JP3761548B2

JP3761548B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び圧電振動子駆動回路

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Publication number: JP3761548B2
Application number: JP2003310443A
Authority: JP
Inventors: 重信水内; 隆行村上; 善文佐々木
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2003-09-02
Filing date: 2003-09-02
Publication date: 2006-03-29
Anticipated expiration: 2023-09-02
Also published as: JP2005080463A

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ及び圧電振動子駆動回路に関するものである。

霧化器（加湿器、吸入器、噴霧器、燃焼器など）用振動子、超音波加工機用振動子などの圧電振動子を駆動する圧電振動子駆動回路においては、一般的にＤＣ−ＤＣコンバータが搭載されている（例えば、特許文献１を参照）。ＤＣ−ＤＣコンバータは、電池等の電源から供給される入力電圧を昇圧し、その昇圧した電圧を後段の発振回路に供給して圧電振動子を振動させる。

図３を参照して、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を説明する。このＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、入力端子Ｖ_ＩＮから入力された電源１０１の電圧を昇圧し、それを出力端子Ｖ_０ＵＴから出力して負荷に供給するものである。電源１０１としては例えば電池が使用され、負荷としては例えば上記の圧電振動子を振動する発振回路が挙げられる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１００においては、入力端子Ｖ_ＩＮと出力端子Ｖ_０ＵＴの間には、電源１０１からの入力電圧をエネルギとして蓄積するインダクタＬ１０１、及び、整流素子としてのダイオードＤ１０１が直列に接続されている。入力端子Ｖ_ＩＮ側には、平滑コンデンサＣ１０１が接続され、出力端子Ｖ_０ＵＴ側には、出力コンデンサＣ１０２が接続されている。出力コンデンサＣ１０２に蓄積された電荷が、出力電圧として負荷に供給されることになる。

また、インダクタＬ１０１とダイオードＤ１０１との接続点には、スイッチング素子Ｑ１０１が接続されている。スイッチング素子Ｑ１０１はトランジスタであり、コレクタがインダクタＬ１０１とダイオードＤ１０１との間に接続され、エミッタはアース電位にされている。

インダクタＬ１０１の入力端子Ｖ_ＩＮ側には、ｎｐｎ型トランジスタであるスイッチング素子Ｑ１０２が接続されており、更にこれにｐｎｐ型トランジスタであるスイッチング素子Ｑ１０３が直列されている。スイッチング素子Ｑ１０２及びスイッチング素子Ｑ１０３の接続点は、抵抗器Ｒ１０１を介してスイッチング素子Ｑ１０１のベースに接続されている。抵抗器Ｒ１０１とスイッチング素子Ｑ１０１のベースとの間には抵抗器Ｒ１０２の一端が接続され、抵抗器Ｒ１０２の他端はアース電位にされている。

出力端子Ｖ_０ＵＴ側には、出力コンデンサＣ１０２と並列に抵抗器Ｒ１０３，Ｒ１０４が接続されており、抵抗器Ｒ１０３と抵抗器Ｒ１０４の接続点には制御回路１１０が接続されている。制御回路１１０は、抵抗器Ｒ１０３，Ｒ１０４で分圧された出力コンデンサＣ１０２の電圧値に基づいて、スイッチング素子Ｑ１０２，Ｑ１０３のオンオフを制御する。

次に、このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作を説明する。まず、制御回路１１０がスイッチング素子Ｑ１０２をオンにしてスイッチング素子Ｑ１０３をオフにすると、スイッチング素子Ｑ１０１に駆動電力であるベース電流が入力されて、コレクタ電流が流れる。これにより、インダクタＬ１０１、スイッチング素子Ｑ１０１の経路に電流が流れ、インダクタＬ１０１にエネルギが蓄積される。この際、出力コンデンサＣ１０２には、電荷は蓄積されない。

次いで、制御回路１１０がスイッチング素子Ｑ１０３をオンにしてスイッチング素子Ｑ１０２をオフにすると、スイッチング素子Ｑ１０１のベース電流が遮断され、コレクタ電流も停止する。これにより、インダクタＬ１０１、ダイオードＤ１０１、出力コンデンサＣ１０２を流れる電流経路に切り換えられ、電源１０１の入力電圧に加えて、インダクタＬ１０１に蓄積されたエネルギが出力コンデンサＣ１０２に供給される。このため、電源１０１からの入力電圧を昇圧し、負荷に供給することができる。また、制御回路１１０は、スイッチング素子Ｑ１０２，Ｑ１０３のオンオフを調制御することで、出力コンデンサＣ１０２に蓄積される電荷量を略一定にする。
特許第３１１５６１８号

しかしながら、上記従来のＤＣ−ＤＣコンバータには、次のような問題があった。すなわち、スイッチング素子Ｑ１０１の駆動電力であるベース電流は電源１０１から供給されているため、電源として電池等のように入力電圧が低いものを使用する場合は、スイッチング素子Ｑ１０１を駆動するための電力が不足するという問題があった。スイッチング素子の駆動力が不足すると、昇圧が不充分になり、所望の出力電圧を得られないという事態が起こってしまう。

