. Nachfolgend legt der Ausgang des Oszillators 3 16 eine Anstiegsflanke an den Clock-Eingang des Flip- Flops 320. Zu dieser Zeit geht der Hochpegel des D-Eingangs dieses Flip-Flops an den Q-Ausgang. Entsprechend geht der Q-Ausgang des Flip-Flops 320 an den D-Eingang des Flip-Flops 322, und die nächste Anstiegsflanke des Impulses vom Oszillators 316 veranlaßt den Nicht-Q-Ausgang des Flip-Flops 320 dazu nach tief zu gehen und so den Beginn eines Sende-Empfangszyklus auszulösen.
Für den Sendebetrieb wird der Nicht-Q-Ausgang des Flip-Flops 322 als Eingang an den analog programmierbaren Verzögerer 3 13 und den Zähler 3 15 gelegt. Der Zähler 315 würde beispielsweise auf die Nicht-Q-Ausgänge des Flip-Flops 322 ansprechen und zu einer vorgewählten Zahl von beispielsweise 356 hochzählen und wieder voll vorn zu zählen beginnen. Sein Binärausgang würde als Adresse der Speichereinheit 317, ROM oder RAM, zugeführt, die eine Zahl in numerischer Adressanordnung oder in zufällig ausgewählter Ordnung enthält. Als Resultat würde nach Adressierung eine bestimmte Ausgangszahl der D/A- Konvertereinheit 321 zugeführt. Die D/A-Konvertereinheit 321 würde dann ein Analogsignal proportional zur eingegebenen Zahl abgeben. Dieser Ausgang wird verwendet, um die programmierbare Verzögerungseinheit 313 so zu betreiben, daß die Impulse vom Flip-Flop 320 um Beträge verzögert werden, die proportional dem Signal des D/A-Konveiters 321 sind. Der Verzögerungsbereich liegt bis zum Nominalabstand zwischen den Impulsen, in diesem Fall bis zu 300 Nanosekunden, und praktisch bis 99 Nanosekunden. Der verzögerte Ausgang der programmierbaren Verzögerungseinheit 313 wird dann einer festen Verzögerungseinheit 324 zugeführt, die eine feste Verzögerung von 200 Nanosekunden für jeden empfangenen Impuls vorsieht. Die dadurch verzögeiten Impulse werden dem Triggergenerator 223 zugeführt. Der Triggergenerator 223, beispielsweise ein im Avalanche-Betrieb arbeitender Transistor, liefeit einen steil ansteigenden elektrischen impuls bei der Wiederholrate von 10.000 Hz oder eine ähnliche Antwort in Form eines Lichtimpulses, z.B. mit einem Laser, je nach anzusteuerndem Sender. Entsprechend eines Merkmals der vorliegenden Erfindung könnte der Triggergenerator 223 ein Ultraviolettlaser sein. Auf jeden Fall wird der Impuls des Triggergenerators 223 einem Schalter 335 zugeführt und schaltet diesen schnell ein, dieser kann z.B. wiederum ein elektrisch betriebener oder lichtbetriebener Schalter sein, wie z.B. ein von einem Ultraviolettlaser über eine Phaseroptik 327 getriggerter Diamantschalter.
Wichtig ist, daß dieser fähig ist, innerhalb einer Nanosekunde oder weniger zu schalten. Fr wird dann eingeschaltet, um die Antenne 200 zu entladen, die zuvor von der Stromquelle B über die Wiederstände R1 und R2 aufgeladen war, wobei die Stromquelle B z.B. zwischen 100 und 5.000 Volt hat.
Entsprechend wird die Impulsantenne 200 oder 200a (Fig. 6a) ein- oder ausgeschaltet oder beides nacheinander durch die Schalteranordnung 315, die gestufte Spannungsänderungen an die Antenne legt. Diese reagiert durch Sendung eines kurzen Burstsignales 329 jedestnal, wenn sie getriggert ist. Diese Burstsignale werden dann durch den Raum übertragen mittels einer direktionalen Version der Antenne 200, wie sie in den Figuren 8 und 9 dargestellt ist, oder einfach durch eine omnidirektionale Antenne, wie mit der Antenne 200 in Fig. 1 oder 200a in Fig. 6a dargestellt.
Von einem Ziel rückkehrende Signale würden empfangen von dem Empfänger 326, der typischerweise in der Nähe oder zusammen mit dem Sender 319 angeordnet ist, über eine Empfangsantenne 200, die beispielsweise gleich einer Sendeantenne sein würde. Die Empfangssignale werden in dem Verstärker 328 verstärkt und in einen Mixer 330 gegeben zusammen mit einem Signal von dem Schablonengenerator 332, der von der Verzögerungsleitung 336 gesteuert ist, welche zeitgesteuert ist zur Erzeugung von Signalen, die typischerweise halbwellenförmig sind und in iluer Zeit der erwarteten Ankunftszeit von Signalen von einem Ziel in gegebenem Abstand entsprechen.
Der Mixer 330 multipliziert die beiden Eingangssignale und es ergibt sich, wenn zeitlich koinzidente Signale vorliegen und die koinzidenten Signale gleiche oder ungleiche Polarität haben, ein signifikanter und integrierbarer Ausgang, der ein Ziel in einer Entfernung angibt. Ein Mixer und die folgende Schaltung können wieder benutzt werden für später ankommende Signale, die unterschiedliche Abstände angeben, wobei diese Abstands- oder Zeitabstände ausreichen, um die Verarbeitungszeit zum Empfang und zur Integration bei einem Abstand zu komplettieren, wie noch beschrieben wird. Zusätzliche entsprechende Mischungen und folgende Schaltungsets können verwendet werden, um die Abstandslücken auszufüllen, zwischen denen, die ein Set bearbeiten kann.
