JP5188204B2

JP5188204B2 - 測距通信装置

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Publication number: JP5188204B2
Application number: JP2008047370A
Authority: JP
Inventors: 亘辻田; 憲治猪又; 隆史平位
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2008-02-28
Filing date: 2008-02-28
Publication date: 2013-04-24
Anticipated expiration: 2028-02-28
Also published as: JP2009204469A

Description

本発明は、無線機が無線通信中に計測した通信時間から無線機間を往復する電波伝搬時間を計測し、上記電波伝搬時間から無線機間の距離を計測する測距通信装置に関する。

従来技術に係る測距通信装置として、例えば特許文献１に示す装置がある。第１の無線機は自身の制御クロックに基づいて発生した呼出用のスペクトル拡散信号を送信する。スペクトル拡散信号を受信した第２の無線機は応答用のスペクトル拡散信号を返信する。スペクトル拡散信号を受信した第１の無線機は、送信から受信するまでの時間を第１の無線機の制御クロックの周期（時間）の精度（分解能）で計測し、計測した時間から第１の無線機と第２の無線機における信号処理遅延時間を減算した時間から距離を計測する。

また、従来技術に係る測距通信装置として、例えば特許文献２に示す装置がある。第１の無線機は制御クロックに基づいて発生したスペクトル拡散信号を第２の無線機へ送信する。スペクトル拡散信号を受信した第２の無線機は、スペクトル拡散信号を返信信号としてそのまま第１の無線機へ返信する。返信信号を受信した第１の無線機は送信から受信までの時間を制御クロックの周期（時間）の精度（分解能）で計測し第１の無線機と第２の無線機の距離を計測する。

さらに、従来技術に係る測距通信装置として、例えば特許文献３に示す装置がある。第１の無線機は制御クロックに基づいて発生したスペクトル拡散信号を第２の無線機へ送信する。スペクトル拡散信号を受信した第２の無線機は、受信したスペクトル拡散信号の搬送波周波数を異なる搬送波周波数に変換したスペクトル拡散を返信信号として第１の無線機へ返信する。返信信号を受信した第１の無線機は送信から受信までの時間を制御クロックの周期（時間）の精度（分解能）で計測し第１の無線機と第２の無線機の距離を計測する。

またさらに、従来技術に係る測距通信装置として、例えば特許文献４に示す装置がある。第１の無線機は第２の無線機へ測距信号を送信する。測距信号を受信した第２の無線機は自身の制御クロックに基づいて計測した所定時間だけ遅延させた後に応答信号を返信する。応答信号を受信した第１の無線機は送信から受信までの時間を制御クロックの周期（時間）の精度（分解能）で計測し、遅延させた所定時間を除いた時間から第１の無線機と第２の無線機の距離を計測する。

特開平１０−２３４０７２号公報。特開平８−７９１７０号公報。特開平５−２９７１２９号公報。特開２００４−８５５４５号公報。

従来技術に係る測距通信装置は上記のように構成されている。特許文献１では無線機は制御クロックに基づいて動作するため、制御クロックの周期（時間）未満の精度で動作することができない。このため、スペクトル拡散信号を受信してから信号処理を開始するまでの時間を計測できず１クロック分の不確定さを含む応答バラツキが生じ測距誤差の原因となる。また、無線機間を往復する電波伝播時間の計測精度（分解能）が制御クロックの周期（時間）の精度（分解能）となりそれ以上の精度で距離測定ができない。また、制御クロックには温度特性があり、無線機の周囲温度が変化するとそれに応じて制御クロックが変化する。このため、周囲温度変化により時間計測精度が変化による、距離測定誤差が生じる。

この構成で距離測定の精度を向上するためには、制御クロックに高速クロックを利用することも考えられるが低コストでの測距通信装置の実現が困難となる。また、温度変化の影響による距離測定誤差を低減するために、温度変化に影響されにくい高精度クロックを利用することも考えられるが低コストでの測距通信装置の実現が困難となる。

応答バラツキの抑圧するために、特許文献２ではスペクトル拡散信号を受信した無線機はそのまま返信している。しかしながら、送信と受信で同一周波数を使用すると自身が放射した電波を再度受信し返信するイメージングが発生する。例えば、第１の無線機と第２の無線機が遠く離れており通信距離が長くなると、第２の無線機の受信するスペクトル拡散信号の電力レベルが小さく、自身が返信する返信信号にスペクトル拡散信号が埋もれてしまい通信ができない。このような理由により、第１の無線機が送信して受信するまでの時間計測精度が低下し高精度に距離測定を行うことができない。

この問題を解決するために特許文献３では、送信と受信とで異なる周波数を用いることでイメージングを排除しているが、異なる周波数を使用することは周波数利用効率の低下を招き望ましくない。また、システムを実現するためには自身が発した電波が受信部にもれこむことを防ぐため送受信間のアイソレーションを保つ必要があり、高抑圧フィルタを使用しなければならない。このため低コストでの測距通信装置の実現が困難となる。

特許文献４では上述したイメージングを排除するため無線機は応答信号を送信するまでに所定時間だけ遅延させる。各無線機の制御クロックに基づいて動作するため制御クロックの周期（時間）以下の精度で動作するため応答信号を返信するタイミングにばらつきが生じ、時間計測精度の低下を招き距離測定誤差の原因となる。また、制御クロックには温度特性があり、温度変化によって生じる時間計測誤差によって距離測定に誤差が生じる。

以上のように、従来技術に係る測距通信装置は制御クロックに従って動作するので、制御クロックの周期（時間）未満の精度で時間計測ができず高精度に距離を測定できないという課題があった。また、各無線機間の制御クロックのばらつきや温度変化による制御クロックの変動によって生じる応答ばらつきや時間計測誤差によって高精度に距離を測定できないという課題があった。また、送信と受信を同時に行うと低コストでの装置の実現が困難となりかつ、周波数の利用効率の低下が生じるという課題があった。

本発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、各無線機の制御クロックにばらつきがあっても制御クロックの周期未満の精度で時間を計測し、制御クロックのばらつきを補正し高精度に距離測定を行う測距通信装置を得ることを目的とする。

