ES2614734T3 - Filtros de detección digital para la vigilancia electrónica de artículos - Google Patents
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Abstract
Detector digital implementado como un banco de filtros adaptados en cuadratura para detectar una señal de respuesta de una etiqueta de vigilancia electrónica de artículos, comprendiendo el detector: un par de filtros de detección que tienen funciones de respuesta respectivas de h(T0-t)·sen(w·t) y h(T0-t)·cos(w·t), en las que T0 es el tiempo de muestreo de la salida de los filtros de detección, w es la frecuencia central del filtro y h(T0-t) es la versión invertida con respecto al tiempo de la envolvente nominal de la señal a detectar; medios para elevar al cuadrado la salida de cada uno de los filtros; y medios para sumar las salidas al cuadrado de cada uno de dichos pares de filtros; caracterizado porque una pluralidad de dichos pares de filtros de detección, en los que cada par tiene una frecuencia central con seleccionada para cubrir el rango de incertidumbre de frecuencia de la señal de respuesta, para 1 £ n £ N con N siendo el número de pares de filtro; y medios para sumar cada uno de los resultados elevados al cuadrado y sumados de cada uno de dichos pares de filtros para proporcionar la estadística de prueba para la detección de la señal de respuesta.
Description
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DESCRIPCION
Filtros de deteccion digital para la vigilancia electronica de artlculos ESTADO DE LA TECNICA ANTERIOR Sector de la invencion
Esta aplicacion hace referencia a la implementacion digital del filtrado de deteccion de vigilancia electronica de artlculos (VEA) y, mas concretamente, al filtrado de deteccion en los sistemas de impulsos VEA.
Descripcion de la tecnica relacionada
Los sistemas VEA, tal como los dados a conocer en la Patente USA con numeros 4.622.543 y 6.118.378, transmiten una senal electromagnetica a una zona de interrogacion. Las etiquetas VEA de la zona de interrogacion responden a la senal transmitida con una senal de respuesta que es detectada por un receptor VEA correspondiente. Los sistemas de impulsos VEA anteriores, tales como el sistema ULTRA*MAX vendido por la firma Sensormatic Electronics Corporation, utilizan electronica analogica en el receptor para implementar filtros de deteccion bien con demodulacion en cuadratura a banda base o una deteccion de envolvente de una conversion de frecuencia intermedia. La respuesta de la etiqueta VEA es una senal de banda estrecha, en la region de 58.000 hercios, por ejemplo.
Una etiqueta VEA se comporta como un filtro resonante de segundo orden con respuesta
donde A es la amplitud de la respuesta de la etiqueta, f0 es la frecuencia natural de la etiqueta y a es el coeficiente de amortiguamiento exponencial de la etiqueta. La frecuencia natural de la etiqueta es determinada por un numero de factores, que incluyen la longitud del resonador y la orientacion de la etiqueta en el campo de interrogacion y similar. Dada la poblacion de etiquetas y las posibles trayectorias a traves de la zona de interrogacion, la frecuencia natural es una variable aleatoria. La distribucion de la probabilidad de la frecuencia natural tiene una curva en forma de campana algo similar a la Gaussiana. Para simplificar el diseno del receptor se puede suponer uniforme sin una gran perdida en el rendimiento. Su distribucion se supone limitada entre algunas frecuencias minima y maxima, fmin y fmax, respectivamente.
El coeficiente de amortiguamiento exponencial a, en efecto, establece el ancho de banda de la senal de la etiqueta. Los valores nominales para a son alrededor de 600 con etiquetas del tipo magnetomecanico o acusticomagnetico. Por otra parte, para etiquetas de ferrita, a sera mucho mayor, del orden de 1.200 a 1.500.
La fase de la respuesta de la etiqueta depende de la senal de transmision y muchos de los mismos parametros como la frecuencia natural. La senal de transmision determina las condiciones iniciales de la etiqueta cuando el transmisor se desconecta. Esto establece la fase de la respuesta cuando atraviesa su respuesta natural. La amplitud de la respuesta de la etiqueta depende de todos los mismos parametros: orientacion y posicion en el campo, flsica de la etiqueta, etc.