Da das Ziel hier ist, die Anwesenheit oder Abwesenlieit eines Zieles festzustellen aufgrund einer Anzahl von Signalsamplings, die sich durch Integration ergeben, wobei ein wahres Signal nicht existiert, produziert das Erscheinen von Signalen, die von dem Mixer 330 in Übereinstimmung mit der Empfangszeit von Signalen vom Schablonengenerator 332 empfangen werden, typischerweise Signale, die nicht nur in ihrer Amplitude, sondern auch in ihrer Polarität variieren. Dabei muß man im Auge behalten, daß das vorliegende System Informationen nicht sofort, sondern nach einer Zeitperiode feststellt, abhängig vom Überwiegen Kohärenter Signale über der Zeit Zeit, eine Eigenschaft der Time-Domaine-Übertragung. Sodann ist es wesentlich, daß der Schablonengenerator einen Schablonenburst erzeugt, der nicht länger ist als das verursachende, zu empfangende Signal und eine konsistent ähnliche oder entgegengesetzte Polaritätsbeziehung in der Zeit mit diesem aufweist. Wie bereits vorgeschlagen, werden empfangene Signale, die diese Beziehung zum Schablonensigual nicht aufweisen, im wesentlichen abgeschwächt. Als ein Signal ist das Schablonensignal einfach ein Burstsignal mit einer Polarität. Wenn angenommen wird, daß es die beschriebene Zeitbeziehung aufrechterhält, kann wirksamer Nachweis erreicht werden.
Zu Darstellungszwecken befassen wir uns mit der Betrachtung eines einzelnen Zeitschlitzes für erwartete Rückkehrsignale nach Signalbursts von der Sendeantenne 200 oder 200a. Dementsprechend wird der Schablonengenerator 332 betrieben als Funktion der Zeitgabe des Senders. Um dies zu erreichen, werden ein Grobverzögerungszähler 335 und eine programmierbare Feinverzögerungsleitung 336 verwendet. Der Abwärtszähler 335 zählt die Zahl der Impulsausgänge des Oszillators 216 abwärts, welche auftreten anschließend an einen Steuereingang auf der Leitung 338, dem Ausgang der programmierbaren Verzögerungseinheit 313. Eine diskrete Anzahl von Impulsen, die danach vom Oszillator 316 empfangen werden, ist programmierbar im Abwärtszähler 335 durch einen Ausgang X vom Lastzähler 341 auf der Leitung 340 der Steuerung 3 10, einer konventionellen Einrichtung, in der eine Binärzählung in der Steuerung 310 generiert wird, welche in den Abwärtszähler 335 geladen wird. Als Beispiel nelmen wir an, daß nach einer Rückkehr gesucht werden soll, die 175 Nanosekunden nach der Übertragung des Signals von der Antenne 200a erfolgt. Um dies zu erreichen, laden wir in den Abwärtszähler 335 die Zahl 7, was bedeutet, daß er 7 Impulse des Oszillators 216 abwärts zählt, von denen jeder im Abstand von 50 Nanoseknuden liegt. So ergibt sich eine 350 Nanosekundenverzögerung im Abwärtszähler 335, jedoch einalten wir unter Abzug von 200 Nanosekunden, wie sie von der Verzögerungseinheit 324 eingegeben werden, tatsächlich einen Ausgang des Abwärtszählers 335, der 150 Nanosekunden nach der Sendung eines Bursts durch die Sendeantenne 200 oder 200a auftritt. Um die präzise Zeitgabe von 175 Nanosekunden zu erreichen, wird eine zusätzliche Verzögerung bewirkt von der programmierbaren Verzögerungsleitung 336, die vom Ausgaug des Zählers 335 getriggert wird, wenn die Zählung 7 abgeschlossen ist. Sie ist in üblicher Weise programmiert durch die Ladeverzögerung 342 der Steuerung 310 auf der Leitung Y und würde die programmierbare Verzögerungsleitung 336 programmiert haben zur Verzögermig eines Eingangsimpulses um 25 Nanosekunden. Auf diese Weise liefert die programmierbare Verzögerungsleitung 336 einen Impulsausgang an den Schablonengenerator 332, 175 Sekunden nachdem er von der Sendeantenne 200 gesendet ist. Der Schablonengenerator 332 wird daher getimt zur Lieferung beispielsweise eines positiven Halbwellen- oder Rechteckwellenimpulses zum Mixers 330 oder einer diskieten Sequenz oder eines Musters positiver und negativer Auslenkungen.
Der Ausgang des Mixers 330 wird dem Analogintegrator 350 zugeführt. In der Annahme, daß eine diskrete Nettopolaritätsähnlichkeit oder -unähnlichkeit zwischen dem Schablonensignal und dem empfangenen Signal während der zeitbestimmten Gegenwart des Schablonensignals besteht, liefert der Analogintegrator 350, der während der Zeit des Schablonensignals integriert, eine diskrete Ausgangsspannung. Wemi das empfangene Signal nicht mit einem überlagerten Zielsignal beeinflußt ist, enthält es im allgemeinen genauso viel positiven wie negative Inhalt auf einer Zeitbasis; nach Multiplikation mit dem Schablonensignal folgt das Produkt dieser Charakteristik und entsprechend ergeben sieh am Ausgang des Integrators 350 genauso viele positive wie negative Produkte. Andererseits ergibt sich bei einem Gehalt an Zielsignal eine Verschiebung in der einen oder anderen Richtung, d.h. es ergeben sich mein. Signalausgänge des Analogintegrators 350 von der einen als der anderen Polarität. Der Signalausgang am Analogintegrator 350 wird in dem Verstärker 352 verstärkt und daim werden synchron mit dem Multiplikationsprozeß diskrete Signale, die aus dem Analogintegrator 350 entstehen, diskret gesampelt und gehalten durch den Sample und Hold 354. Diese Samples werden dann dem A/D-Konverter 356 zugeführt, der jedes Sample digitalisiert, und zwar nach einer festen Verzögerung von 40 Mikrosekunden, die von der Verzögerungseinheit 358 vorgegeben wird, wodurch die Verarbeitungszeit berücksichtigt wird, die die Sample- und Holdeinheit 354 benötigt. Die nun diskreten digital kalibrieiten positiven und negativen Signalwerte werden von dem A/D-Konverter 356 dem Digitalintegrator 362 zugeführt, der sie digital summiert zur Feststellung, ob eine signifikante Nettospannung einer oder der anderen Polarität vorhanden ist, was, falls vorhanden, anzeigen würde, daß ein Ziel in einer ausgewählten Reichweite vorhanden ist. Typischerweise würden eine Anzahl voll Sendungen nacheinander vorgenoimnen, z.B. 10, 100 oder sogar 1.000 Sendungeil, wobei dieselbe Signallaufzeit des Empfangs beobachtet würde, und alle Signale, die während solcher Sendungen auftauchen, würden dann in dem Digitalintegrator 362 integriert und würden auf diese Weise die Wiedergewinnung des Signal 5 aus nichtsynchronisierten Umgebungssignalen ermöglichen, die aufgrund zufälliger Polaritäten nicht wirksam integriert werden.
