DE2448638C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Unterstützung bei der Positionsbestimmung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 sowie eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Es wurden bereits verschiedene Systeme zur Bestimmung einer Position vorgeschlagen, bei welchen man die Lauf­ zeit eines Impulses mißt, der auf einer Trägerwelle hin- und herläuft, und zwar zwischen einem festen Bezugspunkt und einem beweglichen Punkt. Wenn man annimmt, daß die Wellengeschwindigkeit bekannt ist, so erhält man auf diese Weise Auskunft über den Abstand zwischen dem fe­ sten und dem beweglichen Bezugspunkt. Zwar werden diese Systeme sehr weitverbreitet verwendet, jedoch können sie nur eine gute Genauigkeit angeben, wenn die Hochfrequenz­ leistung, die in dem auf der Trägerwelle gesendeten Im­ puls konzentriert ist, ausreicht. Genauer gesagt, diese Genauigkeit ist mit dem Rauschsignal-Verhältnis beim Empfang verknüpft, wovon man weiß, daß es von der Sendeleistung abhängt.

Daraus ergibt sich die Notwendigkeit, eine sehr hohe Sen­ deleistung in Form eines Impulses zu konzentrieren, der so hoch wie möglich ist.

Außer den technischen Schwierigkeiten, die damit ver­ bunden sind, führt eine sehr hohe Sendeleistung zu einer raschen Erreichung der Leistungsgrenzen der elektroni­ schen Bauteile.

Aus der DE-OS 23 17 473 ist eine Vorrichtung zur Posi­ tionsbestimmung bekannt, die hauptsächlich zum Einsatz bei Unterwasserfahrzeugen vorgesehen ist und mittels Ultraschallwellen arbeitet. Beim Senden wird jedesmal eine für jede Empfangsstation, an die die Sendung über­ tragen werden soll, spezifischer Kennungscode verwendet. Ein Gegenstand, dessen örtliche Lage bestimmt werden soll, ist mit einer Sende-Empfangs-Anordnung als Abfra­ gegerät ausgestattet und es sind wenigstens zwei orts­ feste aktive Bezugs-Antwortgeräte vorgesehen, wobei diese verschiedenen Antwortgeräte auf die Aussendung eines Abfragecodes jeweils mit einem zugeordneten Code antworten. Der Abfragecode umfaßt mehrere verschiedene Frequenzen, deren Anzahl n + 2 beträgt, wenn die Anzahl der Antwortgeräte 2 ⁿ beträgt.

Aus der DE-OS 22 35 209 ist ein Trilaterations-Radaror­ tungssystem bekannt, bei welchem zwei X-Band-Kanäle (SHF) dazu verwendet werden, die verschiedenen Sendungen zu trennen. Außerdem werden Kennungscode verwendet, damit man sich jeweils an bestimmte Einheiten richten kann. Der dabei verwendete Binärcode basiert auf einer Ände­ rung der Impulsfolgefrequenz. Ferner erfolgt bei diesem bekannten System auch die Auslösung der Reaktion jeder der Antworteinheiten sofort, also ohne Zeitintervall.

Aus der DE-AS 20 08 560 ist ein Nachrichtenübertragungs­ system unter Verwendung von Puls-Code-Modulation und empfangsseitiger Puls-Kompression bekannt. Zur zeitli­ chen Änderung der Codierung werden die Codes aus wech­ selnden, in sich zusätzlich eine weitere Modulation in Form einer Frequenzfunktion aufweisenden Einzelelementen zusammengesetzt und es wird empfangsseitig eine zweifa­ che Kompression vorgenommen.

Schließlich ist aus der DE-AS 14 66 053 ein selbsttätig arbeitendes Funksystem zur Datenübertragung und gleich­ zeitigen Entfernungsmessungen bekannt. Es wird hierbei zwar dieselbe Trägerfrequenz sequentiell mit zweiphasi­ gem Code von verschiedenen Sendern verwendet, jedoch wird dieser Code lediglich selbst decodiert und dient nicht zur Erzielung einer exakten Zeitkennung. Die Auf­ einanderfolge der verschiedenen Sendevorgänge mit der­ selben Trägerfrequenz erfolgt nach einem vorgegebenen Programm, welches jedoch nicht bezüglich des Codes und der Taktfrequenz besonders definiert ist. Um eine siche­ re Übertragung zu erreichen, ist eine Adressierung ver­ schiedener Stationen mit Hilfe von Kennungsziffern vor­ gesehen. Dabei erfolgt die Rücksendung des Codes durch eine sekundäre Sende-/Empfangsstation nicht mit dersel­ ben Frequenz wie der des ausgesendeten Codes, sondern mit einer vielfachen Frequenz davon. Mit Hilfe des be­ kannten Funksystems erfolgt ferner die Abstandsmessung relativ grob und als Grundlage dient das Zeitintervall, das zwischen dem Beginn eines Abfragesendevorganges auf dem Ende eines Empfangssendevorganges liegt. Auch erfolgt die Rücksendung unmittelbar nach dem Empfang.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, ein Verfahren und eine Vorrichtung der angegebenen Gat­ tung zu schaffen, welches bzw. welche besonders vorteil­ haft zur Messung von Entfernungen und damit Positionsbe­ stimmung eingesetzt werden kann und trotz verbesserter Genauigkeit der Messung nur mäßige Sendeleistungen er­ forderlich macht.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kenn­ zeichnungsteil des Anspruches 1 aufgeführten Merkmale gelöst.

Das erfindungsgemäße Verfahren wird zweckmäßigerweise so durchgeführt, daß bei einem ersten Peilvorgang fort­ schreitend die lokale pseudo-zufällige Folge verschoben wird, bis eine zeitliche Übereinstimmung dieser Folge mit der empfangenen pseudo-zufälligen Folge bzw. Binär­ code erreicht ist.

Nach diesem Peilvorgang kann die Wiederholung der pseu­ do-zufälligen Folge des Empfängers bereits als örtliche Zeitbasis angesehen werden, die mit der Wellenfortpflan­ zungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Wellen vom Sender zum in Frage kommenden Empfänger zeitlich ver­ knüpft ist.

Es ist von großem Vorteil, wenn man nach diesem Peilvor­ gang zur Feststellung der Übereinstimmung eine Folgere­ gelung der Übereinstimmung durchführt, wobei die lokale pseudo-zufällige Folge so genau wie möglich in bezug auf die empfangene pseudo-zufällige Folge festgestellt wird. Diese Folgeregelung erfolgt vorzugsweise durch "Phasen­ distanzmessung".

Die auf diese Weise erhaltene genaue lokale Zeitbasis am Empfänger ist tatsächlich mit der Fortpflanzungsentfer­ nung der elektromagnetischen Welle verknüpft. Da man sehr häufig annehmen muß, daß die ursprüngliche Zeitbasis des Senders beim Empfang nicht bekannt ist, hat sich ge­ zeigt, daß es unmöglich ist, die Fortpflanzungsentfernung aus der lokalen Zeitbasis beim Empfänger zu ermitteln, und zwar nach einem einzigen Lauf vom Sender zum Empfän­ ger.

Eine Möglichkeit, dieses Schwierigkeit zu überwinden, be­ steht darin, die elektromagnetische Welle in geschlosse­ ner Schleife hin- und herlaufen zu lassen bzw. mehrere Läufe zwischen demselben Ausgangs- und demselben Empfangs­ punkt durchführen zu lassen, vorausgesetzt, daß nur einer der für diese Läufe in Frage kommenden Punkte beweglich ist.

Da diese verschiedenen Läufe auf gleicher elektromagneti­ scher Frequenz voneinander getrennt werden müssen, können sie nicht gleichzeitig stattfinden. Folglich erfolgen die Sendevorgänge in zeitlich mulitiplexer Form, wobei die Multiplexierung durch einen "Sendezeitraum" festgelegt ist.

Unter diesen Bedingungen ist es von Vorteil, daß jeder Sender und jeder Empfänger einen Generator aufweist, wel­ cher eine ununterbrochene wiederholte Verkettung einer pseudo-zufälligen Folge erzeugt. Dieser Generator dient somit als Speicher für die Zeitinformation, die mit der Fortpflanzungsentfernung verknüpft ist. Diese Speicher­ funktion, die man auf diese Weise erhält, ermöglicht es, die Informationen bezüglich der Fortpflanzungszeit bei Zeitmultiplexierung bezubehalten. Somit kann man fest­ stellen, daß es ausreicht, in jedem Sender bzw. jedem Emp­ fänger einen sehr genau eingestellten Taktgeber anzuord­ nen, der genau auf das Ende der pseudo-zufälligen Folge ausgerichtet ist, vorausgesetzt, daß die Form der pseudo- zufälligen Folge durchaus bekannt ist.

Bei einer ersten Ausführungsform erhält man eine schlei­ fenförmige Bahn mittels eines Hin- und Herweges zwischen einer Abfrageeinrichtung und einem Empfänger bzw. einem Antwortsender. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel führt ein erster Weg direkt von einer Sendestation zu einem be­ weglichen Empfänger, während ein zweiter Weg von der fest­ stehenden Sendestation zu einer untergeordneten Sendesta­ tion führt, die ebenfalls ortsfest ist, und anschließend von der untergeordneten Sendestation zum beweglichen Emp­ fänger.

Bei der ersten Ausführungsform sind zwei feststehende Empfänger bzw. Antwortsender jeweils mit einem Sender und Empfänger ausgerüstet, die zu dem Zweck vorgesehen sind, die pseudo-zufällige Folge wieder auszusenden, die mit zeitlicher Verschiebung empfangen wurde, die gleich der Periode dieser Folge ist oder ein Mehrfaches derselben beträgt.

Ein bewegliches Objekt, beispielsweise ein Schiff beim Einlaufen in einen Hafen, besitzt einen Sender und einen Zweikanalempfänger. Anfangs strahlt der Sender die gleiche bekannte pseudo-zufällige Folge aus; die Antwortsender bzw. Empfänger empfangen diese Folge gleichzeitig, worauf sie die Folge ihrerseits wieder gemäß einem bekannten Zeitraum ausstrahlen.

Nun empfängt der Zweikanalempfänger des jeweiligen Ob­ jektes die bekannte pseudo-zufällige Folge, die nacheinan­ der von einem und dann vom anderen der beiden Antwort­ sender bzw. Empfänger zurückgesendet wurde.

Die zeitliche Verschiebung zwischen der pseudo-zufälli­ gen Folge, so wie sie auf dem beweglichen Objekt ausge­ sendet wurde, und derselben pseudo-zufälligen Folge, so wie sie nach einem Hin- und Herlauf zu den beiden Empfän­ gern bzw. Antwortsendern empfangen wurde, ist eine linea­ re Funktion der Entfernungen zwischen dem beweglichen Ob­ jekt und den beiden Antwortsendern.

Diese Positionsbestimmung erfolgt in zirkulierender Wei­ se, worauf man direkt den Abstand des beweglichen Objek­ tes zu einem Punkt erhält. Diese zirkulierende Verfahrens­ weise weist eine Sättigungscharakteristik auf, da die An­ zahl der beweglichen Objekte beschränkt ist, insbesondere durch die Möglichkeit des Zeitrahmens.

Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel bringt man an einem feststehenden Punkt eine Station an, die periodisch eine pseudo-zufällige und bekannte Folge ausstrahlt, und an einem anderen feststehenden Objekt einen Empfänger und Sender (ähnlich einem Antwortsender aus dem ersten Ausfüh­ rungsbeispiel), welcher diese pseudo-zufällige Folge emp­ fängt und diese in einer zeitlichen bekannten Relation zu den Sendevorgängen am ersten feststehenden Punkt wie­ der aussendet.

Dann stattet man ein bewegliches Objekt einfach mit einem Zweikanalempfänger aus, welcher nacheinander die vom er­ sten und die vom zweiten festen Punkt kommenden Sendungen verwendet, um in jedem Kanal eine lokale pseudo-zufällige Folge zu erhalten, die mit der pseudo-zufälligen Folge übereinstimmt, so wie sie vom entsprechenden Sender auf diesem Kanal empfangen wurde.

Der Abstand zwischen den beiden pseudo-zufälligen Folgen, die man auf diese Weise in den beiden Kanälen des Empfän­ gers erhält, stellt eine bekannte Linearfunktion des Un­ terschiedes in den Abständen zwischen dem beweglichen Objekt und den beiden Sendern dar; es handelt sich hier­ bei um eine Positionsbestimmung mittels hyperbolischer Linien bzw. Punkte.

Wie sehr wohl bekannt ist auf diesem Gebiet, sind zwei hyperbolische Punkte erforderlich, also auch die doppelte Anzahl der vorgenannten Bauteile, damit eine Positionsbe­ stimmung möglich ist; in diesem Fall ist die Anzahl der Empfänger unbegrenzt.

Es liegt deutlich auf der Hand, daß bei dem im vorherge­ henden Verfahren die Trägerfrequenzen der Sender und Emp­ fänger, die zusammenarbeiten, normalerweise die gleichen sind, und daß man auch Systeme erstellen kann, die voll­ ständig voneinander getrennt sind, wobei man verschiedene Frequenzen verwendet.

Zudem ist es oft von Vorteil, wenn man eine Informations­ redundanz erhält, beispielsweise durch Verwendung von drei feststehenden Antwortsendern im ersten Ausführungsbeispiel (mit zirkulierender Arbeitsweise mit Sättigungscharakte­ ristik) oder drei Paare von Sendestationen beim zweiten Ausführungsbeispiel (hyperbolische Positionsbestimmung, ohne Sättigungscharakteristik).

Besonders vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemä­ ßen Verfahrens ergeben sich aus den Unteransprüchen 2 bis 5.

Die Sender/Empfängeranordnung zur Durchführung des erfin­ gungsgemäßen Verfahrens ergibt sich aus dem Anspruch 6, während vorteilhafte Ausgestaltungen der Sender/Empfänger­ anordnung aus den Unteransprüchen 7 bis 18 hervorgehen.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungs­ beispielen unter Hinweis auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines bekannten Schaltkreises zur Erzeugung pseudo-zufälliger Folgen aus Taktimpulsen;

Fig. 2 die entsprechenden binären Zustände und Signal­ formen für verschiedene pseudo-zufällige Fol­ gen, die mittels des Generators aus Fig. 1 erzeugbar sind;

Fig. 3 ein Zeitdiagramm, aus welchem ersichtlich ist, wie man in bekann­ ter Art und Weise ein sinusförmiges Signal durch Phaseninversion aus einer pseudo-zufälligen Folge modulieren kann, wobei die Peri­ ode des sinusförmigen Signals gleich der Dauer des Binärelements der pseudo-zufälligen Folge ist;

Fig. 4 eine schematische Darstellung der geographischen Aufstellung einer beweglichen Abfrageeinrichtung in bezug auf zwei ortsfeste Antwortsender zur Durchführung der ersten erfin­ dungsgemäßen Verfahrensweise;

Fig. 5 das Zeitschema bzw. die Sendefolge zwischen der beweglichen Ab­ frageeinrichtung und den beiden Antwortsendern aus Fig. 4;

Fig. 6 schematisch das Prinzip in Blockform eines der Antwortsender aus Fig. 4;

Fig. 7 schematisch das Prinzip in Blockform der beweglichen Abfrageein­ richtung aus Fig. 4;

Fig. 8 ein Zeitdiagramm, aus welchem die Codierung der Phasenverschiebung einer pseudo-zufälligen Folge auf einer Trägerwelle für eines der Zeitrahmenelemente aus Fig. 5 ersicht­ lich ist;

Fig. 9 eine genauere Darstellung des Schemas eines Demodulationskanals des Antwortsenders aus Fig. 6;

Fig. 10 eine genauere schematische Darstellung der Empfangsstufen und der Hetereodynverstärkungsstufen des Antwortsenders aus Fig. 6;

Fig. 11 eine genauere schematische Darstellung eines Demodulationskanals des Antwortsenders aus Fig. 6;

Fig. 12 ein Zeitdiagramm, aus welchem die Verschiebung zwischen einer lokalen und einer empfangenen pseudo-zufälligen Folge ersicht­ lich ist;

Fig. 13A und 13B jeweils ein Zeitdiagramm zum besseren Verständnis der Arbeitsweise der Schaltungen aus Fig. 11;

Fig. 14 ein Zeitdiagramm, aus welchem die Messung der Zeitverschiebung in der Abfrageeinrichtung aus Fig. 7 ersichtlich ist, und

Fig. 15 und 16 jeweils schematisch eine Positionsbe­ stimmung mit zirkulierender Verfahrensweise und mit hyperbo­ lischer Verfahrensweise.

Fig. 1 zeigt drei Binärzellen A, B und C, die jeweils Taktimpulse H empfangen und so angeordnet sind, daß sie ein Schieberregister bilden. Eine logische Kombination der Ausgänge von mindestens zwei Binärzellen (B und C in diesem Fall) wird dadurch realisiert, daß bei einem logi­ schen Verbindungselement D der Ausgang zum Eingang der ersten Binärzel­ le A zurückgeführt ist.

Wenn das logische Verbindungselement eine Exklusiv-ODER-Schaltung ist, können die Ausgänge der Binärzellen A, B und C und des Elementes D in der aus Fig. 2 ersichtlichen Art und Weise auftreten, einerseits mit­ tels Binärstufen im linken Teil dieser Figur und andererseits mittels der Form des entsprechenden Signals, die rechts in der Figur dargestellt ist.

Fig. 2 zeigt, daß beim achten Zeittakt die Zustände der Ausgänge der Elemente A, B, C und D wieder die gleichen wie beim ersten Zeittakt geworden sind.

Tatsächlich ist bekannt, daß, wenn P die höchstwertige Stelle unter den Binärzellen der logischen Verknüpfung ist, die Periodizität der pseudo-zufälligen Folgen gleich 2 ^P - 1 Taktimpulse ist, und daß man dieselbe Anzahl verschiedener pseudo-zufälliger Folgen erhalten kann.

Fig. 2 zeigt weiterhin, daß die Periode der Folgen tatsächlich gleich 2³ - 1, d. h. 7, Taktimpulsen ist. Die verschiedenen pseudo-zufälligen Folgen bzw. Binärcodes leiten sich voneinander durch einfache Zeitverschiebung ab. In dieser Hinsicht ist es sehr wichtig, daß man versteht, daß in der nachstehenden Beschreibung der Erfindung nur eine einzige mögliche Form pseudo-zufälliger Folgen von Interesse ist, was auch bedeutet, daß der Anfang der Folge (bzw. deren Ende) sehr wohl vorgegeben ist.

Der mittlere Teil von Fig. 3 zeigt eine wiederholte Verkettung, die aus zweimal derselben pseudo-zufälligen Folge besteht. Im oberen Teil der Fig. 3 erscheint ein sinusförmiges Signal mit einer Periode gleich der Dauer des Binärelementes der pseudo-zufälligen Folge, die zu diesem Fall dargestellt ist. Der untere Teil der Fig. 3 zeigt eine bekannte Art einer Modulation durch Phaseninversion eines sinusförmigen Signals entsprechend einer wiederholten Verkettung der pseudo-zufälligen Folge.

Im Prinzip sind die pseudo-zufälligen Folgen in der Veröffentlichung von Salomon W. Golomb Norman Abranson, San Francisco, 1967: "Shift Register Sequences" beschrieben. Weitere Beschreibungsteile über pseu­ do-zufällige Folgen und insbesondere über die Modulation durch Phasen­ inversion, wie sie beispielsweise in Fig. 3 dargestellt ist, können dem französischen Patent 70 31 056, veröffentlicht unter FR-PS 21 02 838 entnommen werden, welches in dieser Hinsicht eine vollstän­ dig andere Verwendungsart beschreibt.

Aus Fig. 4 bis 14 ist nun eine erste Ausführungsform der Erfindung ersichtlich, die zirkulierend arbeitet, und Sättigungscharakteristik aufweist.

Fig. 4 zeigt, daß bei diesem Ausführungsbeispiel zwei feststehende Antwortsender 10 und 20 zum Einsatz gelangen, die beispielsweise an bekannten Orten installiert sind, zum Beispiel in der Einfahrt eines Hafens, sowie eine bewegliche Abfrageeinrichtung 30, die beispielswei­ se an Bord eines Schiffes angebracht ist, das gerade im Begriff ist, in den Hafen einzulaufen. Natürlich haben die fest im Hafen instal­ lierten Antwortsender eine bekannte Trägerfrequenz für Sendung und Empfang. Somit wird auch die bewegliche Abfrageeinrichtung auf dieselbe Sende- und Empfangsfrequenz eingestellt.

Wie die Zeitsignale aus Fig. 5 zeigen, strahlt die Abfrageeinrichtung 30 zunächst eine bekannte pseudo-zufällige Folge bzw. Binärcode wiederholt während ih­ rer Sendezeiten aus (erste Linie in Fig. 5). Aus dem weiteren wird nun ersichtlich, wie diese Aussendung einer bekannten pseudo-zufälligen Fol­ ge durchgeführt wird. Während dieser Zeit wirkt jeder der beiden Antwort­ sender 10 und 20 auf seinen Generatorkreis zur Erzeugung einer Fol­ ge so ein, daß eine pseudo-zufällige Folge bzw. Binärcode erzeugt wird, die in bezug auf die der beweglichen Abfrageeinrichtung 30, so wie sie empfangen wird, synchronisiert ist. Die Dauer einer Sendezeit der Abfrageein­ richtung 30 ist gleich einem ersten ganzzahligen Vielfachen der Perio­ den der pseudo-zufälligen Folge. Diese Sendezeiten werden mit einer Periodizität wiederholt, deren Wert gleich einem zweiten ganzzahligen Vielfachen der Perioden der Folge ist.

