JP3746273B2 - 信号レベル変換回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は信号レベル変換回路に係り、特に異なる電源レベルを有する論理回路間に設けられる信号レベル変換回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
一般的にCPU(Central Processing Unit―中央演算処理装置―)を含むシステムでは、CPUと周辺デバイスとの間でデータをやり取りするバス(信号)ラインが多数存在しており、周辺デバイスはこれらのバスにぶら下がるように接続されている。CPUはその処理速度の向上にともなって消費電力が増大していくので、プロセスの微細化を図ったり、電源電圧の低減を図ったりすることによりCPUそのものの消費電力の増大を抑えている。しかし、CPUに接続される周辺デバイス類は、他の装置との互換性を維持するために電源電圧の低電圧化が容易に進まない場合が多い。
【0003】
このような傾向はバッテリにより駆動される機器に多くみられ、このようなバッテリ駆動機器としては、例えば、携帯電話やPDA(Personal Digital Assistant)等のアプリケーションを挙げることができる。このアプリケーションでは使用時間を延ばすため、低消費電力が求められ、CPUの低消費電力化の要求は強い。しかしながら、バスに接続される周辺機器は互換性を維持する必要性があるため、電源電圧を変更することは難しいのが現状である。
【0004】
電源レベルの異なる信号がバスに供給されると、システムの消費電流が増加したり、素子が破壊されたり素子が誤動作する原因となるため、信号の電源レベルを変換するための集積回路素子が必要となる。図20は、従来の2電源レベル変換回路の構成を示すブロック図である。
【0005】
図20において、PDA等のアプリケーションであるシステム1は、電源レベルAで動作するVccA系回路2と電源レベルBで動作するVccB系回路3とを備えている。端子A1から端子B1へ矢印4の方向に信号が流れる場合、第1の入力バッファ回路5と、第1の(AtoB)論理回路6と、電源のレベルを変換するレベルシフタ回路7と、第1の出力バッファ回路8と、を備えている。
【0006】
VccA系回路2とVccB系回路3の何れが動作するかは、制御回路9により制御されている。制御回路9は、方向切換信号の入力端子DIRと動作信号の入力端子*OEから入力されたそれぞれの信号により、矢印4の方向と矢印10の方向に動作方向が切り替えられる。端子B1から端子A1へ矢印10の方向に信号が流れる場合には、第2の入力バッファ回路11と、第2の(BtoA)論理回路12と、第2の出力バッファ回路13とを備えている。なお、動作信号*OEにおける「*」は、この明細書においては信号の電位が反転されていることを表記している。
【0007】
図20に示す従来のシステムは、電源レベルがVccA<VccBの場合を示しており、例えば端子A1から入力されて端子B1へと出力される信号処理系であるVccA系回路の電源レベルが2.5Vであるとき、VccB系回路3の電源レベルは3.3Vである。このような回路構成と電源レベルによるシステム1の動作について説明する。
【0008】
A1端子が入力、B1端子が出力の場合を考えると、端子A1から入った信号が第1の入力バッファ回路5、第1の(AtoB)論理回路6を通って、レベルシフタ回路7に入力される。レベルシフタ回路7でVccAからVccBにレベル変換され、第1の出力バッファ回路8から端子B1にVccBレベルの信号が出力される。レベルシフタ回路7は、第1の出力バッファ回路のPチャンネルトランジスタを確実にオフさせるために挿入されている回路であり、「VccA<VccB」のときにレベルシフタ回路7が設けられていない場合、Pチャンネルトランジスタのゲートとソース間の電圧Vgsが0Vにならず、Pチャンネルトランジスタがオフせず、貫通電流を流してしまうことになる。
【0009】
B1端子が入力でA1端子が出力の場合、第2の(BtoA)論理回路12と第2の出力バッファ回路13との間にレベルシフタ回路を設ける必要はなく、B1端子より入力された信号は、第1の入力バッファ回路11、第2の(BtoA)論理回路12、第2の出力バッファ回路13を介してA1端子にVccAレベルの信号が出力される。
【0010】