Los sistemas de impulsos VEA, tales como los sistemas ULTRA*MAX, que funcionan alrededor de los 60.000 Hz presiden en un entorno de ruido atmosferico de baja frecuencia. La caracterlstica estadlstica del ruido atmosferico en esta zona es cercano al Gaussiano, pero algo mas impulsivo, por ejemplo, una distribucion estable de a simetrica con exponente caracterlstico, cercano, pero menor que 2.0. Ademas del ruido atmosferico, el espectro de los 60.000 hercios se llena con las fuentes de ruido artificial en entornos de oficina o comercios habituales. Esas fuentes artificiales son predominantemente de banda estrecha, y casi siempre, no Gaussiana. Cuando se combinan muchas de estas fuentes sin una sola fuente dominante, la suma se acerca a una distribucion normal debido al teorema del llmite central. En este documento se utiliza el supuesto clasico de deteccion en ruido blanco Gaussiano aditivo. La porcion “blanca” de este supuesto es razonable dado que el ancho de banda de entrada del receptor de 3.000 a 5.000 hercios es mucho mayor que el ancho de banda de la senal. El supuesto Gaussiano se justifica como sigue.
Donde el ruido atmosferico domina la distribucion, se sabe que la distribucion esta cerca de la Gaussiana. Del mismo modo, cuando existe un elevado numero de fuentes de interferencia independientes, la distribucion es cercana a la Gaussiana debido al teorema del llmite central. Si se tuvo en cuenta la impulsividad del ruido atmosferico de baja frecuencia, entonces el detector localmente optimo se podrla mostrar como un filtro adaptado precedido por una no linealidad sin memoria (para el caso de una senal pequena). La no linealidad optima puede ser derivada utilizando el concepto de “funciones de influencia”. Aunque esto es, en general, muy irresoluble, existen varias no linealidades simples que se le acercan en rendimiento. Para disenar un detector robusto se debe incluir alguna forma de no linealidad.
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Cuando existe un numero pequeno de fuentes de ruido dominante se incluye otro filtrado, antes de los filtros de deteccion, para procesar dichas fuentes. Por ejemplo, se elimina la interferencia de la banda estrecha mediante filtros de corte o un cancelador LMS de referencia. Una vez se han filtrado estas fuentes de ruido, el ruido restante es cercano al Gaussiano.
Haciendo referencia a la figura 1, cuando la senal de interes es completamente conocida, un filtro adaptado es el detector optimo. En nuestro caso, digamos que conocemos la frecuencia resonante de la etiqueta y su angulo de fase preciso cuando resuena. La senal que estamos intentando detectar es
A continuation, el filtro adaptado es simplemente la senal invertida con respecto al tiempo (y retardada por causalidad), s(Tr - t) en 2. La salida del filtro adaptado es muestreada en 4 en el extremo de la ventana receptora Tr, y es comparada con el umbral en 6. Una senal de decision puede ser enviada dependiendo de los resultados de la comparacion con el umbral. La decision puede ser una senal para disparar una alarma o para tomar alguna otra action. Se debe observar que no necesitamos conocer la amplitud, A. Esto es debido a que el filtro adaptado es una “prueba uniformemente mas potente” con respecto a este parametro. Este comentario se aplica a todas las variaciones de los filtros adaptados que se exponen a continuacion.
Haciendo referencia a la figura 2, cuando la senal de interes es completamente conocida excepto por su fase 0, entonces el detector optimo es el filtro adaptado en cuadratura (FAC). FAC tambien es conocido como deteccion no coherente, dado que la fase del receptor no es coherente con la de la senal recibida. Por otra parte, el filtro adaptado es un detector coherente, dado que la fase del receptor es coherente con la senal recibida. La senal recibida r(t) que incluye ruido y la senal s(t) deseada es filtrada por s(Tr - t) en 8 como en el filtro adaptado, y de nuevo desplazada ligeramente p/2 en fase en 10. Las salidas de 8 y 10 son cada una elevadas al cuadrado en 12, combinadas en 14, muestreadas en 16 y comparadas con el umbral en 18.