本発明に係る測距通信装置は、呼出機と応答機間を伝播する電波の伝播時間から呼出機と応答機間の距離を計測する測距通信装置において、
上記呼出機は、
所定の周波数を有する局部発振信号を発生し、上記局部発振信号を所定の符号信号に従って変調して、当該変調信号を呼出信号として送信する第１の無線送信手段と、
上記応答機から返信される応答信号を受信し、上記受信した応答信号を、上記第１の無線送信手段からの局部発振信号を用いて直交検波してベースバンド信号である符号信号を復調する第１の無線受信手段と、
上記第１の無線受信手段からの符号信号と、上記第１の無線送信手段からの１周期分の符号信号との間の相関値を相関演算し、上記演算した相関値の振幅と上記各符号信号の位相差を求めて最も高い相関が得られる当該位相差を、上記呼出機の制御クロックの周期未満の精度で演算する演算方法を用いて符号位相遅延量として演算し、上記符号位相遅延量に基づいて、上記呼出信号を送信してから上記応答信号を受信するまでの遅延時間を計測して距離を演算する距離測定手段とを備え、
上記応答機は、
上記呼出機からの呼出信号を受信し、上記受信した呼出信号を、入力される局部発振信号を用いて直交検波してベースバンド信号である符号信号を復調する第２の無線受信手段と、
上記第２の無線受信手段からの符号信号と、入力される符号信号との間の相関値を演算し、上記演算した相関値の振幅と上記各符号信号の位相差を求めて最も高い相関が得られる当該位相差を、上記応答機の制御クロックの周期未満の精度で演算する演算方法を用いて符号位相遅延量として演算し、上記演算した相関値の位相から上記呼出機と上記応答機との間の制御クロックの周波数偏差を検出する信号検出手段と、
上記呼出機の符号信号と同一の符号信号を発生して上記信号検出手段に出力し、上記発生された符号信号を、上記信号検出手段により検出された符号位相遅延量だけ、上記応答機の制御クロックの周期未満の精度の遅延方法で遅延させて遅延符号信号を発生し、上記発生された遅延符号信号を、上記信号検出手段により検出された周波数偏差だけ補正して補正符号信号を発生する信号再生手段と、
所定の周波数を有する局部発振信号を発生して上記第２の無線受信手段に出力するとともに、上記発生した局部発振信号を上記補正符号信号に従って変調して応答信号として送信する第２の無線送信手段とを備えたことを特徴とする。

従って、本発明によれば、応答機は、呼出機と応答機の制御クロックの周波数偏差を搬送波の周波数偏差から計測し、呼出信号を復調したベースバンド信号と応答機が発生する符号信号との符号位相偏差を自身の制御クロックの周期（時間）未満の精度で計測し、符号信号を制御クロックの周期（時間）未満の精度で計測した符号位相偏差に従って遅延させさらに周波数偏差を補正した信号を再現し送信するので、呼出機と応答機の制御クロックに個体差があっても制御クロックの周期（時間）未満の精度で距離測定を従来技術に比較して高精度で実行できるという効果が得られる。

また、符号信号の周期性の利用により、応答機の応答は受信から返信まで時間間隔をあけられるため、送信と受信とで同一周波数帯域を利用できるという効果が得られる。さらに、呼出機と応答機の制御クロックの偏差を補正し、送信と受信とで同一周波数帯域を利用できるので低コストで測距通信装置が実現できるという効果が得られる。

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る測距通信装置の呼出機１の構成を示すブロック図であり、図２は図１の測距通信装置の応答機２の構成を示すブロック図である。図１及び図２において、測距通信装置は呼出機１と応答機２を備えて構成される。

呼出機１は、アンテナ４００とデュプレクサ４００Ａと無線送信回路１００と無線受信回路２００と距離測定回路３００とを備えて構成される。ここで、無線送信回路１００は、符号信号発生器１０１と局部信号発振器１０２と変調器１０３と電力増幅器１０４とを備えて構成される。無線受信回路２００は、低雑音増幅器２０１と復調器２０２を備えて構成される。距離測定回路３００は、相関演算器３０１と伝播時間演算器３０２と距離演算器３０３とを備えて構成される。

応答機２は、アンテナ９００とデュプレクサ９００Ａと信号再生回路５００と無線送信回路６００と無線受信回路７００と信号検出回路８００とを備えて構成される。また、信号再生回路５００は符号信号発生器５０１と符号位相補正器５０２と周波数偏差補正器５０３とを備えて構成される。無線送信回路６００は局部信号発振器６０１と変調器６０２と電力増幅器６０３とを備えて構成される。無線受信回路７００は低雑音増幅器７０１と復調器７０２と備えて構成される。信号検出回路８００は相関演算器８０１と周波数偏差演算器８０２と位相偏差演算器８０３とを備えて構成される。

次に、図３を参照して動作について説明する。図３は図１及び図２の測距通信装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。

図３において、呼出機１の無線送信回路１００は所定の周波数を有する発振信号を所定の符号又はＩＤ（Identification：識別符号又は識別情報をいう。）による符号信号に従って変調して呼出信号としてデュプレクサ４００Ａを介してアンテナ４００に出力し、アンテナ４００は入力された呼出信号を無線信号の電波として放射する。符号信号の１周期を１フレームとしたとき、呼出機１は、２フレーム以上の呼出信号を放射する。アンテナ４００は無指向性アンテナ、指向性アンテナ、アレイアンテナ等いかなるアンテナを用いてもよい。また、放射する電波は、垂直偏波、水平偏波、円偏波等いかなる電波を放射してもよい。

応答機２の無線受信回路７００は、呼出機１から送信された後、受信した呼出信号を無線送信回路６００からの局部発振信号を用いて直交検波してベースバンド信号を復調し、復調後のベースバンド信号を信号検出回路８００へ出力する。信号検出回路８００は、上記ベースバンド信号と信号再生回路５００からの符号信号との相関値の振幅及び位相を演算し、呼出信号の搬送波周波数偏差及び符号位相差を、詳細後述するように、自身のクロック以下の精度で周波数偏差（位相偏差）と符号位相遅延量（符号位相差）を検出し信号再生回路５００へ出力する。

応答機２の信号再生回路５００は、所定の符号信号を符号位相遅延量に基づいて自身のクロック以下の精度で遅延させた遅延符号信号を発生し、上記発生した遅延符号信号を上記検出した周波数偏差で補正した補正符号信号を発生する。次いで、信号再生回路５００は、上記発生した補正符号信号に従って所定の周波数を有する局部発振信号を変調して、変調後の応答信号をデュプレクサ９００Ａを介してアンテナ９００に出力する。アンテナ９００は、応答信号を無線信号の電波として放射する。このとき、複数フレームの補正符号信号を放射してもよい。呼出機１のアンテナ４００と同様に、アンテナ９００は無指向性アンテナ、指向性アンテナ、アレイアンテナ等いかなるアンテナを用いてもよい。また、放射する電波は、垂直偏波、水平偏波、円偏波等いかなる電波を放射してもよい。

