JP3778351B2 - 直列接続された電圧駆動型半導体素子の制御装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、複数個直列接続された電圧駆動型半導体素子を同時にオン・オフさせる場合における過電圧抑制とスイッチングタイミングの制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
直列接続された半導体スイッチング素子を備えた電力変換装置において、各スイッチング素子を同時にオン・オフさせるために数多くの課題と解決策とが知られている。特に、電圧駆動型の半導体スイッチング素子を直列接続した場合における問題点を、図11に示すように半導体スイッチング素子を各アームに2個直列接続してなるインバータ回路の1相分を例にとって説明する。
【0003】
図11において、Q1〜Q4は電圧駆動型半導体素子としてのIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)であり、それぞれに並列に接続されている抵抗R、コンデンサC、ダイオードDからなる回路がスナバ回路である。また、GDU1〜GDU4はゲート駆動回路、電源電圧はEdである。
【0004】
このインバータ回路において、上アーム、すなわちQ1,Q2がオン動作からオフ動作に移行する際に、Q1がQ2より早いタイミングでターンオフした時の挙動(モード1:スイッチング過渡状態)と、Q1のテイル電流と称されるターンオフ後の電流がQ2に比して少ないときのターンオフ後の挙動(モード2:スイッチング過渡状態〜定常状態)とに関し、図12(a)ではスナバ回路が無い場合の動作波形、図12(b)ではスナバ回路が有る場合の動作波形を示す。
【0005】
すなわち、図12(a)に示す如く、Q1が先にターンオフ動作を開始し、この開始時点よりΔtの期間ではQ2がまだオン状態にあることから、Q1の素子電圧VCE(Q1)のみが上昇し、電圧アンバランスが生じ、また、テイル電流の差が充電電流となり、テイル電流の少ないQ1の素子電圧VCE(Q1)をより上昇させる。しかし、図12(b)に示す如く、スナバ回路を接続すると、接続していないときと比較して、素子電圧の上昇率dv/dtおよび電圧アンバランスを低減することができる。これらの低減はスナバ回路のCの容量に依存しており、この容量を大きくするほど低減効果を増加させることができる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
上述の如く素子と並列にスナバ回路を接続することで、素子電圧のdv/dtおよびアンバランスを低減することが可能となるが、素子のスイッチング時間差およびテイル電流差をより大きく許容しようとすると、回路の大型化や回路損失の増加を招くという問題が生ずる。
【0007】
従って、この発明の課題は、回路の大型化や回路損失の増加を招くことなく、直列接続された素子のスイッチング過渡状態から定常状態に至る全ての期間での素子電圧分担のアンバランスを抑制し、素子への過電圧印加およびそれに基づく素子破壊を防止することにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するめに、この発明よれば、直列接続された複数個の電圧駆動型半導体素子と、これらの電圧駆動型半導体素子をオン・オフするために当該電圧駆動型半導体素子のゲート端子にゲート信号を供給するゲート駆動回路とからなる半導体スイッチ回路において、各段の電圧駆動型半導体素子のゲート線に流れる電流値を一致させるために、初段のゲート駆動回路と次段のゲート駆動回路とを磁気結合させ、初段を除く各段のゲート駆動回路は前段のゲート駆動回路と次段のゲート駆動回路を磁気結合させると共に、これらの電圧駆動型半導体素子に印加される電圧が過電圧になったときには、この過電圧印加を抑制するために前記ゲート駆動回路により前記磁気結合に作用しない回路を介して当該電圧駆動型半導体素子のゲート電圧の制御を行うことで、各ゲート電流を一致させてスイッチングのタイミングのばらつきを抑制しつつ、各段の素子の電圧分担のアンバランスを抑制している(請求項1記載の発明)。
【0009】
また、請求項1に記載の半導体スイッチ回路において、前記ゲート駆動回路と前記電圧駆動型半導体素子のエミッタ端子を接続するエミッタ線同士、またはゲート線とエミッタ線とを磁気結合させることにより、同様な効果を発揮させることができる(請求項2記載の発明)。
【0010】
【発明の実施の形態】