Anschließend - wie die beiden anderen Linien in Fig. 5 verdeutlichen - sendet jeder Antwortsender seinerseits seine lokale, auf diese Weise synchronisierte pseudo-zufällige Folge bzw. Binärcode aus. Bei der beweglichen Abfra­ geeinrichtung 30 kann nun ein Zweikanalempfänger zwei vonein­ ander unabhängige Generatoren zur Erzeugung einer lokalen Folge aufgrund der beiden pseudo-zufälligen Folgen, so wie sie von dem einen und dem anderen Antwortsender jeweils nacheinander kommen, synchronisieren.

Es liegt auf der Hand, daß die Verschiebungen zwischen jedem der beiden letztgenannten lokalen Folgegeneratoren der Abfrageeinrichtung und dem anfänglichen Folgegenerator, der die von der Abfrageeinrichtung 30 aus­ gesandte Folge erzeugt, in bekannter Weise mit den Entfernungen zwischen der beweglichen Abfrageeinrichtung und jedem der Antwortsender verknüpft sind (genau gesagt mit dem Doppelten dieser Entfernungen, da ein Hin- und Rücklauf stattfindet). Somit wird es möglich, die beiden Entfernun­ gen zu messen.

Es zeigt sich somit deutlich, daß der Aufbau der Antwortsender einfacher ist als der Aufbau der Abfrageeinrichtung. Aus diesem Grund wird zu­ nächst der Antwortsender 10 unter Bezugnahme auf die Fig. 6, 8 und 9 beschrieben.

Zunächst muß ein Antwortsender empfangen und dann erst aussenden, weshalb mit dem Empfangsteil des Antwortsenders 10 begonnen wird.

Fig. 6 zeigt, daß der Antwortsender 10 eine Sende- und Empfangsan­ tenne 101 aufweist, die mit einem Zweikanalschalter 102 verbunden ist, welcher zur Trennung des Sendeteils vom Empfangsteil vorgesehen ist.

Der Antwortsender 10 weist noch eine Leitfrequenzquelle 103 auf, wovon mindestens eine Frequenz in einer noch später zu beschreiben­ den Art und Weise geregelt wird. Weiterhin ist eine Signalformschal­ tung 104 zur Erzeugung der Zeitrahmensignale vorgesehen, sowohl für Empfang wie für Sendung (so wie sie in Fig. 5 für den Antwortsender 10 festgelegt sind). Diese Erzeugung von Zeitrahmensignalen erfolgt aufgrund der Leitfrequenzen (die nicht geregelt sind) der Frequenz­ quelle 103 mittels logischer Schaltkreise und Rechnern in bekannter Weise.

Aus der bzw. den geregelten Leitfrequenzen der Quelle 103 erzeugt ein Kreis 105 eine pseudo-zufällige Folge bzw. Binärcode. Zu diesem Zweck weist der Kreis 105 einen Aufbau ähnlich dem Aufbau des Kreises aus Fig. 1 auf, wobei die Taktsignale H durch die geregelte(n) Leitfrequenz(en) vorgegeben sind. Auf jeden Fall ist die Anzahl der Binärzellen beträchtlich größer.

Tatsächlich hat bei einem besonderen Ausführungsfall die Taktfrequenz einen Wert nahe 1,9 MHz, während die Anzahl der die pseudo-zufällige Folge darstellenden Binärelemente gleich bis zu 127 ist, wobei diese Anzahl hier mit "r" angegeben ist.

Zum besseren Verständnis des Empfangsvorgangs ist die Kenntnis der Merkmale des Empfangs erforderlich, die schematisch in Fig. 8 darge­ stellt sind. Während der Sendezeit (Fig. 5) sendet die Abfrageeinrich­ tung einen "UHE-Impuls" phasencodiert entsprechend einer bekannten pseu­ do-zufälligen Folge bzw. Code aus. Dieser UHF-Impuls bzw. dieser UHF-Wellenzug, umfaßt die Wiederholung von n gleichen angrenzenden Codes, und jeder Code umfaßt eine pseudo-zufällige Folge, die durch Phaseninversion der Trägerwelle moduliert ist, wie dies in Einzelheiten in Fig. 8 dargestellt ist. Es wird darauf hingewiesen, daß die Modulation durch Phaseninver­ sion gemäß Fig. 8 im Unterschied zur Modulation durch Phaseninversion nach Fig. 3 eine große Zahl Halbperioden der Trägerwelle in jedem Binär­ element der pseudo-zufälligen Folge aufweist.

Bei einer Ausführungsform beträgt die Dauer T ₂ des UHF-Impulses 2,5 Millise­ kunden, während die Sendeleistung 5 Watt beträgt. Die Anzahl n der Codes liegt somit bei 37 in jedem UHF-Impuls. Die Trägerfrequenz liegt beispielsweise zwischen 420 und 450 MHz.

Wenn man das Spektrum der Sendefrequenz aus Fig. 8 betrachtet, so wird man die Spektrumsmerkmale erkennen, die sehr nahe denen der Wiederholung eines nicht modulierten Impulses liegen, die eine Dauer gleich der Dauer T ₁ des Binärbasis-Elementes der pseudo-zufälligen Folge aufweisen (ca. 0,5 Mikrosekunden). Dieses Spektrum weist eine Breite von 2 MHz bis 3 dB und von ca. 7 MHz bis 20 dB auf.

Es wird nun wieder auf Fig. 6 Bezug genommen. Der Ausgang des Zweikanal­ schalters 102 ist mit einer Einheit 111 zum Empfang und zur heterodynen Verstärkung verbunden, die genauer in Fig. 10 gezeigt ist.

Zunächst umfaßt diese Anordnung eine Verstärker- und Empfangsstufe im eigentlichen Sinn, die zum Empfangen einer Trägerfrequenz zwischen 420 und 450 MHz ausgelegt ist. Fig. 10 zeigt, daß dieser Empfangsverstärker 1111 von einer Mischstufe 1112 gefolgt wird, die gesteuert eine Hetero­ dynfrequenz aus einer diskreten Folge von Frequenzen zwischen 382 und 412 MHz empfängt, die von der Leitfrequenzquelle 103 kommt. Die Hetero­ dynfrequenz wird so gesteuert, daß die Ausgangsfrequenz der Mischstufe 38 MHz für die in Frage stehende Trägerfrequenz beträgt. Es ist bekannt, daß diese Heterodynfrequenzsteuerung somit die Wahl der Trägerfrequenz festlegt, die tatsächlich empfangen wird. Die Mischstufe 1112 ist von einem Zwischenfrequenzverstärker 1113 gefolgt, der für 38 MHz ausgelegt ist, jedoch mit einem relativ breiten Band, so daß sich eine Spektrums­ breite von 7 MHz bis zu 20 dB ergibt.

Der Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers 1113, der auch der Ausgang der Empfangsstufe 111 aus Fig. 6 ist, wird an einen Kreis 112 angelegt, welcher ein Korrelator für Einseitenbandkorrelation mit Verstärkung ist.

Dieser Einseitenbandkorrelator 112 ist von einer Frequenzregelstufe 113 gefolgt, die direkt auf die geregelte Frequenz der Quelle 103 einwirkt, wobei die geregelte Frequenz die Frequenz ist, die zur pseudo-zufälligen lokalen Folge führt, die durch den Kreis 105 erzeugt wird, und die ins­ besondere an den Einseitenbandkorrelator 112 angelegt wird.

Dieser Einseitenbandkorrelator 112 und die Regelsteuerung für die Frequenz 113 werden unter Bezugnahme auf Fig. 11 noch genauer beschrieben werden.

Zum gegenwärtigen Zeitpunkt genügt es einfach, daß der Korrelator 112 ei­ ne Korrelation zwischen der pseudo-zufälligen Frequenz, die bei ihm vom Ausgang der Stufe 111 ankommt, bzw. der empfangenen Folge, und der loka­ len pseudo-zufälligen Folge, die der Kreis 105 erzeugt, durchführt.

Diese beiden pseudo-zufälligen Folgen sind nicht von vornherein synchron; somit ergibt ihre Korrelation ein Ergebnis gleich Null, wie aus dem wei­ teren ersichtlich ist. Die Regelsteuerung für die Frequenz 113 wirkt nun auf die im Kreis 105 erzeugte geregelte Frequenz ein, bis der Korrelator 112 eine Korrelationsspitze abgibt, die angibt, daß die lokale pseudo- zufällige Folge 105 synchron zur pseudo-zufälligen Folge ist, die mit der Dauer von etwa einem halben binären Element empfangen wurde.

Die lokale pseudo-zufällige Folge bzw. Binärcode des Kreises 105 wird ihrerseits an einen mit Phaseninversion arbeitenden Modulator 121 angelegt, welcher als das zu modulierende Signal eine der Leitfrequenzen von der Quelle 103 em­ pfängt. Dieser Modulator legt an den Leistungsverstärker 122 eine durch Phaseninversion erhaltene Trägerfrequenz, die in gleicher Weise wie die empfangene Träger­ frequenz moduliert ist an. Während des Sendesegments an dem Antwortsender 10 legt die Signalformschaltung 104 an den Leistungsverstärker 122 einen Sendebe­ fehl an.

Aus diesem Grunde wird nun auf Fig. 9 Bezug genommen, woraus ersicht­ lich ist, daß der eigentliche Leistungsverstärker 1222 entweder ganz oder gar nicht durch den Sendesteuerkreis 1221 gesteuert wird, wel­ cher selbst im Ansprechen auf den Sendeformkreis 1041 arbeitet.

Fig. 9 zeigt, daß die Leitfrequenzquelle 103 in eine eigentliche Leit­ frequenzquelle 1031 und verschiedene Kreise 1032 bis 1034 unterteilt ist, die durch Synthese bzw. Division der Frequenz Frequenzen mit niedri­ gerem Wert abgeben.

Im Kreis 1031 geben eine Vielzahl thermostatisch geregelter Quarzsteu­ erschaltungen Frequenzen ab, die eine diskrete Folge von 382 bis 412 MHz bil­ den. In einer Abwandlung weisen die Kreise 1032 bis 1034 außerdem unab­ hängige thermische Quarzsteuerschaltungen auf.

Eine der Leitfrequenzen wird zu einer Mischstufe 1112 in gesteuerter Form je nach dem Wert der gewählten Trägerfrequenz geschickt, die be­ reits erwähnt wurde (vgl. Fig. 10). Eine Frequenz wird außerdem zur Misch­ stufe 1211 aus Fig. 9 gesendet. Dieselbe Figur zeigt einen Kreis 1032, der aufgrund von Leitfrequenzen eine Frequenz von 38,1 MHz abgibt, die einerseits an einen phaseninvertierenden eigentlichen Modulator ange­ legt wird, und zwar als zu modulierendes Signal, und andererseits an Einseitenbanddemodulatoren 11 211 und 11 221, die einen Teil des Einsei­ tenbandkorrelators 112 bilden, und die im folgenden noch in bezug auf Fig. 11 beschrieben werden.

