DE2613542A1

DE2613542A1 - Entfernungsmesseinrichtung fuer luftfahrzeuge

Info

Publication number: DE2613542A1
Application number: DE19762613542
Authority: DE
Inventors: Sven Henry Dodington; Jesse Sterling Legrand
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1975-04-04
Filing date: 1976-03-30
Publication date: 1976-11-18
Also published as: US4010465A; FR2306454B1; JPS51142352A; FR2306454A1; CA1089958A; GB1569420A; JPS5757990B2; GB1569419A; AU501606B2; IT1058938B; AU1246576A

Description

Patentanwalt
Dipl.-Phys.L
Kurze Straße
7 Stuttgart 30

Dipl.-Phys.Leo Thul OC

Kurze Straße 8 ^iU

S.H.Dodington-J.S.Legrand 46-18

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

ENTFERNUNGSMEeEINRICHTUNG FÖR LUFTFAHRZEUGE

Die Erfindung betrifft eine Entfernungsmeßeinrichtung (DME) zur Unterstützung der Navigation von Luftfahrzeugen entlang eines bestimmten Flugweges wie im Oberbegriff des Anspruchs angegeben.

Entfernungsmeßeinrichtungen (DME) und Entfernungsmeßtechniken sind als Navigations- und Landehilfen allgemein anerkannt. Die Entfernung von einem Luftfahrzeug zu einem ausgewählten Bodenfunkfeuer wird aus der Gesamtlaufzeit von impulsförraigen Signalen zwischen Luftfahrzeug, Bodenfunkfeuer und zurück ermittelt. Zur Anzeige der Entfernungsmeßwerte werden an Bord des Luftfahrzeuges leicht ablesbare Anzeigeinstrumente verwendet. Von dem alt Boden befindlichen Transponder oder Funkfeuer werden "künstliche Echos" in einem bestimmten Frequenzkanal abgestrahlt. Durch diesen Frequenzkanal ist die Strahlungsquelle des "Echos" und somit die geographische Lage des Transponders bestimmt. Durch ein bordseitiges Abfragegerät, in dem ein Sender enthalten ist, werden wiederholt Entfernungsmessungen ausgelöst, indem Abfrageimpulspaare in relativ großen Abständen ab-

Sm/Scho
4.3.1976

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ORIGINAL INSPECTED

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gestrahlt werden. Diese Abfrageimpulse werden dann von einem Bodenfunkfeuer, das einen Sender zur Abstrahlung der Antwortimpulse enthält, empfangen. Diese Antwortimpulse werden von dem bordseitigen Empfänger empfangen. Die
Gesamtlaufzeit oder der Abstand zwischen dem Zeitpunkt des Abstrahlens der Abfrageimpulse und des Empfangene
der Antwortimpulse wird von Zeitschaltungen automatisch gemessen. Dieses Zeitintervall wird dann in elektrische Signale umgewandelt, die auf einem Entfernungsanzeigegerät die Entfernung zwischen Flugzeug und Funkfeuer wiedergeben.

Da eindeutige Frequenzkanäle verwendet werden, wird
ein Bodenfunkfeuer nicht durch Abfrageimpulse, die für ein anderes Funkfeuer gedacht sind, blockiert oder überladen, d.h. ein Funkfeuerempfänger spricht nur auf Abfrageimpulse, die für ihn gedacht sind, an, da alle
anderen DME-Abfragen innerhalb einer gegebenen geographischen Fläche auf einer anderen Radiofrequenz
erfolgen.

Im Bereich äer Luftfahrtnavigation gibt es auch die bekannten Instrumentenlandesysteme (ILS) und Techniken
mit deren Hilfe ein Luftfahrzeug auf eine gewünschte
Flughafen-Rollbahn geführt wird. Der Anflug und Landebereich umfaßt eine Fläche, deren Radius ungefähr 25 bis 30 Meilen beträgt. In diesem Bereich ist eine extrem große Genauigkeit bei der navigatorischen Führung, mit deren Hilfe das Luftfahrzeug sicher auf den richtigen Landekurs und den Gleitweg (mit geeignetem Winkel) und somit zum Aufsetzpunkt gleitet wird, notwendig. Bei einer bekannten

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Lösung werden zur Erzeugung der Navigationsinformationen für das Landen zwei Funkfeuer verwendet, wobei durch das eine (Landekursfunkfeuer) die Führungsinformation für den Landekurs in der Azimutebene (dadurch wird das Luftfahrzeug entlang der Richtung der Rollbahn geführt) und durch das andere (Gleitwegfunkfeuer) der Gleitweg (dadurch wird das Luftfahrzeug zum Aufsetzpunkt auf der Rollbahn geführt) bestimmt wird.

Bei den konventionellen L-Band DME-Systemen, die durch die International Civil Aviation Organization (ICAO) standardisiert sind, bestehen die Abfrage- und Antwortsignale aus Paaren von gauBförmigen Impulsen mit Impulslängen von 3,5 ysvlmpulsanstiegszeiten in der Größenordnung von 2,5 ms. Die erzielbare Genauigkeit, begrenzt durch die Anstiegszeit, ist kleiner als bei den Anwendungen mit den größten Genauigkeitsanforderungen (wie z.B. bei dem Mikrowellenlandesystem) gewünscht ist. Bei dem geplanten Mikrowellenlandesystem (MLS), das von einem speziellen Ausschluß der Radio Technology Commission for Aeronautics vorgeschlagen wurde, wird eine Entfernungsmeßeinrichtung benötigt, die auf den in zu den zur Winkelmessung verwendeten Kanälen benachbarten Kanälen im 5,0 bis 5,25 GHz-Band (C-Band) arbeitet. Für jeden Dienst werden 200 Kanäle benötigt, d.h. 200 DME-Kanäle und 200 VOR (very high frequency omni range) - Richtungskanäle, wobei 40 VOR-Kanäle für das ILS reserviert sind. Viele potentielle Benutzer haben Einwendungen gemacht, ein besondere DME-Abfragegerät raitzufuhren, das nur während den letzten Minuten eines Flugs (während des Landens) verwendet wird, wenn es eine Möglichkeit gibt, das gegenwärtig in Verbindung mit VOR und ILS benutzte L-Band DME-Abfragegerät zu verwenden.

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Der umfassendste Gebrauch von DME erfolgt in den Vereinigten Staaten von Amerika, wo es ungefähr 700 DME ponder und ungefähr 70 000 mit L-Band DME ausgestattete Luftfahrzeuge gibt. Da jeder Transponder zur Bedienung von 100 Luftfahrzeugen ausgelegt ist, hat es den Anschein, daß das System gesättigt ist. Dies wäre jedoch nur der Fall, wenn sich alle Luftfahrzeuge zur selben Zeit in der Luft befinden würden, und wenn sich alle Transponder innerhalb einer Fläche mit derselben Sichtverbindung befänden. Dies ist jedoch nicht der Fall. In jedem von zehn Bereichen mit Sichtverbindung mit ungefähr 600 Meilen Durchmesser befinden sich im Durchschnitt ungefähr 3 Luftfahrzeuge in der Luft. Deshalb ist die Durchschnittszahl von Luftfahrzeugen pro Bereich 320. Innerhalb eines solchen Bereichs befinden sich im Durchschnitt 70 Transponder. Da es jedoch 200 Kanäle gibt, istein Potential von 200 Transpondern vorhanden. Die gegenwärtige Durchschnittsbelastung ist deshalb 320/70 « 4,5% der Kapazität und die Durchschnittsbelastung für 200 Transponder beträgt 320/200 = 1,6 % der Kapazität. Es wird eingeräumt, daß die Spitzenbelastung wesentlich größer sein kann. Gegenwärtige Schätzungen sagen, daß sich in den USA 16 000 Luftfahrzeuge gleichzeitig in der Luft befinden können und daß einige Transponder 6o% ihrer Kapazität erreichen können. Es verbleibt jedoch die Tatsache, daß die Durchschnittsbelastung gering ist und daß dies ausgenützt werden kann, da MLS nur während des Landens eines Luftfahrzeugs verwendet wird und da ein Luftfahrzeug, das L-Band-DME verwendet, nicht gleichzeitig Strecken - oder ILS-DME verwendet.

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Die International Civil Aviation Organization (ICAO) hat eine Genauigkeit von 0,5 Meilen oder 3% der Entfernung, je nachdem was grttßer ist, gefordert. In dieser Forderung spiegelt sich jedoch die Technik von vor 25 Jahren wieder und es existiert heutzutage kaum eine Kombination von Abfragegeräten und Transpondern, die nicht eine Verbesserung um eine Größenordnung ergeben.

Bei der Verwendung von gaußförmigen Standardimpulsen wurde gezeigt, daß.Genauigkeiten von - 80 ft über einen Signalpegelwechsel von 60 dB erreichbar sind. Es wurden außerdem TACAN-Einrichtungen mit einer Genauigkeit von - 40 Metern geliefert. Diese verbesserten Genauigkeiten erreicht man durch

a) digitale Entfernungsschaltkreise mit genauen Takten

b) Verwendung von "Pilotpulsen" in Abfragegeräten und Transpondern, mit deren Hilfe die internen Verzögerungen sowohl im Abfragegerät als auch im Transponder gemessen und kalibriert werden

c) sofortige automatische Verstärkungsregelung (IAGC), die eine Einrichtung zum Ermitteln der halben Amplitude verwendet, um Verzögerungsänderungen, die durch ^.mpulsamplitudenänderungen verursacht werden, zu reduzieren

d) Verwendung des ersten Impulses eines Impulspaares, um von durch¹ Mehrwegausbreitung verursachte Einwirkungen zu vermindern.

Diese Techniken sind nicht neu. Sie wurden jedoch aufgeführt, um zu zeigen, mit Hilfe welcher Mittel L-Band DME-Systeme einen hohen Genauigkeitsgrad erreicht haben. Diese Techniken sind allgemein bekannt und eine weitere Diskussion erscheint deshalb nicht notwendig.