呼出機１の無線受信回路２００は、アンテナ４００により受信した所定の応答信号を受信し無線送信回路１００からの局部発振信号で直交検波してベースバンド信号を復調し、復調後のベースバンド信号を距離測定回路３００へ出力する。距離測定回路３００は、上記ベースバンド信号と無線送信回路１００からの符号信号の相関値の振幅と位相を演算する。相関値の振幅と位相から制御クロックの周期（時間）未満の精度でベースバンド信号と自身の持つ符号信号との符号位相遅延量を求め伝播時間を演算する。ここで、制御クロックの周期（時間）とは、呼出機１の（なお、応答機２では応答機の）動作を制御するＣＰＵ（演算器又はコントローラをいう。）のクロックの周期をいい、いわゆる演算精度を決定するクロックの一周期の時間をいう。そして、上記伝播時間は、呼出機１が呼出信号を送信して応答信号を受信するまでの往復時間で、電波が呼出機１と応答機２の間を一往復で伝播するのに要した時間である。伝播時間に光の速度を乗算することで呼出機１と応答機２間の往復距離を求める。呼出機１と応答機２間の距離は、伝播時間の半分の時間に光の速度を乗算し、もしくは、往復距離の半分の距離を求めることで得られる。

このことは、図３において呼出機１が実ときには送信しなかったフレームＦ１を仮に送信したとき、フレームＦ１があたかも応答機２の位置に設置された反射体で全反射して呼出機１に返ってくる信号を応答機２は再現した応答信号を発生する。呼出機１は応答信号を受信し、フレームＦ１の伝播時間を制御クロックの周期（時間）未満の精度で求め呼出機１と応答機２間の距離を求める。

呼出機１の無線送信回路１００の符号信号発生器１０１は、予め設定した符号又はＩＤの情報を符号信号として出力する。この符号はＭ系列やゴールド（GOLD）系列や直交系列等の符号と組み合わせで構成する。符号発生部１０１により発生される符号信号は、無線送信回路１００の変調器１０３と、距離測定回路３００の相関演算器３０１に入力される。

呼出機１の無線送信回路１００の発振信号発生器１０２は、予め設定した周波数を有する局部発振信号を発生して変調器１０３と無線受信回路２００の復調器２０２へ出力する。変調器１０３は上記局部発振信号を搬送波として符号信号に従ってＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調して、変調信号を発生して電力増幅器１０４に出力する。電力増幅器１０４は変調信号を所定のレベルまで電力増幅し呼出信号としてデュプレクサ４００Ａを介してアンテナ４００へ出力する。アンテナ４００は呼出信号を無線信号の電波として放射する。

呼出機１のアンテナ４００は、応答機２から電波として放射された応答信号をデュプレクサ４００Ａを介して無線受信回路２００の低雑音増幅器２０１へ出力する。低雑音増幅器２０１は応答信号を所定のレベルまで低雑音増幅し復調器２０２へ出力する。復調器２０２は局部信号発振器１０２の発振信号を基準として応答信号をＩＱ検波（直交検波）して、復調後のベースバンド信号のＩＱ信号を相関演算器３０１へ出力する。ここで、ベースバンド信号のＩＱ信号は局部発振信号の０度成分によって得られるベースバンド信号のＩ成分と、局部発振信号の９０度成分によって得られるベースバンド信号のＱ成分との２つの２信号で構成される。

相関演算器３０１は符号信号発生器１０１により発生された符号信号とＩＱ信号（受信されたベースバンド信号の符号信号をいう。）との相関演算を行う。ここで、相関演算器３０１は符号信号の１周期分の相関を演算し、Ｉ成分に対応する相関値ＩとＱ成分に対応する相関値Ｑを計算する。相関値Ｉと相関値Ｑの二乗和の平方根は応答信号の振幅に相当し、相関値Ｉと相関値Ｑの逆正接は応答信号の位相に相当する。相関演算器３０１は演算したこの相関値の振幅と位相を伝播時間演算器３０２に出力する。

図４は図２の相関演算器３０１の構成を示すブロック図であり、ＩＱ信号と１周期分の符号信号との相関演算する方法の一例を示している。図４において、相関演算器３０１はＦＦＴ（Fast Fourier Transformation）演算器１０００とＦＦＴ演算器１００１と複素乗算器１００２とＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation）演算器１００３とを備えて構成される。自身の制御クロックに基づいて離散信号として記録された符号信号をｘ［ｎ］とし、ベースバンド信号のＩ成分を実部とし、Ｑ成分を虚部と複素表現したＩＱ信号をｙ［ｎ］としたとき、符号信号ｘ［ｎ］の離散フーリエ変換（ＤＦＴ（Discrete Fast Fourier Transformation））後の信号をＸ［ｋ］とし、ＩＱ信号ｙ［ｎ］のＤＦＴ後の信号をＹ［ｋ］とし、１周期のサンプル数をＮとしたとき、符号信号ｘ［ｎ］とＩＱ信号ｙ［ｎ］の相関値ｒｘｙ［ｍ］は次式で計算される。

［数１］
ｒｘｙ［ｍ］＝（１／Ｎ）ＩＤＦＴ［Ｘ［ｋ］^＊・Ｙ［ｋ］］（１）

ここで、Ｘ［ｋ］^＊はＸ［ｋ］の複素共役を表す。Ｘ［ｋ］^＊・Ｙ［ｋ］はクロススペクトルと呼ばれる。得られた相関値の実部は相関値Ｉ、虚部は相関値Ｑとなる。ｍはＩＱ信号と符号信号の位相差を表す。

伝播時間演算器３０２は相関値の振幅と位相から符号信号発生器１０１により発生された符号信号とＩＱ信号との符号位相遅延量を自身の制御クロックの周期（時間）未満の精度で求めて伝播時間を演算する。

図５は図１及び図２の測距通信装置の相関値の振幅と位相差の関係をプロットしたグラフであり、符号位相遅延量を求める方法を説明する図である。図５において、プロット点１１００は縦軸に相関値の振幅、横軸に符号信号とベースバンド信号の位相差を取った時の相関値の振幅をプロットしたものである。相関値の振幅が最も大きいところが符号信号とベースバンド信号の位相が最も一致していることを意味するので、相関値の振幅のピークにおける位相差を制御クロックの周期（時間）未満の精度で求め符号位相遅延量を得る。符号位相遅延量は伝播時間であり距離演算器３０３に出力する。