Haciendo referencia a la figura 3, cuando la senal de interes es completamente conocida excepto por su frecuencia fn y la fase 0, a continuacion el detector optico es un banco de filtros adaptados en cuadratura (BFAC). Un banco de filtros adaptados en cuadratura puede ser implementado como una pluralidad de filtros adaptados en cuadratura -20-, -22-, -24- y -26-, que correlacionan los filtros adaptados en cuadratura con las frecuencias centrales de f1, f2 hasta fn, respectivamente. Las salidas de los filtros adaptados en cuadratura son sumadas en 28, muestreados en 29 y comparados con un umbral en 30.
Haciendo referencia a la figura 4, se muestra un diagrama de bloques de un receptor VEA analogico convencional. La senal de la antena -32- pasa a traves de una etapa de ganancia y filtrado -34- con una frecuencia central igual a la frecuencia nominal de la etiqueta y un ancho de banda de aproximadamente 3.000 hercios, por ejemplo. A continuacion, la senal es demodulada a la banda base con un oscilador -36- receptor local en cuadratura. La frecuencia del oscilador puede o puede no adaptarse precisamente a la frecuencia de transmision. Ademas, la fase del oscilador no esta bloqueada necesariamente a la fase del oscilador de transmision.
Los componentes de la banda base en fase (I) y en cuadratura de fase (Q) son filtrados, a continuacion, a paso bajo por los filtros de banda base en fase -38- y en cuadratura de fase -40-, respectivamente. Esto sirve para eliminar las componentes de doble frecuencia generados por el proceso de mezclado, as! como reducir adicionalmente el ancho de banda de deteccion. Estos filtros de banda base son habitualmente filtros analogicos de cuarto orden, por ejemplo, del tipo Butterworth and Chebychev.
Las salidas de los filtros de banda base -38- y -40- se pasan a traves de los rectificadores -42- y -44, respectivamente, lo que elimina la information de signo de los componentes I y Q. Las salidas de los rectificadores son muestreadas por CAD (Conversor analogico digital) -46- y -48-, respectivamente, en el extremo de la ventana receptora y son pasadas al microprocesador, donde los componentes I y Q son elevadas al cuadrado y sumadas entre si para generar una estadlstica de deteccion no coherente.
Haciendo referencia a la figura 5, se muestra un diagrama de bloques de un receptor VEA analogico alternativo. La senal de la antena -50- pasa a traves de una etapa de ganancia y filtrado -52- con una frecuencia central igual a la frecuencia nominal de la etiqueta y un ancho de banda de aproximadamente 5.000 hercios, por ejemplo. A continuacion, la senal es modulada a una frecuencia intermedia (FI) de aproximadamente 10.000 hercios con un oscilador receptor local en 52. La senal FI es filtrada por un filtro pasa banda -54- FI con un ancho de banda de aproximadamente 3.000 hercios para eliminar los productos de frecuencia del mezclador y reducir adicionalmente el ancho de banda para el detector.
La senal filtrada FI pasa a continuacion a traves de un detector de envolvente que, en este caso, es la combination de un rectificador -55- y un filtro paso bajo -56-. La salida del detector de envolvente es muestreada mediante un CAD -58- y pasada al procesador para el procesamiento de deteccion. Se debe observar que la deteccion de la envolvente elimina la fase de la senal de reception. De hecho, se puede mostrar que la deteccion de envolvente es
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simplemente una implementacion diferente de un detector en cuadratura y, de este modo, es no coherente.
El problema presentado era disenar un sistema economico, que detectarla mas fiablemente una respuesta de una etiqueta en la presencia de ruido. El entorno de ruido se supone cercano al Gaussiano con un ancho de banda mucho mas ancho que el de la senal de la etiqueta. Algunos entornos pueden incluir interferencia de banda estrecha de equipos electronicos.
BREVE RESUMEN DE LA INVENCION
La presente invencion da a conocer, en un primer aspecto, un sistema y un procedimiento, que utiliza un banco de filtros adaptados en cuadratura, para detectar digitalmente una senal de una etiqueta de vigilancia electronica de artlculos. El sistema y el procedimiento incluyen: el filtrado utilizando un par de filtros de deteccion compuestos por h(T0-t)sen(mt) y h(T0-t)cos(wt), donde T0 es el tiempo de muestreo de la salida de los filtros de deteccion, w es la frecuencia central del filtro y h(T0-t) es la version invertida en el tiempo de la senal a detectar; elevando al cuadrado la salida de cada uno de los filtros; la suma de las salidas al cuadrado de cada uno de los pares de filtros; el filtrado utilizando una pluralidad de los pares de filtro en el que cada par se encuentra en una frecuencia central wn para 1 < n < N, donde N es seleccionada para cubrir el rango de incertidumbre de la senal a detectar, y la suma de cada uno de los resultados al cuadrado y sumados de cada uno de los pares de filtros para proporcionar la estadlstica de prueba para la deteccion de la senal de la etiqueta.