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Tests mit C-Band-Abfragegeräten und Transpondern, die.auf einen Fehler von null am Aufsetipunkt geeicht waren, zeigten einen Fehler von minus 10 ft am fernen Ende der Rollbahn und von +20 ft sieben Meilen vom Aufsetzpunkt entfernt. Dies lag innerhalb der spezifizierten Grenzen von - 20 ft, die von dem oben erwähnten Ausschuß vorgeschrieben wurden. Man darf dabei jedoch nicht vergessen, daß diese Genauigkeit mit Impulsen erreicht wurde, deren Anstiegszeit 0,1 ys betrug. Die gegenwärtig benutzten L-Band Abfragegeräte verwenden Impulse mit 2,5 ps Anstiegszeit.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein hochgenaues DME-System, das im L-Band arbeitet, anzugeben/ das das gegenwärtige NAV/ILS-L-Band-System nicht stört bzw. von diesem System nicht gestört wird.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den in den Ansprüchen angegebenen Mitteln.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen

Fig.1a ein bekanntes ICAO-Abfragesignal

Fig.1b ein Beispiel für ein Präzisionsabfragesignal gemäß der Erfindung

Fig.1c das von einem bekannten Transponder-Empfanger verarbeitete Präzisionsabfragesignal nach Fig.1b

Fig.2a ein bekanntes ICAO-Antwortsignal

Fig.2b ein Beispiel für ein Präzisionsantwortsignal, das auf ein Präzieionaabfragesignal abgestrählt wird.

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-T-

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Fig.2c das von dem Empfänger eines bekannten Abfragegeräts verarbeitete Präzisionsantwortsignal nach Fig.2b

Fig.3a-3c ein weiteres Beispiel für ein (phasenmoduliertes) Präzisionsabfragesignal im Vergleich mit einem bekannten Abfragesignal und dem im bekannten Transponder verarbeiteten Signal

Fig". 4a-4c ein weiteres Beispiel für ein (phasenmoduliertes) Präzisionsantwortsignal im Vergleich mit einem bekannten Antwortsignal und dem im Empfänger eines bekannten Bordabfragegeräts verarbeiteten Signal

Fig.5a-5c ein weiteres Beispiel für ein (impulslagekodiertes) Präzisionsabfragesignal

Fig.6a-6c ein weiteres Beispiel für ein (impulslagekodiertes) Präzisionsantwortsignal

Fig.7 ein Blockschaltbild eines bekannten Abfragegerätes mit Antenne, bei dem zwischen Abfragegerät und Antenne erfindungsgemäß ein Modulator eingefügt ist

Fig.8 ein Blockschaltbild, in dem weitere Einzelheiten des Modulators nach Fig.7 angegeben sind

Fig.9 ein Blockschaltbild eines neuen Transponders, von dem sowohl bekannte als auch neue Abfragesignale verarbeitet werden können

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Fig.10 ein Blockschaltbild mit weiteren Einzelheiten des Modulators nach Fig.7

Fig.11a-11f Wellenformen, wie sie an verschiedenen Punkten des .Blockschaltbildes von Fig.10 vorhanden sind

Fig.12 einen Zirkulator, der in der Schaltung von Fig.10 verwendbar ist, wenn eine Phasenmodulation erfolgt

Fig.13 ein Blockschaltbild für einen Dekoder zum Dekodieren von Präzisions-Abfrage- und Antwort-Signalen

Fjg.14a-14h Wellenformen, wie sie an verschiedenen Punkten des Blockschaltbildes von Fig.13 vorhanden sind

Fig.15 ein Blockschaltbild der Endstufe eines L-Band-Leistungsverstärkers, mit dem Präzisions-Abfrage- und Antwortsignale gemäß der Einrichtung erzeugt werden können

Fig.16 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen MLS-Zusatzes

Fig.17 ein Blockschaltbild der Empfangsanordnung für den Zusatz nach Fig.16

Fig.18 ein Blockschaltbild einer Einrichtung zum Efppfang und Verarbeitung phasenkodierter Abfragesignale, die von einem bekannten DME-Abfragegerät, das irit dem oben beschriebenen Zusatz versehen ist, abgestrahlt werden

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Fig.19 ein Blockschaltbild einer. Vierphasenmodulationseinrichtung zur Verwendung mit dem Zusatz nach Fig.16

Fig.2Oa-2Oj bevorzugte erfindungsgemäfie Abfrage- und Antwortsignale

Fig.21 ein Blockschaltbild des Sendeteils eines kombinierten MLS/ILS-Funkfeuers

Fig.22 ein Blockschaltbild eines Teils des bordseitigen

ILS/MLS-Empfängers

Die gegenwärtigen gaußförmigen Impulse im L-Band haben ein Spektrum, das im Abstand von 800 kHz um 60 dB gedämpft ist. Wenn die Anstiegszeit von 2,5 ps auf 0,1 ps vermindert wird, um C-band-Genauigkeit zu erreichen, kann erwartet werden, daß das Spektrum im /vbstand von 20 MHz um 60 dB gedämpft ist. Man könnte fragen, ob dies überhaupt möglich ist, da die L-band-Kanäle nur einen Abstand von einem MHz haben. Hierzu muß zuerst gesagt werden, daß seit 25 Jahren ein Ferris-Piskriminator ein eingebautes Teil von TACAN und DME ist. Vereinfacht kann man sagen, daß dadurch ein Nachbarkanal - wenn dieser Nachbarkanal nicht gerade benutzt wird - verwendet werden .kann. Dies erreicht man dadurch, daß nur auf die Mitte eines Impulsspektrums geantwortet wird, nicht aber auf ein Spektrum, das außerhalb der Mitte liegt. Zugegebenermaßen muß die Aufeinanderfolge von den gewünschten und den unerwünschten Signalen niedrig sein.

Dies ist jedoch bei Entfernungsmeßeinrichtungen der Fall.

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Außerdem würde ein L-Band-Landesystem eine Leistung von ungefähr 50 Watt benötigen im Gegensatz zu der Leistung von einem KW oder mehr für Strecken-DME. Verwendet man beispielsweise isotrope Antennen, dann erzielt man mit 50 Watt im L-Band gleiche Reichweiten wie mit 1/2 KW im C-Band. Weiterhin haben die zu MLS gehörigen DME-Transponder eine wählbare horizontale Ausrichtung, wodurch man entweder das Gebiet, in dem Störungen stattfinden, verkleinernkann oder man die Leistung vermindern kann. Außerdem kann man durch die Zuordnung einer einzigen Phasenkodierung zu jedem DME-Kanal, unabhängig von seiner Frequenz,die Zahl der Frequenzkanäle vermindern; zwanzig reichen z.B. aus, um 200 oder mehr DME-Kanäle zu schaffen. Außerdem können im Gegensatz zu den Doppelimpulsen, die zur Zeit beim Strecken- und ILS-"L-Band"-DME verwendet werden, für das MLS-DME einzelne phasenkodierte Impulse verwendet werden. Dadurch werden vorhandene Transponder, die nur zur Dekodierung von Doppelimpulsen ausgelegt sind, nicht von MLS-Abfragegeräten beeinflußt. Das gegenwärtige System arbeitet somit ohne irgendwelche Änderungen weiter.

In Fig.1a ist ein bekanntes ICAO-Abfragesignal und in Fig.3a ein bekanntes Antwortsignal im sogenannten X-Kanal dargestellt. Die gaußförmigen Impulse haben sowohl bei der Abfrage als auch bei der Antwort einen Abstand von 12 ys. In den Y-Kanälen haben die Abfrageimpulse einen Abstand von 36 ps. Alle anderen Impulsabstände in den Fig.1a-c, 2a-c, 3a-c, 4a-c müßten beim Betrieb in einem Y-Kanal um 24 ys bzw. 18 ys vergrößert werden.

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In Flg.1b ist ein neues PrHzisions-Abfragesignal und in Fig.2b ein neues Präzisions-Antwortsignal dargestellt. Abfrageimpulse, die eine Länge von 0,5 vs und die Anstiegszeit von 0,1 ys haben, werden an der Vorderflanke des ersten gaußförmigen Abfrageimpulses gebildet. Somit haben die Präzisionsabfrageimpulse einen Abstand von 16 \ib. Die Antwortimpulse haben dieselbe Anstiegszeit (o,1 ps)j sie sind jedoch länger und haben einen Abstand von 12 ps.

In Fig.1c ist das von einem bekannten Transponder empfangene Präzisionsabfragesignal nach Fig.1b und in Fig.2c das von einem bekannten Abfragegerät empfangene Antwortsignal nach Fig.2b dargestellt. Die von einem bekannten Transponder empfangenen impulse wurden etwas gestreckt. Sie haben jedoch weiterhin einen Abstand von 16 ps. Sie werden daher nicht dekodiert und es wird auch kein Antwortsignal erzeugt. Das Präzisionsantwortsignal, das von einem bekannten Abfragegerät gestreckt wird, hat immer noch einen Abstand von 12 ps und wird daher dekodiert. Somit wirkt das Präzisionsabfragesignal auf einen bekannten Transponder nicht ein. Ein Präzisionsantwortsiqnal hingegen wird von einem bekannten Abfragegerät dekodiert. Es ist klar, daß die Genauigkeit eines Systems, bei dem Wellenformen gemäß den Fig.1b, 1c, 2b und 2 c verwendet werden, größer als die Genauigkeit eines Systems, bei dem gaußförmige Impulse entsprechend den Fig.1a and 2a verwendet werden, ist. Um einen Abfrageimpuls nach Fig.1b aus einem bekannten 12 μβ Abfrageimpulspaar zu erzeugen, müssen die vorhandenen AbfrageimpulsG abgeschnitten werden.

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Die Präzisionssignale werden jedoch nur innerhalb kurzer Reichweiten (kleiner als 30 Meilen) benötigt, für die eine Leistung von 5o Watt angemessen ist, verglichen mit der Leistung von einem KW, die man für normale Impulse für Strecken-DME benötigt und die in den Fig.1a und 2a dargestellt sind.

Während das vorhandene System durch die oben beschriebenen Wellenformen nicht nennenswert gestört wird, ist es notwendig, daß jeder Transponder auf einem anderen der oben erwähnten 200 Frequenzkanäle antwortet. Wenn dem DME weniger Kanäle (z.B.20) zugeordnet sind, ist es wünschenswert, für Kanal-Zwecke eine Kodiereinrichtung vorzusehen. Im Extremfall kann man mit einer ausreichenden Anzahl von Kodes 200 oder mehr DME-Kanäle auf einem vorhandenen Frequenzkanal schaffen, die vollkommen unabhängig von anderen Aufstellungsorten sind.