Anschließend erzeugt ein Kreis 1033 eine Frequenz von 3,8 MHz, die im Ansprechen auf die Regelsteuerung 113 aus Fig. 6 geregelt wird. Zu die­ sem Zweck kann der Kreis 1033 beispielsweise einen gesteuerten Kipp­ schwingungskreis und einen Frequenzsteueroszillator - beispielsweise der Type VCO (Frequenzsteuerung durch Spannung) - aufweisen.

Diese Frequenz von 3,8 MHz des Kreises 1033 wird zunächst mittels eines Frequenzhalbierers 1034 an den Generator zur Erzeugung der pseudo-zufälli­ gen lokalen Folge 105 angelegt. Es ist ersichtlich, daß die an den letzteren angelegte Taktfrequenz somit 1,9 MHz beträgt, was für das Binärbasiselement der pseudo-zufälligen Folge wohl einer Dauer nahe 0,5 Mikrosekunden entspricht.

Die Frequenz von 3,8 MHz des Kreises 1033 wird ebenfalls an den Sende­ formkreis 1041 angelegt, sowie an den Empfangsformkreis (der in Fig. 9 jedoch nicht im einzelnen dargestellt ist).

Schließlich wird die Frequenz von 3,8 MHz zu einem Phaseninverter zur Entferungsmessung geleitet, der Teil des Einseitenbandkorrelators 112 bildet und dessen Ausbildung in bezug auf Fig. 11 beschrieben wird.

Somit zeigt Fig. 9, daß die pseudo-zufällige Folge, die gemäß Fig. 5 erzeugt wurde, durch Phaseninversion ein Signal moduliert, das eine Frequenz aufweist, die etwa zwanzigmal größer ist (38,1 MHz angelegt an den Modulator 1210). Dann ermöglicht eine Frequenzveränderung (Misch­ stufe 1211) den Durchtritt der Sendeträgerfrequenz. Wie für den Fachmann verständlich ist, verändert die Frequenzveränderung - ob nun durch Ver­ ringerung oder Erhöhung der Frequenz - nicht die Modulation durch Pha­ seninversion. Die Anzahl der modulierten Halbwellen entsprechend jedem Binärelement der pseudo-zufälligen Folge wird einfach schwächer bzw. stärker.

Wenn man nun insgesamt Fig. 6, 9 und 10 betrachtet, so zeigt sich, daß der Antwortsender 10 eine codierte pseudo-zufällige Folge empfängt, sei­ ne lokale pseudo-zufällige Frequenz (die vom Kreis 105 erzeugt wird) synchronisiert im Hinblick auf die empfangene pseudo-zufällige Folge, und anschließend in gleicher Weise diese lokale pseudo-zufällige Folge wieder aussendet.

Bisher ist deutlich geworden, daß die Schwierigkeit in der Herstellung einer äußerst genauen Synchronisierung zwischen der lokalen und der empfangenen pseudo-zufälligen Folge liegt. Dies wird mittels der Schalt­ kreise 112 und 113 gemäß Fig. 6 realisiert, wie im weiteren in bezug auf Fig. 11 anhand einer Ausführungsform beschrieben werden wird.

Fig. 11 weist einen Einseitenbandkorrelator 112 und einen Regelsteuer­ teil 113 auf, die gemäß einer langen gestrichelten Linie voneinander getrennt sind. Tatsächlich ist diese Trennung etwas willkürlich, da die Demodulation im Kreis 112 - die in Fig. 11 in zwei Kanälen erfolgt - von der Art der gewünschten Regelung für den Kreis 113 abhängt.

Zunächst weist der Einseitenbandkorrelator einen Phaseninverter 1120 auf, welcher durch die vom Kreis 105 (Fig. 6) kommende lokale Folge gesteuert wird. Dieser Phaseninverter ist der eigentliche Korrelator, da der Ausgang des Phaseninverters ein sinusförmiges Signal ist, das keinerlei Phaseninversion aufweist, wenn die lokale pseudo-zufällige Folge synchron zur empfangenen pseudo-zufälligen Folge ist. Im ent­ gegengesetzten Fall weist der Ausgang des Phaseninverters 1120 Pha­ seninversionen auf, die praktisch zufällig verteilt sind, je nach den Eigenschaften dieser Folgen, was die Bezeichnung "pseudo-zufällig" rechtfertigt.

Um dies genau zu präzisieren wird auf Fig. 12 Bezug genommen, die eine leichte Verschiebung zwischen der lokalen und zu synchronisierenden und der empfangenen Folge darstellt, während Fig. 13A die Korrelations­ funktion dieser beiden Folgen je nach ihrem Abstand bezüglich der An­ zahl der Binärbasiselemente darstellt.

Wenn T ₁ die Dauer des binären Basiselements ist, so zeigt Fig. 13A, daß die Korrelationsfunktion eine Spitze für einen Abstand zwischen der lokalen und der empfangenen Folge ermöglicht, der zwischen -T ₁/2 und +T ₁/2 liegt. Das Spitzenmaximum, das der vollständigen Übereinstimmung der beiden pseudo-zufälligen Folgen entspricht, hat einen Wert, der mit der Anzahl r der in der pseudo-zufälligen Folge enthaltenen Binärelemen­ te zunimmt.

Unter Hinweis auf die Fig. 11 zeigt sich, daß der Ausgang des Phaseninverters 1120 an einen Einseitenbanddemodulator 11 211 angelegt wird, welcher eine Frequenz von 38,1 MHz empfängt, und anschließend an den Kreis 1032 aus Fig. 9.

Ein derartiger Einseitenbanddemodulator ist im Prinzip bekannt und wird derzeit für Hochfrequenzübertragungen verwendet.

Der Ausgang des Phaseninverters bzw. Korrelators 1120 ist ein Signal von 38 MHz, welches je nachdem, wie die Synchronisierung bei ±T ₁/2 realisiert wurde und ob überhaupt, Phaseninversionen aufweist oder nicht. Der Einseitenbanddemodulator führt tatsächlich eine Frequenz­ änderung durch, so daß man zu einer Frequenz von 100° KHz (38,1 MHz minus 38 MHz) kommt.

Wenn man sich daran erinnert, daß die Dauer des Binärbasiselementes der Folgen einer Frequenz von 1,9 MHz entspricht, ist offensichtlich, daß es sich hierbei um eine Demodulation handelt, da das empfangene Signal eine Frequenz von 100 kHz hat. also deutlich weniger als 1,9 MHz.

Die zufällig verteilten Phaseninversionen, wenn diese nicht zusammen­ fallen, werden durch Phasensprünge auf das Signal von 100 kHz über­ tragen.

Die Wirkung dieser zufälligen Phasensprünge besteht darin, die mittle­ re Amplitude des 100 kHz-Signals zu verringern, wenn eine Integrator­ filterung mit sehr schmaler Durchlaßbandbreite realisiert wird, wie im weiteren noch beschrieben werden wird.

Die Durchlaßbandbreite des Integratorfilters ermöglicht es, zumindest teilweise vom Dopplereffekt aufgrund der Bewegung des beweglichen Ob­ jektes freizuwerden.

Vorher war nur vorgesehen, daß das Spektrum der Phasenmodulation sehr breit ist (7 MHz bis 20 dB). Unter diesen Umständen würde die Frequenz­ veränderung zur Erzielung der 100 kHz von einer Umbiegung des Spektrums begleitet. Aus diesem Grunde wird die Frequenzveränderung durchgeführt nur mit einem einzigen Seitenband, und zwar mittels eines Einseitenbanddemodulators. Diesem Demodulator 11 211 ist ein Hochleistungsverstärker 11 212 (40 dB) nachgeschaltet.

Diesem Verstärker selbst ist ein UND-Gatter 11 213 nachgeschaltet, das durch das vom Formschaltkreis 104 (Fig. 6) kommende Empfangssegment ge­ steuert wird. Dieses Gatter selbst liegt vor einem Integratorfilter 11 214 (der bereits oben schon erwähnt wurde).

In einem zweiten Kanal ist der Ausgang des Phaseninverters 1120 eben­ falls mit einem Phaseninverter zur Entfernungsmessung 1120 verbunden, der eine Frequenz von 3,8 MHz empfängt, die vom Kreis 1033 (Fig. 9) kommt. Dieser Phaseninverter unterteilt die binären Basiselemente je nach der lokalen Folge in zwei gleiche Teile, wovon ein Teil mit positiver Polarität beaufschlagt wird, während der andere mit negativer Polarität beaufschlagt wird, worauf die Frequenz von 3,8 MHz gleich dem Doppelten der Frequenz von 1,9 MHz ist, wodurch die Dauer des binären Basisele­ mentes definiert wird.

Auf diesen Phaseninverter 11 220 folgen die Schaltkreise 11 221 bis 11 224.

Am Ausgang des Integratorfilters 11 214 entsteht ein Signal, das die Kor­ relation - d. h. das Integral (bzw. die Summe) über eine Periode oder weniger - des augenblicklichen Produktes aus der lokalen Folge und der empfange­ nen Folge darstellt. Dieses Signal allein genügt, um die Verschiebung der lokalen Folge bis zur Erreichung einer Synchronisierung bei ±T ₁/2 zu steuern. Aus diesem Grund wird dieses Signal mit "S" bezeichnet.

Andererseits ist der Ausgang des Integrationsfilters 11 224 ein Integral gleicher Art, bei dem jedoch jedes Binärelement in zwei Teile geteilt wird, wovon einer mit dem Zeichen + und der andere mit einem Minuszei­ chen versehen ist. Somit handelt es sich hier um ein Differentialsi­ gnal, das mit dem Buchstaben D bezeichnet wird, und das in stabiler Form gelöscht wird, wenn die lokale Folge genau synchron zur empfangenen Fre­ quenz ist (vgl. Fig. 13B).

Die Filter 11 214 und 11 224 weisen eine Durchlaßbandbreite in der Grö­ ßenordnung von hundert Hertz auf, wodurch es möglich wird, sich teil­ weise vom Dopplereffekt zu lösen, der aufgrund der Geschwindigkeit des beweglichen Objektes auf der Trägerfrequenz erzeugt wird.

Zudem sei bemerkt, daß die Einseitenbanddemodulation das Produkt der beiden ähnlichen Spektren ergibt, nämlich eines lokalen und eines empfangenen Spektrums, wodurch eines der beiden Einseitenbänder, die durch den erfolgten Vorgang erzeugt werden, eliminiert wird: daraus er­ gibt sich eine Geräuschdämpfung und eine Dämpfung verschiedener Stör­ einstreuungen bezüglich des Arbeitssignals.