本発明の課題は、入力電圧が低い場合でもスイッチング素子に充分な駆動電力が供給されるＤＣ−ＤＣコンバータ及び圧電振動子駆動回路を提供することにある。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧を昇圧して出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータであって、インダクタと、負荷に供給される電荷を蓄積する出力コンデンサと、駆動電力の入力に伴って、入力電圧をインダクタにエネルギとして蓄積するモードと、インダクタに蓄積したエネルギを出力コンデンサに供給するモードとを切り換えるスイッチング素子と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が目標電圧に安定化されるように昇圧を制御する第１の制御部と、負荷からＤＣ−ＤＣコンバータに流れる電流値が目標電流に安定化されるように昇圧を制御することで、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を目標電圧よりも低い電圧に調整する第２の制御部と、出力コンデンサからの駆動電力を所定の時比率でスイッチング素子へ供給するマルチバイブレータと、マルチバイブレータを制御し、駆動電力の供給をオンオフする第２のスイッチング素子と、マルチバイブレータの電源端子に出力コンデンサに蓄積された電荷を供給すると共に、定電圧制御を行う制御部と、を備え、第１の制御部は、第２のスイッチング素子と、出力コンデンサと並列に接続されたツェナーダイオードとを含み、第２のスイッチング素子は、ツェナーダイオードに流れる逆方向電流が入力された場合に、マルチバイブレータを制御してスイッチング素子への駆動電力の供給をオフにし、第２の制御部は、第２のスイッチング素子と、負荷からの電流が流れる抵抗器とを含み、第２のスイッチング素子は、抵抗器における電圧降下が所定値以上のときに、マルチバイブレータを制御してスイッチング素子への駆動電力の供給をオフにし、制御部は、互いに直列に接続されると共に出力コンデンサと並列に接続された抵抗器及びツェナーダイオードと、トランジスタと、一端がアース電位とされたコンデンサとを含み、トランジスタは、ベースが出力コンデンサと並列に接続された抵抗器とツェナーダイオードとの接続点に接続され、コレクタが出力コンデンサに接続され、エミッタが電源端子及びコンデンサの他端に接続されており、出力コンデンサからスイッチング素子に、駆動電力を供給することを特徴とする。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力コンデンサからスイッチング素子に駆動電力が供給されるようになっている。出力コンデンサには、入力電圧による電荷に加えて、インダクタに蓄積されたエネルギが供給されるため、入力電圧が小さい場合であってもスイッチング素子に充分な駆動電力を供給することができる。尚、駆動電力とは、スイッチング素子が例えばトランジスタの場合はベース電流であり、ＦＥＴの場合はゲート電圧である。

また、上記のＤＣ−ＤＣコンバータは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が目標電圧に安定化されるように昇圧を制御する第１の制御部と、負荷からＤＣ−ＤＣコンバータに流れる電流値が目標電流に安定化されるように昇圧を制御することで、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を目標電圧よりも低い電圧に調整する第２の制御部とを備える。
この制御回路では、第１の制御部により定電圧制御が実行され、第２の制御部により定電流制御が実行される。これにより、負荷に供給する電圧を安定化させることができる。また、第２の制御部による定電流制御では、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を上記目標電圧よりも低い電圧に調整するため、定電圧制御で目標電圧に安定化させた後に、定電流制御によりそれよりも低い電圧値に安定化させるという制御を実行することができる。

また、上記のＤＣ−ＤＣコンバータは、更に、出力コンデンサからの駆動電力を所定の時比率でスイッチング素子へ供給するマルチバイブレータと、マルチバイブレータを制御し、駆動電力の供給をオンオフする第２のスイッチング素子と、を備え、第１の制御部は、第２のスイッチング素子と、出力コンデンサと並列に接続されたツェナーダイオードとを含み、第２のスイッチング素子は、ツェナーダイオードに流れる逆方向電流が入力された場合に、マルチバイブレータを制御してスイッチング素子への駆動電力の供給をオフにし、第２の制御部は、第２のスイッチング素子と、負荷からの電流が流れる抵抗器とを含み、第２のスイッチング素子は、抵抗器における電圧降下が所定値以上のときに、マルチバイブレータを制御してスイッチング素子への駆動電力の供給をオフにする。
このように、ツェナーダイオード及び抵抗器を利用することで、定電圧制御及び定電流制御を容易且つ簡易な構成で実現することができる。

また、上記のＤＣ−ＤＣコンバータは、更に、マルチバイブレータの電源端子に出力コンデンサに蓄積された電荷を供給すると共に定電圧制御を行う制御部を備え、制御部は、互いに直列に接続されると共に出力コンデンサと並列に接続された抵抗器及びツェナーダイオードと、トランジスタと、一端がアース電位とされたコンデンサとを含み、トランジスタは、ベースが出力コンデンサと並列に接続された抵抗器とツェナーダイオードとの接続点に接続され、コレクタが出力コンデンサに接続され、エミッタが電源端子及びコンデンサの他端に接続されている。
これにより、マルチバイブレータの電源端子に供給される電圧が所定値を超えないように制御され、マルチバイブレータの故障を防止することができる。