Der Ausgang des Digitalintegrators 362 würde auf einer Anzeige 364 angezeigt, die zeitsynchronisiert wird von einem geeignetem Signal von der Verzögerungsleitutig 336 (und dem Verzögerer 358), welches auf diese Weise es ermöglicht, die Zeit- oder Abstandsposition eines Rückkehrsignalses anzuzeigen als Abstand von der Radareinheit.
Die Figuren 6 und 7 zeigen Seiten- und Vorderansichten einer Antenne 200. Es ist zu beachten, daß die Antennenelemente A und B dreieckig sind mit eng benachbarten Basen und Schalter 225, eng zu den Basen der Elemente angeschlossen, wie dargestellt. Als Beispiel und wie oben beschrieben, hat sich gezeigt, daß Burstsignale guter Qualität gesendet werden können von Impulsen mit einer Stufenspannungsänderung, die in einer Nanosekunde oder weniger stattfindet, wobei die Basis jeden Elementes etwa 11,43 cm (4-1/2 Zoll) beträgt und die Höhe jedes Elementes etwa dieselbe ist. Alternativ kann, wie in allen Fällen, die Antenne so wie die in Fig. 6a sein, wobei die Antenne 200a halb durchgeschnitten ist, um eine Basisabmessung von 5,715 cm (2-1/4 Zoll) zu haben. Jede der in den Figuren 6, 7 oder 6a dargestellten Antenne kann als Antenne in jeder der Figuren verwendet werden.
Figuren 8 und 9 zeigen schematisch eine Antennenanordnung, in der ein Vielfaches, in diesem Falle 16 separate Sätze, von Alitemienelementen, beispielsweise als Autenne 200, verwendet werden, von denen jede von eineni Metallreflektor 200a vorwärts beabstandet ist mit einem Abstand von etwa 7,62 cm (3 Zoll), bei einer Antennenelementabmessung Spitze zu Spitze von 22,86 cm (9 Zoll). Die Antennen werden von isolierenden Abstandshaltem 300b getragen und Schalter 325 (Sendebtnebsart) sind dargestellt, die gespeist werden von Triggerquellen 323, die bequemerweise auf der Rückseite des Reflektors 300a vorgesehen sein kömien, und dadurch wird jede Streustrahlung, die rückwärts über diesen Ort hinaus zu einer Sendeleitung strahlen könnte, wirksam abgeschirmt. Die Vielfachanteimen können im Gleichklang betrieben werden, d.h. daß sie alle getriggert werden (im Falle eines Senders) und kombiniert werden (im Falle eines Empfingers) mit gleicher Zeitgabe, in welchem Falle die Antenile eine Blickrichtung oder einen Weg haben würde, der senklecht zur Antennenanordnung oder Oberfläche des Reflektors als Ganzem gerichtet ist. Alteniativ, falls eine Richtungssteuerung gewünscht ist, kaim die Zeitgabe durch Kombinier- oder Triggereinrichtungen (Empfang oder Sendung) variiert werden. Daher können beispielsweise beim Empfang, während die Ausgänge aller Antennen in einer Spalte zum gleichen Zeitpunkt kombiniert werden, die Ausgänge anderer Spalten vor einer endgültigen Kombinierung aller Signale verzögert werden. Verzögerungen können einfach durch Leitungslängen vorgegeben werden und es sind allgeinein vielfache Effekte erzielbar in fast unbeschränkten Kombinationsmöglichkeiten.
Alternativ köimen Antennenelemente in einer Längsstrahleranordnung vorgesehen sein, wobei jedes Element mit oder ohne Reflektor betrieben wird. Sie können angeordnet sein, wie in den Figuren 9a und 9b dargestellt, wobei vier Längsstrahlereinheiten Y1, Y2, Y3 und Y4 verwendet werden in Anordnung vor einem gemeinsamen Reflektor. Alternativ kann der Reflektor weggelassen werden und in weiter alternativer Ausbildung kann ein Absorber jenseits der Anordnung vorgesehen sein zur Absorbierung von Rückwellen.
Fig. 10 zeigt schematisch einen Sendeschalter, bei deni das Basisschaltelement ein im Avalanche-Modus betriebener Transistor 400 ist, dessen Emitter und Kollektor über gleiche Widerstände 402 mit Antennenelementen A und B der Antenne 200 verbunden sind, wobei die Widerstände beispielsweise jeder 25 Ohm haben (bei einer Antenne gemäß Fig. 6a wäre er zu verdoppeln). in der Zeit zwischen der Einschaltung des Avalanche-Transistors 400 wird er auf eine Gleichspannung von z.B. 150 Volt aufgeladen, die abgestimmt ist auf den Avalatiche-Betrieb des Transistors 400. Das Aufladen wird erreicht von den Plus- und Minusversorgungsanschlüssen über gleiche Widerstände 404 zu den Antennenelementen A und B. Die Primärwicklung des Impulshtransformators 408 wird mit einem Triggerimpuls versorgt, z.B. von der Triggerschaltung 323 der Fig. 5 und seine Sekundärwicklung ist zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 400 augeschlossen. Typischerweise wäre die Übertragungsleitung für den Triggerimpuls in Form eines Koaxialkabels 410 vorgesehen. Im eingeschalteten Zustand schließt der Transistor 400 die Antennenelemente A und B kurz und produziert eine Signalaussendung von der Antenne 200 (oder Antenne 200a)