Gemäß Fig. 11 zeigt sich, daß die Signale S und D an einen Kreis 1123 angelegt werden, der eine Mischstufe darstellt, sowie einen Phasenschieber mit einer Verschiebung um 90°. Diese Mischstufe 1123 gibt einerseits ein Signal S + j.D und andererseits ein Signal D + j.S ab. In diesen Ausgangssignalen wird das Symbol j zur Bezeichnung des Ein­ heitsvektors auf einer imaginären Achse (j ² = -1) verwendet, und zwar in der Darstellung nach Fresnel. Das Zeichen j stellt somit eine Phasenver­ schiebung um 90° dar. Wenn man sich daran erinnert, daß die Frequenz der Signale S und D 100 kHz beträgt, so genügt es für diesen Zweck, die durch zwei Zellen R-C vorgegebene Phasenverschiebung zu verwenden, wobei die eine Zelle als Eingangskondensator und die andere als Eingangswiderstand ausgebildet ist und beide eine Trennfrequenz von 100 kHz aufweisen. Die beiden Zellen ergeben somit jeweils eine Phasenverschiebung um 45°, je­ doch mit umgekehrten Vorzeichen. Die Summe der beiden Phasenverschiebun­ gen ergibt also 90°. Nachdem somit die Signale S und D einer Phasenver­ schiebung ausgesetzt wurden, genügt es, eine einfache analoge Addition durchzuführen, um die vorgenannten Ausgangssignale D + j.S und S + j.D zu erhalten.

Die beiden auf diese Weise erhaltenen Kanäle bzw. Wege unterliegen je­ weils einer Amplitudenbegrenzung und einer neuen Filterung (Kreise 11 311, 11 312 und 11 321, bzw. 11 322).

Somit ist je nach der Synchronisierung zwischen der lokalen und der empfangenen Folge zu unterscheiden, die bei nahe ±T ₁/2 liegt oder nicht (Form- und Übereinstimmungspeilung).

Wenn man zunächst annimmt, daß sie nicht vorliegt, wird der Wert S + j.D über die Kreise 11 311 und 11 312 an einen Kreis 1132 um Steuern der Verschiebung bzw. einen Triggerkreis angelegt. Dieser Schaltkreis wirkt auf den Kreis 1033 (Fig. 9) derart ein, daß ein Impuls zum Taktsignal, das an den Kreis 105 angelegt ist, hinzugefügt bzw. un­ terdrückt wird. Deshalb wird die lokale pseudo-zufällige Folge fort­ schreitend um ein Binärelement versetzt.

Mit den genannten Filtercharakteristika versetzt man somit die lokale Folge nur um ganze Sekunden, damit sichergestellt ist, daß keine Kor­ relation auftritt.

Da die Folge 127 Binärelemente aufweist, sind im ungünstigsten Fall 126 Verschiebungen erforderlich, um eine wirksame Korrelation zu er­ zielen. Die Erfassungszeit für eine Korrelation ist somit maximal 127 Sekunden.

Es ist klar, daß man bei Erfassung der Synchronisierung bei nahe ±T ₁/2 keine weitere fortschreitende Verschiebung der lokalen pseudo- zufälligen Folge mehr durchführt, und daß somit der Unterbrecher 11 440 (Fig. 11) geöffnet ist.

In diesem Augenblick beginnt die "Folgeregelungsphase". Zu diesem Zweck mischt eine andere Mischstufe 1133 das Signal S + j.D mit dem Signal D + j.S, indem das eine mit dem anderen umgeschaltet wird, so daß sich ein Signal P zur Phasendistanzmessung ergibt.

Dieses Signal P wird an einen Verstärker 11 442 angelegt, der mittels eines Kondensators 11 441 als Integrator ausgelegt ist. Dieser Inte­ grator wird rückgestellt durch das Öffnen des Unterbrechers 11 440.

Der Ausgang des Verstärkers 11 442 wirkt auf den Kreis 1033 (Fig. 9) so ein, daß die Frequenz von 3,8 MHz kontinuierlich so verändert wird, daß man eine äußerst genaue Synchronisierung der lokalen mit der empfan­ genen Folge erhält.

Man wird feststellen, daß es auch möglich gewesen wäre, direkt das Produkt S.D. mittels der Ausgänge der Integratorfilter 11 214 und 11 224 in der Amplitude zu bilden. Indem man die Summen S + j.D und D + j.S (Mischstufe 1123) so verwendet, daß man sie in der Amplitude begrenzt (11 311 und 11 321) und getrennt fil­ tert (11 312 und 11 322) und anschließend wieder neu mischt (1133) führt man somit eine "Phasendistanzmessung" durch, bei welcher der Steuerverstärkungsfaktor praktisch unabhängig vom Verhältnis Signal/ Geräusch ist, das man beim Empfang erhält. Bei diesem Verfahren be­ steht die Größe des Verstärkungsfehlers in einer Phasendistanz an­ statt, daß sie aus einer Amplitude gebildet werden, wie dies der Fall gewesen wäre, wenn man direkt das Produkt S.D gebildet hätte.

Wenn man darauf zurückgreift, was bereits oben im Zusammenhang mit den Filtern 11 214 und 11 224 gesagt wurde, so weist deren Ausgangssignal eine Phase auf, die vom Integrator-Filter für die Phasensprünge ge­ geben ist, die man am Ausgang der Einseitenbanddemodulatoren (11 211 bzw. 11 221) beobachtet hat. Somit kann man annehmen, daß es sich um eine Wirkung auf die Amplitude handelt, sowie auch um eine Wirkung auf die Phase.

Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen werden im zweiten Fall so angeord­ net, daß man eine vektorielle Kombination im Quadrat der Signale S und D verwendet. Genauer gesagt, im Ansprechen auf den Ausgang des Schalt­ kreises 1132 wird ein Kippschwingoszillator so betätigt, daß er zusätz­ liche Taktimpulse an den Folgegenerator 105 abgibt (wenn dieser Oszilla­ tor im Schaltkreis 1033 liegt, so muß er Impulspaare abgeben wegen der Frequenzteilung in zwei Hälften durch den Rechner 1034). Man kann auch eine direkte Einwirkung auf den Folgegenerator 105 vorsehen.

Was nun die Wirkung des Ausgangs des Integratorverstärkers 11 242 an­ belangt, so handelt es sich um eine Einwirkung mit kontinuierlicher Spannung auf einen durch eine Spannung gesteuerten Oszillator. Es sind zahlreiche Möglichkeiten zum Betreiben des Kreises 1033 mit spannungs­ gesteuertem Oszillator (VCO bzw. VCXO) bekannt.

Mittels des Einseitenband-Korrelationssystems unter Phasendistanzmessung hat die Anmelderin bemerkenswerte Leistungen erzielt, so wie es im Zusammenhang mit Fig. 11 erläutert wurde. Tatsächlich entspricht nach der Geschwindigkeit der elektromagnetischen Welle die Dauer des binä­ ren Basiselementes einer pseudo-zufälligen Folge, die 0,5 Mikrosekunden beträgt, einer Fortpflanzungsdistanz von 75 Metern, wenn man den Hin- und Rücklauf berücksichtigt.

Tatsächlich ermöglicht das Frequenzregelsystem mit Phasendistanzmessung bei ausreichendem Verhältnis von Signal zu Geräusch, daß man eine Ent­ fernungsmeßgenauigkeit erhält, die besser als 1 Meter ist. Somit ist klar, daß die für die Zeitverschiebung der lokalen Folge bezüglich der empfan­ genen Folge erhaltene Genauigkeit zumindest in der Größenordnung von Hunderten für die Dauer des Basiselementes liegt, wobei immer der Hin- und Rücklauf berücksichtigt wird.

Somit liegt es auf der Hand, daß die gesteuerten Phaseninverter äußerst schnell arbeitende Umschaltkreise aufweisen müssen. Vorzugsweise weisen die Filter 11 214 und 11 224 der Fig. 11 zwei abwechselnd umschaltbare Durchlaßbandbreiten auf. Die größere wird beim Einpeilen zur Überein­ stimmung verwendet, während die kleinere bei der Folgesteuerung bezüg­ lich der Übereinstimmung zur Anwendung gelangt.

Somit wird die Trennfrequenz fc der Regelschleife so gewählt, daß sie merklich unter dem umgekehrten Wert des Doppelten der Impulswiederho­ lungsperiode, d. h. der Wiederholungsperiode der UHF-Impulse, liegt, so wie sie durch die Form gemäß Fig. 5 festgelegt ist.

Folglich wird durch das Regeln der Frequenz die in der Zeit 1/fc vor­ liegende Information akkumuliert, wobei diese Zeit sehr lang ist, dem­ zufolge das Signal/Geräusch-Verhältnis und damit auch die Präzision ver­ bessert werden.

Im vorhergehenden wurde nun der Antwortsender gemäß Fig. 6 vollständig beschrieben. Jetzt ist es erforderlich, die in Fig. 7 dargestellte Ab­ frageeinrichtung näher zu erläutern, wobei jedoch zu berücksichtigen ist, daß zahlreiche Elemente dieser Abfrageeinrichtung zu den Elementen des Antwortsenders analog sind.

Gemäß Fig. 7 weist die Abfrageeinrichtung eine Antenne 301 und einen nachgeschalteten Zweikanalschalter 302 auf. Die Abfrageeinrichtung 30 umfaßt weiterhin eine Leitfrequenzquelle 303, sowie einen Signalform­ steuerkreis 304, der mit einer oder mehreren Leitfrequenzen gesteuert wird.

Der Signalformschaltkreis wird so betrieben, daß zunächst ein Sende­ zeitsegment erzeugt wird, und anschließend zwei Empfangszeitsegmente, wovon eines dem Antwortsender 1 und das andere dem Antwortsender 2 entspricht. Die zeitliche Verteilung der Segmente ist so, wie in Fig. 5 dargestellt.

Im Sendeteil weist die Abfrageeinrichtung 30 einen Phaseninversionsmo­ dulator 321, einen Leistungsverstärker 322 zum Steuern des Sendens, und einen Generator 325 zum Erzeugen der pseudo-zufälligen lokalen und aus­ zusendenden Folge auf, der als Takt eine Frequenz von der Leitfrequenz­ quelle 303 erhält.

Der Aufbau dieser Schaltkreise und deren Arbeitsweise können ebenso sein wie im Falle der entsprechenden Schaltkreise 121, 122 und 105 des Antwort­ senders 10 aus Fig. 6.

Auf jeden Fall erzeugt der Generator 325 zum Erzeugen der auszusendenden lokalen pseudo-zufälligen Frequenz die Anfangsfolge des Systems, die als Ausgangspunkt dient. Aus diesem Grunde unterliegt weder die Leitfrequenz­ quelle 303 noch der Folgegenerator 325 irgendeiner von außen kommenden Einwirkung.

Im Empfangsteil der Abfrageeinrichtung 30 in Fig. 7 ist zunächst eine Empfangsstufe und eine heterodyne Verstärkerstufe 311. Dieser Verstärker ist ein gemeinsamer Verstärker, ob es sich nun um die vom Antwortsender 1 oder um die vom Antwortsender 2 kommenden Wellen han­ delt.

Anschließend erfolgt der Empfang in zwei voneinander getrennten Kanälen, je nachdem, ob es sich um den Antwortsender 1 oder den Antwortsender 2 handelt, und zwar in gesteuerter Form durch die Zeitrahmensignale für den Empfang, die vom Kreis 304 kommen.