本発明の圧電振動子駆動回路は、入力電圧を昇圧して出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧によって圧電振動子を駆動する発振回路とを備える圧電振動子駆動回路であって、ＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタと、負荷に供給される電荷を蓄積する出力コンデンサと、駆動電力の入力に伴って、入力電圧をインダクタにエネルギとして蓄積するモードと、インダクタに蓄積したエネルギを出力コンデンサに供給するモードとを切り換えるスイッチング素子と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が目標電圧に安定化されるように昇圧を制御する第１の制御部と、負荷からＤＣ−ＤＣコンバータに流れる電流値が目標電流に安定化されるように昇圧を制御することで、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を目標電圧よりも低い電圧に調整する第２の制御部と、出力コンデンサからの駆動電力を所定の時比率でスイッチング素子へ供給するマルチバイブレータと、マルチバイブレータを制御し、駆動電力の供給をオンオフする第２のスイッチング素子と、マルチバイブレータの電源端子に出力コンデンサに蓄積された電荷を供給すると共に、定電圧制御を行う制御部と、を備え、第１の制御部は、第２のスイッチング素子と、出力コンデンサと並列に接続されたツェナーダイオードとを含み、第２のスイッチング素子は、ツェナーダイオードに流れる逆方向電流が入力された場合に、マルチバイブレータを制御してスイッチング素子への駆動電力の供給をオフにし、第２の制御部は、第２のスイッチング素子と、負荷からの電流が流れる抵抗器とを含み、第２のスイッチング素子は、抵抗器における電圧降下が所定値以上のときに、マルチバイブレータを制御してスイッチング素子への駆動電力の供給をオフにし、制御部は、互いに直列に接続されると共に出力コンデンサと並列に接続された抵抗器及びツェナーダイオードと、トランジスタと、一端がアース電位とされたコンデンサとを含み、トランジスタは、ベースが出力コンデンサと並列に接続された抵抗器とツェナーダイオードとの接続点に接続され、コレクタが出力コンデンサに接続され、エミッタが電源端子及びコンデンサの他端に接続されており、出力コンデンサからスイッチング素子に、駆動電力を供給することを特徴とする。

本発明に係る圧電振動子駆動回路では、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力コンデンサからスイッチング素子に駆動電力が供給されるようになっている。出力コンデンサには、入力電圧による電荷に加えて、インダクタに蓄積されたエネルギが供給されるため、入力電圧が小さい場合であってもスイッチング素子に充分な駆動電力を供給することができる。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ及び圧電振動子駆動回路によれば、入力電圧が低い場合でもスイッチング素子に充分な駆動力を供給することができる。

以下、添付図面を参照して、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの好適な実施形態について詳細に説明する。尚、同一要素には同一符号を用いるものとし、重複する説明は省略する。

図１は、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、入力端子Ｖ_ＩＮから入力された電源１１の電圧を昇圧し、それを出力端子Ｖ_０ＵＴから出力して負荷に供給するものである。電源１１としては例えば電池が使用され、負荷としては例えば圧電振動子を振動する発振回路等が挙げられる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０においては、入力端子Ｖ_ＩＮと出力端子Ｖ_０ＵＴの間には、電源１１からの入力電圧をエネルギとして蓄積するインダクタＬ１、及び、整流素子としてのダイオードＤ１が直列に接続されている。

入力端子Ｖ_ＩＮ側には、平滑コンデンサＣ１が接続され、出力端子Ｖ_０ＵＴ側には、出力コンデンサＣ２がインダクタＬ１及びダイオードＤ１と直列に接続されている。出力コンデンサＣ２に蓄積された電荷が、出力電圧として負荷に供給されることになる。

また、インダクタＬ１とダイオードＤ１との接続点には、スイッチング素子Ｑ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ１はトランジスタであり、コレクタがインダクタＬ１とダイオードＤ１との間に接続され、エミッタはアース電位にされている。

ダイオードＤ１のカソード側には、スイッチング素子としてｎｐｎ型のトランジスタＱ２が接続されており、更にこれにスイッチング素子としてｐｎｐ型のトランジスタＱ３が直列接続されている。トランジスタＱ２及びトランジスタＱ３の接続点は、抵抗器Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ１のベースに接続されている。つまり、スイッチング素子Ｑ１のベースは、抵抗器Ｒ１及びトランジスタＱ２を介して、出力コンデンサＣ２に接続されている。また、抵抗器Ｒ１とスイッチング素子Ｑ１のベースとの間には抵抗器Ｒ２の一端が接続され、抵抗器Ｒ２の他端はアース電位にされている。