図20に示した従来のシステムの具体的な構成について、図21の回路図を用いて説明する。図21において、端子*OEはVccBレベルのときは端子Aおよび端子Bの両端子がハイインピーダンス(HZ)状態となり、接地(GND)レベルのときは端子A、端子Bが入力か出力になるよう設定する端子である。端子DIRは、VccBレベルのとき端子Aが入力、端子Bが出力となり、接地(GND)レベルのとき端子Bが入力、端子Aが出力となるように設定する端子である。
【0011】
いま、端子Aが入力、端子Bが出力(すなわち、*OE=GND、DIR=VccB)の場合を例に挙げて、その動作を説明する。端子AにVccAレベルの信号が入力されるとαノードはVccAレベルとなり、レベルシフタ回路7のNチャンネルトランジスタN1、PチャンネルトランジスタP2がオン(N2とP1はオフ)し、βノードにVccBレベルが出力される。この信号は第1の出力バッファ回路8に入力され、端子BにVccBレベルの信号が出力されて、VccAからVccBへのレベル変換が可能となる。
【0012】
しかしながら、図21に示す第1の従来例の双方向システムにおけるレベルシフタ回路の構成においては、回路を形成する素子数が多くなっているため、チップサイズが大きくなってしまうという欠点があった。また、方向を切り換えるための端子DIRを設けて入力/出力の方向を決定してやる必要があり、制御の煩雑さが増してしまうことになる。
【0013】
なお、異なる電源レベルで動作するバスシステムは、図20、図21に示すような双方向システムばかりでなく図22ないし図24に示す片方向システムも用いられている。これら片方向システムとしての第2の従来例について図面を用いて説明する。
【0014】
片方向システムの場合、信号の処理方向を制御する方向切換信号を入力する端子DIRが設けられていないだけで、基本的な構成は図21の双方向システムの構成に対応しており、同一構成要素に同一の符号を付すことにより、重複説明を省略する。また、図22に示す片方向システムの動作は双方向システムにおける端子Aから端子Bへと、または端子Bから端子Aへと論理回路システムの信号処理が行なわれる場合と同じである。片方向システムでは端子DIRがないため、双方向システムのような制御の煩雑さはないが、回路構成はやはり複雑であり、チップサイズが大きくなってしまう欠点は、双方向システムの場合と同様である。
【0015】
片方向システムの従来例としては、Nチャンネルトランジスタだけでレベル変換を行なう回路もあり、図23はその回路図を示している。図23において、第1の電源レベルで動作する第1の論理回路が接続された端子Aより入力された信号は、図示しない入力バッファ回路とAtoB論理回路を介してレベルシフタ7で信号の電源レベルを変換されて、端子Bから第2の電源レベルで動作する第2の論理回路へと出力される。制御回路9は、端子*OEから入力された*OE信号に基づいて制御信号をレベルシフタ回路7のNチャンネルトランジスタN1のゲートに供給している。
【0016】
端子*OEは、VccBレベルのときNチャンネルトランジスタN1をオフさせて端子Aと端子Bの間を切り離し、接地レベルGNDのときには端子Aと端子B間に信号を通すように設定するための端子である。
【0017】
端子*OEが接地レベルGNDでNチャンネルトランジスタN1がオンしており、端子Aが接地GNDレベル、端子Bが接地GNDレベルの状態から端子BがVccBレベルに切り換わった場合について考える。VccBレベルの信号電圧が端子Bに印加されると、トランジスタN1のゲートにはVccBが印加されており、トランジスタN1はオンしているため、端子Aには「VccB−VthN」(VthNはトランジスタN1のしきい値)の電圧が現れる。具体的に数値を挙げて説明すると、VccB=3.3V、VccA=2.5V、VthN=1.0Vとすると、端子Aには、VccB−VthN=3.3V−1.0V=2.3Vの電圧が現れる。
【0018】
しかしながら、この従来例の回路においてはトランジスタN1のしきい値電圧VthNのばらつきに出力電圧が左右されることになる。しきい値電圧VthNのばらつきを±0.2Vとすると、出力される電圧は、2.1V〜2.5Vの範囲でばらつくことになる。今、最も低い電圧2.1Vが出力された場合を考えると、VccAは2.5Vであるから、0.4V足りないため、端子Aに接続されている素子の初段に貫通電流が流れることになる。