Cada uno de los pares de filtros puede ser adaptado a una de las senales de respuesta esperadas de la etiqueta de vigilancia electronica del artlculo.
BREVE DESCRIPCION DE LAS DIFERENTES VISTAS DE LOS DIBUJOS
La figura 1 es un diagrama de bloques de un detector de filtro adaptado convencional.
La figura 2 es un diagrama de bloques de un detector de filtro adaptado en cuadratura convencional.
La figura 3 es un diagrama de bloques de una implementacion convencional de un banco de filtros adaptados en cuadratura mostrado en la figura 2.
La figura 4 es un diagrama de bloques de un receptor VEA analogico convencional.
La figura 5 es un diagrama de bloques de un receptor VEA analogico convencional alternativo.
La figura 6 es un diagrama de bloques que muestra la conversion de frecuencia para frecuencias intermedias no superpuestas de la presente invencion.
La figura 7 es un diagrama de bloques que muestra la conversion de frecuencia para superponer frecuencias intermedias en superposition para la presente invencion.
La figura 8 es un diagrama de bloques que muestra la conversion de frecuencia y el desplazamiento utilizando un CAD para frecuencias intermedias no superpuestas para la presente invencion.
La figura 9 es un diagrama de bloques que muestra una realization para la implementacion directa del banco de filtros adaptados en cuadratura de la presente invencion.
La figura 10 es un diagrama de bloques que muestra la implementacion del banco de los filtros adaptados en cuadratura que utilizan la deteccion de envolvente.
La figura 11 es un diagrama de bloques que muestra la implementacion del banco de filtros adaptados en cuadratura como un banco de receptores de correlation.
La figura 12 es un diagrama de bloques que muestra la implementacion del banco de filtros adaptados en cuadratura como una transformada de Fourier discreta.
La figura 13 es un grafico que muestra las no linealidades sub-optimas seleccionadas para el filtro no lineal que precede el banco de filtros adaptados en cuadratura de la presente invencion.
DESCRIPCION DETALLADA DE LA INVENCION
A continuation se describe la implementacion basica de varios componentes necesarios para implementar un receptor VEA en hardware digital o software. Los osciladores locales son una parte fundamental de la mayorla de las arquitecturas de los receptores. Existen varios modos de implementarlos digitalmente. Cuando la velocidad de muestreo es un multiplo de la frecuencia del oscilador, se puede almacenar directamente una version muestreada de
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un periodo, a continuation se lee repetidamente desde la tabla para generar una senal de oscilador continua. Si la frecuencia de muestreo no es un multiplo de la frecuencia del oscilador, la frecuencia necesita ser programable o se necesitan multiples frecuencias, entonces existen dos enfoques comunes. Uno es almacenar un muestreo mucho mas fino de la sinusoide del oscilador, a continuacion, utilizar un tamano de etapa de fase variable en la tabla para cambiar la frecuencia. Si se requiere una resolution de la frecuencia muy fina, la tabla de la sinusoide puede volverse muy grande. En este caso, las identidades trigonometricas comunes cos(A + B) = cos(A)cos(B) - sin(A)sin(B) y sin(A + B) = sin(A)cos(B) + cos(A)sin(B) pueden ser utilizadas para generar una etapa de fase mucho mas fina utilizando dos tablas: una tabla de sinusoide gruesa y una tabla de sinusoide fina. Son posibles otras variaciones de estos esquemas, pero las ideas basicas son las mismas.
Los moduladores de senal son, en el caso mas simple, multiplicadores simples que multiplican dos senales entre si. Esto es a menudo diflcil de conseguir en hardware analogico, as! que se utilizan metodos abreviados, tales como reles moduladores, etc. No obstante, en una implementation digital es posible implementar directamente la multiplication de la senal.