出力コンデンサＣ２の出力端子Ｖ_０ＵＴ側には、出力コンデンサＣ２と並列に抵抗器Ｒ３，Ｒ４が接続されており、抵抗器Ｒ３と抵抗器Ｒ４の接続点には制御回路１２が接続されている。制御回路１２は、出力電圧に応じた値、より詳しくは、出力コンデンサＣ２の電圧値を抵抗器Ｒ３，Ｒ４の抵抗値に応じて分圧した値に基づいて、トランジスタＱ２，Ｑ３のオンオフのタイミングを制御する。

次に、このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作を説明する。まず、制御回路１２がトランジスタＱ２をオンにする一方、トランジスタＱ３をオフにすると、スイッチング素子Ｑ１に駆動電力であるベース電流が供給され、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１の経路に電流が流れる。この際、電源１１からの入力電圧がインダクタＬ１にエネルギとして蓄積される。また、上記のスイッチング素子Ｑ１のベース電流は、出力コンデンサＣ２からトランジスタＱ２を介して供給されるようになっている。

次いで、制御回路１２がトランジスタＱ２をオフにする一方、トランジスタＱ３をオンにすると、スイッチング素子Ｑ１のベース電流は遮断され、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、出力コンデンサＣ２の経路を電流が流れる。この際、出力コンデンサＣ２には、電源１１からの入力電圧に加えて、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギが供給されるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、結果として入力電圧を昇圧することができる。尚、上記のようにスイッチング素子Ｑ１は、駆動電力であるベース電流の入力に伴って、入力電圧をインダクタＬ１にエネルギとして蓄積するモードと、この蓄積したエネルギを出力コンデンサＣ２に供給するモードとを切り換える役割を果たしている。

本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、次のような効果が得られる。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は上記のように昇圧型であるため、出力コンデンサＣ２には、電源１１からの入力電圧による電荷に加えて、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギが供給される。そして、このような出力コンデンサＣ２からスイッチング素子Ｑ１に駆動電力が供給されるため、入力電圧が小さい場合であっても、スイッチング素子Ｑ１に充分な駆動電力を供給することができる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、適切な出力電圧を生成することができる。

次に、図２を参照して、本発明に係る圧電振動子駆動回路の一実施形態を説明する。

本実施形態の圧電振動子駆動回路４０は、例えば霧化器等に搭載されるものであり、入力電圧を昇圧して出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ２０と、この出力電圧によって圧電振動子ＴＤを駆動する発振回路３０とを備えている。

まず、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０について説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、入力端子Ｖ_ＩＮから入力された電源１１の電圧を昇圧し、それを出力端子Ｖ_０ＵＴから出力して負荷に供給するものである。電源１１としては例えば電池が使用される。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０においては、入力端子Ｖ_ＩＮと出力端子Ｖ_０ＵＴの間には、電源１１からの入力電圧をエネルギとして蓄積するインダクタＬ１１、及び、整流素子としてのダイオードＤ１２が直列に接続されている。

入力端子Ｖ_ＩＮ側には、平滑コンデンサＣ１１が接続され、出力端子Ｖ_０ＵＴ側には、出力コンデンサＣ１４がインダクタＬ１１及びダイオードＤ１２と直列に接続されている。出力コンデンサＣ１４に蓄積された電荷が、出力電圧として負荷である発振回路３０に供給されることになる。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、スイッチング素子Ｑ１１、マルチバイブレータ２５、定電圧制御を行う第１の制御部２６、定電流制御を行う第２の制御部２７、マルチバイブレータ２５の電源端子Ｖ_ＤＤに電圧を印加するための制御部２８を備えている。

スイッチング素子Ｑ１１は、入力電圧をインダクタＬ１１にエネルギとして蓄積するモードと、そのエネルギを出力コンデンサＣ１４に供給するモードとを切り換えるものである。このモードの切り換えを繰り返すことで、入力電圧が昇圧される。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１１としてＦＥＴを利用している。スイッチング素子Ｑ１１のドレイン側がインダクタＬ１１とダイオードＤ１２との接続点に接続され、ソース側がアース電位にされている。

スイッチング素子Ｑ１１のゲートには、適宜の時比率でスイッチング素子Ｑ１１の駆動電力を供給するマルチバイブレータ２５が接続されている。スイッチング素子Ｑ１１は、駆動電力がゲートに入力されることで、電源１１からの入力電圧をスイッチングする。