Das neue L-Band DME kann entweder in einem System mit starren Kanalzuordnungsplänen oder in einem System mit flexiblen Kanalplänen verwendet werden. Unter einem starren Kanalplan versteht man, daß für verschiedene Einrichtungen wie z.B. Gleitwegsender, Landekurssender, VOR, DME immer eine bestimmte Frequenzkanalzuordnung besteht, wobei über einen einzigen Kanalwahlschalter im Cockpit eines Luftfahrzeugs automatisch die richtige Kombination ausgewählt wird. Diese Methode hat den Nachteil, daß wenn eine der Einrichtungen an einem speziellen Aufstellungsort nicht vorhanden ist, die entsprechende FrequenzZuweisung nicht

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benutzt wird. Deshalb bevorzugen die Frequenzplaner flexible Frequenzkanalpläne. Als Anzei e dafür, daß das vorgeschlagene Schema bei jedem System verwendet werden kann, werden folgende drei Beispiele aufgeführt:

a) 200 MLS-Kanäle sind starr mit 200 VHP-Navigations-Kanälen und einer gemeinsamen Steuereinrichtung verbunden. Vierzig dieser Kanäle können dann mit dem zugehörigen ILS und MLS verwendet werden.

b) eine Gruppe von Navigationskanälen, z.B. die

20 Y-Kanäle, können auf die 200 MLS-Winkelkanäle aufgeteilt werden; jeder Navigationskanal schafft 256 Phasenkodes für MLS-DME.

c) es kann eine vollkommen beliebige Zuordnung gewählt werden, wobei irgendein Winkelkanal irgendeinem DME-Kanal zugejrdnet ist.

Es ist natürlich vorteilhaft , wenn anstatt einiger weniger eine Vielzahl von DME-Frequenzer. vorhanden ist. Der Schlüsselpunkt ist jedoch, daß die Möglichkeit vorhanden ist, 32.256 (126x256) MLS-QME-Kanäle zu schaffen, wovon nur 200 benötigt werden.

Die Fig.3a-c und Fig.4a-c zeigen den Zusammenhang zwischen gegenwärtig in konventionellen DME-Einrichtungen verwendeten Standard-Abfrage- und Antwortimpulsen (Fig.3a und 4a) und einem Beispiel eines phasenkodierten Präzisions-Abfrage- und Antwortsignals (Fig.3b und 4b). Das phasenkodierte Abfragesignal ist in Fig.3b als einzelner Impuls, der in

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kurze Teile mit einer Länge von ca.0,5 μβ aufgeteilt ist, dargestellt. Innerhalb der einzelnen Teile hat die HP-Phase einen erkennbaren Wert. Die Anzahl der verschiedenen Kodes nimmt natürlich mit der Anzahl der Teile und der Anzahl der Phasenvariationen zu. Zur Vereinfachung wird nur eine Aufteilung in 8 Teile mit 2 Phasen diskutiert. Dadurch erhält man für jede der konventionellen DME-Frequenzen 256 mögliche Phasenkodes. In der Praxis sind jedoch viele der 256 Kodes unerwünscht und es ist deshalb wahrscheinlich, daß vielleicht 11 Teile, mit denen 2.048 Phasenkodes erzeugt werden können, praktischer sind. Der allgemeine Plan ist derselbe und innerhalb der standardisierten gaußförmigen Impulse (Fig.3a und 4a) ist genügend Platz hierfür. Die größere Zahl von Teilen würde außerdem die Störung des vorhandenen DME-Systems vermindern. Wenn z.B. alle Kodes bei einer Aufteilung in 8 Teile verwendet wurden, dann würde zwangsläufig ein Kode aus allen Teilen mit einer ersten Phase und ein anderer Kode aus allen Teilen mit einer zweiten Phase bestehen. Nimmt man ein derartiges Zweiphasensystem an, dann könnte man zur Verbesserung der Klarheit sagen, daß ein Phasenkode aus allen "Plus-Teilen" und ein anderer Phasenkode aus allen "Minus-Teilen" besteht. Jeder Kode würde für einen konventionellen Empfänger wie ein einzelner flacher Impuls aussehen. Durch die Phasenkodierung können mogliche Störungen dadurch weiter reduziert werden, daß man in einem speziellen Kode immer ungefähr dieselbe Anzahl von "Plus"- und "Mlnus"-Teilen beibehält und daß man die Zahl aufeinanderfolgender "Plus"- oder "Minus"-Teile sehr niedrig hält.

In den Fig.3c und 4c ist dargestellt, wie Präzisions-Abfrageimpulse und Antwortimpulse (Fig.3b und 4b) von konventionellen Geräten empfangen werden. Der einzelne Abirageimpuls erzeugt im Transponder-Erapfänger in Abhängigkeit

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von der genauen Eigenschaft des Kodes ein variables Signal. Da jedoch ein zweiter Impuls überhaupt Aicht vorhanden ist, erfolgt in einem konventionellen Transponder keine Dekodierung und somit wird auch kein Antwortimpuls erzeugt. Es ist noch zu beachten, daß entweder der erste oder der zweite der konventionellen Abfrageimpulse unterdrückt wird.

Die in Fig.3b dargestellten Kodes sind bewußt so angeordnet, daß sie sich in einem bekannten Abfragegerät zu erkennbaren Impulsen aufaddieren (Fig.3c).

Es ist auch möglich, Abfragesignale nach Fig.3b und Antwortsignale nach Fig.2b zu verwenden, wenn durch besondere Umstände eine derartige Anordnung benötigt wird.

In den Fig.5a-5c und 6a-6c^seine andere Art der Präzisionskodierung dargestellt, bei der keine Phasenkodierung der Präzisionsimpulse erfolgt. Präzisionsabfragesignale nach Fig.5b und Präzisionsantwortsignale nach Fig.6b sind Impulslagekodiert, d.h. der Kode wird durch das Vorhandensein oder die Abwesenheit eines Impulses zu einer bestimftten Zeit bestimmt. Während bei der Impulslagekodierung bei einer gegebenen Anzahl von Teilen nicht so viele Kode-Kombinationen wie bei einer Phasenkodierung möglich sind, ist die hierzu notwendige Schaltung etwas einfacher. Die Impulslagekoöierung findet da ihre größte Anwendung, wo eine große Zahl von Frequenzkanälen zur Verfügung steht, wodurch die Notwendigkeit, daß auf jedem Kanal mehrere Kodierungen für Präzisionsimpulse vorhanden sind, reduziert wird.

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Aus Fig.5c ist zu entnehmen, daß wenn man vom letzten Teil des Präzisionsiignals des ersten konventionellen Abfrageimpulses Gebrauch macht, ein konventioneller Transponder Impulse empfängt, deren Vorderflanken einen Abstand von 8ps naher.und daß deshalb diese Abfrage von einem konventionellen 12ps-Dekoder nicht dekodiert werden kann. Das Präzisionsantwortsignal von Fig.6b hingegen hat eine solche Form, daß zwei Impulse empfangen werden, deren Vorderkanten einen Abstand von 12ps haben und somit von; Empfänger eines konventionellen Abfragegeräts dekodiert werden. Irgendeines der oben beschriebenen Abfrageverfahren kann zusammen mit irgendeinem der oben beschriebenen Antwortverfahren verwendet v/erden. Die Kombination hängt nur von der speziellen Umgebung ab.

In Fig.7 ist ein DME-Abfragegerät 2 dargestellt, das mit einer Entfernungsanzeigeeinrichtung 4, einer L-Band Antenno 6 und einem Navigationskanalauswahlschalter 8, dor zusätzlich zur Auswahl der VOR- und ILS-Kanäle verwendet wird, verbunden ist, dargestellt. Das Abfragegerät 2, die Anzeigeeinrichtung 4, die Antenne 6 und der Kanalwahlschalter 8 stellen ein Standardabfrägeoerät für ein L-ßand-DME, wie es gegenwärtig benützt wird, dar. Wenn kein Modulator 10 vorhanden wäre, würden von der Antenne 6 Standardabfrageimpulspaare auf einem speziellen Kanal abgestrahlt. Diese Impulspaare lösen in einem Bodenfunkfeuer Antwortimpulse aus, die von der Antenne 6 empfangen werden. Aus der Zeit zwischen Ab-

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strahlung und Empfang wird die Laufzeit berechnet. Das
Bodenfunkfeuer antwortet nur auf Impulspaare, die einen
genau vorherbestimmten Abstand haben.

Um das Standard-DME-Abfragegerät mit dem neuen MLS-System kompatibel zu machen, ist zwischen das bordseitige Abfragegerät 2 und seine Antenne 6 ein Modulator eingefügt. Der Modulator 10 wirkt in Abhängigkeit von verschiedenen Systemüberlegungen und in Abhängigkeit davon, ob eine Phasenkodierung oder eine Pulslagekodierung erfolgen soll, auf den ersten und/oder zweiten Impuls. Während des normalen Gebrauches wird der Modulator nicht benützt. Für den MLS-Betrieb jedoch wird der Modulator, gesteuert von einem MLS-Kanalwahlschalter 12, mit einem N-teiligen Kode verschlüsselt. Wenn z.B. ein 8-teiliger Kode verwendet wird, können auf jeder L-Band-Freguenz, auf die das Abfragegerät eingestellt ist, 256 Phasenkodes erzeugt werden. Die 256 Phasenkodes reichen aus, um mit den 252 TACAN-Kanälen, von denen 200 mit dem ICAO-System gemeinsam sind, zu arbeiten.

Antworten von dem abgefragten Transponder sind innerhalb der Impulse von Standard-^HL-Band^H-Impulspaaren. Diese
Impulspaare werden von der Antenne 6 empfangen, vom Abfragegerät 2 auf dem üblichen Weg dekodiert und es wird, um die Entfernungsmessung auszuführen, die Entfernungsschaltung betätigt.

In der Fig.8 ist der Modulator mit mehr Einzelheiten dargestellt. Der Kanalwahlschalter 12 steuert einen Impuls-Kodegenerator 13, der, wenn er im MLS-Betrieb arbeitet wie durch den Schalter S1 angedeutet, einen Modulator 9 steuert. Der Modulator 9 reduziert die normalen Impulse von 1KW
auf 5OW (auf OW, wenn entweder der erste oder der zweite Impuls eines Standardabfragesignals unterdrückt wird)
und antwortet auf Zeitsignale von dem DME-Impulsgenerator

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Im Falle des in Fig.Ib dargestellten Signals haben diese Impulse einen Abstand von 16 με. Bei dem in Fig.3b dargestellten Signal erzeugt der Impuls-Kodegenerator zusammen mit dem PIN-Dioden-Modulator phasenverschobene Impulsteile, die ungefähr 0,5 \is lang sind. Alle anderen Funktionen bleiben unverändert.

