JP3767740B2 - 直列接続された電圧駆動型半導体素子の制御装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、複数個直列接続された電圧駆動型半導体素子を同時にオン・オフさせる場合における各電圧駆動型半導体素子の分担電圧のばらつきを低減するための制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
直列接続された半導体スイッチング素子を備えた電力変換装置において、各スイッチング素子を同時にオン・オフさせるために数多くの課題と解決策とが知られている。特に電圧駆動型の半導体スイッチング素子を直列接続した場合における問題点を、図9に示すように素子が2個直列接続されている2レベルインバータの1相分の回路を例にとって説明する。
【0003】
図9において、Q1〜Q4は電圧駆動型素子としてのIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)であり、素子それぞれに並列接続されている抵抗R、コンデンサC、ダイオードDからなる回路がスナバ回路であり、Rd1〜Rd4は分圧抵抗である。また、GDU1〜GDU4はゲート駆動回路、電源電圧はEdである。この回路において、上アーム、すなわちQ1,Q2がターンオフ動作をする際に、Q1がQ2より早いタイミングでオフした時、スナバ回路が無い場合の動作波形を図10(a)、スナバ回路がある場合を図10(b)に示す。
【0004】
図10において、モード1はスイッチング過渡状態の期間を、モード2はスイッチング過渡状態〜定常状態の期間をそれぞれ示し、このモード1期間の波形のように、Q1が先にターンオフ動作を開始し、この開始時点よりΔtの期間ではQ2が未だオン状態にあることから、Q1の素子電圧VCE(Q1)のみが上昇し、電圧アンバランスが生じる。しかし、スナバ回路を接続すると、接続しないときと比較して、素子電圧の上昇率dv/dtを低減できるので電圧アンバランス量が抑制される。このdv/dtはスナバ回路のCの容量に依存しており、これを増大させるほど電圧アンバランス低減効果を増加させことができる。
【0005】
また、モード2期間の波形のように、素子のテイル電流のアンバランスが大きいと、テイル電流が少ないQ1の素子電圧VCE(Q1)をより上昇させるが、スナバ回路のCの容量を大きくする、分圧抵抗(Rd1〜Rd4)の抵抗値を小さくすることにより、この電圧アンバランス量を抑制することができる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
このように、素子と並列にスナバ回路を接続して素子電圧のdv/dtを低減させることでスイッチング差による素子電圧のアンバランスを低減し、また、テイル電流差による素子電圧のアンバランスの低減にはスナバ回路のCの容量を大きくする、分圧抵抗の抵抗値を小さくすることが行われるが、これらの低減策では回路の大型化、損失増加という問題が生ずる。
【0007】
従って、この発明の課題は、より簡単な回路で、直列接続された素子の電圧アンバランスを抑制することにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】
この第1の発明は、直列接続された複数個の電圧駆動型半導体素子と、該電圧駆動型半導体素子の主端子間にそれぞれ並列接続される分圧抵抗回路と、これらの電圧駆動型半導体素子をオン・オフするために当該電圧駆動型半導体素子のゲート端子にゲート信号を供給するゲート駆動回路とからなる半導体スイッチ回路において、前記分圧抵抗回路それぞれの合成抵抗値を、前記それぞれの電圧駆動型半導体素子をターンオフさせるためのゲート信号に基づいて、このゲート信号が発せられてから所定の期間は、他の期間に比して小さくなるように変化させることを特徴とする。
【0010】
第2の発明は前記第1の発明において、前記ゲート駆動回路と電圧駆動型半導体のゲート端子を接続するゲート線、または前記ゲート駆動回路と電圧駆動型半導体のエミッタ端子を接続するエミッタ線、もしくは前記ゲート線とエミッタ線とを互いに磁気結合させたことを特徴とする。
【0011】
この発明によれば、直列接続された素子それぞれに並列接続される分圧抵抗回路の合成抵抗値を、各素子へのゲート信号、特に、ターンオフさせるゲート信号に基づいて変化させることと、これらの素子のゲート線またはエミッタ線を互いに磁気結合させることとにより、スイッチング時の各素子への過電圧印加を阻止し、各素子の電圧アンバランスを低減している。
【0012】
【発明の実施の形態】
この発明の実施の形態について、IGBTを2個直列接続して構成された回路を例に説明する。