Fig. 11 zeigt eine modifizierte Form, eine Ladespannung an die Antenneelemente A und B anzulegen, in diesem Falle über eine Konstantstromquelle, wobei die Ladespannung über einem Kondensator 409 durch ein Koaxialkabel 412 geliefert wird, welches auch die Triggerspannung an den Transformator 408 liefert, der, wie oben beschrieben, verbunden ist. Beispielsweise wird die Plusspannung an den inneren Leiter des Koaxialkabels 412 gelegt, typischerweise von einem entfernten Ort (nicht dargestellt). Diese Spannung wird von dem inneren Leiter des Koaxialkabels durch die Sekundärwicklung des Impulstransformators 408 und den Widerstand 414, der beispielsweise einen Wert von 1K Ohm hat, an den Kollektor des Transistors 416 gelegt, der die angelegte Vorspannung am Schalttransistor 400 (z.B. 150 Volt) aushalten kann. Die Plusspannung wird außerdem durch den Widerstand 418, der beispielsweise einen Wert von 220 KOhm hat, an die Basis des Transistors 416 gelegt. Eine Steuerschaltung zur Erreichung einer Konstantstromsteuerung wird von einer Zenardiode 420 gebildet, über der der Kondensator 422 liegt, wobei die Zenardiode eine bestimmte Spannung hält von beispielsweise 7-1/2 Volt. Diese Spannung wird dami durch einen variablen Widerstand 424 an den Emitter des Transistors 416 gelegt, um eine konstante Spannung zwischen Basis und Emitter einzustellen und dadurch eine konstante Stromrate als Fluß durch die Emitterkollektorschaltung des Transistors 416 zu ergeben, und dadurch einen solchen zu der Antenne. Typischerweise ist er eingestellt, um eine volle Spannungsladung zu der Antenne 200 in ungefähr 90 % der Zeit zu ergeben, die zwischen zwei Schaltentladungen durch den Transistor 400 liegt. Der so regulierte Ladestrom wird duich Widerstände 406 den Antennenelementen A und B zugeführt. In diesem Falle, Entladung, sind übereinstimmende Ladewiderstände 402 direkt zwischen dem Transistor 400 und den Antennenelementen A und B angeschlossen, wie dargestellt.
Fig. 12 zeigt die Verwendung eines lichtempfindlichen Elementes als Schalter, z.B. eine lichtempfindlicher Avalanche-Transistor 424, wobei alternativ eine Bulk-Halbleitereinrichtung oder ein kristallines Bulk-Material, wie z.B. Diamant, als Schalter verwendet würde mit darüber angelegten Schaltanschlüssen auf gegenüberliegenden Seiten des Bulkmateriales. Die Treiberschaltung wäre ähnlich der in Fig. 10 dargestellten mit Ausnahme, daß an Stelle eines elektrischen Triggersystemes eine Faseroptik 426 als Lichteingang zu dem lichtempfindlichen Material vorgesehen wäre, was einen schnellen Wechsel von hohem zu niedrigem Widerstand zwischen den Anschlüssen ergäbe, um das Schalten zu bewirken.
Fig. 13 weist Ähnlichkeiten sowohl zu Fig. 11 als auch zu Fig. 12 auf, da es eine Konstantstromquelle und ein lichtempfindliches Schaltelement 424 verwendet, z.B. einen lichtempfindlichen Transistor, wie dargestellt. Da kein Koaxialkabel zur Anlieferung des Triggersignals vorgesehen ist, müssen andere Einrichtungen zur Lieferung einer Vorspannung vorgesehen sein. In einigen Anwendungsfällen kann dies beispielsweise eine Batterie sein mit einem Gleichspannung-zu- Gleichspannung-Konverter zur Lieferung der gewünschten hohen Versorgungsspannung an Plus- und Minusanschlüssen.
Die Fig. 14 und 15 zeigen die Verwendung mehrerer Schaltelemente, tatsächlich sind in jeder der Figuren zwei im Avalanche-Betrieb arbeitende Transistoren 450 und 452 mit Kollektor an Emitter in Serie mit Widerständen 402 und Antennenelementen A und B geschaltet. Wie man feststellt, werden separate Transformatorsekundärwindungen eines Triggertransformators 454 verwendet, um die im Avalanche-Betireb arbeitenden Transistoren separat zu triggern. Die Primärwindungen eines Transformators würden typischerweise über ein Koaxialkabel gespeist, wie es in fig. 10 dargestellt ist. Antennenelemente A und B (entweder 200 oder 200a) werden zwischen Entladungsereignissen von Plus- und Minusanschlüssen aufgeladen, wie dargestellt.
Fig. 13 zeigt zusätzlich die Verwendung einer Konstantstromquelle, wie sie bei der Ausführungsform beschrieben wurde, die in den Figuren 10 und 7 dargestellt ist. Tatsächlich kann das System der Versorgung der Konstantstromquelle durch ein Koaxialkabel, das in fig. 9 dargestellt ist, entsprechend auch bei der in Fig. 14 dargestellten Schaltung verwendet werden.
In Fig. 16 wird ein Radarsystem erläutert, das insbesondere für die Überwachung von Anlagen und insbesondere zum Nachweis von beweglichen Zielen, insbesondere Persone, vorgesehn ist. Der Sender 500 enthält ein 16 MHz Clocksignal, das von einem Signalgenerator 501 erzeugt wird. Dieses Signal wird dann dem durch 16 Teiler 402 zugeführt zur Lieferung eines Ausganssignales von 1 MHz. Einer diser MHz-Ausgänge wird dem 8 Bit-Zähler 504 zugeführt, der bis 256 zählt und dann von vorn beginnt. Der andere 1 MHz-Ausgang des durch 16 Teilers 502 wird durch eine programmierbare Analogverzögerungseinheit 506 geführt, in der jeder Impuls um einen Betrag verzögert wird, der einem angelegten Analogsteuersignal proportional ist. Die Analogverzögerungseinheit 506 wird von einer Zählgröße vom Zähler 504 gesteuert, die zu einer zum Zählergebnis proportionalen Analogspannung von dem D/A-Konverter 509 konvertiert wird und an den Steuereingang der Analogverzögerungseinheit 506 gegeben wird.