Um einen DME-Transponder zu haben, der sowohl mit MLS als auch mit ILS kompatibel ist, ist ein neuer Transponder notwendig, der, wenn für PILS kodierte Abfragen empfangen werden, mit einem Signal entsprechend der Fig.2b, 4b oder 6b antwortet. Wie bereits erwähnt, wird jedes dieser Antwortsignale vom Empfänger eines bekannten Abfragegeräts empfangen und dekodiert. Wie aus Fig.9 zu entnehmenV~wird durch den Empfang einer MLS-Abfrage von der Antenne 12 und dem Empfänger 14 die Erzeugung und Abstrahlung eines Präzisionsantwortsignals ausgelöst. Hierzu sind ein Präzisionsdekoder 16, ein Präzisionskodegenerator 18 und ein Sender 20 vorgesehen. Ein bekanntes Abfragesignal wird in einem bekannten Dekoder 22 dekodiert; jedoch auch in diesem Fall wird ein Präzisionsantwortsignal über den Präzisionskodegenerator 18 und den Sender 20 abgestrahlt. Wie bereits oben bemerkt, sind die Präzisionsantwort signa Ie so gestaltet, daß sie vom Empfänger eines bekannten Abfragegerätes empfangen und dekodiert werden können.

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Alle Abfragegeräte, die möglicherweise alle vorhandenen Abfragegeräte ersetzen, und mit denen man eine hohe Genauigkeit erreichen will, verwenden Pilotpulse und enthalten Einrichtungen zur Dekodierung von phasenkodierten Impulsen.

In Fig.10 ist eine Schaltung zur Erzeugung von präzisionskodierten Abfragesignalen, die in die Antennenleitung zwischen Antenne 6 und das bekannte Abfragegerät 2 eingefügt werden kann, dargestellt. Die an verschiedenen Stellen (durch große Buchstaben gekennzeichnet) der Schaltung nach Fig.10 auftretenden Wellenformen sind in den Fig.11a-11f dargestellt. Die bekannten Abfrageimpulse, die vom Abfragegerät 2 erzeugt werden und in Fig.11a dargestellt sind, werden von der Diode D1 abgeschnitten und von der parallel oeschalteten ohmschen/induktiven Kombination R1 und L11 differenziert. Dadurch wird ein Startimpuls am Punkt 8 der Schaltung nach Fig.11b erzeugt. Die Triggerimpulse triggern ein Monoflop 26, dessen Zeitkonstante größer ist als die Zeitdauer von konventionellen Abfragesignalen mit Impulspaaren. Das Ausgangssignal des Monoflops 26 ist in Fig.11c dargestellt. Während dieser Zeit wird ein 2MHz-Taktgenerator 27 wirksam geschaltet (Fig.11d). Mit der Vorderflanke des Monoflops 26 wird auch, nach Differentiation durch einen Kondensator C1 und einen Widerstand R2, die Verzögerungsleitung 28 wirksam geschaltet. Die Verzögerungsleitung 28 enthalt eine Anzahl Abgriffe, die über Kodeauswahlschalter 30 mit isolierenden Dioden verbunden sind. Das gemeinsame Ausgangssignal der Dioden gelangt dann zu einer Torschaltung 40, die außerdem Ausgangssiynale vom Taktgenerator 27 empfängt. Das gemeinsame

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Ausgangssignal der Dioden 32 nach erfolgter Kodeauswahl ist in Fig.11e dargestellt. Mit dieser Anordnung wird gewährleistet, daß die Präzisionsimpulse auf das Taktsignal abgestimmt werden. Nach Verstärkung im Verstärker 34 gelangen die kodierten Impulse zu einer PIN-Diode D2, deren Ausgangssignal die abzustrahlende Radiofrequenz, d.h. die Abfrageimpulse moduliert.

Zwischen dem Abfragegerät 2 und der Antenne 6 befindet sich ein Zirkulator 36, der die empfangenen Signale (Antwortsignale) ohne Störung durchläßt. Der Zirkulator 36 enthält auf der Ausgangsleitung einen Abgriff, der über eine Leitung, deren Länge gleich einer halben Wellenlänge ist (wegen der Diodenkapazität notwendigerweise etwas verkürzt) , mit der PIN-Diode D2 verbunden ist, sodaß, wenn die Diode leitend ist, über den Abgriff ein Kurzschluß reflektiert v/ird. Jenachdem, ob die Diode D2, die über den Verstärker 34 gesteuert wird, leitend oder nichtleitend ist, werden die Impulse abgestrahlt oder nicht abgestrahlt. Das Signal, das vom Verstärker 34 zur Diode D2 gelangt, ist in Fig.11f dargestellt.

In Fig.12 ist eine alternative Anordnung dargestellt, die anstelle des Zirkulators 36 dann verwendet wird, wenn eine Phasenmodulation gewünscht wird. In diesem Fall erfolgt, wenn D2 leitend ist, keine Phasenverschiebung. Wenn sie jedoch offen ist, liegt im HF-Pfad eine Leitung mit der Länge einer halben Wellenlänge und erzeugt eine 180° Phasenverschiebung (oder von einem anderen gewünschten Wert).

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In Fig.13 ist eine Einrichtung dargestellt, mit der Präzisionsabfragesignale dekodiert werden können. Nach Empfang eines Präzisionsabfragesignals über Antenne 12 und Empfänger 14 (wie z.B. in Fig.14a dargestellt) triggert der erste Impuls einen Monoflop. Die Vorderkante des Ausgangssignals des Monoflops 38 gelangt auf eine angezapfte Verzögerungsleitung 42, deren Abgriffe so angeordnet sind, daß ein gewünschter. Impulskode ermittelt werden kann. Das Ausgangssignal des Monoflops 38 ist in Fig.14b und die Signale, die man auf den Leitungen, die mit den Abgriffen der Verzögerungsleitung verbunden sind, erhält, sind in den Fig.14c-14g dargestellt. Torschaltungen 44, 46, 48, 50 und 52 ermitteln Koinzidenz zwischen dem empfangenen Impulszug (Fig.14a) und dem verzögerten ersten Impuls des Impulszuges und nach geeigneten Verzögerungen in Verzögerungsleitungen 54, 56, 68 und 60 und 62 erfolgt eine Aufsummierung im Summierglied 64, dessen Ausgangssignal (Fig.14h) zu den Transponderkodierschaltungen geleitet wird.

In Fig.15 ist die Endstufe eines L-Band-Leistungsverstärkers (Triode mit geerdetem Gitter), die in den neuen MLS-Abfragegeräten und Transpondern verwendet werden kann, dargestellt. Eine Anzahl negativer Impulse bringen die Endstufe, die so vorgespannt ist, daß sie zwischen Impulsen sperrt, in den leitenden Bereich.

Gegenwärtige DME-Einrichtungen (kurz als NAV/ILS bezeichnet) arbeiten im Frequenzbereich von 960-1215 MHz (L-Bard). Wie

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bereits erwähnt erfolgt die Abfrage eines Bodenfunkfeuers von einem Bordgerät aus mit einem Paar gauBförmiger Impulse, die einen gegenseitigen Abstand von 12 ms (X-Modus) oder 36 ms (Y-Modjs) haben. Die Bodenstation antwortet mit einem Paar gaußförmiger Impulse, deren gegenseitiger Abstand 12 ps (X-Modus) oder 30 ys (Y-Modus) beträgt. Die Impulsanstiegszeit, die in der Größenordnung von 2\is liegt, ist für die beim Mikrowellenlandesystem (MLS) benötigte Genauigkeit zu groß. Die Einrichtungen für ein L-Band-DME mit MLS-Genauigkeit, das das L-Band mit NAV/ILS-DME teilt und bei dem keine gegenseitige Störung vorhanden ist, sind hierin beschrieben.

Um MLS-Genauigkeit zu erreichen, benötigt man ein neues Eodenfunkfeuer. Man sollte es auch für NAV/ILS-Dienste verwenden können

Es ist möglich, daß einige Luftfahrzeugpiloten einerseits die Möglichkeiten, die neue ILS-Funkfeuer bieten, ausnützen wollen, daß sie aber andererseits mit IJAV/ILS-Genauigkeit zufrieden sind. Diese Piloten erhalten mit einem IILS-Zusatzgerät, das in Verbindung mit ihrem gegenwärtigen ILS/NAV-DME verwendet wird, die Möglichkeit, sich dieses Dienstes zu niedrigen Kosten zu bedienen.

In Fig.16 ist ein Blockschaltbild eines MLS-ZusatzgerMtes, das man zwischen die Antenne 70 und seinen DME-Teil 72, seine Entfernungsanzeigeeinrichtung 74 und Kanalwahlschalter einfügen kann, dargestellt. Letzterer ist normalerweise ein

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Teil der IIAV/COM/ILS-Steuereinrichtung. Für den konventionellen NAV/ILS-Betrieb befinden sich die Schalter 76, und 78 in den dargestellten Positionen und die Signale passieren den MLS-Zusatz ohne Veränderung. Für den MLS-Betrieb kann eine Vielzahl von' abgestrahlten Signalstrukturen mit der gezeigten Anordnung verarbeitet werden. Das Gerät arbeitet wie folgt:

Einen Impuls mit "flacher Spitze", der.mehrere ys lang ist, erhält man, indem die Amplitude des DME-Ausgangsimpulses in einem Amplitudenbegrenzer 79 begrenzt wird. Die "Ein-Aus-Modulation^M und somit die Steuerung der Anstiegs- und der Abfallzeit des abgestrahlten Impulses und die "Ein-Aus-Modulation" innerhalb des Impulses erfolgt durch einen Amplitudenmodulator 80. Die Phasenmodulation innerhalb des Impulses erfolgt durch einen Phasenmodulator 81. Dieser Modulator und seine Steuerschaltung sind zweiphasig dargestellt. Sie können jedoch auch mehrphasig sein. Durch die Stellung des Schalters 82 wird bestimmt, ob der abgestrahlte Impuls vom ersten, vom zweiten oder von beiden Impulsen des DME-Signals abgeleitet wird. Durch die Stellunq des Schalters 83 wird bestimmt, ob der Impuls anplitudeninoduliert wird und durch die Stellung des Schalters 84 wird bestimmt, ob der abgestrahlte Imnuls nhaseniroduliert ist. Der bevorzugte Ausgangsimpuls ist ein In.puls, dessen flache Spitze 3,33 ys lang ist, der aus 10 Teilen besteht, wovon vier phasenmoduliert sind, und dessen Anstiegszeit 0,1 ps beträgt.