マルチバイブレータ２５は、４個のＮＡＮＤ回路Ｎ１〜Ｎ４を有している。各ＮＡＮＤ回路は、二つの入力端子と一つの出力端子を有している。ＮＡＮＤ回路Ｎ１とＮＡＮＤ回路Ｎ２は、並列に接続されている。ＮＡＮＤ回路Ｎ３の出力端子は、ＮＡＮＤ回路Ｎ１，Ｎ２の二つの入力端子に短絡されている。ＮＡＮＤ回路Ｎ３の第１の入力端子は、トランジスタＱ１２（第２のスイッチング素子）のコレクタに短絡されており、ＮＡＮＤ回路Ｎ３の第２の入力端子は、ＮＡＮＤ回路Ｎ４の出力端子に短絡されている。ＮＡＮＤ回路Ｎ１，Ｎ２の入力端子とＮＡＮＤ回路Ｎ３の出力端子との間には、コンデンサＣ１２の一端が接続されている。ＮＡＮＤ回路Ｎ３の第２入力端子とＮＡＮＤ回路Ｎ４の出力端子との間には、抵抗器Ｒ１２およびダイオードＤ１３の一端が接続されている。ＮＡＮＤ回路Ｎ４の二つの入力端子には、抵抗器Ｒ１４の一端が接続されている。抵抗器Ｒ１２とダイオードＤ１３は、互いに並列に接続されている。ダイオードＤ１３には抵抗器Ｒ１３が直列に接続されている。ダイオードＤ１３および抵抗器Ｒ１３は、時比率設定回路を構成している。ＮＡＮＤ回路Ｎ３の出力信号は、この時比率設定回路によって決定される時比率を有する。この結果、ＮＡＮＤ回路Ｎ１，Ｎ２の出力信号、すなわちマルチバイブレータ２５によって生成されるパルス電圧信号も同じ時比率を有することになる。

また、マルチバイブレータ２５には、端子Ｖ_ＤＤと接続された電源用端子２５ａが設けられている。端子Ｖ_ＤＤ及び電源用端子２５ａを通じて供給された電圧が、スイッチング素子Ｑ１１に駆動電力（ゲート電圧）として入力される。

上記のトランジスタＱ１２（第２のスイッチング素子）は、マルチバイブレータ２５を制御し、スイッチング素子Ｑ１１への駆動電力の供給をオンオフするものである。トランジスタＱ１２のエミッタは、アース電位にされている。

第１の制御部２６は、上記のように定電圧制御を行うものである。第１の制御部２６は、出力コンデンサＣ１４と並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ１１、ツェナーダイオードＺＤ１１のアノード側に接続された抵抗器Ｒ１６、及び、ツェナーダイオードＺＤ１１と抵抗器Ｒ１６との接続点にベースが接続された上記トランジスタＱ１２を含んでいる。定電圧制御の動作については後述する。

第２の制御部２７は、抵抗器Ｒ１５、抵抗器Ｒ１６、及びトランジスタＱ１２を含んでいる。抵抗器Ｒ１５の一端は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力端子に接続され、負荷である発振回路３０からの電流が流れ込むようになっている。抵抗器Ｒ１５の他端は、アース電位にされている。尚、トランジスタＱ１２のベースには、コンデンサＣ１３の一端が接続されており、該コンデンサＣ１３の他端はアース電位にされている。定電流制御の動作については後述する。

制御部２８は、端子Ｖ_ＤＤに出力コンデンサＣ１４に蓄積された電荷を供給するものである。また、この制御部２８は、端子Ｖ_ＤＤに過度の電圧が印加されないようにするために、定電圧制御も行う。制御部２８は、抵抗器Ｒ１７、ツェナーダイオードＺＤ１２、トランジスタＱ１３、コンデンサＣ１５を備えている。抵抗器Ｒ１７とツェナーダイオードＺＤ１２は互いに直列に接続され、出力コンデンサＣ１４と並列になっている。トランジスタＱ１３は、ベースが抵抗器Ｒ１７とツェナーダイオードＺＤ１２の接続点に接続され、コレクタが出力コンデンサＣ１４に接続され、エミッタが端子Ｖ_ＤＤ及びコンデンサＣ１５に接続されている。

また、入力端子Ｖ_ＩＮと端子Ｖ_ＤＤとの間には、ダイオードＤ１１が接続されている。ダイオードＤ１１のアノードは入力端子Ｖ_ＩＮに接続され、カソードは後述する端子Ｖ_ＤＤに接続されている。また、ダイオードＤ１１のアノードは、抵抗器Ｒ１１を介してＮＡＮＤ回路Ｎ３の第１の入力端子にも接続されている。

以上がＤＣ−ＤＣコンバータ２０の構成である。次に、発振回路３０の構成を説明する。

発振回路３０は、インダクタＬ１２、トランジスタＱ１４、帰還同調用トランスＴＲ１１、ダイオードＤ１４、ダイオードＤ１５、抵抗器Ｒ１８、及びコンデンサＣ１７を有している。

インダクタＬ１２は、圧電振動子ＴＤに直列に接続されている。また、インダクタＬ１２は、トランジスタＱ１４のコレクタにも接続されている。トランジスタＱ１４のエミッタは、トランスＴＲ１１の１次側インダクタに接続されている。また、該エミッタはダイオードＤ１５を介してトランジスタＱ１４のベースに接続されている。ダイオードＤ１５は、トランジスタＱ１４を保護するための素子である。トランスＴＲ１１の２次側インダクタの一端は、トランジスタＱ１４のベース及び抵抗器Ｒ１８に接続されている。トランスＴＲ１１の２次側インダクタの他端は、コンデンサＣ１７を介して接地されている。ダイオードＤ１４は、圧電振動子ＴＤに並列に接続されている。ダイオードＤ１４は、圧電振動子ＴＤを保護するための素子である。