【0019】
この貫通電流が流れる場合について図24を用いて説明する。図24は、端子Aに接続されている第1の論理回路の素子の初段回路がインバータである場合の構成を示している。端子Bから端子Aへの片方向のシステムの場合、端子Aには2.1Vが出力されているため、端子Aに接続されている素子の初段を構成するインバータのトランジスタN2はオンしている。しかしながら、インバータのもう一方のトランジスタP1には2.5V(VccAレベル)との差である0.4Vがゲート・ソース間電圧Vgsとして印加されており、このトランジスタP1は僅かながらにオンしているため、インバータを構成するトランジスタP1からN2を介して貫通電流が流れてしまうことになる。
【0020】
これとは逆に、端子Aが入力で端子Bが出力である端子Aから端子Bへの片方向のシステムの場合を考えると、端子Aに2.5Vが印加され、端子Bには上述したBからAへの片方向の場合と同様に、トランジスタN1のゲート電圧として「3.3V−1V=2.3V」の電圧が現れる。端子Bに他の素子が接続されている場合、初段の回路のPチャンネルトランジスタには「3.3V−2.3V=1V」のゲート・ソース電圧Vgsが印加されるため、上記の場合よりもさらに多くの貫通電流が流れてしまうことになる。
【0021】
このように、Nチャンネルトランジスタのみで構成したレベル変換回路では、回路構成が簡単である代わりに、Nチャンネルトランジスタのばらつきの影響や次段に接続される素子に貫通電流が流れるといった欠点が生じてしまう。
【0022】
【特許文献1】
特開平6−84375号公報
【特許文献2】
特開平6−196992号公報
【特許文献3】
特開平8−335126号公報
【0023】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような双方向論理回路システムに適用される従来の信号レベル変換回路によれば、信号レベル変換回路を構成する素子数が多くなってしまうために、回路全体のチップサイズが大きくなってしまうという問題点があった。また、方向を切り換えるための端子DIRを設けて入力/出力の方向を決定する構成が必要であるため、制御が煩雑であるという問題点もあった。
【0024】
また、片方向論理回路システムでは元々端子DIRがないため、制御上の煩雑さは双方向論理回路システムほどではないが、従来の信号レベル変換回路を用いた場合、回路構成が複雑となってしまうため、チップサイズはやはり大きくなってしまうという問題点があった。
【0025】
また、片方向論理回路システムの信号レベル変換回路としてスイッチングトランジスタを用いた場合、スイッチングトランジスタのしきい値電圧のばらつきに起因して、片方向論理回路システムの出力端子側に接続された素子の初段回路を構成するトランジスタ等に貫通電流が流れてしまうという問題点があった。
【0026】
この発明は、チップサイズの縮小と制御の簡略化を図ると共にそれぞれの端子に出力される電圧を確実なものとすることのできる信号レベル変換回路を提供することを目的としている。
【0027】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の第1の構成に係る信号レベル変換回路は、所定の基準電圧よりも高い第1の電源電圧により動作する第1の論理回路に接続される第1の端子と、前記第1の電源電圧よりも高い第2の電源電圧により動作する第2の論理回路に接続される第2の端子と、の間に接続され、両端子間で双方向の信号を伝達可能な信号レベル変換回路であって、ゲートへ供給される制御信号により、前記第1の端子と前記第2の端子との間に電流経路を形成するスイッチングトランジスタと、前記第1の端子が入力端子で前記第2の端子が出力端子である場合に前記スイッチングトランジスタと前記第2の端子との間に設けられて該スイッチングトランジスタを介して伝達された信号の電圧レベルを前記第2の端子の電圧レベルにする第1のバスホールド回路と、前記第2の端子が入力端子で前記第1の端子が出力端子である場合に前記スイッチングトランジスタと前記第1の端子との間に設けられて該スイッチングトランジスタを介して伝達された信号の電圧レベルを前記第1の端子の電圧レベルにする第2のバスホールド回路と、を備えることを特徴とする。
【0028】