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Wenn der abgestrahlte Impuls aus dem zweiten DME-Impuls abgeleitet wird, erhält man ein einfacheres Gesamtsystem. Dies wird im folgenden angenommen. Der Schalter 82 befindet sich in der dargestellten Stellung.

Vor der Abstrahlung eines MLS-Signals befinden sich die Schalter 76 und 77 in der oberen (Empfangs-)Stellung. Bei der Abstrahlung gelangt ein Teil des ersten Impulses durch den Koppler 85 zum Einhüllendendetektor, dessen Ausgangsimpulse über den Schalter 78 geleitet werden und das Monoflop 37 triggern. Sein Ausgangssignal steuert die ODER-Schaltung 88 und seine Hinterflanke triggfert das Monoflop 89, das ebenfalls die ODER-Schaltung 88 steuert. Somit ist das Ausgangssignal der ODER-Schaltung ein Inipuls mit einer Länge von 43 ys. Er wird zu den Schaltern 76 und 77 geleitet und hält diese Schalter während der Zeit, während der beide DME-Impulse vorhanden sind im unteren Zustand (MLS-Abstrahlung). Somit gelangen diese zuir Begrenzer 79. Das Ausgangssignal dieses Begrenzers betätigt den Einhüllendendetektor 90, der den Spannunc:svergleicher 91 betätigt. Seine Vorspannung ist so newählt, daß er seinen Zustand in eine loaische 1 ändert, wenn sich das Ausgangssignal des Begrenzers dem 'laximuir nähert. Somit ändert er seinen Zustand sowohl mit der Vorderflanke des ersten als auch des zweiten Impulses. Das Ausgangssignal des fionoflops wird erst nach Beendigung des ersten Impulses 1.Somit werden die drei Eingangssignale der UND-Schaltung 92 (und somit ihr Ausgangssignal) erst dann 1, wenn der erste Taktimpuls nach der Vorderflanke des zweiten

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DME-Impulses ankommt. Wenn dies der Fall ist, wird das Flip-Flop 93 gesetzt. Dadurch werden die UND-Schaltungen 94 und 95 angeschaltet. Durch dieses Anschalten wird der Amplitudenmodulator 80 angeschaltet. Er bleibt angeschaltet bis das Flip-Flop 93 zurückgesetzt wird.

Die Schaltungskonstanten des Modulators 80 sind so gewählt, daß die Anstiegszeit seines Ausgangssignales (bei der beschriebenen Schaltung) ungefähr 0,1 μβ beträgt. Da in diesem Fall während des Impulses keine Amplitudenmodulation gewünscht ist, befindet sich der Schalter 83 in der dargestellten Position.

Wenn die UND-Schaltung 95 angeschaltet ist, können Impulse mit einem Takt von 3,33 MHz vom Taktgenerator das Schieberegister 97 und den Impulszähler 98 betätigen. Der Impulszähler 98 zählt bis zehn und erzeugt dann einen Ausgangsimpuls, der das Monoflop 99 triggert. Dieses setzt das Flip-Flop 93 zurück, schaltet die UND-Schaltung aus, setzt den Zähler auf null zurück und überträgt den Inhalt des Lesespeichers 100 in das Schieberegister. Während der Zeit, während der der Zähler gezählt hat, gelangte der Inhalt des Schieberegisters über den Schalter 84 zum Phasenmodulator 81, der den Impuls phasenmoduliert.

'lit dem dargestellten Phasenmodulator erhält man eine Zweiphasenmodulation. Bei der bevorzugten Signalstruktur . wird eine Vierphasenmodulation verwendet. Dies erreicht man einfach mit einer Kaskadenschaltung von zwei - 45° Modulatoren mit getrennter digitaler Steuerung für jedes

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von zwei unabhängigen Schieberegistern.

Der Phaserikode für einen speziellen Kanal wird vom ROM 100 im Zusammenwirken mit Steuerbefehlen vom MLS-Kanalwahlschalter 1o1, der auch den MLS-Winkelempfanger steuert, erzeugt.

43 ms nach der Vorderflanke des ersten DME-Impulses wird das Ausgangssignal der ODER-Schaltung 88 null und somit werden die Schalter 76 und 77 in ihre MLS (Empfangs-) Position zurückgebracht.

Eines der Ziele dieses Systems ist es, MLS- und NAV/ILS-Funkfeuer auf denselben Frequenzen in demselben geographischen Bereich betreiben zu können ohne daß es zu gegenseitigen Störungen kommt. Da vorhandene DME-Einrichtungen nur auf einem speziellen Impulskode antworten und eine automatische Verstärkungsregelung (AGc) haben, die es ihnen erlaubt, nur auf das stärkste Signal im Kanal zu antworten, muß sich das Antwortsignal von einem MLS-Funkfeuer von dem Antwortsignal eines NAV/ILS-Funkfeuers unterscheiden; sonst "hören" vorhandene DME-Einrichtungen nur das stärkste von zwei Signalen und es gibt keine Möglichkeit zu gewährleisten, daß das stärkste Signal das gewünschte Signal ist. Deshalb muß der MLS-Zusatz das MLS-Antwortsignal in ein Signal umwandeln, das von der DME-Einrichtung aufgenommen wird.

Eine Einrichtung, mit der dies.möglich ist, ist im oberen Te.il der Fig. 16 dargestellt. Alle ankommenden Signale gelangen über ein Filter 102 und einen Verstärker

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zu einem Mischer 104. Sein Differenz-(Zwischen)Frequenzausgangssignal wird vom Filter 105 ausgewählt, dessen Bandbreite ungefähr 4 MHz beträgt. Sein Ausgangssignal gelangt zu einem stark begrenzenden Verstärker 106, der ein Filter 107 betätigt. Es hut eine Bandbreite von ungefähr 400 kHz. Mit dieser Anordnung kommt jeder Impuls auf dem Kanal (nicht phasenkodiert) mit einer Länge von einigen Mikrosekunden aus dem Filter 107 mit einer konstanten Amplitude heraus·; vorausgesetzt seine Energie ist um 1OdB größer als die des Rauschens. Die Impulsspitzenleistung ist ungefähr 10 mal so groß wie die Rauschleistung am Ausgang des Filters 107. Somit sind die Impulse am Ausgang des Filters 107 unabhängig von ihrer Amplitude, die nach dem Empfang an der Antenne vorhanden ist.

Das bevorzugte MLS-Antwortsignal besteht aus einem gaußförmigen Standardimpuls und einem nachfolgenden phasenkodierten Impuls.

Wegen seinen ausgedehnten Spektrumseigenschaften hat der phasenkodierte Impuls, der vom Filter 107 kommt, keine Energie, die wesentlich über der des Rauschens liegt; deshalb wird er in diesem System nicht berücksichtigt. Um den einzelnen gaußförmigen Impuls, der als Antwort von einem MLS-Funkfeuer empfangen wurde, in ein Impulspaar umzuwandeln, wird das Ausgangssignal des Filters 107 auf eine HF-Verzögerungsleitung 108 gegeben (z.B. ein Bauelement für akustische Oberflächenwellen), die eine Verzögerung von 12 oder 30 \is verursacht und eine einheitliche Verstärkung hat. Das Ausgangssignal der HF-

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Verzögerungsleitung und ihr Eingangssignal werden in einem Sumiuierglied 109 summiert und auf einen Mischer 110 gegeben, dessen Ausgangssignal zur Standard-DME-Einrichtung gelangt. Eines der Ausgangssignale des Mischers hat dieselbe Frequenz wie das auf dem entsprechenden Kanal ankommende Signal und wird deshalb von der DME-Einrichtung aufgenommen und verarbeitet.

Wenn die ZF des MLS-Zusatzes gleich 63 MHz ist, ist die Frequenz des Mischoszillators 111 gleich der Sendefrequenz der DME-Einrichtung. Deshalb kann dieses Mischoszillatorsignal innerhalb des MLS-Zusatzgerätes erzeugt und von der Steuereinrichtung 75 gesteuert werden oder der DME-Einrichtung entnommen werden.

Die beschriebene Empfangsschaltung des Zusatzgerätes wandelt jeden empfangenen gaußförmigen Impuls, der die richtige Frequenz hat, in ein Impulspaar konstanter Amplitude um, wobei die Impulse einen Abstand von 12 oder 30 us haben. Diese Impulspaare sind geeignete Einangssignale für eine Standard-DME-Einrichtung.

Es wird jedoch die Zahl der nichtsynchronen Antworten, mit denen die DIIE-Entfernungsschaltungen zurechtkommen müssen, erhöht, da jeder empfangene Impuls in ein Impulspaar umgewandelt wird, und auch NAV/ILS-DME-Impulse angenommen werden, r.s erfolgt außerdem ein zusätzliches Herunterzählen wegen Löchern, die von starken Signalen auf Nachbarkanälen verursacht werden.

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In Ficj.17 ist der Empfang«teil für einen Zusatz mit verbesserten Eigenschaften darqestellt. Hier wird ein Empfänger,, der speziell für den Empfang von Signalen von MLS-Funkfeuern ausgelegt ist, verwendet, um "Ankunftszeitimpulse" zu erzeugen. Er steuert einen Kodierer 112, der Impulspaare entsprechend demX-oder dem Y-Modus erzeugt. Diese Impulspaare steuern einen "Ein-Aus-Modulator 113". Die Eingangs^· signale des Mischers 114 sind das Mischoszillatorsignal und ein 63 MHz-Signal, das vom Oszillator 115 kommt. Somit enthält das Ausgangssignal des Mischers 114 ein Signal mit der auf den DME-Empfanger abgestimmten Frequenz, die in den Empfänger über einen Richtkoppler 116 und ein Dämpfungsglied 117 eingekoppelt wird.

Diese spezielle Anordnung hängt ab von dem Vorhandensein einer nur kleinen Anzahl von DME-Empfängern und dem Vorhandensein eines Ableitsignals vom Mischoszillator an den DME-Empfänger-Terminals. Wenn kein genügend großes Signal vorhanden ist, kann das Mischoszillatorsignal direkt der DME-Einrichtung entommen werden oder innerhalb des MLS-Zusatzes erzeugt werden.