Durch diese Anordung wird jeder der 1 MHz-Impulse vom durch 16 Teiler 502 um einen diskreten Betrag verzögert. Der Impuls wird sodann einer festen Verzögerungseinheit 508 zugeführt, die beispielsweise jeden Impuls um 60 Nanosekunden verzögert, um ausreichende Verarbeitungszeit von Rückkehrsignalen durch den Empfänger 510 zu ermöglichen. Der Ausgang der festen Verzögerungseinheit 508 wird dem Triggergenerator 512 zugeführt, beispielsweise einem im Avalanchemodus betriebenen Transistor, der einen Impuls mit schneller Anstiegszeit liefert. Sein Ausgang wird an den Schalter 514 gelegt, typischerweise ein im Avalanchemodus betriebener Transistor, wie in den Figuren 10 oder 11 dargestellt. Die Antenne 200 (oder 200a) wird direkt geladen über Widerstände 504 von einem Kondensator 507 (Fig. 11), der im allgemeinen eine Versorgungsspannung hält, die an den Plus- und Minusanschlüssen bereit gehalten wird.
Bei dem Empfänger 510 empfängt die Antenne 512, die identisch ist mit der Antenne 200 oder 200a, Rückkehrsignale und liefert diese dem Mixer 514. Der Mixer 514 multipliziert die von der Antenne 512 empfangenen Signal mit örtlich erzeugten Signalen von dem Schablonengenerator 516. Der Schablonengenerator 516 wird über eine Verzögerungskettenschaltung der Analogverögerungsleitung 506 und der justierbaren Verzügerungseinheit 518 getriggert, welche eingestellt ist zur Erzeugung eines Schablonensignales zu einer Zeit, die übereinstimmt mit der Summe von Verzögerungen, die erreicht werden durch den festen Verzögerer 508 und die bei einem bestimmten Abstand zum und vom Ziel vergangene Zeit. Der Ausgang des Mixers 514 wird dem Short-Term-Analog-Integrator 520 zugeführt, der diskret für die Zeit eines jeden Schablonensignales integriert. Sein Ausgang wird dann dem Long-Term-Integrator 522 zugeführt, der beispielsweise ein aktives Tiefpaßfilter sein kann und über etwa 50 Millisekunden integriert oder auf die Signalübertragung bezogen, bis beispielsweise etwa 50.000 solcher Übertragungen. Der Ausgang des Integrators 522 wird in dem Verstärker 524 verstärkt und durch ein einstellbares Hochpaßfilter 526 zu dem Alarmgeber 530 gegeben. Aufgrund dieser Andordnung gelangen nur Wechselspannungssignale durch die Filter, die einem bewegten Ziel entsprechen, und der Hochpaßfilter 526 bildet die Grenze der unteren Geschwindigkeit des Zieles und der Tiefpaßfilter 528 bestimmt die obere Geschwindigkeit des Zieles. Beispielsweise kann der Hochpaßfilter 526 so eingestellt werden, daß er Signal von Zielen durchläßt bei einer größeren Geschwindigkeit als 0,1 Fuß pro Sekunde, und er Integrator- Tiefpaßfilter 522 ist ausgebildet zum Durchlaß von Signalen von Zielen, die sich mit weniger als 50 Meilen pro Stunde bewegen. Wenn des Rückkehrsignal beide Filter passiert, wird Alarm angezeigt.
Fig. 17 zeigt eine Abwandlung der fig. 16 für den Front-Endteil des Empfängers 610. Man sieht hier zwei Ausgänge der Antenne 200, einer zu jedem von getrennten Mixern 650 und 652, wobei dem Mixer 650 direkt ein Ausgang vom Schablonengenerator 618 zugeführt wird, und dem Mixer 652 ein Ausgang vom Svchablonengenerator 618 zugeführt wird, der von der 0,5 Nanosekundenverzögerungseinheit 654 um 0,5 Nanosekunden verzögert ist. Die Ausgänge der Mixer 650 und 652 werden dann getrennt in Short-Term-Integratoren 656 bzw. 658 integriert. Dananch gelangt der Ausgang jedes diser Short-Term-Integratoren zu getrennten Long-Term-Integratoren 460 und 462, nach denen deren Ausgänge in einem Differenzverstärker 664 kombiniert werden. Der Ausgang des Differenzverstärkers 664 wird dann durch das Hochpaßfilter 626 geführt und sodann zum Alarmgeber 630, wie oben zu Fig. 16 diskutiert. Alternativ kann ein einziger Long-Term-Integrator die beiden ersetzen, der nach dem Differenzverstärker 664 angeordnet ist.
Durch diese Technik wird Echtzeitdifferenzierung zwischen unscharf umgrenzten Objekten, wie z.B. Bäumen, und scharf umgrenzten Objekten, wie z.B. Personen, erreicht. Angenommen, daß zu einem Zeitpunkt die zusammengesetzte Rückkehr ein diskretes Signal liefert und später, beispielswiese eine halbe Nanosekunde später, sich keine Änderung in der Szene ergibt, so ergäbe sich eine konstante Differenz in den Ausgängen der Mixer 650 und 652. Im Falle, daß jedoch eine Änderung aufträte, z.B. durch Bewegung einer Person, so ergäben sich Änderungen in der Differenz zwischen den Signalen zwischen den beiden verschiedenen Zeiten und daher ergäbe sich eine Differenz im Ausgang des Differenzverstärkers 564. Dieser Ausgang würde dann dem Hochpaßfilter 526 (Fig. 12) zugeführt und würde eine diskrete Signaländerung repräsentieren, die, wenn sie den Anforderungen der Hochpaß- und Tiefpaßfilter 526 und 528 genügt, von dem Alarmgeber 530 zngezeigt würde.
Mit einem System wie in Fig. 16 dargestellt, war es möglich, sehr empfindlich nachzuweisen und zu unterscheiden, also festzustellen, daß ein bewegtes Objekt da war innerhalb der verschiedenen Geschwindigkeisgrenzen und innerhalb einer Betriebsreichweite von z.B. 30 m (100 Fuß) oder mehr. Zum Beispiel ist die Bewegung eines Objektes innerhalb etwa eines ± 0,3 m (1 Fuß)-Bereiches einer ausgewählten Meßgrenze nachweisbar, ohen Berücksichtigung der Empfindlichkeit bei anderen Distanzen, die weder kritisch noch im Betrieb erwünscht sind. Tatsächlich unterscheidet diese Eigenshaft grundsätzlich den Betrieb des vorliegenden Systems von frühreren Systemen, da es deren Grundprobleme vermeidet, nämlich Falschalarme. Daher kann das vorliegende System beispielsweise in einem Gebäude angeordnet werden und eingerichtet werden zum Nachweis von Bewegung innerhalb einer kreisförmigen Grenze im Gebäude, durch die ein Eindringling passieren muß. Das System wäre unempfindlich gegen Passanten unmittelbar außerhalb des Gebäudes. Andererseits, falls es gewünscht ist, Personen festzustellen, die sich dem Gebäude nähern oder sich annähernde Objekte innerhalb oder außerhalb des Gebäudes, ist es nur erforderlich, die Reichweiteneinstellung auf die interessierende Grenze einzustellen. Wände stellen im allgemeinen kein Hindernis dar. Tatsächlich lag in einem Test ein Papierstapel von etwa 1,20 m (4 Fuß) Dicke innerhalb der Grenze. Bei diesem Test wurde die Bewegung einer Person unmittelbar auf der anderen Seite diese Hindernisses an der Grenze nachgewiesen.