図５では、最小二乗法を用いた直線近似によるフィッティングを行い相関値の振幅のピーク値とそのときの位相差を求める。右肩上がりのプロット点より最小二乗法による直線近似して得られた直線１１０１と、右肩下がりのプロット点より最小二乗法による直線近似して得られた直線１１０２との交点１１０３から相関値の振幅のピークにおける位相差を演算し符号位相遅延量１１０４を求める。そして、符号位相遅延量１１０４から伝播時間を得る。

また、直接波だけでなく間接波も受信したことによって、相関値の振幅のピークが複数ある場合には、相関値の振幅の最も大きいピークにおける位相差を符号位相遅延量とする。直接波と間接波のピークが重なっている場合には、間接波成分を抑圧し直接波成分のみのピークを推定するアルゴリズムを適応し、符号位相遅延量を求めてもよい。

図６は図１及び図２の測距通信装置の相関値の振幅と位相差の関係をプロットしたグラフであり、符号位相遅延量を演算する方法を説明するグラフである。

図６のように、相関値の振幅のピークが両端に現れても、符号信号の周期性を利用し、オリジナルのデータをコピーし、ピーク演算を行い符号信号の１周期分のサンプル数でモジュロ演算をすることで相関値の振幅ピークにおける位相差を求める。モジュロ演算とは、剰余演算とも呼ばれ割り算の余りを求める演算である。

距離演算器３０３は伝播時間から距離を求める。伝播時間は、呼出機１が呼出信号を送信して応答信号を受信するまでの時間で、電波が呼出機１と応答機２の間を一往復伝播するのに要した時間である。伝播時間に光の速度を乗算することで呼出機１と応答機２間の往復距離を求め出力や表示を行う。呼出機１と応答機２間の距離は、伝播時間の半分の時間に光の速度を乗算するもしくは、往復距離の半分の距離を求めることで得られる。また、伝播時間に所定のオフセット時間が含まれる場合にはオフセット時間を補正した伝播時間から呼出機１と応答機２間の距離を求める。

応答機２の信号再生回路５００の符号信号発生器５０１は、呼出機１の無線送信回路１００の符号信号発生器１０１と同じ符号信号を発生する。発生される符号信号は、信号再生回路５００の符号位相補正器５０２と信号検出回路８００の相関演算器８０１へ出力される。次いで、符号位相補正器５０２は、信号検出回路８００の位相偏差演算器８０３で演算された符号位相遅延量に従って符号信号を自身のクロックの精度以下で遅延させた遅延符号信号を周波数偏差補正器５０３へ出力する。

図７は図２の符号位相補正器５０２の構成を示すブロック図である。図７において、符号位相補正器５０２は、位相シフタ１２００とフィルタ係数演算器１２０１とＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ１２０２とを備えて構成される。

位相シフタ１２００は、符号位相遅延量のうち、制御クロックの精度で実現可能な遅延量、入力される符号信号の位相を遅延させる。ここで、符号信号にＰＮ（Pseudo Noise）系列を用いた場合、ＰＮ系列のサイクル・アンド・アッド（Cycle-and-Add）という性質を利用して実現する。この性質は元のＰＮ系列と、それの位相シフトしたＰＮ系列とを２進数で加算演算すると、再び元のＰＮ系列でなおかつ位相シフトされたＰＮ系列となる性質である。位相シフタ１２００は、入力された符号位相遅延量の自身クロックで実現できる精度の位相遅延が出力されるように位相シフトしたＰＮ系列を発生し、発生したＰＮ系列と、符号信号発生器５０１で発生されたＰＮ符号とを、２進数で加算して加算後のＰＮ符号をＦＩＲフィルタ１２０２へ出力する。

ＦＩＲフィルタ１２０２は、周波数を効率よく利用するために帯域制限を行うフィルタとして動作するだけでなく、位相シフタ１２００で実現できなかった自身の制御クロックの周期（時間）未満の精度の遅延量、符号信号の位相を遅延させ、遅延符号信号として周波数偏差補正器５０３へ出力する。

フィルタ係数演算器１２０１は、入力される符号位相遅延量を自身の制御クロックで割った余りである制御クロックの周期（時間）未満の精度での遅延量を求め、求まった遅延量を得るためのＦＩＲフィルタ係数を演算により求める。フィルタ係数はＦＩＲフィルタ１２０２へ出力される。

ＦＩＲフィルタ係数を演算する方法について説明する。ＦＩＲフィルタ１２０２は、フィルタ係数自身がフィルタのインパルス応答を表すという性質を持つ。言い換えると、所定のインパルス応答を得たいときに、所定のインパルス応答の離散点の値がフィルタ係数とすればよい。そこで、所定の連続したインパルス応答波形を自身の制御クロックで離散化する際のサンプル点を任意の時間間隔だけずらすことで、フィルタのインパルス応答波形は任意の時間間隔だけ遅延した波形となる。

図８は、図７の符号位相補正器５０２のＦＩＲフィルタ１２０２の出力信号例を示した波形図であり、ＦＩＲフィルタ１２０２にコサインロールオフフィルタを用いたときの出力信号の波形例を示す。図８において、プロット点は、フィルタ係数を求める際の離散点を制御クロックの周期（時間）未満の時間間隔だけずらしたときに得られるフィルタのインパルス応答波形である。プロット点１３００とプロット点１３０１では制御クロックの周期未満だけ遅延された波形となっている。

さらに、周波数偏差補正器５０３は信号検出回路８００の周波数偏差演算器８０２から入力された周波数偏差に従って、遅延符号信号に周波数偏差を補正した補正符号信号を無線送信回路６００の変調器６０２へ出力する。

図９は図２の周波数偏差補正器５０３の構成を示すブロック図である。図９において、周波数偏差補正器５０３は、位相演算器１４００とコサインテーブル１４０１とサインテーブル１４０２と乗算器１４０３と乗算器１４０４と信号分配器１４０５とを備えて構成される。位相演算器１４００は、周波数偏差演算器８０２からの周波数偏差と自身の制御クロックの周期（時間）を乗算した値を制御クロック毎に加算した補正位相値をコサインテーブル１４０１及びサインテーブル１４０２に出力する。コサインテーブル１４０１は補正位相値に基づいたコサインの値を乗算器１４０３に出力し、サインテーブル１４０２は補正位相値に基づいたサインの値を乗算器１４０４に出力する。一方、周波数偏差補正器５０３に入力される遅延符号信号は信号分配器１４０５により２分配された後、各乗算器１４０３、１４０４に出力される。遅延符号信号は、乗算器１４０３と乗算器１４０４でそれぞれコサインの値とサインの値でそれぞれ乗算され、乗算結果の信号は補正符号信号として無線送信回路６００の変調器６０２へ出力される。