インダクタＬ１２と圧電振動子ＴＤは第１の同調回路を構成し、トランスＴＲ１１の２次側インダクタとコンデンサＣ１７は第２の同調回路を構成する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が発振回路３０に印加されると、第２同調回路の共振周波数で振動する交流電圧が圧電振動子ＴＤに印加される。この結果、圧電振動子ＴＤは、第２の同調回路の共振周波数と等しい周波数で振動する。

以上が本実施形態の圧電振動子駆動回路４０の構成である。次に、圧電振動子駆動回路４０の動作を説明する。

まず、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０によって電源１１からの入力電圧を昇圧する過程を説明する。端子Ｖ_ＤＤ及び電源用端子２５ａを通じてマルチバイブレータ２５に電圧が印加されている間は、ＮＡＮＤ回路Ｎ１〜Ｎ４が作動し、スイッチング素子Ｑ１１に駆動電力としてのゲート電圧を印加できる状態になる。電源用端子２５ａに印加される電圧に応じた値が、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電圧の値となる。

また、第１の制御部２６及び第２の制御部２７が作動していない状態では、トランジスタＱ１２にはゲート電圧が印加されておらず、マルチバイブレータ２５におけるＮＡＮＤ回路Ｎ３の第１の入力端子には、抵抗器Ｒ１１を通じてハイレベルの信号が入力される。そして、時比率設定回路（ダイオードＤ１３及び抵抗器Ｒ１３）によってＮＡＮＤ回路Ｎ３の第２の入力端子にハイレベルの信号が入力される場合は、ＮＡＮＤ回路Ｎ３の出力はローレベルの信号になる。このローレベルの信号がＮＡＮＤ回路Ｎ１，Ｎ２の第１の入力端子及び第２の入力端子それぞれに入力されると、各ＮＡＮＤ回路Ｎ１，Ｎ２からの出力信号はハイレベルの信号になり、スイッチング素子Ｑ１１に駆動電力であるゲート電圧が印加される。これにより、インダクタＬ１１、スイッチング素子Ｑ１１の経路に電流が流れる。この際、電源１１からの入力電圧がインダクタＬ１１にエネルギとして蓄積される。

一方、時比率設定回路（ダイオードＤ１３及び抵抗器Ｒ１３）によってＮＡＮＤ回路Ｎ３の第２の入力端子にローレベルの信号が入力されている場合は、ＮＡＮＤ回路Ｎ３の出力はハイレベルになり、ＮＡＮＤ回路Ｎ１，Ｎ２の出力はローレベルになる。このため、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電圧は遮断され、インダクタＬ１１、ダイオードＤ１２、出力コンデンサＣ１４の経路を電流が流れる。この際、出力コンデンサＣ１４には、電源１１からの入力電圧に加えて、インダクタＬ１１に蓄積されたエネルギが供給される。

そして、時比率設定回路により定められる所定の時比率で上記のようなスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ動作を繰り返すことにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は徐々に入力電圧を昇圧することができる。出力コンデンサＣ１４の両端の電圧値が出力電圧となり、これが発振回路３０に入力される。尚、上記のようにスイッチング素子Ｑ１１は、駆動電力であるゲート電圧の入力に伴って、入力電圧をインダクタＬ１１にエネルギとして蓄積するモードと、この蓄積したエネルギを出力コンデンサＣ１４に供給するモードとを切り換える役割を果たしている。

次に、制御部２８による定電圧制御について説明する。マルチバイブレータ２５の端子Ｖ_ＤＤには出力コンデンサＣ１４の電圧が印加されるが、この定電圧制御により、マルチバイブレータ２５に過度の電圧が印加されるのを防止することができる。出力コンデンサＣ１４に印加されると電圧が向上し、ツェナーダイオードＺＤ１２に印加される電圧がツェナー電圧に達すると、逆方向電流が流れ出す。ツェナー電圧は一定であるため、出力コンデンサＣ１５及びトランジスタＱ１３のベース−エミッタ間の電圧値も一定に保持される。これにより、トランジスタＱ１３を通じて端子Ｖ_ＤＤに供給される電圧は所定値を超えないように制御され、マルチバイブレータ２５の故障を防止することができる。

尚、上記ダイオードＤ１１は、昇圧動作の初期段階においてもマルチバイブレータ２５をスムーズに動作させるための素子である。昇圧開始時は出力コンデンサＣ１４に蓄積された電荷量が少ないため、インダクタＬ１１、ダイオードＤ１２、トランジスタＱ１３を流れる電流が端子Ｖ_ＤＤに供給される。ところが、この経路では、複数の素子が介在するため電圧降下が大きくなり、端子Ｖ_ＤＤに供給される電圧値が小さくなってしまう。このため、本実施形態のようにダイオードＤ１１を通じて端子Ｖ_ＤＤに供給することで電圧降下が抑えられ、出力コンデンサＣ１４の電荷量が少ない場合でもマルチバイブレータ２５に作動電圧を印加することができる。