【0013】
図1は、この発明の第1の実施例を示す半導体スイッチ回路の回路構成図であり、この半導体スイッチ回路は素子Q1に並列接続される分圧抵抗Rd1、抵抗R11、スイッチS1からなる分圧抵抗回路10と素子Q2に並列接続される分圧抵抗Rd2、抵抗R21、スイッチS2からなる分圧抵抗回路20とゲート駆動回路GDU1a,GDU2aとから構成されている。このゲート駆動回路GDU1a,GDU2aには従来のゲート駆動回路GDU1,GDU2と同様に入力信号に基づいて素子Q1,Q2をオン,オフさせるゲート信号を生成する駆動部と、素子Q1,Q2をオフする入力信号が発せられてから後述の所定の期間スイッチS1,S2をオンさせる信号を生成する抵抗切替回路とを備えている。
【0014】
図1に示した半導体スイッチ回路の動作を、図2に示す動作波形図を参照しつつ、以下に発明する。
【0015】
先ず、素子Q1,Q2をオフする入力信号が発せられると、モード1の期間、すなわち、スイッチング過渡状態では素子電圧VCE(Q1),VCE(Q2)と素子電流IC(Q1),IC(Q2)とは図示の様に変化して、素子Q1,Q2はターンオフするが、モード2の期間、すなわち、スイッチング過渡状態〜定常状態のときのテイル電流に差(図示ではIC(Q2)>IC(Q1))があると、従来例回路の如く固定値の分圧抵抗Rd1,Rd2の場合には、素子電圧VCE(Q1),VCE(Q2)は破線の如く変化して双方の素子電圧のアンバランスが大きくなり、素子Q2に過電圧が印加される恐れがある。これは、図3に示すモード2期間の等価回路図に示す如く、Q2のテイル電流により、このときのQ1の等価回路であるコンデンサCoesが充電されて、上昇することに起因している。
【0016】
このとき、分圧抵抗回路10の合成抵抗値Rd1*を分圧抵抗Rd1の抵抗値よ十分に小さくすることにより、分圧抵抗回路10に流れる電流を増大させて前述の素子電圧の上昇を抑制することができる。すなわち、素子Q1,Q2をオフする入力信号が発せられてから、モード1およびモード2の期間では抵抗切替回路によりスイッチS1,S2をオンさせて、分圧抵抗回路10,20それぞれの合成抵抗値を小さくしている。その結果、モード2の期間では図2の実線のように変化して双方の素子電圧のアンバランスを抑制することができる。なお、Rd1>>R11(Rd2>>R21)とすることがより効果的であり、このときのR11(R21)の消費電力はモード1とモード2の期間のみに発生することから、全周期でのこの消費電力の平均値は僅かである。
【0017】
図4は、この発明の第2の実施例を示す半導体スイッチ回路の回路構成図であり、図1に示した第1の実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付して、その説明を省略する。
【0018】
すなわち、図4に示した回路構成が図1に示した回路構成と異なる点は、分圧抵抗回路10,20に代えて分圧抵抗回路12,22を備えていることである。
【0019】
この分圧抵抗回路12(22)においては、Rd1>>R13(Rd2>>R23)とすることにより、図1の回路と同様の効果が得られる。
【0020】
図5は、この発明の第3の実施例を示す半導体スイッチ回路の回路構成図であり、図1に示した第1の実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付して、その説明を省略する。
【0021】
すなわち図5に示した回路構成が図1に示した回路構成と異なる点は、磁気回路MC1が付加され、各アーム毎にそれぞれのゲート線を磁気結合させていることである。
【0022】
図5に示した半導体スイッチ回路の動作を、磁気回路MC1の動作を中心に、図6〜図8を参照しつつ、以下に説明する。
【0023】
図6は、磁気結合の例として、素子Q1のゲート線と素子Q2のゲート線とが同じ磁性体に巻き付けられている。これにより、例えばゲート電流Ig(Q1)が流れると、磁性体にΦ1の磁束が発生し、これがGDU2aのゲート線を横切る。同様に、Ig(Q2)が流れるとΦ2の磁束が発生し、これがGDU1aのゲート線を横切る。これによって各ゲート線が磁気結合される。この時、磁性体へのゲート線の巻数N1、N2を同じとして、Ig(Q1)=Ig(Q2)の時|Φ1|=|Φ2|となるようにし、Ig(Q1)とIg(Q2)が逆極性の時に、Φ1とΦ2が逆極性になるようにする。このときの半導体スイッチ回路の動作を、ターンオフ動作を例にとって説明する。
【0024】