無線送信回路６００の局部信号発振器６０１は、予め設定された周波数を有する局部発振信号を発生して変調器６０２及び復調器７０２へ出力する。設定された周波数は呼出機１の無線送信回路１００の局部信号発振器１０２と同じ周波数とする。変調器６０２は、局部発振信号を搬送波として補正符号信号に従ってＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）変調して変調信号を発生し、電力増幅器６０３に出力する。電力増幅器６０３は変調信号を所定のレベルまで電力増幅した後、応答信号としてデュプレクサ９００Ａを介してアンテナ９００へ出力する。アンテナ９００は応答信号を無線信号の電波として放射する。

応答機２のアンテナ９００は、電波として放射された呼出信号をデュプレクサ９００Ａを介して無線受信回路７００の低雑音増幅器７０１へ出力する。低雑音増幅器７０１は、呼出信号を所定のレベルまで低雑音増幅した後、復調器７０２へ出力する。復調器７０２は呼出機１の無線受信回路２００の復調器２０１と同様に、呼出信号を直交検波してベースバンド信号を復調し、得られたベースバンド信号を信号検出回路８００の相関演算器８０１へ出力する。

相関演算器８０１は呼出機１の距離測定回路３００の相関演算器３０１と同様に、入力されるベースバンド信号と、符号信号発生器５０１により発生された符号信号との相関演算によって得られた相関値の振幅と位相を演算した後それぞれ、周波数偏差演算器８０２と位相偏差演算器８０３へ出力する。また、相関演算器８０１は所定の周期に基づいて２フレーム以上のベースバンド信号について上記符号信号との相関演算を実行し、演算した相関値の振幅と位相を周波数偏差演算器８０２と位相偏差演算器８０３へ出力する。さらに、周波数偏差演算器８０２は、相関値の位相と上記符号信号との相関演算を実行した結果得られた信号について、所定の周期からの周波数偏差を演算して周波数偏差を求める。

図１０は図９の周波数偏差演算器５０３による周波数偏差を演算する方法を説明する位相配置図であり、２フレーム分の相関演算を実行した時のそれぞれの相関値の位相をプロットした位相配置図である。図１０において、プロット点１５００は最初の相関演算結果でプロット点１５０１は次の相関演算結果である。周波数偏差Δｆは、プロット点１５００の位相θ１とプロット点１５０１の位相θ２の偏角Δθと所定の周期Δｔから次式に従って得られる。ここでは、反時計回りの偏角を正とし、時計回りの偏角を負とする。

［数２］
Δθ＝θ２−θ１（２）
［数３］
２πΔｆ＝Δθ／Δｔ（３）

以上説明したように、実施の形態１によれば、応答機２は、受信信号の周波数偏差及び符号信号位相偏差を自身の制御クロックの周期（時間）未満の精度で計測し、距離測定に必要な信号を制御クロックの周期（時間）未満の精度で再現し送信するので、呼出機１と応答機２の制御クロックに個体差があっても制御クロックの周期（時間）未満の精度で距離測定を従来技術に比較して高精度で実行できるという効果が得られる。

また、実施の形態１によれば、符号信号の周期性の利用により、応答機２の応答は受信から返信まで時間間隔をあけられるため、送信と受信とで同一周波数帯域を利用できるという効果が得られる。

実施の形態２．
図１１は本発明の実施の形態２に係る測距通信装置の符号位相遅延量を演算する方法の変形例を説明するグラフである。すなわち、図１１は、呼出機１の伝播時間演算器３０２と応答機２の位相偏差演算器８０３が符号位相遅延量を求める変形例の方法を示したグラフである。図１１の横軸はＩＱ信号と符号信号との位相差を示し、縦軸は相関値の振幅を示す。予め設定した所定のしきい値１６００を越えた相関値の振幅のプロット点１６０１の横軸の位相差の値を相関値の振幅で重み付けした次式の平均演算により符号位相遅延量を求める。

［数４］
符号位相遅延量＝Σ（ｘ・ｙ）／Σｙ（４）

ここで、ｘは位相差で、ｙは相関値の振幅とする。

以上説明したように、実施の形態２によれば、実施の形態１と同様に、応答機２は、受信信号の周波数偏差及び符号信号位相偏差を自身の制御クロックの周期（時間）未満の精度で計測し、距離測定に必要な信号を制御クロックの周期（時間）未満の精度で再現し送信するので、呼出機１と応答機２の制御クロックに個体差があっても制御クロックの周期（時間）未満の精度で距離測定を従来技術に比較して高精度で実行できるという効果が得られる。

実施の形態３．
図１２は本発明の実施の形態３に係る測距通信装置における呼出機１の距離測定回路３００の相関演算器３０１及び応答機２の信号検出回路８００の相関演算器８０１の変形例の構成を示すブロック図である。図１２において、図１２の相関演算器３０１，８０１は、複数の相関演算処理器１７００−１，１７００−２，１７００−３，…を備えて構成される。

各相関演算処理器１７００−１，１７００−２，１７００−３，…において、位相シフタ１７０１は、符号信号発生器１０１、５０１により発生された符号信号を予め設定した遅延分だけ遅延させて積和演算器１７０２に出力し、積和演算器１７０２は上記遅延された符号信号と、入力されるベースバンド信号との間のＩ成分の積和演算を符号信号１フレーム分行い、その演算結果を相関値Ｉとして出力する。図１２に示すように、複数の相関演算処理器１７００−１，１７００−２，１７００−３，…の各位相シフタ１７０１及び積和演算器１７０２を用いて、ベースバンド信号のＩ成分と符号信号の相関値Ｉをすべての位相差において演算する。また、ベースバンド信号のＱ成分に関しても同様の手法で演算を行い、相関値Ｑを得る。このように、相関値Ｉと相関値Ｑから相関値の振幅と位相を得ることができる。

実施の形態４．
図１３は本発明の実施の形態４に係る測距通信装置における応答機２の信号再生回路５００の符号位相補正器５０２の第１の変形例の構成を示すブロック図である。図１３において、符号位相補正器５０２は、位相シフタ１８００とＦＩＲフィルタ１８０１と遅延素子１８０２とを備えて構成される。