次に、第１の制御部２６による定電圧制御について説明する。上記のようにスイッチング素子Ｑ１１のオンオフを繰り返すことで入力電圧が昇圧されるが、第１の制御部２６は、定電圧制御によって出力電圧が目標電圧に安定化されるようにその昇圧動作を制御する。出力コンデンサＣ１４の電圧が向上し、これと並列接続されたツェナーダイオードＺＤ１１に印加される電圧がツェナー電圧に達すると、ツェナーダイオードＺＤ１１に逆方向電流が流れ、トランジスタＱ１２にベース電流が供給される。すると、抵抗器Ｒ１１を経由してＮＡＮＤ回路Ｎ３の第１の入力端子に流入していた電流は、トランジスタＱ１２（第２のスイッチング素子）に流れ込み、ＮＡＮＤ回路Ｎ３の第１の入力端子には、ローレベルの信号が入力されることになる。これにより、ＮＡＮＤ回路Ｎ１，Ｎ２の出力はローレベルになり、マルチバイブレータ２５の出力が停止する。このようにマルチバイブレータ２５が停止している間は、スイッチング素子Ｑ１１への駆動電力の供給が停止されるため、入力電圧の昇圧も行われない。この結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を目標電圧に安定化させることができる。

そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧が発振回路３０に印加されると、第２同調回路（トランスＴＲ１１の２次側インダクタ及びコンデンサＣ１７）の共振周波数で振動する交流電圧が圧電振動子ＴＤに印加される。この結果、圧電振動子ＴＤは、第２の同調回路の共振周波数と等しい周波数で振動する。

尚、発振回路３０が作動すると、出力コンデンサＣ１４に蓄積されていた電荷が減少するため、ツェナーダイオードＺＤ１１に流れる逆方向電流が停止し、マルチバイルレータ２５が作動し始める。ところが、発振回路３０からＤＣ−ＤＣコンバータ２０側に所定量以上の電流が流れ込むことにより、第２の制御部２７の定電流制御が行われ、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧は上記定電圧制御における目標値よりも低い電圧に調整される。

ここで、第２の制御部２７による定電流制御について説明する。発振回路３０からＤＣ−ＤＣコンバータ２０に供給される電流は、抵抗器Ｒ１５を流れる。そして、この電流量が多くなって抵抗器Ｒ１５における電圧降下が所定値以上になると、トランジスタＱ１２（第２のスイッチング素子）は、マルチバイブレータ２５を制御してスイッチング素子Ｑ１１へのゲート電圧（駆動電力）の供給をオフにする。より詳しくは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０に流れる電流値が目標電流になって抵抗器Ｒ１５における電圧降下が所定値に達すると、トランジスタＱ１２のゲートにハイレベルの信号が入力される。これにより、マルチバイブレータ２５におけるＮＡＮＤ回路Ｎ３の第１の入力端子にはローレベルの信号が入力され、ＮＡＮＤ回路Ｎ１，Ｎ２の出力はローレベルの信号になる。一旦この定電流制御が開始された後は、スイッチング素子Ｑ１１におけるスイッチング動作を実施しつつも、抵抗器Ｒ１５を流れる電流が目標電流値になるようにトランジスタＱ１２によって適宜スイッチング素子Ｑ１１の動作を停止させることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧を略一定に保持することができる。これにより、発振回路３０に安定した電力供給を行える。尚、定電圧制御における目標電圧は例えば２０Ｖとされ、この定電流制御によって出力電圧は例えば７Ｖとされる。

本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０及び圧電振動子駆動回路４０によれば、次のような効果が得られる。上記のように、本実施形態では、出力コンデンサＣ１４からスイッチング素子Ｑ１１に駆動電力（ゲート電圧）が供給されるようになっている。ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は昇圧型であるため、出力コンデンサＣ１４には、入力電圧による電荷に加えて、インダクタＬ１１に蓄積されたエネルギが供給される。このため、電源１１による入力電圧が小さい場合であっても、スイッチング素子Ｑ１１に充分な駆動電力を供給することができる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は適切な昇圧動作を実施することができる。

以上、本発明者らによってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、スイッチング素子は、如何なる素子で構成してもよい。具体例を挙げると、図２で示したスイッチング素子Ｑ１１は、ＦＥＴに代えてトランジスタにしてもよいし、第２のスイッチング素子であるトランジスタＱ１２をＦＥＴにしてもよい。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。本発明に係る圧電振動子駆動回路の一実施形態を示す回路図である。従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図である。

符号の説明

１０，２０…ＤＣ−ＤＣコンバータ、１１…電源、１２…制御回路、２５…マルチバイブレータ、２５ａ…電源用端子（マルチバイブレータ）、２６…第１の制御部、ＺＤ１１…ツェナーダイオード（第１の制御部）、２７…第２の制御部、Ｒ１５…抵抗器（第２の制御部）、２８…制御部、３０…発振回路、４０…圧電振動子動回路、Ｃ２，Ｃ１４…出力コンデンサ、Ｑ１，Ｑ１１…スイッチング素子、Ｑ１２…トランジスタ（第２のスイッチング素子）、ＴＤ…圧電振動子、ＴＲ１１…帰還同調用トランス、Ｖ_ＤＤ…電源端子、Ｖ_ＩＮ…入力端子、Ｖ_ＯＵＴ…出力端子。