Q1とQ2のターンオフのタイミングが同時の場合、それぞれのゲート−エミッタ間電圧波形VGE(Q1)、VGE(Q2)はほぼ等しくなる。IGBTのゲート−エミッタ間は図7のように等価的にコンデンサCiesと見做すことができるため、図8(a)のようにIg(q1)、Ig(Q2)には同波形でCiesの放電電流が流れる。この時、磁性体のIg(Q1)とIg(Q2)は極性が逆となり、Φ1とΦ2は同レベルで逆極性となるため磁性体に発生する磁束はΦ1とΦ2が互いに打ち消しあい、0となる。そのため、磁気結合はせず、Ig(Q1)とIg(Q2)はCiesから流れ続ける。
【0025】
次に、図8(b)のようにQ1とQ2のターンオフタイミングがアンバランスとなった時(この場合、Q1が先にターンオフ)、すなわちIg(Q1)がIg(Q2)より先に流れ出した時、Φ1≠Φ2となるため、磁性体には|Φ1−Φ2|の磁束が発生し、磁気結合する。この時、それぞれのゲート線にはインダクタンス分が発生し、これらは|Φ1−Φ2|に比例する特性がある。すなわち、Ig(Q1)とIg(Q2)のアンバランス分が大きい程、前記インダクタンス分が大きくなる。このインダクタンス分が増加する程、ゲート線のインピーダンスが増加するため、Ig(Q1)とIg(Q2)が流れにくくなる。この動作により、Ig(Q1)とIg(Q2)のアンバランス分に応じて自動的にインピーダンスが変化し、Ig(Q1)とIg(Q2)が一致するように動作させることができる。
【0026】
以上の方法により、Q1とQ2のターンオフタイミングのばらつきを遅れなく抑制することが可能となり、従って、素子電圧のアンバランスも抑制することができる。これは、ターンオンタイミングのばらつき抑制に対しても同様に有効に動作する。また、この方法では、2本のゲート線当たり1個の磁気体を取り付けるだけで済むため、配線を簡単化することができる。
【0027】
なお、素子(Q)の直列接続数をn(n>2)個としたときには、Q1とQ2のゲート線を磁気結合してゲート電流を一致させ、これらの電流を基準としてQ3のゲート電流と一致させるために、Q2とQ3のゲート線を磁気結合する、というように従属的に磁気結合することで、瞬時に全ての素子のスイッチングタイミングのアンバランスを抑制することが可能になり、また、ゲート電流は一巡のルートで流れることから、ゲート線とエミッタ線に流れる電流値が同じとなる。そのため、ゲート線とエミッタ線、またはエミッタ線とエミッタ線を磁気結合させてもスイッチングタイミングのばらつき抑制に対して有効に動作する。
【0028】
【発明の効果】
この発明によれば、電圧駆動型半導体素子を多数個直列接続するときに、それぞれに並列接続される分圧抵抗回路の合成抵抗値を、ターンオフさせるゲート信号に基づいて、このゲート信号の発せられてから所定の期間は、他の期間に比して小さくなるように変化させることと、これらの素子のゲート線またはエミッタ線を互いに磁気結合させることとにより、非常に簡単な低損失の回路で、スイッチング時の各素子への過電圧印加を阻止し、各素子の電圧アンバランスを低減することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の第1の実施例を示す回路構成図
【図2】図1の動作を説明するための波形図
【図3】図1の動作を説明するための等価回路図
【図4】この発明の第2の実施例を示す回路構成図
【図5】この発明の第3の実施例を示す回路構成図
【図6】図5の動作を説明するための結線図
【図7】図5の動作を説明するための等価回路図
【図8】図5の動作を説明するための波形図
【図9】従来例を示す回路構成図
【図10】図9の動作を説明するための波形図
Claims (2)
- 直列接続された複数個の電圧駆動型半導体素子と、該電圧駆動型半導体素子の主端子間にそれぞれ並列接続される分圧抵抗回路と、これらの電圧駆動型半導体素子をオン・オフするために当該電圧駆動型半導体素子のゲート端子にゲート信号を供給するゲート駆動回路とからなる半導体スイッチ回路において、前記分圧抵抗回路それぞれの合成抵抗値を、前記それぞれの電圧駆動型半導体素子をターンオフさせるためのゲート信号に基づいて、このゲート信号が発せられてから所定の期間は、他の期間に比して小さくなるように変化させることを特徴とする直列接続された電圧駆動型半導体素子の制御装置。
- 請求項1に記載の半導体スイッチ回路において、前記ゲート駆動回路と電圧駆動型半導体のゲート端子を接続するゲート線、または前記ゲート駆動回路と電圧駆動型半導体のエミッタ端子を接続するエミッタ線、もしくは前記ゲート線とエミッタ線とを互いに磁気結合させたことを特徴とする直列接続された電圧駆動型半導体素子の制御装置。
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