図１３において、位相シフタ１８００は、入力された符号信号を実施の形態１と同様に、入力される符号位相遅延量に従い制御クロックの周期の精度で位相をシフトした符号信号を発生してＦＩＲフィルタ１８０１に出力する。次いで、ＦＩＲフィルタ１８０１は、入力される符号信号に対して、実施の形態１と同様に、周波数の利用効率をよくするための帯域制限をした符号信号を発生して遅延素子１８０２に出力する。さらに、遅延素子１８０２は、ディレイラインとも呼ばれ、制御クロックの周期（時間）未満の精度で、入力される符号信号の位相をシフトし遅延符号信号を発生し、周波数偏差補正器５０３へ出力する。

以上説明したように、実施の形態４によれば、実施の形態１と同様に、応答機２は、受信信号の周波数偏差及び符号信号位相偏差を自身の制御クロックの周期（時間）未満の精度で計測し、距離測定に必要な信号を制御クロックの周期（時間）未満の精度で再現し送信するので、呼出機１と応答機２の制御クロックに個体差があっても制御クロック以下の精度で距離測定を従来技術に比較して高精度で実行できるという効果が得られる。

実施の形態５．
図１４は本発明の実施の形態５に係る測距通信装置における応答機２の信号再生回路５００の符号位相補正器５０２の第２の変形例の構成を示す図である。図１４において、符号位相補正器５０２は、例えばＥＥＰＲＯＭにてなるメモリ１９００と、書き込みコントローラ１９０１と、読み出しコントローラ１９０２とを備えて構成される。符号位相補正器５０２は、制御クロックの周期（時間）未満の所定の精度で遅延させた符号信号のすべてのデータをメモリ１９００に記録している。すなわち、書き込みコントローラ１９０１は入力される符号位相遅延量及び符号信号をメモリ１９００に書き込み、読み出しコントローラ１９０２は、符号信号と符号位相遅延量に基づいてメモリ１９００から所定の精度を有する遅延符号信号を出力する。

以上説明したように、実施の形態５によれば、実施の形態１と同様に、応答機２は、受信信号の周波数偏差及び符号信号位相偏差を自身の制御クロックの周期（時間）未満の精度で計測し、距離測定に必要な信号を制御クロックの周期（時間）未満の精度で再現し送信するので、呼出機１と応答機２の制御クロックに個体差があっても制御クロックの周期（時間）未満の精度で距離測定を従来技術に比較して高精度で実行できるという効果が得られる。

実施の形態６．
図１５は本発明の実施の形態６に係る測距通信装置における呼出機１の距離測定回路３００の変形例の構成を示すブロック図である。図１５において、距離測定回路３００は、相関演算器２０００と伝播時間演算器２００１とドップラー周波数演算器２００２と距離演算器２００３で構成される。

図１５において、相関器２０００は、ベースバンド信号のＩＱ信号と符号信号の一周期分との間で相関演算し、演算された相関値の振幅と位相を伝播時間演算器２００１及びドップラー周波数演算器２００２へ出力する。伝播時間時間演算器２００１は相関値の振幅と位相から伝播時間を求め距離演算器２００３へ出力する。ドップラー周波数演算器２００２は、呼出機１と応答機２の間の距離が時間変化した際、呼出機１と応答機２の両方もしくはどちらか一方が移動したときに呼出信号と応答信号の周波数がドップラー効果により変化するドップラー周波数を求め距離演算器２００３へ出力する。ここで、ドップラー周波数演算器２００２がドップラー周波数を演算により求める方法は、実施の形態１で示した「周波数偏差演算器８０２が相関値の位相の時間変化から周波数を演算する方法」と同じ手法である。

距離演算器２００３は伝播時間に光の速度を乗算して求まった呼出機１と応答機２間の往復距離から呼出機１と応答機２間の距離を求める。また、距離演算器２００３はドップラー周波数と光の速度と搬送波周波数から呼出機１と応答機２の間の距離の距離時間変化率を求め、距離を距離時間変化率で補正した補正距離を出力及び表示を行う。

呼出機１と応答機２が静止している状態、呼出機１と応答機２の距離が時間変化しない状態で、制御クロックのばらつきを補正して制御クロックの周期（時間）未満の精度で時間計測し無線機間の距離を求め、応答機２が応答信号を連続して返信し呼出機１でドップラー周波数を計測することで距離の時間変化から呼出機１と応答機２の距離を高精度に求めることができる。

以上説明したように、実施の形態６によれば、実施の形態１と同様に、応答機２は、受信信号の周波数偏差及び符号信号位相偏差を自身の制御クロックの周期（時間）未満の精度で計測し、距離測定に必要な信号を制御クロックの周期（時間）未満の精度で再現し送信するので、呼出機１と応答機２の制御クロックに個体差があっても制御クロックの周期（時間）未満の精度で距離測定を従来技術に比較して高精度で実行できるという効果が得られる。また、呼出機１と応答機２間の距離が時間変化してもドップラー周波数から距離時間変化率を求めて距離を求めることができる。

実施の形態７．
図１６は本発明の実施の形態７に係る測距通信装置の呼出機１の構成を示すブロック図であり、図１７は図１６の測距通信装置の応答機２の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１との相違点について詳細に説明する。

図１６の呼出機１の符号信号発生器１０１は、デジタル信号で構成された通信データＤ１を符号信号に従って変調した信号を発生する。このとき、符号信号発生器１０１は、通信データＤ１の１ビット区間幅と符号信号のフレーム間隔を一致させ、通信データＤ１のデータ「１」に対しては符号信号に−１を乗算し、通信データＤ１のデータ「０」に対しては１を乗算した信号を発生して変調器１０３及び相関演算器３０１に出力する。また、呼出機１の伝播時間演算器３０２は、ベースバンド信号に対して通信データＤ２が乗算されたベースバンド信号と、符号信号発生器１０１により発生された符号信号の相関値の振幅と位相から、ベースバンド信号に対して通信データＤ２が乗算されたベースバンド信号と、符号信号発生器１０１で発生された符号信号との同期捕捉を行い、通信データＤ２を復調する。すなわち、受信されたベースバンド信号が「−１」であれば、「１」の通信データＤ２を出力し、受信されたベースバンド信号が「１」であれば、「０」の通信データＤ２を出力する。