Der erste Kanal weist einen Einseitenbandkorrelator auf, sowie einen Verstärker 312 A, welcher durch das Zeitrahmensignal (1) gesteuert ist. Dieser Stufe schließt sich ein Regelsteuerkreis 313 A für die Frequenz an, der selbst auf einen geregelten Leitfrequenzgenerator 314 A einwirkt. Schließlich ist dem Antwortsender (1) ein Generator 315 A zur Erzeugung der lokalen pseudo-zufälligen Folge zugeordnet, der als Taktsignal eine vom Leitfrequenzgenerator 314 A kommende Frequenz empfängt.

Somit wird die auf diese Weise erzeugte lokale pseudo-zufällige Folge wieder an den Einseitenbandkorrelator 312 A zur Korrelation mit dem während des Sendesegments des Antwortsenders (1) empfangenen Signal zurückgesendet. Auf diese Weise kann die lokale pseudo-zufällige Folge des Kreises 315 A in Übereinstimmung mit der vom Antwortsender (1) kommenden pseudo-zufälligen Folge, so wie sie empfangen wird, gebracht werden.

Der andere Empfangskanal weist die gleichen Teile auf, nur sind hier die Bezugszeichen für die entsprechenden Teile mit dem Zusatz "B" ver­ sehen.

Aus Fig. 7 ist zu entnehmen, daß das Element 311 einen analogen Auf­ bau und eine analoge Funktion in bezug auf das Element 111 des Antwort­ senders aus Fig. 6 aufweist, wie er im einzelnen in Fig. 10 dargestellt ist.

Die Elemente 312 A und 313 A einerseits und 312 B und 313 B andererseits weisen ebenfalls eine Struktur und eine Funktionsweise analog zu den Elementen 112 und 113 gemäß Fig. 6 und gemäß der genaueren Darstellung aus Fig. 11 auf.

Die Generatoren 314 A und 314 B für die Erzeugung der geregelten Leit­ frequenz haben eine identische Funktion und können selbst den gleichen Aufbau wie die Leitfrequenzquelle 103 (Fig. 6 und genauer in Fig. 9 dar­ gestellt) aufweisen.

Genauer gesagt, handelt es sich um einen thermostatisch geregelten Os­ zillator mit einer Frequenz von 3805,372 kHz zusammen mit einem Kipp­ schwingungsoszillator, der eine wiederholte Verschiebung eines Binär­ elementes im Folgegenerator aufweist, der sich in der oben beschrie­ benen Art und Weise anschließt.

Wenn man sich wieder auf Fig. 11 bezieht, so ist zu entnehmen, daß die Regelsteuerung 313 A gemäß Fig. 7 zwei Ausgänge aufweist, einen Aus­ gang, der auf den Kippschwingungsoszillator zum Verschieben eines Binärelementes um je eine von 315 A erzeugte pseudo-zufällige Folge einwirkt, und einen anderen Ausgang (Integratorverstärker 11 442), der auf eine Feinsteuerung der Frequenz der Frequenz des thermostatisch geregel­ ten Oszillators (des Typs VCO bzw. VCXO zum Beispiel) einwirkt.

Bevor diese letzteren Schaltkreise der Abfrageeinrichtung 30 be­ schrieben werden, wird zunächst auf die allgemeine Funktionsweise der Anlage unter Bezugnahme auf Fig. 4, 5, 6 und 7 eingegangen.

Die Arbeitsgänge beginnen mit dem Sendesegment der Abfrageeinrichtung 30 (Fig. 5), wodurch vom Kreis 325 (Fig. 7) die pseudo-zufällige Fol­ ge übertragen wird.

Während dieser Zeit empfangen die beiden Antwortsender 1 und 2 (die jeweils die Bezugszeichen 10 und 20 haben) dieses UHF-Signal und versuchen nun, ihre lokale pseudo-zufällige Folge mit der von der Abfrageeinrichtung 30 kommenden Ursprungsfolge in Übereinstimmung zu bringen, jedoch mit der Ursprungsfolge, so wie sie in Höhe jedes Antwortsenders 10 bzs. 20 empfangen wird. Folglich weist die lokale Folge des Antwortsenders 10 bezüglich der anfänglichen Folge der Ab­ frageeinrichtung 30 eine Verzögerung auf, die gleich der Fortpflan­ zungszeit der Trägerwelle von der Abfrageeinrichtung 30 bis zum Ant­ wortsender 10 ist. Diese Verzögerung stellt den Abstand zwischen der Abfrageeinrichtung und dem Antwortsender 10 dar, da die Fortpflanzungs­ geschwindigkeit der Welle als bekannt angenommen wird.

In gleicher Weise weist die lokale Folge des Antwortsenders 20 bezüg­ lich der ursprünglichen Folge der Abfrageeinrichtung 30 eine Verzögerung auf, die repräsentativ für die Entfernung zwischen der Abfrageeinrichtung 30 und dem Antwortsender 20 ist.

Die Generatoren zur Erzeugung der pseudo-zufälligen Folge, die zeitlich verschoben arbeiten, behalten diese Verschie­ bung bei.

Seinerseits sendet der Antwortsender 10 seine pseudo-zufällige Folge mit einer eigenen Verschiebung wieder aus, die gleich einem genauen Vielfachen der Periode dieser Folge ist. Diese Folge wird im Kanal (1) für den Empfang in der Abfrageeinrichtung 30 (Fig. 7) empfangen. Die lokale pseudo-zufällige Folge des Generators 315 A gemäß Fig. 7 ist somit zeitlich bezüglich der anfänglichen pseudo- zufälligen Folge des Kreises 325 versetzt. Diese zeitliche Verschie­ bung stellt das Doppelte der Entfernung zwischen der Abfrageein­ richtung 30 und dem Antwortsender 10 dar, die der Eigenverschiebung des Antwortsenders 10 hinzugefügt ist.

Wenn der Antwortsender 20 zurücksendet wird der Generator zur Erzeugung der lokalen Folge (315 B, Fig. 7) fortschreitend mit der vom Antwort­ sender 20 kommenden Folge in Übereinstimmung gebracht, so wie sie an der Abfrageeinrichtung 30 empfangen wurde. Schließlich ist die zeitli­ che Verschiebung zwischen der vom Generator 315 B erzeugten Folge und der anfänglichen Folge des Generators 325 selbst ebenfalls repräsenta­ tiv für das Doppelte der Entfernung zwischen der Abfrageeinrichtung 30 und dem Antwortsender 20.

Die Generatoren zur Erzeugung der pseudo-zufälligen Folgen sind im all­ gemeinen so angebracht, daß ein Folgeschlußimpuls abgegeben wird, d. h. bei dem Beispiel aus Fig. 2 wird in dem Augenblick des Übergangs von der 7. zur 8. Taktzeit ein Impuls gegeben. Um diesen Folgeschlußimpuls zu erhalten, kann man einen Zähler verwenden, der die gleichen Takt­ impulse wie das Schieberegister empfängt, das als eigentlicher Folge­ generator dient, einschließlich der vorgenannten Verschiebeimpulse.

Fig. 14 zeigt, daß diese Impulse einerseits für die Anfangsfolge der Abfrageeinrichtung und andererseits für die Folgen dargestellt sind, die bereits einen Hin- und einen Rücklauf zum Antwortsender (1) und zum Antwortsender (2) zurückgelegt haben.

Greift man nun auf Fig. 7 zurück, so ist ersichtlich, daß die Kreise 331 A und 331 B jeweils die zeitlichen Verschiebungen zwischen der An­ fangsfolge der Abfrageeinrichtung 30 und jeder der beiden Folgen mes­ sen, die bereits einen Hin- und einen Rücklauf zu den Antwortsendern (1) bzw. (2) zurückgelegt haben.

Für diese Messung der Zeitverschiebung wird ein Rechenwerk verwen­ det, das die Zeit proportional zur Fortpflanzungsgeschwindigkeit der elektromagnetischen Welle unterteilt und dabei den Faktor 2 aufgrund des Hin- und Rücklaufs in Rechnung zieht, um direkt die Entfernungen in numerischer Form zu erhalten. Dann werden die beiden Entfernungen in den Elementen 332 A und 332 B optisch angezeigt.

Nachstehend wird nun eine erste Ausführungsform der Erfindung beschrie­ ben, bei welcher zwei Antwortsender und eine bewegliche Abfrageeinrich­ tung zur Anwendung gelangen. Hier handelt es sich um eine Positionsbe­ stimmung in zirkulierender Form, da man den Abstand zwischen der Abfra­ geeinrichtung und jedem Antwortsender direkt erhält. Diese Arbeitswei­ se nennt man eine Arbeitsweise mit Sättigungscharakteristik, da die Anzahl der Abfrageeinrichtungen, die beweglich sind und mit zwei vor­ gegebenen ortsfesten Antwortsendern zusammenarbeiten können, begrenzt ist, insbesondere hinsichtlich der begrenzten Möglichen in bezug auf den Zeitrahmen für die Übertragung.

Tatsächlich wird die Erfindung in sehr viel allgemeinerer Form ange­ wendet: zur Positionsbestimmung ist es erforderlich, daß man an einem ersten Ort eine erste Zeitbasis erzeugen kann und an einem zweiten Ort eine zweite Zeitbasis, die mit der ersten mittels einer elektro­ magnetischen Übertragung verknüpft ist, so daß folglich die Fort­ pflanzungszeit für die magnetische Welle berücksichtigt wird, deren Geschwindigkeit als bekannt vorausgesetzt wird.

Aus diesem Grund kann man die Vorrichtung in etwas allgemeinerer Form betrachten, und zwar im Rahmen eines Verfahrens zur Mes­ sung von Entfernungen mit Übertragung zwischen mindestens einem Sender und mindestens einem Empfänger. Diese Übertragung erfolgt mit einer Impulsinformation, die einen Moment definiert und die von einer elek­ tromagnetischen Welle getragen wird. Dieses Verfahren umfaßt die folgenden Schritte:

• - am Sender: Erzeugung eines Taktsignals, Erzeugung einer Wiederho­ lung einer pseudo-zufälligen Folge aufgrund des Taktsi­ gnals, Erzeugung eines Hochfrequenzsignals aus dem Takt­ signal und der bekannten pseudo-zufälligen Folge, wobei das Hochfrequenzsignal durch Phaseninversion nach der bekannten pseudo-zufälligen Folge moduliert ist, Ausstrahlen eines UHF-Wellenzuges, welcher einen Teil des UHF-Signals umfaßt, das aus einer vorgegebenen An­ zahl Wiederholungen der pseudo-zufälligen Folge gebil­ det ist;
• - am Empfänger: Erzeugen eines Taktsignals, Erzeugen einer lokalen Wiederholung einer pseudo-zufälligen Folge aus dem Takt­ signal in einstellbarer Form, Empfangen des UHF-Wellen­ zuges und Demodulation desselben durch Korrelation mit der lokalen Wiederholung der pseudo-zufälligen Folge, wobei diese lokale Wiederholung so lange verschoben wird, bis sie mit der ersten Wiederholung übereinstimmt, und wobei der Wellenzug, so wie er empfangen wurde, mo­ duliert wird, wodurch es möglich wird, eine Verbindung mit der Fortpflanzungszeit der elektromagne­ tischen Welle vom Sender zum Empfänger herzustellen und damit die Entfernung vom Sender zum Empfänger zu bestim­ men.