Las implementaciones digitales de filtros lineales estan divididas en dos clases amplias: filtros de respuesta finita al impulso y filtros de respuesta infinita al impulso. En circuiterla analogica habitualmente solo es posible implementar los filtros de respuesta infinita al impulso, con la exception de dispositivos especializados tales como filtros de ondas acusticas superficial (OAS), que a 58 kHz serlan realmente enormes.
En general, los filtros de respuesta finita al impulso (RFI) pueden ser implementados utilizando unicamente la senal de entrada y versiones retardadas de la senal de entrada. Existe un amplio rango de referencias disponibles para disenar o implementar filtros RFI y un experto en la tecnica puede realizarlo.
Los filtros de respuesta infinita al impulso (RII) deben utilizar, ademas de la senal de entrada, copias de la senal de salida o variables de estado internas para ser implementados. De nuevo, existe un amplio rango de referencias disponibles para disenar e implementar filtros RII y un experto en la tecnica puede realizarlo.
Una implementacion de receptor no coherente comun utilizara la detection de envolvente. Esto se puede conseguir utilizando algoritmos de la transformada de Hilbert implementados digitalmente. Esto ofrece una estimation precisa de la envolvente de la forma de onda. Disenando un filtro RFI de la transformada de Hilbert es posible obtener selectividad de frecuencias conjuntamente con una estimacion de la envolvente. Otro enfoque que es una aproximacion mas tosca, particularmente util para senales de banda estrecha, es elegir la velocidad de muestreo de manera que un desplazamiento de fase de 90 grados (en la frecuencia central) es aproximadamente un numero entero de muestras. A continuacion, las senales en cuadratura son simplemente un numero entero del desplazamiento de muestras.
A continuacion se describe la invention dada a conocer que incluye varias realizaciones para la implementacion digital de filtros de deteccion para sistemas VEA de impulso. Las realizaciones muestran implementaciones para la conversion de frecuencia y para los filtros de deteccion. Un supuesto fundamental para todo lo que sigue a continuacion es que la senal de reception se ha muestreado mediante un convertidor analogico a digital (CAD). De este modo, todo el procesamiento tiene lugar en el dominio “digital” del tiempo muestreado a diferencia del dominio analogico en el tiempo continuo. Una excepcion a lo expuesto a continuacion es cuando se da a conocer el concepto de submuestreo de la senal, en cuyo caso el muestreo CAD en realidad es la conversion de frecuencia.
Haciendo referencia a las figuras 6 y 7, habitualmente se utilizara la conversion de frecuencia para convertir la senal de recepcion menor en frecuencia para facilitar algun otro aspecto del procesamiento, habitualmente memoria o consumo computacional. Esto es debido a que al reducirse la frecuencia central de la senal, se puede reducir asimismo la frecuencia de muestreo. Son posibles dos situaciones: frecuencias intermedias sin superposition o frecuencias intermedias en superposicion.
La figura 6 muestra un ejemplo en el que las frecuencias intermedias de salida no se superponen. En este caso, el oscilador local de recepcion puede tener valores reales y la salida puede tener valores reales.
La figura 7 muestra un ejemplo en el que las frecuencias intermedias de salida se superponen. En este caso, el oscilador local de recepcion debe tener un valor complejo y la salida tendra un valor complejo.
Haciendo referencia a la figura 8, si tiene lugar poca o ninguna superposicion de frecuencias intermedias, se puede utilizar un CAD para muestrear y convertir los datos simultaneamente. La distorsion de superposicion es posible si tiene lugar una cantidad significativa de ruido en la frecuencia de la imagen. Ademas, las velocidades de muestreado menores pueden ser menos efectivas para filtrar el ruido de impulso.
A continuacion se describe la implementacion digital del detector optimo como un banco de filtros adaptados en cuadratura (BFAC). Las implementaciones son independientes de la frecuencia de operation, es decir, directamente en pasa banda, a una frecuencia intermedia, o a banda base. Unicamente cambian las frecuencias de los osciladores locales. Se debe observar que la combination del FAC es mostrada como una suma uniforme, que es
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adecuada para una distribucion de probabilidad uniforme de las frecuencias naturales. Si se supone una distribucion no uniforme, a continuacion las salidas del FAC se deben ponderar adecuadamente. Asimismo, se debe tener en cuenta la diferencia entre a en etiquetas de ferrita y las etiquetas VEA magnetomecanicas normales. Esto se puede conseguir mediante uno de tres enfoques: la seleccion manual de la funcion de envolvente adaptada, el calculo del BFAC con ambas funciones de envolvente y la seleccion de la salida con la mayor energla (normalizada), o la eleccion de una funcion de envolvente como un compromiso suboptimo para ambos tipos de entornos de etiquetas.