また、本発明の第2の構成に係る信号レベル変換回路は、所定の基準電圧よりも高い第1の電源電圧により動作する第1の論理回路に接続される第1の端子と、前記第1の電源電圧よりも高い第2の電源電圧により動作する第2の論理回路に接続される第2の端子と、の間に接続され、何れかの端子に入力された片方向の信号のレベルを変換する信号レベル変換回路であって、ゲートへ供給される制御信号により、前記第1の端子と前記第2の端子との間に電流経路を形成するスイッチングトランジスタと、前記第1および第2の端子のうち一方が入力端子のときに出力端子としての他方の端子と前記スイッチングトランジスタとの間に設けられて該スイッチングトランジスタを介して伝達される信号の電圧レベルを前記他方の端子の電圧レベルにすると共に前記他方の端子に前記第2の電源電圧または前記基準電圧の何れかを印加可能とするバスホールド回路と、を備えることを特徴とする。
【0029】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながらこの発明に係る信号レベル変換回路の実施形態について詳細に説明する。まず、図1ないし図3を用いて、この発明の第1実施形態について説明する。
【0030】
図1は、この発明の第1実施形態に係る信号レベル変換回路の構成を概略的に示す回路図である。図1において、信号レベル変換回路15は、所定の基準電圧よりも高い第1の電源電圧VccAにより動作する第1の論理回路に接続される第1の端子Aと、第1の電源電圧VccAよりも高い第2の電源電圧VccBにより動作する第2の論理回路に接続される第2の端子Bと、の間に接続され、両端子A,B間で双方向の信号を伝達可能に構成されている。
【0031】
信号レベル変換回路15は、ゲートへ供給される制御信号により、前記第1の端子Aと前記第2の端子Bとの間に電流経路を形成するスイッチングトランジスタ16と、第1の端子Aが入力端子で第2の端子Bが出力端子である場合にスイッチングトランジスタ16と第2の端子Bとの間に設けられて該スイッチングトランジスタ16を介して伝達された信号の電圧レベルを第2の端子Bの電圧レベルすなわち第2の電源電圧VccBにする第1のバスホールド回路17と、第2の端子Bが入力端子で第1の端子Aが出力端子である場合にスイッチングトランジスタ16と第1の端子Aとの間に設けられて該スイッチングトランジスタを介して伝達された信号の電圧レベルを第1の端子Aの電圧レベルすなわち第1の電源電圧VccAにする第2のバスホールド回路18と、を備えている。
【0032】
さらに詳細に説明すると、図1に示す第1実施形態に係る信号レベル変換回路15は、第1の端子Aおよび第2の端子Bに加えて、制御信号が入力される制御端子*OEを備え、スイッチングトランジスタ16は、ゲートが制御端子*OEに接続されると共に、ソースおよびドレインが第1の端子Aと第2の端子Bにそれぞれ接続されて、制御信号によりゲートがオンされているときに、何れかの端子に信号が供給されると両端子間に電流経路を形成するNチャンネルトランジスタN1により構成されている。
【0033】
端子*OEに入力された信号は、インバータよりなる制御回路19により反転されて制御信号OEとしてスイッチングトランジスタ16のゲートに供給されている。この第1実施形態の場合、図1に示すように、第1の電源電圧VccA系2は第2のバスホールド回路18のみで構成され、スイッチングトランジスタ16と、第1のバスホールド回路17と、制御回路19は、第2の電源電圧VccB系3に含まれている。
【0034】
以上のように、この第1実施形態に係る信号レベル変換回路15は双方向の論理回路システムに適用されるために、第1のバスホールド回路17と第2のバスホールド回路18とを備えている。第1のバスホールド回路17は、直列接続された2つのインバータINV1,INV2をトランジスタN1と第2の端子Bとの間に並列に接続し、第2のバスホールド回路18は、直列接続された2つのインバータINV3,INV4をトランジスタN1と第1の端子Aとの間に並列に接続して構成している。
【0035】
以上の構成を有する第1実施形態に係る信号レベル変換回路の動作について説明する。この第1実施形態に係る論理回路においては、第1の電源電圧VccAは例えば2.5Vであり、VccB系に含まれる制御端子*OEと第2の電源電圧VccBは例えば3.3Vである。
【0036】