Genauer gesagt verteilt man das wiederholte Senden derselben pseudo- zufälligen Folge, die eine Dauer des Binärbasiselementes gleich T ₁ (0,5 Mikrosekunden) aufweist, während der Zeit T ₂ (2,5 Millisekun­ den) statt einen kurzen Impuls mit starker Leistung auszusenden. Auf diese Weise bietet das Senden mit einem Impulsleistungsgipfel von 5 Watt während einer Zeit von 2,5 Millisekunden die Möglichkeit, mit den angewendeten Techniken der Korrelation und Regelung Er­ gebnisse zu erzielen, die äquivalent denen sind, die beim Aussenden eines nicht modulierten Impulses während einer Zeit von 0,5 Mikro­ sekunden bei einer Leistung von 25 KW möglich wären.

Im anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung liegt das Verhältnis T ₂/T ₁ nahe bei 10 000, während die Sendedauer 50 Millisekunden beträgt und der Impulsleistungsgipfel 500 Watt beträgt, was mit einer Ausbildung des Senders in transistorierter Form vereinbar ist. Somit erhält man Ergebnisse, die äquivalent denen sind, die durch das Aussenden eines nicht-modulierten Impulses mit einer Gipfelleistung von 5 Megawatt während einer Zeit von 5 Mikrosekun­ den möglich wären.

Zudem umfaßt die Sendedauer T ₂ in diesem Fall eine Wiederholung derselben pseudo-zufälligen Folge. Diese Wiederholung erfolgt n mal, und zwar wird eine Kette von n pseudo-zufälligen Folgen mit r Binärelementen (r = beispielsweise 127), wobei jedes Binärelement eine Dauer von nahezu 0,5 Mikrosekunden hat.

Die Zahlenwerte für n und r müssen hinsichtlich der beiden nach­ stehenden Konsequenzen gewählt werden:

Je größer n desto größer ist die Uneindeutigkeit bei der Messung der Zeitverschiebung: Fig. 14 zeigt, daß die Messung der Zeitver­ schiebung mit einem ganzzahligen Vielfachen nahe der Dauer einer Folge durchgeführt wird; somit wäre es von Interesse, die Folge zu verlängern, wenn man r erhöht, und n, um damit die Uneindeutigkeit zu verringern.

Je größer r desto länger ist die Peildauer zur Einpeilung der Über­ einstimmung, wie bereits gesagt wurde; tatsächlich ist es erforder­ lich, eine gewisse Zeit auf jeder Einstellung der lokalen Folge während des Suchvorgangs zu verbleiben. Die Anzahl der erforderli­ chen Verschiebungen kann bis zu 126 betragen.

Bei dem ersten beschriebenen Ausführungsbeispiel ist ersichtlich, daß die Dauer, während welcher man jede Einstellung der lokalen Folge zur Korrelation bringt, eine Sekunde beträgt, wodurch man, was deut­ lich auf der Hand liegt, eine große Anzahl aufeinanderfolgender Wellen­ züge verwenden kann, da die Dauer jeder Aussendung 2,5 Mikrosekunden beträgt.

Im ungünstigsten Fall wäre die Peilzeit zur Einpeilung der Überein­ stimmung somit im wesentlichen gleich 127 Sekunden.

Bei dieser ersten Ausführungsform wird das vorbeschriebene Verfah­ ren zunächst einmal zwischen der Abfrageeinrichtung und den beiden Antwortsendern gleichzeitig durchgeführt, dann noch einmal in um­ gekehrter Richtung von einem der Antwortsender zur Abfrageeinrichtung, und ein drittes mal ebenfalls in umgekehrter Richtung vom anderen Antwortsender zur Abfrageeinrichtung (vgl. Fig. 5).

Unter diesen Umständen ist klar, daß sowohl in Höhe der Abfrageein­ richtung wie auch in Höhe der beiden Antwortsender jeder Generator zur Erzeugung der pseudo-zufälligen Folge eine wiederholte, ununter­ brochene Verkettung der Folge aussenden muß, um die von dieser Folge getragene Zeitinformation im Speicher zu schützen.

Umgekehrt wird diese Zeitinformation nur von Zeit zu Zeit übertra­ gen, beispielsweise in dem aus Fig. 5 ersichtlichen Zeitraster, und zwar zwischen den Abfrageeinrichtungen und den Antwortsendern und umgekehrt. Die Stabilität der Generatoren zur Erzeugung der pseudo-zufälligen Folge ist folglich dieselbe wie die der Oszillatoren, die ihre Taktfrequenz erzeugen, und damit gleich einem Faktor, der für die Genauigkeit ausschlaggebend ist. Aus diesem Grund werden sie thermostatisch geregelt.

Hieraus ergeben sich klar erkennbar auch die anderen, dem Fachmann wohlbekannten Probleme bei der Positionsbestimmung, und zwar ins­ besondere die Bestimmung in Form eines Kompromisses zwischen der globalen Periodizität der Sendeform und der Stabilität der Oszilla­ toren. In dieser Hinsicht wurde bereits im Zusammenhang mit Fig. 11 dargelegt, wie die Empfangskanäle in bezug auf den Dopplereffekt aufgrund der Bewegung der Abfrageeinrichtung eine Kompensation er­ fahren.

Fig. 15 zeigt in sehr schematischer Form eine Positionsbestimmung in zirkulierender Form mit Sättigungscharakteristik, wie sie im vorhergehenden beschrieben wurde, die jedoch drei Antwortsender ver­ wendet. Der dritte Antwortsender ist identisch mit den beiden ande­ ren, und es genügt, ein drittes Sendesegment für den Antwortsender in dem aus Fig. 5 zu entnehmenden Zeitrahmen vorzusehen. Die Dauer dieses Segments ist ebenfalls ein ganz genaues Mehrfaches der Periode der lokalen pseudo-zufälligen Folge dieses dritten Antwortsenders, und ist so ausgelegt, daß sich die Sendungen der Antwortsender und der Abfrageeinrichtung nicht überschneiden.

Fig. 16 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung. Eine feststehende Station E ₂ dient als "übergeordnete Station" und weist nur den Sendeteil gemäß Fig. 7 (Schaltkreis 321, 322 und 325) auf, natürlich mit der Leitfrequenzquelle 303 und dem Sendeteil des Zeit­ rahmenkreises 304.

Zwei untergeordnete Stationen E ₁ und E ₃ sind vorgesehen; sie können genauso wie die Antwortsender bei dem ersten Ausführungsbeispiel gebaut sein. Die pseudo-zufälligen Folgen, die lokal bei diesen beiden untergeordneten Sendern gebildet werden, werden in Überein­ stimmung mit der entsprechenden Folge des übergeordneten Senders E ₂ gebracht, so wie sie empfangen wird. Dies wird mit einer festen, und somit bekannten, zeitlichen Verschiebung übertragen und kann beispielsweise kompensiert werden.

Unter diesen Umständen weist das bewegliche Objekt M einfach einen Dreikanalempfänger auf, wobei die Kanäle ähnlich bzw. analog zu dem Empfangsteil der Abfrageeinrichtung in Fig. 7 sind. Es ist offensichtlich, daß ein dritter Kanal wie eine Leitfrequenzquelle 303 vorgesehen sein müssen, sowie ein Empfangsteil mit drei Segmenten, die dem Formkreis 304 entsprechen.

Die pseudo-zufälligen lokalen Folgen der drei Kanäle werden jeweils mit den von jeder Sendestation kommenden Folge, so wie sie empfan­ gen wurde, in Übereinstimmung gebracht.

Im Unterschied zu den Vorgängen in der Abfrageeinrichtung nach Fig. 7 werden die Zeitverschiebungen zwischen drei lokalen Folgen gemessen, was zu Entfernungsunterschieden und folglich hyperbolischen Positions­ linien führt.

Fig. 16 zeigt zwei hyperbolische Netze, die dadurch erstellt wurden, daß man die zeitlichen Verschiebungen der lokalen Folgen, die mit der Station E ₁ und der Station E ₂ einerseits und mit der Station E ₂ und der Station E ₃ andererseits verbunden sind.

Aufgrund des im vorhergehenden beschriebenen allgemeinen Verfahrens kann man weitere Ausführungsbeispiele vorsehen: beispielsweise eine Ausführungsform mit einer "übergeordneten" Sendestation und drei "untergeordneten" Sendestation, wodurch man zwei geographisch von­ einander getrennte hyperbolische Netze erhält. Wenn man zwei Paare Sendestationen verwendet, die jeweils eine "übergeordnete" Sende­ station und eine "untergeordnete" Sendestation, die mit der überge­ ordneten Station verbunden ist, umfassen, erhält man somit zwei voll­ ständig voneinander getrennte hyperbolische Netze.

Bei dieser mit Hyperbeln arbeitenden Ausführungsform ist die Anzahl der beweglichen Benützer unbegrenzt.

Die erfindungsgemäßen Vorrichtungen ermöglichen eine genaue Messung von Entfernungen in Diffraktionszonen, d. h. außerhalb des radio-elek­ trischen Horizonts, bis zu mehreren hundert Kilometern.

Wie bereits aus dem im vorhergehenden sehr allgemein beschriebenen Verfahren hervorgeht, wird erfindungsgemäß eine Einrichtung zum Mes­ sen von Entfernungen und zur Positionsbestimmung vorgeschlagen, die für zahlreiche Anwendungsgebiete eingesetzt werden können, beispiels­ weise bei der Navigation mit hoher Genauigkeit bei Seeschiffen (Ha­ feneinfahrt), in der Luftfahrt und der Bodennavigation (Hubschrauber oder Flugzeuge), bei hydrographischen und geographischen Datener­ fassungen, bei Lotungen, beim Minenräumen, im Bauwesen, bei der Positionierung von Bojen, Plattformdecks, usw. und in der Fischerei.