In Fig.18 ist eine Einrichtung zum Empfang und zur Verarbeitung phasenkodierter Abfragesignale, die von einem konventionellen DME-Abfragegerät, das um den oben beschriebenen Zusatz erweitert ist, dargestellt. Das in Fig.18 dargestellte Empfangssystem antwortet auch auf Abfragen, die von neuen speziell für MLS ausgelegten Abfragegeräten (diese werden noch näher erläutert) abgestrahlt werden.

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Zur Vereinfachung wird angenommen, daß die Abfrage aus einem einzelnen zweiphasigkodierten Impuls mit einer Anstiegszeit von ungefähr 0,1 ys und einer Länge T, in der zehn gleichlange (0,333 \is) Teile enthalten sind, besteht. Die Trägerfrequenz kann eine der 126 Bord-DME-Frequenzen sein. In der Fig.18 empfängt der Generator für die automatische Verstärkungsregelung (AGC) 120 das Ausgangssignal des Einhüllendendetektors 122 und erzeugt eine Spannung, die die Verstärkung des linearen ZF-Verstärkers steuert. Die Parameter im AGC-Schaltkreis sind so gewählt, daß Dauerstrichsignale (CW-Signale) keine genügend große Spannung erzeugen, um die Ansprechschwelle des Vergleichers 126 zu überschreiten. Empfänger- und externes gaußförmiges Rauschen werden diese Schwelle kaum überschreiten.

Ankommende und von der Antenne 128 empfangene Impulse gelangen über Sende/Empfangsnetzwerk 130, Vorauswahlfilter und Verstärker 134 zum Mischer 136. Das Ausgangssignal des Mischoszillators 138 gelangt auch zum Mischer 136, der ein Ausgangssignal mit einer Differenzfrequenz erzeugt, die über das Banc.paßfilter 140 zum ZF-Verstärker 124 gelangt. Die Empfängerselektivität erfolgt im wesentlichen im Bandpaßfilter 140. Die Bandbreite des Filters 140 liegt in der Größenordnung von 10 MHz, sodaß die Impulsanstiegszeit nicht wesentlich verschlechtert wird.

Alle Impulse, die oberhalb der Spitzen des Rauschens liegen, gelangen durch das Filter 140, werden in dem Einhüllendendetektor 122 ermittelt und trlggern einen Schwellwertkoreparator 126, der wiederum ein Monoflop 142 mit. einer Trurzen Zeitkonsta'nte und einer kurzen Anstieoszeit triggert.

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Die Vorderflanke des Ausgangssignals des Monoflops 142 markiert die Ankunftszeit von ankommenden Impulsen. Dieses Aus gangs signal wird um ungefähr fünf \ia von einer Verzögerungsschaltung 144, die ein Ausgangesignal hat, das zu einem Eingang der UND-Schaltung 144 geleitet wird, verzögert. Das Ausgangssignal der UND-Schaltung 146 triggert eine Antwort vom Senderteil des Funkfeuers, wenn das Ausgangssignal des Monoflops zusammen mit den anderen Eingangssignalen der UND-Schaltung durchgelassen wird (gültig ist).

Die Gültigkeit wird wie folgt erreicht: Das Ausgangssignal des Linearverstärkers 124 gelangt zu einem stark begrenzenden ZF-Verstärker 148, dessen Ausgangssignal eine konstante Leistung hat und das zum Analog-Tor 150 gelangt. Das Ausgangssignal des Monoflops 152 bildet auch ein Eingangssignal für die UND-Schaltung 150. Das Monoflop 152 wird von dem Schwellwertkomparator 126 gleichzeitig mit dem Monoflop 142 getriggert. Das Ausgangssignäl des Monoflops 152 ist etwas länger als 3,33 ]is . Dies ist etwas größer als die Länge einer echten Abfrage. Auf diese Weise gelangen alle Abfrageimpulse in einen Korrelator 154, der aus einer angezapften Verzögerungsleitung besteht. Wenn der empfangene Impuls vom Korrelator 154 erkannt wurde und wenn er auf dem richtigen Frequenzkanal ist, dann wird ein starkes Korrelationsausgangssignal erzeugt, das den Schwellwert des Schwellwertkomparators übersteigt. Das 7iusgangssi«rnal des Schwellwertkomparators triggert ein drittes Monoflop 158. Das Ausgangssignal des Monoflops

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erzeugt einen Impuls, der auf einen Eingang der UND-Schaltung 146 gegeben wird, die die Zeitimpulse von der Verzögerungsleitung 144 einklammert. Die Amplitude der Korrelationsspitze reagiert sehr empfindlich auf die Frequenz. Somit macht der Verzögerungsleitungskorrelator 154 eine Unterscheidung zwischen Signalen in und außerhalb des HF-Kanals.

Das Ausgangssignal der Torschaltung wird auch auf einen Differentialphasenverschiebungsdetektor 160 gegeben, der nacheinander die Phase eines jeden Teils mit der Phase des vorangegangenen Teils vergleicht. Wenn das Ausgangssignal mit dem Phasenkode für ein Funkfeuer korreliert, wird ein Monoflop 162 getriggert, das dann einen Impuls erzeugt, der auf einen weiteren Eingang der UND-Schaltung 146 gegeben wird, dessen Impuls den Zeitimpuls von der Verzögerungsschaltung 144 einklammert. Da der Phasenverschiebungsdetektor 160 die Phase mit der Phase, die 1/3 \is vorher vorhanden war, vergleicht, erfolgt kein Verlust in der Korrelation, die durch Variationen in der Vormodulationsphase des Impulses vom bordseitigen Abfragegerät verursacht wird. Somit muß der emnfangene Impuls, um dekodiert werden zu können, die richtige Frequenz (wird von deir Korrelator 154 ermittelt) und den richtigen Phasenkorle (wird vom Phasendetektor 16O ermittelt) haben.

Da zehn Teile angenommen wurden ist die Zahl der möglichen Phasenkodes 2⁹ oder gleich 512. Es können jedoch, wie bereits erwähnt, nicht alle Phasenkodes verwendet werden.

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Der Unbrauchbarste ist der, der aus zehn gleichphasigen Teilen besteht (ein CW-Impuls). Die am besten geeignetster sind diejenigen, bei denen die Zahl der Teile, die eine erste Phase haben und die Zahl der Teile, die die zweite Phase haben, ungefähr gleich ist und bei denen die Zahl aufeinanderfolgender Teile mit gleicher Phase möglichst klein 1st. In jedem Fall jedoch, wenn eine Computer-Analyse zeigt, daß aus einer Gruppe von 612 möglichen Kodes keine 200 "guten" Kodes entnehmbar sind, sind mehrere Entscheidungen möglich. Die erste Möglichkeit besteht darin, daß man einfach die Anzahl der Teile vergrößert. Dadurch wird der Impuls entweder langer oder der einzelne Teil wird kürzer. Eine vierphasige Modulation im Abfragegerät ist eine bevorzugte Möglichkeit. Diese

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ermöglicht 4 oder 262.144 DPSK Phasenkodes für einen aus zehn Teilen bestehenden Impuls. Aus dieser großen Gruppe können offensichtlich 200 gute Kodes ausgewählt werden. Man benötigt außerdem für die Vierphasenmodulation nur eine sehr geringfügige zusätzliche Ausrüstung im Abfragegerät.

Der Korrelator 154, bestehend aus der angezapften Verzögerungsleitung, kann so ausgelegt werden, daß er vierphasige Signale verarbeiten kann. Der Betrag der unbeabsichtigten Phasenmodulation im Abfragegerät ist die Hälfte des Betrags, der'im Falle der Zweiphasenmodulation zugelassen ist. Der Korrelator 154 (angezapfte Verzögerungsleitung) kann aus einem Bauelement für akustische Ober-

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flächenwellen (SAW) bestehen. Es ist weiter von Vorteil, daß eine ganze Zahl von Impulsen pro Teil vorhanden ist. Wenn als Frequenz die übliche 63 MHz DME-Frequenζ gewählt wird, dann kommen bei der angenommenen Länge von 1/3 ys für ein Teil 21 Zyklen auf ein Teil. Außerdem sind fest kodierte SAW-Bauelernente viel billiger und verläßlicher als programmierbare" Bauelemente.

Bei einer bevorzugten Anordnung ist ein bestimmtes SAW mit einem festen Kode in jedem Transponder. Eine derartige Anordnung ist in Fig.19 dargestellt.

Die stark begrenzte ZF-Energie mit der Vierphasenmodulation wird auf einen Differential-Phasenverschiebungsdetektor und Korrelator 164 vom Tor 150 (Fig. 18) aus gegeben. Der Phasendetektor 164 gibt nur dann ein gültiges Ausgangssignal ab, wenn der korrekte Phasenkode empfangen wurde. Der Ankunftszeitimpuls vom Monoflop 142 (Fig. 18) setzt das Flip-Flop 166, das die UND-Schaltung 168 wirksam schaltet und somit gelangen Taktimpulse von der Taktquelle 170 durch die UND-Schaltung 168 zu einem Zähler 172 und Schieberegistern 174 und 176. Der Zähler 172 zählt bis zehn (die Zahl der einzelnen Teile).

Der Zähler 172 setzt dann das Flip-Flop 166 zurück und somit ist die UND-Schaltung 168 nicht mehr wirksam geschaltet. Dadurch wird verhindert, daß weitere Taktimpulse weitergeleitet werden. Der Zähler 172 triggert auch ein Monoflop 178, das wiederum den Inhalt der programmierbaren Lesespeicher

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(PROM) 180 und 182 in ihre zugeordneten Schieberegister 174 und 176 übertragt. Somit erzeugt jeder ankommende Impuls einen Impulszug mit 10 Impulsen, der zum Vierphasenmodulator 184 in Übereinstimmung mit der Information in den PROMs geleitet wird. Es ist Aufgabe des Vierphasenmodulators den ankommenden Impulskode in den Zweiphasenkode des SAW 186 umzuwandeln, der ein Korrelationssignal erzeugt, wenn der richtige Kode vorhanden ist. Auf diese Weise kann derselbe SAW-Kode für alle Punkfeuer verwendet werden. Es müssen allein die PROMs für jeden MLS-Kanal programmiert werden. Es ist natürlich die Möglichkeit für einen Ausbau vorhanden. Der Impuls kann auf fünf us verlängert werden und enthält dann 15 1/3 ys

14 Teile. Die Zahl der Phasenkodes ist in diesem Fall 4 .

Nimmt man das Rauschen des gesamten Funkfeuers, einschließlich Leitungsverlusten, zu 6 dB an, dann ist bei 10 MHz Bandbreite, 30 Meilen Entfernung (im freien Raum) und 50 W (+47 dBm) abgestrahlter Leistung der Leitungsverlust zwischen isotroper Antenne bei 1SHz 127 dB. Somit ist das empfangene Signal minus 70 dBm, was um 24 dB größer ist als der Rauschpegel von minus 98 dBm. Bei drei Meilen erhält man ein Signal/Rausch-Verhältnis von 44 dB. Somit ist eine Leistung von 50 W ausreichend.