Claims

入力電圧を昇圧して出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
インダクタと、
負荷に供給される電荷を蓄積する出力コンデンサと、
駆動電力の入力に伴って、前記入力電圧を前記インダクタにエネルギとして蓄積するモードと、前記インダクタに蓄積したエネルギを前記出力コンデンサに供給するモードとを切り換えるスイッチング素子と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電圧が目標電圧に安定化されるように前記昇圧を制御する第１の制御部と、
前記負荷から前記ＤＣ−ＤＣコンバータに流れる電流値が目標電流に安定化されるように前記昇圧を制御することで、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電圧を前記目標電圧よりも低い電圧に調整する第２の制御部と、
前記出力コンデンサからの前記駆動電力を所定の時比率で前記スイッチング素子へ供給するマルチバイブレータと、
前記マルチバイブレータを制御し、前記駆動電力の供給をオンオフする第２のスイッチング素子と、
前記マルチバイブレータの電源端子に前記出力コンデンサに蓄積された電荷を供給すると共に、定電圧制御を行う制御部と、を備え、
前記第１の制御部は、前記第２のスイッチング素子と、前記出力コンデンサと並列に接続されたツェナーダイオードとを含み、前記第２のスイッチング素子は、前記ツェナーダイオードに流れる逆方向電流が入力された場合に、前記マルチバイブレータを制御して前記スイッチング素子への前記駆動電力の供給をオフにし、
前記第２の制御部は、前記第２のスイッチング素子と、前記負荷からの電流が流れる抵抗器とを含み、前記第２のスイッチング素子は、前記抵抗器における電圧降下が所定値以上のときに、前記マルチバイブレータを制御して前記スイッチング素子への前記駆動電力の供給をオフにし、
前記制御部は、互いに直列に接続されると共に前記出力コンデンサと並列に接続された抵抗器及びツェナーダイオードと、トランジスタと、一端がアース電位とされたコンデンサとを含み、前記トランジスタは、ベースが前記出力コンデンサと並列に接続された前記抵抗器と前記ツェナーダイオードとの接続点に接続され、コレクタが前記出力コンデンサに接続され、エミッタが前記電源端子及び前記コンデンサの他端に接続されており、
前記出力コンデンサから前記スイッチング素子に、前記駆動電力を供給することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
入力電圧を昇圧して出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧によって前記圧電振動子を駆動する発振回路とを備える圧電振動子駆動回路であって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、
インダクタと、
負荷に供給される電荷を蓄積する出力コンデンサと、
駆動電力の入力に伴って、前記入力電圧を前記インダクタにエネルギとして蓄積するモードと、前記インダクタに蓄積したエネルギを前記出力コンデンサに供給するモードとを切り換えるスイッチング素子と、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電圧が目標電圧に安定化されるように前記昇圧を制御する第１の制御部と、
前記負荷から前記ＤＣ−ＤＣコンバータに流れる電流値が目標電流に安定化されるように前記昇圧を制御することで、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの前記出力電圧を前記目標電圧よりも低い電圧に調整する第２の制御部と、
前記出力コンデンサからの前記駆動電力を所定の時比率で前記スイッチング素子へ供給するマルチバイブレータと、
前記マルチバイブレータを制御し、前記駆動電力の供給をオンオフする第２のスイッチング素子と、
前記マルチバイブレータの電源端子に前記出力コンデンサに蓄積された電荷を供給すると共に、定電圧制御を行う制御部と、を備え、
前記第１の制御部は、前記第２のスイッチング素子と、前記出力コンデンサと並列に接続されたツェナーダイオードとを含み、前記第２のスイッチング素子は、前記ツェナーダイオードに流れる逆方向電流が入力された場合に、前記マルチバイブレータを制御して前記スイッチング素子への前記駆動電力の供給をオフにし、
前記第２の制御部は、前記第２のスイッチング素子と、前記負荷からの電流が流れる抵抗器とを含み、前記第２のスイッチング素子は、前記抵抗器における電圧降下が所定値以上のときに、前記マルチバイブレータを制御して前記スイッチング素子への前記駆動電力の供給をオフにし、
前記制御部は、互いに直列に接続されると共に前記出力コンデンサと並列に接続された抵抗器及びツェナーダイオードと、トランジスタと、一端がアース電位とされたコンデンサとを含み、前記トランジスタは、ベースが前記出力コンデンサと並列に接続された前記抵抗器と前記ツェナーダイオードとの接続点に接続され、コレクタが前記出力コンデンサに接続され、エミッタが前記電源端子及び前記コンデンサの他端に接続されており、
前記出力コンデンサから前記スイッチング素子に、前記駆動電力を供給することを特徴とする圧電振動子駆動回路。