Claims (18)

1. Verfahren zur Unterstützung bei der Positionsbestim­ mung, insbesondere als Messung von Entfernungen oder Entfernungsdifferenzen, bei welchem man einen ersten Sender, einen ersten Empfänger, der einem zweiten Sen­ der zugeordnet ist, und einen zweiten Empfänger ver­ wendet, und bei welchem die beiden Sender elektroma­ gnetische Wellen aussenden, die durch Phasenumkehr entsprechend vorher bekannten Zahlencodes, die zeit­ liche Kennung darstellen, moduliert sind, während die beiden Empfänger die Wellen empfangen und die zeit­ lichen Kennung durch Korrelation des empfangenen Zah­ lencodes mit einem bekannten Code, der lokal aus Takt­ signalen generiert wird, gewinnen, wobei man den Code anschließend verschiebt, so daß er mit dem empfangenen Code übereinstimmt, die ursprünglich vom ersten Sender ausgesendete zeitliche Kennung vom ersten Empfänger empfangen wird und anschließend vom zweiten Sender für den zweiten Empfänger wieder ausgesendet wird, welcher entweder dem ersten Sender zugeordnet ist, - wodurch es möglich wird, die Entfernung zwischen den beiden Stationen zu erhalten - , oder welcher getrennt in einer dritten Station untergebracht ist und auch den ersten Sender empfangen kann, so daß man den Unterschied in den Entfernungen zwischen der dritten Station und den beiden ersten Stationen erhalten kann, dadurch gekennzeichnet, daß dieselbe, mit dem gleichen vorher bekannten pseudozufälligen Binärcode modulierte UHF-Trägerfrequenz von den ver­ schiedenen Sendern (322, 122) in Form sich wiederholen­ der Wellenzüge in jeweils einem Zeitintervall gesendet wird, wobei die Zeitintervalle zeitlich voneinander ge­ trennt bleiben und auf der Basis desselben Taktsignals, welches entsprechend dem pseudozufälligen Binärcode ausgesandt wird, definiert sind, wie auch das Zeitin­ tervall zwischen dem Empfang beim ersten Empfänger und dem erneuten Aussenden des zweiten Senders.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrelation (112, 312), die durch die Empfänger zur Gewinnung von zeitlichen Markierungspunkten nach Emp­ fang der Wellen ausgeführt wird, eine erste Phasenum­ kehr umfaßt, die entsprechend dem lokalen pseudozufäl­ ligen Code an dem empfangenen Hochfrequenzsignal, ge­ gebenenfalls nach Frequenzänderung desselben in einer Heterodynmischstufe vorgenommen wird, sowie eine Ein­ seitenband-Demodulation (11 211).

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß nach dem eigentlichen Empfang nach der gegebenenfalls erfolgen­ den Frequenzänderung in der Heterodynmischstufe und nach der ersten Phasenumkehr (1120) die anderen Emp­ fangsvorgänge in zumindest einem der Empfänger auf zwei identischen getrennten Kanälen durchgeführt wer­ den, von denen der eine (11 211) beispielsweise das von der ersten Phasenumkehr (1120) kommende Signal emp­ fängt, während der andere (11 221) das von der ersten Phasenumkehr (1120) kommende Signal nach einer zweiten Phasenumkehr (11 220) mit einer Frequenz empfängt, die das Doppelte der Bitfrequenz des pseudozufälligen Bi­ närcodes beträgt, wobei der erste Kanal ein "Summen"- Signal S abgibt, das für den Grad der Korrelation zwischen dem empfangenen pseudozufälligen Binärcode und dem entsprechenden lokalen Code repräsentativ ist, während der zweite Kanal ein "Differenz"-Signal D abgibt, das für den zeitlichen Feinabstand zwischen dem empfangenen Code und dem lokalen Code repräsenta­ tiv ist, wobei die Signale S und D derart zur Wir­ kung kommen, daß der lokale pseudozufällige Code mit dem empfangenen pseudozufälligen Code zur Koinzidenz tendiert.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß man eine Frequenzmischung zweier Signalkomponenten vornimmt, von denen die eine aus der Summe (S + jD) des Signals S und des um 90° verschobenen Signals D besteht, während die andere aus der Summe (D + jS) des Signals D und des um 90° verschobenen Signals S besteht, wobei das Signal S + jD zur Erzielung einer Grob- Koinzidenz zwischen dem lokalen und dem empfangenen Code dient, während das gemischte Signal zur Errei­ chung der Koinzidenz und deren Feineinstellung dient.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ein­ seitenband-Demodulation (11 211; 12 221) eine Schmalband- Integrationsfiltrierung (12 214; 12 224) folgt, wodurch der Dopplereffekt aufgrund der relativen Bewegung zwi­ schen den verschiedenen Stationen verringert werden kann, welche entweder eine bewegliche Station umfas­ sen, die den zweiten Empfänger und den ersten Sender enthält sowie eine ortsfeste Station oder eine beweg­ liche Station umfassen, die den zweiten Empfänger und ortsfeste Stationen enthalten, die einerseits den ersten Sender und andererseits den ersten Empfänger und den zweiten Sender enthalten.

6. Sender/Empfängeranordnung mit wenigstens zwei Sender/Empfängerstationen zur Durchführung des Verfah­ rens nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß in jeder Sender/Empfängerstation (Fig. 6) eine Frequenzquelle (103) sowie ein Generator (104, 105) zur Erzeugung einer pseudozufälligen Folge vorgesehen ist, welcher mit der Frequenzquelle (103) zur Erzeugung einer pseu­ dozufälligen Folge verbunden ist, weiterhin ein mit Phaseninversion arbeitender Modulator (121) für ein Signal vorgesehen ist, welches von der Frequenzquelle (103) erhalten und entsprechend der vorgegebenen pseu­ dozufälligen Folge moduliert wird, sowie ein zum Aus­ senden des auf diese Weise erhaltenen Signals steuer­ barer Sendeverstärker (122) und eine Einrichtung (102), welche periodisch das Senden während einer aufgrund der Frequenzquelle vorgegebenen Dauer steuert, wobei die Dauer gleich einem vorgegebenen ganzzahligen Viel­ fachen der Perioden der pseudozufälligen Folge ist.

7. Sender/Empfängeranordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Ein­ richtung (102) das Senden mit einer Periode steu­ ert, die gleich einem unterschiedlichen ganzzahligen Vielfachen der Perioden der pseudozufälligen Folge ist.

8. Sender/Empfängeranordnung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine Ein­ richtung (111) zum Empfangen und zur heterodynen Ver­ stärkung eines Hochfrequenzsignals vorgesehen ist, des weiteren ein gesteuerter Korrelationsdemodulator (112) für dieses Hochfrequenzsignal, welcher dieses unter Korrelation desselben mit der lokalen, pseudo­ zufälligen Folge demoduliert sowie eine Einrichtung (104, 105; 113, 103) zum Steuern des Korrelationsdemo­ dulators (112) während wiederholter Zeitintervalle, die von der lokalen Frequenzquelle (103) festgelegt sind und schließlich eine Einrichtung (113) zum Ver­ schieben der lokalen pseudozufälligen Folge, bis die Korrelation erreicht ist.

9. Sender/Empfängeranordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator (105) zur Erzeugung einer verschiebbaren pseudozufälligen Folge einen schrittweisen Verschiebe­ vorgang unter Unterdrückung bzw. Addition einer Perio­ de zu dem von der Frequenzquelle (103) empfangenen Signal aufweist, welche durch die Einrichtung (113) zum Verschieben steuerbar ist.

10. Sender/Empfängeranordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Frequenzquelle (103) steuerbar veränder­ lich ist.

11. Sender/Empfängeranordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der gesteuerte Korrelationsdemodulator mindestens einen Integratorfilter (11 224, 11 214) als Ausgangsstufe und zumindest ein Gatter (11 223, 11 213) zur Aktivierung der Ausgangsstufe in gesteuerter Form aufweist, wobei die Steuereinrichtung (104) auf dieses Gatter während eines Zeitintervalls einwirkt, welches wiederholt von der Frequenzquelle (103) festgelegt ist, so daß der Empfang während dieses Zeitintervalls möglich ist (Fig. 11).

12. Sender/Empfängeranordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelationsdemodulator einen durch die pseudozufälli­ ge lokale Folge gesteuerten Phaseninverter (11 220) und einen Einseitenband-Demodulator (11 211) aufweist.

13. Sender/Empfängeranordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Bereich der Frequenzänderung der Frequenzquelle (103) einer Verschiebung entspricht, die durch Unterdrückung einer Periode bei dem von der Frequenzquelle (103) kom­ menden Signal erhalten wird.

14. Sender/Empfängeranordnung nach einem der Ansprüche 8, 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrelationsdemodulator (112) folgende Teile aufweist: einen ersten Kanal, in welchem ein erster durch die lokale pseudozufällige Folge gesteuerter Phaseninverter (1120), ein erster Einseitenband-Demodulator (11 211) sowie ein erster Integratorfilter (11 214) angeordnet sind; einen zweiten Kanal, in welchem ein zweiter durch die lokale pseudozufällige Folge gesteuerter Phaseninverter (1120), ein zusätzlicher und durch eine Frequenz, die doppelt so groß ist wie die Quellfrequenz, gesteuerter Phasen­ inverter (11 220), ein zweiter Einseitenband-Demodula­ tor (11 221) und ein zweiter Integratorfilter (11 224) angeordnet sind, und daß die Verschiebeeinrichtung (113) folgendes aufweist: einen Phasenschiebermischer (1123) zum Abgeben eines Signals (S + jD) gleich der Summe aus dem Ausgang des ersten Integratorfilters (11 214) und aus dem Ausgang des zweiten versetzten Integratorfil­ ters (11 224), versetzt um 90° einerseits und eines Si­ gnals (D + jS) gleich der Summe aus dem Ausgang des ersten um 90° versetzten Integratorfilters und aus dem Ausgang des zweiten Integratorfilters andererseits; eine Einrichtung (11 321, 11 311, 11 322, 11 312) zum Be­ grenzen der Amplitude und zum getrennten Frequenzfil­ tern der beiden Signale (S + jD und D + jS), einen wei­ teren Mischer (1133) zum Addieren der beiden Signale; eine erste Steuereinrichtung (1132) zum schrittweisen Verschieben des Folgegenerators, bis eine Korrelation nach einem Signal erzielt ist, welches sich aus der Korrelation ergibt und zumindest am Ausgang des ersten Integratorfilters des ersten Kanals erhalten wird, und schließlich eine zweite Steuereinrichtung (11 440, 11 441, 11 442) zum anschließenden Verschieben der Generatorfre­ quenz durch Veränderung der Frequenz der Frequenzquelle je nach dem Ausgang des weiteren Mischers.

15. Sender/Empfängeranordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das sich aus der Korrelation ergebende Signal das in der Ampli­ tude begrenzte und frequenzgefilterte Signal (S + jD) ist.

16. Sender/Empfängeranordnung nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Steuereinrichtung (11 440, 11 441, 11 442) durch die erste so steuerbar ist, daß sie gesperrt ist, wenn keine Kor­ relation vorliegt, und anschließend so arbeitet, daß der Ausgang des weiteren Mischers (1133) auf einem Wert Null gehalten ist.

17. Sender/Empfängeranordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß eine Ein­ richtung (331 A, 332 A, 331 B, 332 B) zum Auswerten der zeitlichen Verschiebung zwischen den Sende- und Emp­ fangssignalen vorgesehen ist (Fig. 7).

18. Sender/Empfängeranordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß eine Ein­ richtung (322, 302) zur periodischen Betätigung des Senders und des Empfängers während jeweils getrennter Zeitintervalle vorgesehen ist, und daß jeder Generator zur Erzeugung der pseudozufälligen Folge weiterhin seine Folgen zwischen diesen Zeitintervallen wiederholt (Fig. 7).