Haciendo referencia a la figura 9, se muestra una implementacion directa del BFAC. Los filtros adaptados “h(T0-t) sen(mn t)” y “h(T0-t)cos(mnt)” se encuentran en cuadratura de fase entre si. La envolvente “h(T0-t)” es la version invertida con respecto al tiempo de la envolvente nominal de la senal a detectar. El tiempo T0 es el tiempo de muestreo en la salida de los filtros de detection. Se eligen las frecuencias Wn para 1 < n < N para cubrir el rango de incertidumbre de la senal de la etiqueta. En la practica, la funcion ventana “h(T0-t)” puede ser elegida en base a un numero de criterios y restricciones, incluyendo la resolution espectral, la minimization de la energla debido a la serialization del transmisor, o simplemente la minimizacion de la complejidad del receptor. Los filtros adaptados serlan implementados, en general, como filtros RFI, dado que serla diflcil controlar la amplitud final utilizando un diseno de filtro RII.
Haciendo referencia a la figura 10, se muestra una implementacion del BFAC que utiliza la deteccion (estimation) de envolvente. En esta implementacion, unicamente se requiere un unico filtro adaptado. El filtro adaptado debe encontrarse dentro de un desplazamiento de fase constante. La deteccion de envolvente es utilizada para extraer las estadlsticas FAC individuales.
Haciendo referencia a la figura 11, se muestra una implementacion como un banco de receptores de correlation. La senal entrante es modulada con los osciladores locales y de envolvente adaptados, a continuacion integrada en el instante T0 de muestreo. Los integradores son implementados digitalmente como sumas, escalados por el periodo de muestreo. Esta implementacion es habitualmente mejor que las dos anteriores debido a que unicamente se necesita almacenar una envolvente y, de hecho, la modulacion de envolvente solo necesita ser calculada una vez. La modulation e integration del oscilador local son una estructura muy simple de implementar. En general, esto es mucho mejor que un banco de filtros RFI.
Haciendo referencia a la figura 12, se muestra una implementacion como una transformada de Fourier discreta (TDF). Esto es una consecuencia directa de la estructura mostrada en la figura 11. Cuando la velocidad de muestreo y la resolucion de la frecuencia de los osciladores locales son elegidas adecuadamente, la TDF puede ser implementada como una transformada rapida de Fourier (TRF), una implementacion digital extremadamente eficiente del BFAC. Son posibles otras variaciones, tales como las TRF Zoom cuando la banda de frecuencia de interes es mas estrecha. No obstante, el concepto basico es el mismo.
Haciendo referencia a la figura 13, muchos de los entornos de ruido en los que estan instalados los sistemas VEA tienen algo de nivel de ruido de impulso. En dichos entornos, el BFAC deben ser precedido por una no linealidad. La no linealidad localmente optima es dada en terminos de funciones de influencia. No obstante, no es practico, o a menudo posible dado que muchas de estas formas de onda no pueden ser generadas en forma cerrada, para utilizar la no linealidad actual optima. Por tanto, recurrimos a no linealidades suboptimas, tal como se muestra en la figura 13. La no linealidad de “perforation” (“hole punch”) -100- tiene, en general, el rendimiento mas alto, pero cuando se implementan los criterios de deteccion auxiliares tales como las estimaciones de frecuencia o fase, esta no linealidad tienen efectos adversos. La no linealidad de “recorte” -101- funciona mejor. El umbral para estas no linealidades debe ser elegido de modo adaptativo. Si el interes recae en el rendimiento localmente optimo, es decir, la deteccion de senales debiles, entonces el umbral debe elegirse en algun nivel por encima del suelo del ruido de RMS. No obstante, si el interes recae asimismo en la deteccion de senales fuertes, entonces se debe calcular el umbral de manera adaptativa a partir del mismo registro de datos. Por ejemplo, se calcula el nivel de RMS de los primeros 100 microsegundos de datos mas o menos, a continuacion el umbral se fija a algun nivel por encima del mismo. De este modo, las senales de la etiqueta fuertes no se recortan excesivamente por la no linealidad.