Um Kompatibilität mit gegenwärtigen DME-Einrichtungen zu erhalten, muß das MLS-HF-Signal, das auf ihre Antennenleitungen gegeben wird, aus einem Paar X-Modus- (12 ps Abstand) oder aus einem Paar Y-Modus- (30 ys Abstand)-Impulse bestehen. Es sind ungefähr- 800 pro Sekunde notwendig umd die Funktion der automatischen Verstarkungssteuerung zu gewährleisten.

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Wie bereits erwähnt normalisiert der MLS-Zusatz alle auf dem richtigen Kanal ankommenden Impulse und erzeugt den zweiten Impuls eines Paares indem der erste Impuls um eine geeignete Zeit verzögert wird.

Die bevorzugten Wellenformen sind in den Fig.2a-e für den X-Modus und in den Fig.2Of-j für den Y-Modus dargestellt. In Fig.20a sind die von einer bekannten bordsei tigen DME-Einrichtung, die im X-Modus arbeitet, erzeugten Impulse dargestellt. In Fig.20b ist der phasenkodierte Impuls, der vom MLS-Zusatzgerät abgegeben wird, dargestellt und in Fig.20c ist der Abfrageimpuls, der von einem Funkfeuer in 0 Meilen Entfernung empfangen wird, dargestellt.

Die Impulse in den Fig.20b und c sind in 10 Teile aufgeteilt.

Ein MLS-Funkfeuer strahlt den gaußförmigen DME-Standardimpuls nach 50 ps und einen phasenkodierten Impuls mit schneller Anstiegszeit nach 71 ps ab (Fig.2Od). Das Signal stört eine Standard-DME-Einrichtung nicht, da kein dekodierbares Imnulspaar vorhanden ist, durch das eine AGC oder Dekoüierung verursacht werden könnte.

Wenn das Boden-Funkfeuer aus einem gemeinsam angeordneten MLS-ILS-Funkfeuer besteht, dann antwortet es auf phasenkodierte Impulse wie oben beschrieben und es antwortet zusatzlich auf eine Standardabfrage (Fig.20a) mit Stantiardimpulspaaren nach 50 und 62 \ia wie in Fig. 2Oe dargestellt. Ks wird dabei kein phasenkodierter Impuls erzeugt.

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Ein Empfänger für ein bekanntes TACAN-Bodenfunkfeuer würde in ein Kombinationsfunkfeuer integriert v/erden um ILS/DME Abfragen zu empfangen und um Triggersignale für ILS/DME-/\ntworten zu erzeugen. In den Fig. 20 f-j sind die entsprechenden Signale für den Y-Modus dargestellt, nie Verzögerung in der MLS-Station für Kanäle im X- und Y-Modus beträgt 59 ^s.

Zusätzlich zu den Impulsen der Fig.2Od und 2Oi wird von einem MLS-Punkfeuer auch ein einzelner gaußförmiger Impuls (statistischer Impuls) auf den kein nhasenkodierter Impuls folqt, abgestrahlt, sodaß ein AGC-Signal erzeugt wird, wenn keine Abfragen empfangen werden. Eine automatische Steuerschaltung für die Impulsfolgerate hält die Gesamtzahl der abgestrahlten gaußförmigen Impulse auf 800. Ein kombiniertes MIiS/IL3-Funkfeuer strahlt eher statistische Impulspaare als einzelne Impulse ab.

Als MLS-Antwort wird ein Signal vorgeschlagen, dessen Länge 5 las ist, das aus 15 Teilen besteht und das zweiphasig rrodu-

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liert ist. Dadurch erhält man 2 oder 16.385 Kodes, wenn man eine differentielle Phasenverschiebungsermittluna verwendet, von denen nur 200 benötigt v/erden

Fin.21 ist oin Blockdiagramm des Sendetens nines kombinierten MLS/ILS-Funkfeuers. Der Sender kann entweder von einem MLS-Triggersignal, einem ILS-Triggersignal oder von einem Triggersignal für statistische Impulsevirksam geschaltet werden. Jedes dieser Triggersignale passiert eine Prioritätsund Totzeitschaltung 190, die die erste Priorität den MLS-Triggersignalen, die zweite Priorität den ILS-Triggersignalen

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und die dritte Priorität den statistischen Signalen zuordnet. Die Totzeit-Schaltung erzeugt die benötigte Sender-Totzeit auf bekannte Weise.

Es wird zunächst angenommen/ daß kein MLS- oder ILS-Triggersignal empfangen wird. Die Spitzen des Ausgangssignals des Video-Rauschgenerators 192 passieren eine Schwellwertschaltung 194 und eine Verzögerungsschaltung 196. Auf diese Weise wird die Totzeitschaltung aktiviert und die ODER-Schaltung 198 v/ird angeschaltet. Die ODER-Schaltung macht die ODER-Schaltung 200 und eine kodierende Verzögerungsleitung 203, die eine Verzögerung von 12 ys (X-Modus) oder von 30 jis (Y-Modus) erzeugt, wirksam. Somit ist d.as Ausgangssignal der ODER-Schaltung 200 ein Imnulspaar, das über die ODER-Schaltung 202 zu einem Impulsformer 204 gelangt. Der Iinpul sforrer wandelt jeden Eingangsimpuls in die Impulsform uns, die vom Sender benötigt wird, um einen gaußförmigen Impuls zu erzeuaen. Das Ausgangssianal des Imnulsformers 204 gelangt über ein analoges Summierglied 206 zu einem Leistungsverstärker (Sender) 208. Der Leistungsverstärker erzeugt dann das IIF-Impulspaar mit den gaußförmigen Impulsen, das zu dem in Fig.18 dargestellten Sende/Empfangsschalter geleitet wird.

Das Ausganyssjgiial der ODER-Schaltung betätigt auch einen Impulsratenzähler und ein Filter 21O, das eine Ausgangsspannung erzeugt, die proportional zur Zahl der Eingangsimpulspaare ist. Diese Spannung v/ird dazu verwendet, die Schwellwertschaltung zu steuern, ü cn laß etwa 8OO Rauschsignale pro Sekunde durchgelassen werden. Somit werden genügend Impulspaare mit gauß-

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förmigen Impulsen abgestrahlt, um bei einer bekannten DME-Einrichtung oder bei einer bekannten DME-Einrichtung, die mit dem oben beschriebenen MLS-Zusatz ausgestattet ist, eine AGC zu erzeugen.

/ils nächstes wird angenommen, daß ein ILS-Triggersignal empfangen wurde. Das ILS-Triggersignal passiert die Prioritätsschaltung 190 und, falls es nicht daran aehindert wird, eine Stationsverzögerungsschaltung 212 und die ODER-Schaltung 198.

Von dieser Stelle aus wird er in genau derselben Weise wie ein statistischer Impuls (wie oben beschrieben) verarbeitet; zum Schluß erzielt man die Abstrahlung eines gaußföritiinen Paares. Die Stationsverzögerung ist eine Verzögerung, die bewußt hinzugefücrt ist, um die Standard-ICAO-Stationsverzögerung zu erhalten. Wenn, nachdem das IL5-Triqgersignal in die Prioritätsschaltung gelangt ist, die Verzögerungsleitung 196 einen statistischen Impuls enthält, wird er abgeschoben und das ILS-Triggersignal zur Stationsverzögerungsschaltuna 212 durchgelassen. Somit bekommt das ILS-Trianersignal Priorität Über ein statistisches Triggersignal. Wenn andererseits ein statistischer Ircpuls gerade die Verzögerungsschaltung 196 verlassen hat, wird die Totzeitschaltung 190 betätigt und hindert das ILS-Triggersignal, die Stationsverzögerung 212 zu erreichen.

Im gleichen Ππ-f ang, in dem die ILS-Triggersignale zunehmen, nimmt die Zahl der statistischen Triggersignale ab, sodafl die Abstrahlungsrate n.it ungefähr 800 Paaren pro Sekunde

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konstant bleibt. Wenn die Zahl der ILS-Triggersignale zunimmt (größer als 800), erfolgen keine statistischen Abstrahlungen mehr; es können jedoch Antworten bis zu einen* Verkehrsüberladungspunkt von 3.000 bis 4.000 P&aren pro Sekunde entstehen. Jedes Mal gibt die Stationsverzögerungsschaltung einen Impuls ab; die Totzeitschaltung wird wirksar¹ geschaltet.

Es wird schließlich angenommen, daß ein MLS-Triggersignal empfangen wird. Das Triggersignal gelangt zur Prioritätsschaltung 190. Wenn in der Verzögerungsschaltung 196 oder in der £;tationsverzogerungsschaltung 212 gerade ein Impuls verarbeitet wird, dann wird er abgeschoben. Wenn die Totzeitschaltung nicht aktiviert wird, steuert das MLS-Triggorsignal die Verzögerungsschaltung 214, die wiecerur die UND-Schaltung 202 steuert. Ist am Tor 202 ein Ausgangssignal vorhanden, dann wird, wie bereits beschrieben, ein gaußförmiger Impuls abgestrahlt. Die Stationsverzögerungsschaltung 214 steuert auch eine Verzögerungsschaltung 216, die wiederum einen Impulsgenerator 218 steuert. Der Impulsgenerator erzeugt 5 us lange rechteckige Impulse mit kurzen Anstiegs- und /bfallzeit-on. Der rechteckige Imnuls nassiert ein Summiergliod 2O6 und gelangt dann zum Leistungsverstärker 2O8. Das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 216 steuert auch einen Phasenkodegenerator 220, der einen Phasenkode für den FiLU-Kanal des Funkfeuers erzeugt. Das Ausgangssional des Phasenkodegenerators 220 wird zum Phasenmodulator 222 geleitet, das Ausgangssignal des Phasen-

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modulators 222 zum Leistungsverstärker 208. Bei einer besonders günstigen Anordnung werden coainus-förmige Phaseniibergänge verwendet. Bei dieser Phasenmodulation wird ein viel kleineres Spektrum benötigt, als es der Fall wäre, wenn man eine Anordnung mit plötzlichen Phasenübergängen hätte. Somit strahlt das MLS/ILS-Fuhkfeuer gaußförmige Paare als Antworten auf ILS-Abfragen und als statistische Impulse ab, zusätzlich zu einem gaußförmigen Impuls, dem ein phasenkodierter rechteckiger Impuls folgt (oder vorangeht) als Antwort auf eine MLS-Abfrage.