Obwohl der bisher beschriebene Betrieb ein einzelne Grenze verwendet, können durch einfache Handeinstellungen oder automatische Einstellungen Beobachtungen bei verschiedenen Reichweiten gemacht werden. Die Reichweiten könnten eine kreiförmige Grenze aufweisen oder durch Verwendung an einer Richtantenne (Antenne 200 mit Reflektor) oder einer Anordnung vom Tagi-Typ Beobachtungen in einem diskreten Winkel bewirken.
Fig. 18 zeigt eine Anwendung das Radars des Anmelders auf einen direktionalen Betrieb, der ein kreiförmiges Gebiet, z.B. von 6 m (20 Fuß) bis 9 m (30 Fuß) bis zu einigen 300 m (1000 Fuß) im Radius erfaßt. In dieser Darstellung ist angenommen, daß eine Sendeantenne an einem ausgewählten zentralen Ort aufgestellt ist, in diesem Fall vertikal angeordnet als nichtdirektionale oder omnidirektionale Antenne 700. Es sind sodann an 120º-Punkten um diese entsprechende Empfangsantennen 702, 704 und 706 aufgestellt. Eine Antenne, z.B. 200, wie zuvor beschrieben, wird durch einen Triggerschaltersender 707 versorgt. Angenommen, ein einzelner Signalburst wird von der Sendeantenne 200 gesendet, so würde er über 360º in den Raum ab gestrahlt. An iner bestimmten Zeit, wie oben beschrieben, würden die Empfänger 708, 710 und 711 mit Schablonensignalen versorgt, wie oben beschrieben, so daß sie die Empfänger veranlassen, Signalechos zu sampeln, die genau zu diesem Zeitpunkt empfangen werden. Dieser Prozeß würde für inkremental anwachsende oder verringerte Zeiten wiederholt und daher würden in den Speichereinheiten 712, 714 und 716 Signale gespeichert, die einem Bereich von Übertragungszwit entsprechen. Sodann ist es durch Auswahl von Kombinationen von Übertragungszeiten für jeden der Empfänger, durch Triangulation, möglich, gespeicherte Signale aus den Speichereinheiten auszuwählen, die einer bestimmten Anordnung im Raum entprechend. Für Überwachungszwecke würde das Ergebnis von Signalen, die sich aus einer Abtastung ergeben, von einer späteren auftretenden Abtastung digital subtrahiert und so ergäbe sich bei Bewegung eines Objektes an einem Punkt innerhalb der Reichweite der Einheit zu einem neuen Ort eine Differenz der Abtastinformation. Diese würde signalisieren, daß etwas den Bereich betreten haben kann. Dieser Prozeß könnte im allgemeinen gesteuert werden durch eine Read-Write-Steuerung 718, die die Speichereinheiten 712, 714 und 716 und einen Komperator 720 steuern würde, der bestimmte Werte X, Y und Z von den Speichereinheiten 712, 714 und 716 empfangen würde, um die Subtraktion durchzuführen. Die Anzeige 722, z.B. ein Oszilloskop, kann vorgesehn sein, um die relative Position von Objektänderungen in bezug auf den Ort des Radars anzuzeigen.
Fig. 19 zeigt eine Anwendung der Erfindung des Anmelders auf in Radarsystem, bei dem nur eine Sendeantenne, z.B. die Antenne 200, vorgesehn ist, die in einer diskreten Ebenenposition in bezug auf die Beobachtungsrichtung angeordnet ist, wobei drei Empfangsantennen beabstandet in einer Ebene parallel zur ersten Ebene angeordnet sind und eine vierte Empfangsantenne in einer dritten Ebene angeordnet ist. Strahlung von der Sendeantenne 404, die von einem Ziel reflektiert wird, wird von den vier Empfangsantennen zu unterschiedlichen Zeiten empfangen, die sich aus der unterschiedlichen Weglänge ergeben. Durch die einzigartige Eigenschaft des Systems des Anmelders, daß sogar zur Auflösung einzelner Zoll verwendet werden kann, kann der Empfang extrem genau aufgelöst werden. Die Steuerung 800 gibt eine Sendung durch einen Sender, z.B. 200, der die Sendeantenne 804 mit einem Signalburst versorgt. Die Signalwiederkehren werden empfangen durch Antennen 806, 808 und 810 und sind beispielsweise in einer Ebene angeordnet, die im allgemeinen normal zur Blickrichtung steht und getrennt von der Ebene, in der die Sendeantenne 804 angeordnet ist. Eine vierte Empfangsantenne 812 ist in wiederum einer dritten Ebene angeordnet, die normal zur Blickrichtung steht und daher in einer Ebene, getrennt von der Ebene, in der die anderen Empfangsantennen angeordnet sind. Hierdurch wird eine Einrichtung geschaffen zur Ortung, durch Triangulation, von Zielen im Raum und daher wird eine geeignete Signalinformation abgeleitet zur Ermöglichung dreidimensionaler Informationsanzeigen. Die empfangenen Signale von den Empfängern 812, 814, 816 und 818 werden separat dem Signalprozessor und Komperator 820 zugeführt, der eine Speicher aufweist zum Speichern aller empfangenen Samples nach ihrer Empfangszeit. Aus diesen Daten kann man die Positionsinformationen durch geeigneten Vergleich berechnen sowie Zieleigenschaften, wie z.B. Größe und Reflektivität, und kann angezeigt werden auf der Anzeige 822.
Aus Vorstehendem ergibt sich, daß der Anmelder ein komplettes Impulsradarsystem geschaffen hat, das alle Arten von Kommunkationen ermöglicht.