Existen otras muchas posibilidades que pueden ser implementadas en el receptor digital y que estan contempladas por esta invention, incluyendo filtros no lineales, filtros hlbridos o filtrado no lineal seguidos por filtros de deteccion lineales. Estos patrones de configuration pueden ser necesarios en entornos de ruido impulsivo.
Se debe entender que se pueden realizar variaciones y modificaciones de la presente invencion sin desviarse del alcance de la invencion. Asimismo se debe entender que el alcance de la invencion no se debe interpretar como limitado a las realizaciones determinadas expuestas en este documento, sino unicamente segun las reivindicaciones adjuntas cuando se consideran conjuntamente con la description anterior.
Claims (6)
- 51015202530354045REIVINDICACIONES1. Detector digital implementado como un banco de filtros adaptados en cuadratura para detectar una senal de respuesta de una etiqueta de vigilancia electronica de artlculos, comprendiendo el detector:un par de filtros de deteccion que tienen funciones de respuesta respectivas de h(T0-t)sen(wt) y h(T0-t)cos(wt), en las que T0 es el tiempo de muestreo de la salida de los filtros de deteccion, w es la frecuencia central del filtro y h(T0-t) es la version invertida con respecto al tiempo de la envolvente nominal de la senal a detectar; medios para elevar al cuadrado la salida de cada uno de los filtros; y medios para sumar las salidas al cuadrado de cada uno de dichos pares de filtros;caracterizado porqueuna pluralidad de dichos pares de filtros de deteccion, en los que cada par tiene una frecuencia central con seleccionada para cubrir el rango de incertidumbre de frecuencia de la senal de respuesta, para 1 < n < N con N siendo el numero de pares de filtro; ymedios para sumar cada uno de los resultados elevados al cuadrado y sumados de cada uno de dichos pares de filtros para proporcionar la estadlstica de prueba para la deteccion de la senal de respuesta.
- 2. Detector, segun la reivindicacion 1, en el que cada uno de dichos pares de filtros es adaptado a una de las senales de respuesta esperada de la etiqueta de vigilancia electronica de artlculos.
- 3. Detector, segun la reivindicacion 2, que comprende, ademas, medios para un filtrado no lineal antes de dicho par de filtros de deteccion, en el que la no linealidad de dichos medios para el filtrado no lineal es seleccionada de entre una no linealidad de perforacion o de recorte.
- 4. Procedimiento que utiliza un banco de filtros adaptados en cuadratura para detectar digitalmente una senal de una etiqueta de vigilancia electronica de artlculos, comprendiendo el procedimiento:el filtrado utilizando un par de filtros de deteccion que tiene funciones de respuesta respectivas de h(T0-t)sen(wt) y h(T0-t)cos(wt), donde T0 es el tiempo de muestreo de la salida de los filtros de deteccion, co es la frecuencia central del filtro y h(T0-t) es la version invertida con respecto al tiempo de la envolvente nominal de la senal a detectar; elevar al cuadrado la salida de cada uno de dichos filtros; yla suma de las salidas al cuadrado de cada uno de los pares de filtros; caracterizado porqueel filtro utiliza una pluralidad de dichos pares de filtro de deteccion, donde cada par tiene una frecuencia central wn seleccionada para cubrir el rango de incertidumbre de frecuencia de la senal a detectar, 1 < n < N con N siendo el numero de pares de filtros; yla suma de cada uno de los resultados al cuadrado y sumados de cada uno de dichos pares de filtros proporciona la estadlstica de prueba para detectar la senal de respuesta.
- 5. Procedimiento, segun la reivindicacion 4, en el que cada uno de dichos filtros puede ser adaptado a una de las senales de respuesta esperadas de la etiqueta de vigilancia electronica de artlculos.
- 6. Procedimiento, segun la reivindicacion 5, que comprende, ademas, antes de dicho filtro de deteccion, el filtrado no lineal utilizando una no linealidad seleccionada de entre una no linealidad de perforacion o de recorte.
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