Ein Funkfeuer, das nur für MLS gedacht ist, enthält keine Stationsverzogerungsschaltung 212, ODER-Schaltung 198, kodierende Verzögerungsschaltung 202, ODER-Schaltung 200 und die Schaltung innerhalb der Prioritäts- und Totzeitschaltunq, die speziell für ILS vorgesehen ist. Das Ausnangssignal der Verzögerungsschaltung steuert die ODER-Schaltung 202; Impulsratenzähler und Filter 210 würden einzelne Impulse zählen. Somit sind die statistischen Impulse gaußförmige Impulse und alle MLS-Antworten sind so wie bereits beschrieben, d.h. einem gaußförmigen Impuls folgt ein phasenkodierter Impuls.

In Fig.22 ist ein Blockschaltbild eines Teils eines bordseitigen ILS/MLS-Empfängers dargestellt. Das ankommende HF-Signal wird in die ZF-Lage umgesetzt, indem das Signal mit dem Ausgangssignal eines Mischoszillators 224 in einem Mischer 226 gemischt wird. Die Differenzfrequenz wird von einem Bandpaßfilter 228, das eine Bandbreite von ca.10MHz

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hat, ausgefiltert. Das Ausgangssignal des Filters 228 wird in einem verstärkungsgeregelten Linearverstärker 23$ verstärkt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 230 wird über das Bandpaßfilter 232 und den Verstärker 234 zu einem Ferris-Diskriminator 236 geleitet. Die Bandbreiten des Filters 232 und des Feafris-Diskriminators sind so gewählt, daß durch Signale, die "in" dem Kanal liegen, ein Ausgangssignal mit positiver Polarität und durch Signale, die "neben" dem Kanal liegen, Ausgangssignale mit negativer Polarität erzeugt werden. Nur die Signale, die "in" dem Kanal liegen, gelangen durch den Vorzeichendetektor. Für NAV/ILS-Betrieb wird die Verzögerungsschaltung 240 beim Betrieb im X-Modus auf 12 ps und beim Betrieb im Y-Modus auf 36 ps eingestellt. Somit ist bei der UND-Schaltung 242 ein Ausgangssignal vorhanden, das den Schalter 244 passiert und das die Ankunftszeit des Impulspaares von dem Bodenfunkfeuer markiert. Der Schalter 244 befindet sich natürlich in der ILS-Stellung wie in Fig.20 dargestellt. Das Ausgangssignal der UND-Schaltung 242 öffnet auch die analoge Torschaltung 246 und ermöglicht somit, daß der erste Impuls des Paares zu dem Spitzendetektor und Filter 248 gelangt. Spitzendetektor und Filter 248 erzeugen die AGC-Spannung, die zum Verstärker 230 geleitet wird. Soweit ist die beschriebene Funktion die Funktion einer bekannten DML-Einrichtung.

Beim MLS/DME-Betrieb ist der erste Impuls einer Antwort ein gaußförmiger Impuls wie in Fig.2Od dargestellt. Er erzeugt am Ausgang des Vorzeichendetektors 238 einen Impuls, der über die voreinstellbare Verzögerungsschaltung 240 zur UND-Schaltung 242 gelangt.

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Das Ausgangssignal des Vorzeichendetektors 238 triggert auch ein Verzögerungsmonoflop 250, das das Tor 252 öffnet. Der zeitliche Ablauf ist so, daß der phasenkodierte Impuls, der nur bei MLS vorhanden ist, das Tor 252, den Verstärker 254 und den Begrenzer 256 passiert. Das Ausgangssignal des Begrenzers 256 steuert einen Eingang eines Phasendetektors 258. Es steuert einen zweiten Eingang vom Phasendetektor 258 über die Verzögerungsschaltung 260, deren Verzögerung gleich der Länge eines Teils (1/3 iis) des phasenkodierten Impulses ist. Somit besteht das Ausgangssignal des Phasendetektors 258 aus einer Reihe von "1" und "0" entsprechend den differentiellen Phasen von benachbarten Teilen des phasenkodierten Impulses.

Das Ausgangssignal der Torschaltung 252 wird auch auf einen Einhüllendendetektor 262, dessen Ausgangssignal eine kurze Anstiegszeit hat, gegeben. Dieses Ausgangssignal wird zu o.ineir; Schwellwertkomparator geleitet. Das Ausgangssignal des Schwellwertkomparators 264 wird digital, wenn das Ausgangssignal des Einhüllendendetektors 262 eine Vorspannung, die auf den Schwellwertkomparator 264 gegeben wird, übersteigt. In diesen· Fall wird das Flip-Flop 266 gesetzt und ermöglicht somit, daß Taktimpulse durch das Tor 268 zum Schieberegister 27O, Verzüqerungsschaltung 272 und zum Zähler 274 gelangen. Die Steuerung ist so ausgelegt, daß dann ein £usgangsimpuls erzeugt wird, wenn ein Zählerstand entsprechend der Anzahl der Teile (15) in einem Impuls erreicht wird. Dadurch wiederum wird das Flip-Flop 266 zurückgesetzt und das Tor 26 8 geschlossen. Dadurch werden keine Taktimpulse n.ehr weitergeleitet, der Zähler 274' (und der Zähler 276) auf null zurückgestellt und der Inhalt des Lesespeichers zum Schieberegister 270 übertragen.

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Während der Zeit, während der die 15 Ausgangsimpulse die UND-Schaltung 268 passierten, bestand das Ausgangssignal des Schieberegisters 270 aus einer Reihe von Impulsen, gesteuert von dem Kanalphasenkode, der im ROM 278 gespeichert ist. Die Ausgangssignale von Schieberegister 270 und Phasendetektor 258 werden zu einem Modulo zwei Addierer 280 geleitet.

Wenn das Ausgangssignal des Phasendetektors das Komplement des Ausgangssignal des Schieberegisters ist, wie es der Fall ist, wenn der richtige Kode empfangen wurde, dann besteht das Ausgangssignal des Modulo zwei Addierers aus 14 aufeinanderfolgenden logischen "1". Das "Zentrum" einer jeden "1" wird in der UND-Schaltung 282 abgetastet. Das Ausgangssignal der UND-Schaltung 282 wird auf den wähler 276 geoeben, der, wenn er den Zählerstand 14 erreicht, einen Irnpuls erzeugt, der über den Schalter 284 zur UND-Schaltung 242 gelangt. Der Schalter 284 wurde natürlich vorher in die MLS-Stellung gebracht. Der Auscjangsiippuls voir Zähler 276 ist zeitlich koinzident mit dew Impuls von der einstellbaren Verzögerungsschaltung 240; es gibt ein Dekodierausgangssignal, das zur UND-Schaltung geleitet wird. Wenn die Ausgangssignale von Schieberegister und Phasendetektor nicht komplementär sind, dann erreicht der Zähler 276 den Zählerstand 14 nicht, es gibt keinen .Ausgangsirpuls und der Zähler 276 wird vom Ausgangssignal des Zählers 274 auf null zurückgesetzt.

Das Ausgangssignal des Schwellwertkomparators 264 passiert die Verzögerungsschaltung 288, durch die ein Monoflop 290

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mit kurzer Zeitkonstante getriggert wird. Das kurze Ausgangssignal des Monoflops 290 gelangt zur UND-Schaltung 286, wo es vom Impuls von der UND-Schaltung 242 eingeklammert wird. Der Ausgangsimpuls der UND-Schaltung 286 passiert den Schalter 244 (der Schalter 244 ist in MLS-Stellung) und wird im MLS-Betrieb zum Ankunftszeitpunktimpuls.

Um einen Ausgangsimpuls zu erzeugen, muß der Abstand zwischen dem gaußförmigen Impuls und dem phasenkodierten Impuls stimmen, das Signal muß die richtige HF-Frequenz haben (wird durch den Ferris-Diskriminator bestimmt) und der Phasenkode muß den richtigen Wert haben (wird vom Zähler 276 ermittelt).

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Claims

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Patentansprüche

Zweiwegentfernungsmeßeinrichtung/ insbesondere für ein !^ittelstreckennavigationssystem und/oder für ein Landesystem, bei der von einer Abfragestation und einer Antwortstation Abfragesignale und Antwortsignale abgestrahlt bzw. empfangen werden und bei der aus der Laufzeit der Signale, die aus einem oder mehreren Impulsen bestehen, in der Abfragestation die Entfernung zv/ischen Abfrage- und Antwortstation ermittelt wird, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der Impulse aus mehreren Impulsteilen besteht, wobei mindestens zwei dieser Teile eine unterschiedliche Phase haben, oder daß die Impulse impulslagenkodiert sind.
2. Abfragestation für eine Zweiwegentfernunasmeßeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß von der Abfragestation wahlweise konventionelle Abfragesignale, die aus Doppelimpulsen mit einem festgelegten Impulsabstand bestehen, oder kodierte Abfragesignale abgestrahlt werden und daß konventionelle und/oder kodierte Antwortsignale empfangen werden.

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3. Abfragestation nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die kodierten Abfragesignale aus den konventionellen Abfragesignalen erzeugt werden.
4. Ahfragestation nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet» daß durch einen Auswahlschalter einer von mehreren Kodes zur Kodierung der Abfrageimpulse ausgewählt wird.
5. Abfragestation nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß, wenn die empfangenen Antwortsignale kodiert sind, diese kodierten Signale in konventionelle Antwortsignale umgewandelt und dann auf bekannte Weise verarbeitet werden.
6. Antwortstation für eine Zweiwegentfernungsmeßeinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß von der Antwortstation konventionelle Abfragesignale und/oder kodierte Abfragesignale empfangen werden und daß von der Antwortstation konventionelle und/oder kodierte Antwortsignale abgestrahlt v/erden.

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