Claims

1. Time-domain-Übertragungssystem, aufweisend:

eine Breitbandantenneneinrichtung mit wenigstens einer Dipolantenne (200a, 200b) zum Senden und Empfangen trägerloser Wechselstromburstsignale, welche wiederum ein Paar elektrisch getrennter, in einer Ebene gesehen mit dreieckigem Umriß ausgebildete Elemente aufweist, wobei die Basen des Paares parallel liegen;

einen Radiosender, aufweisend:

eine Impulserzeugungseinrichtung (223) zur Erzeugung einer Serie zeitlich beabstandeter Impulse,

eine Gleichstromquelle (B) und

eine Schalteinrichtung (225), ansprechend auf die Impulserzeugungseinrichtung und gekoppelt mit der Gleichstromquelle und verbunden über den wenigstens einen Dipol (200a) der Breitbandantenneneinrichtung zum Schalten der Spannung zwischen Zuständen angelegter Spannung und nicht angelegter Spannung an den wenigstens einen Dipol, um dadurch eine Serie von Impulsen zu erzeugen und trägerlose Wechselstromburstsignale in den Raum zu senden; und

eine Radioempfangseinrichtung, aufweisend:

eine Signalempfangseinrichtung (328) gekoppelt mit der Breitbandantenneneinrichtung (200b) zum Empfang der trägerlosen Wechselstromburstsignale als Empfangssignale,

eine Kohärenzsignalerzeugungseinrichtung (322) zur Erzeugung von Schablonensignalen, die einen Zeitpolaritätszusammenhang mit den empfangenen Signalen aufweisen,

eine Signalmischeinrichtung (330) zum Multiplizieren der Schablonensignale mit den Empfangssignalen und zur Lieferung von Produktsignalen,

eine Integrationseinrichtung (350) ansprechend auf eine Serie der Produktsignale zur Lieferung eines Integralsignales, das eine bestimmte Funktion des Integrales einer Mehrzahl der Produktsignale ist,

eine Ausgabeeinrichtung (364) ansprechend auf die Integralsignale zur Lieferung einer Ausgabe, die die Korrelation zwischen den Empfangssignalen und den Schablonensignalen darstellt, und

gekennzeichnet dadurch, daß die Basen der dreieckig umrissenen Elemente (200) anliegend angeordnet sind.