この発明の第1の実施例について、IGBTの直列接続を2組として構成された回路を例に説明する。
【0011】
図1は、この発明の半導体スイッチ回路を用いた回路構成例を示すもので、この回路は、図11と同様にインバータ回路の1相分である。
【0012】
すなわち、図1に示した回路構成では図11に示した回路構成に対してスナバ回路が省略され、また、ゲート駆動回路GDU1〜GDU4に代えてGDU1a〜GDU4aを備え、さらに、分圧抵抗Rb1〜Rb4、磁気回路MC1,MC2が追加されている。
【0013】
図1の回路構成における特徴は、上アームのゲート線は磁気回路MC1により磁気結合しており、同様に、下アームのゲート線は磁気回路MC2により磁気結合している点である。磁気結合させるときには、例として図2のようにそれぞれのゲート線を同じ磁性体に巻き付ける。これにより、例えばゲート電流Ig(Q1)が流れると磁気回路にΦ1の磁束が発生し、これがGDU2aのゲート線を横切る。同様に、Ig(Q2)が流れるとΦ2の磁束が発生し、これがGDU1aのゲート線を横切る。これによって、各ゲート線が磁気結合される。このとき、前記磁性体への巻数N1、N2を同じにすることで、Ig(Q1)=Ig(Q2)の時に|Φ1|=|Φ2|となるようにし、Ig(Q1)とIg(Q2)が逆極性の時に、Φ1とΦ2が逆極性になるようにする。
【0014】
図3は、図1に示したゲート駆動回路GDU1a〜GDU4aそれぞれの詳細回路構成例であり、図示の如く、従来のGDU1〜GDU4それぞれに対して、過電圧判別回路OVとゲート電圧制御回路ROが付加されている。この過電圧判別回路OVは、図1に示した分圧抵抗Rbによって検出された電圧が過電圧かどうかを判別するものであり、ゲート電圧制御回路ROは、IGBTのターンオフ時に過電圧と判別されたIGBTを再度オンさせるものである。
【0015】
図1に示したインバータ回路のQ1,Q2のターンオフ時の動作について、図4〜図8を参照しつつ、以下に説明する。
【0016】
図4(a,b)は先述のモード1(スイッチング過渡状態)の期間における動作波形を示し、先ず図4(a)に示すように、Q1とQ2のターンオフのタイミングが同時の場合には、それぞれゲート(G)−エミッタ(E)間電圧VGE(Q1),VGE(Q2)はほぼ等しくなる。すなわち、Q1,Q2を構成するIGBTのG−E間は、図5に示す如く等価的にコンデンサCiesと見做すことができるため、図4(a)のようにIg(Q1),Ig(Q2)には同波形で過渡的にCiesへの放電電流が流れる。この時、磁気回路MC1に流れるIg(Q1)とIg(Q2)は極性が逆となり、従って、Φ1とΦ2は同レベルで逆極性となるため、MC1に発生する磁束は互いに打ち消しあい「0」となる。その結果、それぞれのゲート線は磁気結合せず、Ig(Q1)とIg(Q2)はそれぞれのCiesからの放電電流として流れ続ける。
【0017】
次に図4(b)に示すように、Q1とQ2のターンオフタイミングがアンバランスとなった場合、例えばQ1が先にターンオフした時、すなわち、Ig(Q1)がIg(Q2)よりも先に流れ出した時には、Φ1≠Φ2となるため、磁気回路MC1には|Φ1−Φ2|の磁束が発生し、この磁束により、それぞれのゲート線は磁気結合する。このとき、それぞれのゲート線にはインダクタンス分L1とL2が発生し、これらは|Φ1−Φ2|に比例する特性がある。すなわち、Ig(Q1)とIg(Q2)のアンバランスが大きい程、L1,L2も大きくなる。また、L1,L2が増加する程、ゲート線のインピーダンスが増加するため、Ig(Q1)とIg(Q2)が流れにくくなる。この動作により、図6に示すようにIg(Q1)とIg(Q2)のアンバランス分に応じて自動的にゲート線のインピーダンスが変化し、Ig(Q1)は減少する方向、Ig(Q2)は増加する方向に作用して、Ig(Q1)とIg(Q2)とが一致するように動作させることができる。
【0018】
上述の如く、磁気回路MC1を設けることにより、Q1とQ2のターンオフタイミングのばらつきを遅れなく抑制することが可能となる。これは、ターンオンタイミングのばらつき抑制に対しても同様に有効に動作する。
【0019】