図１７の応答機２の符号信号発生器５０１は、デジタル信号で構成された通信データＤ２を符号信号に対して乗算した符号信号を発生する。このとき、符号信号発生器５０１は、通信データＤ２の１ビット区間幅と符号信号のフレーム間隔が一致させ、通信データＤ２のデータ「１」に対しては符号信号に−１を乗算し、通信データＤ２のデータ「０」に対しては１を乗算した符号信号を発生して符号位相補正器５０２及び相関演算器８０１に出力する。

応答機２の位相偏差演算器８０３は、ベースバンド信号に対して通信データＤ１が乗算されたベースバンド信号と、符号信号発生器５０１により発生された符号信号の相関値の振幅と位相から、ベースバンド信号に対して通信データＤ１が乗算されたベースバンド信号と、符号信号発生器５０１により発生された符号信号との同期捕捉を行い、通信データＤ１を復調する。すなわち、受信されたベースバンド信号が「−１」であれば、「１」の通信データＤ１を出力し、受信されたベースバンド信号が「１」であれば、「０」の通信データＤ１を出力する。

以上説明したように、実施の形態７によれば、実施の形態１と同様に、応答機２は、受信信号の周波数偏差及び符号信号位相偏差を自身の制御クロックの周期（時間）未満の精度で計測し、距離測定に必要な信号を制御クロックの周期（時間）未満の精度で再現し送信するので、呼出機１と応答機２の制御クロックに個体差があっても制御クロックの周期（時間）未満の精度で距離測定を従来技術に比較して高精度で実行できるという効果が得られる。また、呼出機１の符号信号発生器１０１と応答機２の符号信号発生器５０１で通信データを変調し、位相偏差演算器８０３で通信データＤ１を復調することで、データ通信と距離測定を同時に行うことが可能となる。

変形例．
以上の各実施の形態において、送信と受信を時分割で行い同一周波数を利用して通信を行ってもよく、周波数を効率よく使用でき、制御クロックの周期（時間）未満の精度に基づく距離測定を行うことができる。また、制御クロックのばらつきを補正し、送信と受信を時分割で行い同一周波数を利用し、低コストで測距通信を行ってもよい。

以上詳述したように、本発明によれば、応答機は、呼出機と応答機の制御クロックの周波数偏差を搬送波の周波数偏差から計測し、呼出信号を復調したベースバンド信号と応答機が発生する符号信号との符号位相偏差を自身の制御クロックの周期（時間）未満の精度で計測し、符号信号を制御クロックの周期（時間）未満の精度で計測した符号位相偏差に従って遅延させさらに周波数偏差を補正した信号を再現し送信するので、呼出機と応答機の制御クロックに個体差があっても制御クロックの周期（時間）未満の精度で距離測定を従来技術に比較して高精度で実行できるという効果が得られる。

本発明の実施の形態１に係る測距通信装置の呼出機１の構成を示すブロック図である。図１の測距通信装置の応答機２の構成を示すブロック図である。図１及び図２の測距通信装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図２の相関演算器３０１の構成を示すブロック図である。図１及び図２の測距通信装置の相関値の振幅と位相差の関係をプロットしたグラフである。図１及び図２の測距通信装置の相関値の振幅と位相差の関係をプロットしたグラフであり、符号位相遅延量を演算する方法を説明するグラフである。図２の符号位相補正器５０２の構成を示すブロック図である。図７の符号位相補正器５０２のＦＩＲフィルタ１２０２の出力信号例を示した波形図である。図２の周波数偏差補正器５０３の構成を示すブロック図である。図９の周波数偏差演算器５０３による周波数偏差を演算する方法を説明する位相配置図である。本発明の実施の形態２に係る測距通信装置の符号位相遅延量を演算する方法の変形例を説明するグラフである。本発明の実施の形態３に係る測距通信装置における呼出機１の距離測定回路３００の相関演算器３０１及び応答機２の信号検出回路８００の相関演算器８０１の変形例の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態４に係る測距通信装置における応答機２の信号再生回路５００の符号位相補正器５０２の第１の変形例の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態５に係る測距通信装置における応答機２の信号再生回路５００の符号位相補正器５０２の第２の変形例の構成を示す図である。本発明の実施の形態６に係る測距通信装置における呼出機１の距離測定回路３００の変形例の構成を示すブロック図である。本発明の実施の形態７に係る測距通信装置の呼出機１の構成を示すブロック図である。図１６の測距通信装置の応答機２の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１呼出機、２応答機、１００無線送信回路、１０１符号信号発生器、１０２局部信号発振器、１０３変調器、１０４電力増幅器、２００無線受信回路、２０１低雑音増幅器、２０２復調器、３００距離測定回路、３０１相関演算器、３０２伝播時間演算器、３０３距離演算器、４００アンテナ、４００Ａデュプレクサ、５００信号再生回路、５０１符号信号発生器、５０２符号位相補正器、５０３周波数偏差補正器、６００無線送信回路、６０１局部信号発振器、６０２変調器、６０３電力増幅器、７００無線受信回路、７０１低雑音増幅器、７０２復調器、８００信号検出回路、８０１相関演算器、８０２周波数偏差演算器、８０３位相偏差演算器、９００アンテナ、９００Ａデュプレクサ、１０００ＦＦＴ演算器、１００２複素乗算器、１００３ＩＦＦＴ演算器、１２００位相シフタ、１２０１フィルタ係数演算器、１２０２ＦＩＲフィルタ、１４００位相演算器、１４０１コサインテーブル、１４０２サインテーブル、１４０３乗算器、１４０４乗算器、１４０５信号分配器、１７００−１，１７００−２，１７００−３相関演算処理器，１７０１位相シフタ、１７０２積和演算器、１８００位相シフタ、１８０１ＦＩＲフィルタ、１８０２遅延素子、１９００メモリ、１９０１書き込みコントローラ、１９０２読み出しコントローラ。