2. System nach Anspruch 1, wobei die Impulserzeugungseinrichtung (312, 318, 322, 313, 34) eine Einrichtung aufweist zur Erzeugung der Impulse in unterschiedlichen Zeitabständen entsprechend einem gewünschten Muster.

3. System nach Anspruch 1, wobei die Impulserzeugungseinrichtung eine Modulationseinrichtung (22, 24) aufweist zur Erzeugung zeitbeabstandeter Signale als Funktion einer Nachrichtenmodulation.

4. System nach Anspruch 3 mit:

einer Quelle (34) von Nachrichtensignalen; und

einer Modulationseinrichtung (22) ansprechend auf die Impulserzeugungseinrichtung (223) und die Quelle von Nachrichtensignalen, zur Lieferung einer Serie von zeitbeabstandeten Impulsen, und wobei wenigstens ein diskreter Kantenbereich jedes Impulses in seiner zeitlichen Lage variabel ist als Funktion der Nachrichtensignale.

5. System nach Anspruch 1, wobei die die Schalteinrichtung wenigstens einen photokonduktiven Schalter (424) aufweist.

6. System nach Anspruch 5, wobei die Schalteinrichtung (63) aufweist:

eine Lage von lichtempfindlichem Material mit variablem Widerstand;

ein Paar beabstandeter Elektroden auf und gekoppelt mit den Basen der Sendeantenne; und

eine Triggereinrichtung mit einer Lichtquelleneinrichtung (61) ansprechend auf die Impulserzeugungseinrichtung (52), zum Anlegen diskreter Lichtinkremente an die Materiallage mit der Eigenschaft, daß das Material zwischen den Elektroden aus einem nicht leitenden in einen leitenden Zustand übergeht.

7. System nach Anspruch 1, wobei die Schalteinrichtung (205) der Sendeantenne (A, B in Fig. 8) anliegend angeordnet ist.

8. System nach Anspruch 6, wobei

die Schalteinrichtung (63, 205) den Basen der Sendeantenne (A, B in Fig. 8) anliegend angeordnet ist; und

das System eine Lichtrohreinrichtung (426) aufweist zum Koppeln des Lichtes von der Triggereinrichtung zu dem Material der Schalteinrichtung (63, 205).

9. System nach Anspruch 6, wobei das Material Diamant ist.

10. System nach Anspruch 1, wobei die Kohärenzsignalerzeugungseinrichtung (322) auf die Serie von Impulsen von der Impulserzeugungseinrichtung anspricht.

11. System nach Anspruch 1, wobei die Kohärenzsignalerzeugungseinrichtung (322) eine Einrichtung aufweist, die auf die Zeitpunkte des Auftretens von Übertragungen des trägerlosen Wechselstromburstsignales anspricht, zur Erzeugung eines Schablonensignales zu bestimmten Zeiten nach dem Ereignis der Sendung des trägerlosen Wechselstromburstsignales, und wobei die Ausgabeeinrichtung (364) eine Einrichtung aufweist zum Anzeigen der Anwesenheit eines finiten empfangenen Signales, das mit der Zeit der Anwesenheit eines Schablonensignales korrespondiert.

12. System nach Anspruch 3, wobei die Kohärenzsignalerzeugungseinrichtung (234) eine Einrichtung aufweist, die ansprechend auf die empfangenen Signale wiederholte Schablonensignale liefert mit der mittleren Rate der Serie von Impulsen, und wobei die Ausgabeeinrichtung eine Einrichtung aufweist zum Anzeigen der Nachrichtensignale.

13. System nach Anspruch 12, wobei die Ausgabeeinrichtung eine Audiowiedergabeeinrichtung (362) aufweist.

14. System nach Anspruch 3, wobei:

die Impulserzeugungseinrichtung (16, 31, 22) eine Einrichtung aufweist zur Erzeugung eines Zittersignales, wobei die Serie von Impulsen auf die Kombination der Nachrichtensignale und der Zittersignale anspricht; und

die Kohärenzsignalerzeugungseinrichtung eine Einrichtung aufweist zur Wiedergabe des Zittersignales, wobei die Wirkung der Impulserzeugungseinrichtung aufgehoben ist.

15. System nach Anspruch 1, wobei die Breitbandantenneneinrichtung eine monozyklische Empfangsantenne (204, 206, 200) aufweist mit einem Paar von Elementen mit im wesentlichen dreieckförmigem Umriß, wobei die Basen der Elemente parallel und anliegend sowie mit der Empfangseinrichtung gekoppelt ausgebildet sind.

16. System nach Anspruch 1, wobei die Schalteinrichtung eine Antennenschaltimpedanz (202) aufweist und wobei die Schalteinrichtung direkt über die Antennenelemente gekoppelt ist.

17. System nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend:

eine Bandpaßfiltereinrichtung (522, 526) ansprechend auf die Integrationseinrichtung zur Lieferung eines Ausgangssignales, das auf einen bestimmten Frequenzbereich auspricht; und

eine Ausgabeeinrichtung (530), die eine Einrichtung aufweist, welche auf das Ausgangssignal der Bandpaßfiltereinrichtung anspricht zur Anzeige der Gegenwart eines Zieles, das sich innerhalb eines bestimmten Geschwindigkeitsbereiches und innerhalb einer bestimmten Reichweite bewegt.

18. System nach Anspruch 1, wobei die Basis- und Höhenabmessungen der Elemente (204) des Dipoles angenähert gleich sind.

19. System nach Anspruch 1, wobei die Längen der Elemente (204) angenähert gleich sind.