図7は先述のモード2(スイッチング過渡状態〜定常状態)の期間において、Q1のテイル電流と称されるターンオフ後の電流がQ2に比して少ないときのターンオフ後の動作波形を示し、このときには、Q1のコレクタ−エミッタ間電圧VCE(Q1)が上昇を始め、分圧抵抗Rb1を介して検出されるVCE(Q1)が過電圧検知レベルに達すると、図3に示した回路構成のゲート駆動回路GDU1aの過電圧判別回路OVにて過電圧と判断される。これにより、図3に示す通常オン・オフ駆動回路は動作を停止する(具体的には、TR2がオン→オフ)と共に、TR1,Rg(on)と同様回路のゲート電圧制御回路ROが動作して、Q1のゲート−エミッタ間電圧VGE(Q1)をしきい値付近の電圧にすることで、Q1を活性領域内で再オンさせる。Q1がオンすると、コレクタ−エミッタ間電圧VCE(Q1)が低下し、Q1に過電圧が印加されるのを防止することができる。
【0020】
また 図1に示したQ1,Q2部の回路構成である図8には、上述の如く、ゲート駆動回路GDU1aのゲート電圧制御回路ROが動作したときのゲート線の電流Ig(Q1)の経路が示されている。この図から明らかなように、このときの前記Ig(Q1)は磁気回路MC1の経路には流れないようして、過電圧が印加されたQ1のゲート電圧のみを所定の値にすることが可能になっている。
【0021】
図9は、この発明の第2の実施例を示すもので、素子をn個直列接続したときの回路構成を表している。図から明らかなように、Q1とQ2のゲート線を磁気回路MC1により磁気結合させてゲート電流値を一致させ、これらの電流値を基準としてQ3のゲート電流を一致させるために、Q2とQ3のゲート線を磁気回路MC2により磁気結合させる、というようにゲート線を従属的に磁気結合させることで、瞬時に全ての素子のスイッチングアンバランスを抑制することが可能となり、また、2本のゲート線当たり1個の磁気回路を取り付けるだけで済むため、配線を簡単化することができる。
【0022】
また、図1に示したように、ゲート電流は一巡のルートで流れることから、ゲート線とエミッタ線に流れる電流値が同じとなる。そのため、この発明の第3の実施例としての図10のようにゲート線とエミッタ線、またはエミッタ線とエミッタ線を磁気結合しても、図1での説明と同様の原理でスイッチングタイミングのばらつき抑制に対して有効に動作する。
【0023】
さらに、図9、図10の回路構成では、先述のモード2において、ゲート電圧制御回路ROが動作したときのゲート線の電流はそれぞれの磁気回路の経路には流れないようにしつつ、過電圧が印加された素子のみを再オンさせることが可能になっている
【0024】
【発明の効果】
この発明によれば、複数個の電圧駆動型半導体素子を直列接続するとき、各素子のゲート線を磁気結合させ、ゲート電流値を一致させることでスイッチング時間差を抑制し、且つ、各素子の印加電圧にアンバランスが発生したときには、過電圧が印加された電圧駆動型半導体素子のゲート電圧制御を行うことにより、電圧駆動型半導体素子への過電圧印加およびそれに基づく素子破壊を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の第1の実施例を示す回路構成図
【図2】図1の原理を説明するための結線図
【図3】図1の部分詳細回路構成図
【図4】図1の動作を説明する波形図
【図5】図1の動作を説明するための回路構成図
【図6】図1の動作を説明するための回路構成図
【図7】図1の動作を説明するための波形図
【図8】図1の動作を説明するための回路構成図
【図9】この発明の第2の実施例を示す回路構成図
【図10】この発明の第3の実施例を示す回路構成図
【図11】従来例を示す回路構成図
【図12】図11の動作を説明する波形図
Claims (2)
- 直列接続された複数個の電圧駆動型半導体素子と、これらの電圧駆動型半導体素子をオン・オフするために当該電圧駆動型半導体素子のゲート端子にゲート信号を供給するゲート駆動回路とからなる半導体スイッチ回路において、
各段の電圧駆動型半導体素子のゲート線に流れる電流値を一致させるために、初段のゲート駆動回路と次段のゲート駆動回路とを磁気結合させ、初段を除く各段のゲート駆動回路は前段のゲート駆動回路と次段のゲート駆動回路を磁気結合させると共に、
これらの電圧駆動型半導体素子に印加される電圧が過電圧になったときには、この過電圧印加を抑制するために前記ゲート駆動回路により前記磁気結合に作用しない回路を介して当該電圧駆動型半導体素子のゲート電圧の制御を行うことを特徴とする直列接続された電圧駆動型半導体素子の制御装置。 - 請求項1に記載の半導体スイッチ回路において、
前記ゲート駆動回路と前記電圧駆動型半導体素子のエミッタ端子を接続するエミッタ線同士、またはゲート線とエミッタ線とを磁気結合させたことを特徴とする直列接続された電圧駆動型半導体素子の制御装置。
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