Claims

呼出機と応答機間を伝播する電波の伝播時間から呼出機と応答機間の距離を計測する測距通信装置において、
上記呼出機は、
所定の周波数を有する局部発振信号を発生し、上記局部発振信号を所定の符号信号に従って変調して、当該変調信号を呼出信号として送信する第１の無線送信手段と、
上記応答機から返信される応答信号を受信し、上記受信した応答信号を、上記第１の無線送信手段からの局部発振信号を用いて直交検波してベースバンド信号である符号信号を復調する第１の無線受信手段と、
上記第１の無線受信手段からの符号信号と、上記第１の無線送信手段からの１周期分の符号信号との間の相関値を相関演算し、上記演算した相関値の振幅と上記各符号信号の位相差を求めて最も高い相関が得られる当該位相差を、上記呼出機の制御クロックの周期未満の精度で演算する演算方法を用いて符号位相遅延量として演算し、上記符号位相遅延量に基づいて、上記呼出信号を送信してから上記応答信号を受信するまでの遅延時間を計測して距離を演算する距離測定手段とを備え、
上記応答機は、
上記呼出機からの呼出信号を受信し、上記受信した呼出信号を、入力される局部発振信号を用いて直交検波してベースバンド信号である符号信号を復調する第２の無線受信手段と、
上記第２の無線受信手段からの符号信号と、入力される符号信号との間の相関値を演算し、上記演算した相関値の振幅と上記各符号信号の位相差を求めて最も高い相関が得られる当該位相差を、上記応答機の制御クロックの周期未満の精度で演算する演算方法を用いて符号位相遅延量として演算し、上記演算した相関値の位相から上記呼出機と上記応答機との間の制御クロックの周波数偏差を検出する信号検出手段と、
上記呼出機の符号信号と同一の符号信号を発生して上記信号検出手段に出力し、上記発生された符号信号を、上記信号検出手段により検出された符号位相遅延量だけ、上記応答機の制御クロックの周期未満の精度の遅延方法で遅延させて遅延符号信号を発生し、上記発生された遅延符号信号を、上記信号検出手段により検出された周波数偏差だけ補正して補正符号信号を発生する信号再生手段と、
所定の周波数を有する局部発振信号を発生して上記第２の無線受信手段に出力するとともに、上記発生した局部発振信号を上記補正符号信号に従って変調して応答信号として送信する第２の無線送信手段とを備えたことを特徴とする測距通信装置。
呼出機と応答機間を伝播する電波の伝播時間から呼出機と応答機間の距離を計測する測距通信装置において、
上記呼出機は、
所定の周波数を有する局部発振信号を発生し、上記局部発振信号を所定の符号信号に従って変調して、当該変調信号を呼出信号として送信する第１の無線送信手段と、
上記応答機から返信される応答信号を受信し、上記受信した応答信号を、上記第１の無線送信手段からの局部発振信号を用いて直交検波してベースバンド信号である符号信号を復調する第１の無線受信手段と、
上記第１の無線受信手段からの符号信号と、上記第１の無線送信手段からの１周期分の符号信号との間の相関値を相関演算し、上記演算した相関値の振幅と上記各符号信号の位相差を求めて最も高い相関が得られる当該位相差を、上記呼出機の制御クロックの周期未満の精度で演算する演算方法を用いて符号位相遅延量として演算し、上記符号位相遅延量に基づいて、上記呼出信号を送信してから上記応答信号を受信するまでの遅延時間を計測して距離を演算し、上記呼出機と上記応答機間の両方もしくはどちらか一方が移動した時に生じるドップラー効果のドップラー周波数を上記演算した相関値の位相から求め、当該ドップラー周波数から得られる距離の時間変化率で上記距離を補正した補正距離を演算する距離測定手段とを備え、
上記応答機は、
上記呼出機からの呼出信号を受信し、上記受信した呼出信号を、入力される局部発振信号を用いて直交検波してベースバンド信号である符号信号を復調する第２の無線受信手段と、
上記第２の無線受信手段からの符号信号と、入力される符号信号との間の相関値を演算し、上記演算した相関値の振幅と上記各符号信号の位相差を求めて最も高い相関が得られる当該位相差を、上記応答機の制御クロックの周期未満の精度で演算する演算方法を用いて符号位相遅延量として演算し、上記演算した相関値の位相から上記呼出機と上記応答機との間の制御クロックの周波数偏差を検出する信号検出手段と、
上記呼出機の符号信号と同一の符号信号を発生して上記信号検出手段に出力し、上記発生された符号信号を、上記信号検出手段により検出された符号位相遅延量だけ、上記応答機の制御クロックの周期未満の精度の遅延方法で遅延させて遅延符号信号を発生し、上記発生された遅延符号信号を、上記信号検出手段により検出された周波数偏差だけ補正して補正符号信号を発生する信号再生手段と、
所定の周波数を有する局部発振信号を発生して上記第２の無線受信手段に出力するとともに、上記発生した局部発振信号を上記補正符号信号に従って変調して応答信号として送信する第２の無線送信手段とを備えたことを特徴とする測距通信装置。
上記距離測定手段は、上記演算した相関値の振幅と上記各符号信号の位相差を求めて最も高い相関が得られる当該位相差を、当該位相差に対する相関値の振幅の複数のプロットの極大点に基づく上記呼出機の制御クロックの周期未満の精度で演算する演算方法を用いて符号位相遅延量として演算することを特徴とする請求項１又は２記載測距通信装置。
上記信号検出手段は、上記演算した相関値の振幅と上記各符号信号の位相差を求めて最も高い相関が得られる当該位相差を、当該位相差に対する相関値の振幅の複数のプロットの極大点に基づく上記呼出機の制御クロックの周期未満の精度で演算する演算方法を用いて符号位相遅延量として演算することを特徴とする請求項１から３のうちのいずれか１つに記載の測距通信装置。
上記距離測定手段及び上記信号検出手段はそれぞれ、上記各符号信号との間の相関値を演算し、上記演算した相関値の振幅について所定のしきい値を越えた相関値の振幅に対応する位相差を、当該対応する相関値の振幅で重み付けした平均演算を用いて符号位相遅延量を演算することを特徴とする請求項１から４のうちのいずれか１つに記載の測距通信装置。
上記距離測定手段及び上記信号検出手段はそれぞれ、上記各符号信号間の相関値を、上記各符号信号のフレーム毎に、位相シフタ及び積和演算器を用いてすべての位相差について演算することを特徴とする請求項１から５のうちのいずれか１つに記載の測距通信装置。
上記信号再生手段は、上記信号発生手段により発生された符号信号を、上記信号検出手段により検出された符号位相遅延量だけ、位相シフタ及びＦＩＲフィルタを用いて、上記応答機の制御クロックの周期未満の精度の遅延方法で遅延させて遅延符号信号を発生することを特徴とする請求項１から６のうちのいずれか１つに記載の測距通信装置。
上記信号再生手段は、上記信号発生手段により発生された符号信号を、上記信号検出手段により検出された符号位相遅延量だけ、位相シフタ、ＦＩＲフィルタ及び遅延素子を用いて、上記応答機の制御クロックの周期未満の精度の遅延方法で遅延させて遅延符号信号を発生することを特徴とする請求項１から６のうちのいずれか１つに記載の測距通信装置。