端子*OEが第2の電源電圧VccBのときには、スイッチングトランジスタ16はオフして端子A,B間を切り離し、基準電圧レベルである、例えばGNDレベル(0V)のときには端子A,B間に信号を通すように論理回路システム全体が設定されている。端子*OEがGNDレベルのとき、スイッチングトランジスタ16を構成するNチャンネルトランジスタN1がオンしており、第1の端子AがGNDレベルで、第2の端子BがGNDレベルの状態からVccBレベルへと切り替わった場合について考える。
【0037】
トランジスタN1のゲートには第2の電源電圧VccBの制御信号が供給されてトランジスタN1はオンしているので、第2の電源電圧VccBの信号が第2の端子Bに印加されると、第1の端子Aには、第2の電源電圧VccBからトランジスタN1のしきい値電圧VthNを差し引いた関係「VccB−VthN」分の電圧が現れることになる。
【0038】
具体的に数値を挙げて説明すると、VccB=3.3Vで、VccA=2.5Vで、VthN=1.0Vとすると、第1の端子Aには、VccB−VthN=3.3V−1.0V=2.3Vの電圧が現れる。伝達された2.3Vにより第2のバスホールド回路18のインバータINV4が反転しGNDレベルを出力してインバータINV3が2.5Vを出力するようになるため、図2に波形で示すように、第1の端子Aは、2.5Vへと上昇していくことになる。
【0039】
これとは逆に、第1の電源電圧VccA(2.3V)が第1の端子Aに印加された場合は、第2の端子Bにはまず3.3V−1.0V=2.3Vの電圧が出力されることになる。この2.3Vの電圧により、第1のバスホールド回路17を構成するインバータINV2が反転してGNDレベルを出力し、インバータINV1が3.3Vを出力するようになるため、図3の波形図に示すように2.3Vから3.3への残り1.0Vについては、インバータINV1が電圧を供給することにより上昇させることが可能となる。したがって、第2の端子Bには第2の電源電圧VccBとして3.3Vが出力されることになる。
【0040】
次に、第1の端子Aが第1の電源電圧VccAで、第2の端子Bが第2の電源電圧VccBから基準電圧であるGNDレベルになる場合を考えると、トランジスタN1は第2の端子BがGNDレベルであるため、完全にオンして第1の端子AがGNDレベルになるまでオンし続ける。逆の場合も同様であり、GNDレベルの伝達には、トランジスタN1だけで制御可能である。
【0041】
制御端子*OEが第2の電源電圧レベルとなった、すなわち*OE=VccBとなった場合は、トランジスタN1がオフして第1,第2の端子A,B間の信号伝達を切り離し、第1,第2のバスホールド回路17,18で以前の状態を保持することが可能となる。
【0042】
このようにして、スイッチとして機能するトランジスタN1と、異なる2つの電源電圧レベルの端子との間にそれぞれ接続された第1,第2のバスホールド回路17,18を設けるだけで、レベル変換が可能となり、回路の簡素化によりチップサイズの縮小が可能となる。また、トランジスタN1は単なるスイッチングトランジスタであるため、オン・オフを決定する信号(この場合は制御信号*OE)のみがあればよく、従来の双方向論理回路の方向性を制御するための方向信号DIRなどの信号伝達方向を決定する端子が不要となり、双方向の論理回路における端子の削減が可能となる。
【0043】
また、バスホールド回路17および18については、トランジスタN1を介して伝達された信号レベルをそれぞれの端子の電源電圧レベルにするために必要なものであり、トランジスタのサイズ(能力)は小さくても構わないため、チップの縮小化に効果的である。また、第1の端子A、第2の端子Bのそれぞれに現れる信号レベルは確実にそれぞれの電源電圧VccA,VccBになるため、端子の直近の次段に接続される素子に貫通電流が発生せず、消費電力の低減が可能となる。
【0044】
なお、図1においてはスイッチングトランジスタ16としてNチャンネルトランジスタN1を適用するものとして説明したが、本発明はこれに限定されず、スイッチングトランジスタ16にPチャンネルトランジスタを適用しても良い。第1,第2のバスホールド回路17,18を構成するインバータINV1,INV2,INV3,INV4についてもNチャンネル,Pチャンネルトランジスタを用いて適宜に構成可能である。
【0045】
なお、図1において、第1,第2のバスホールド回路17,18は、直列に接続された2つのインバータをスイッチングトランジスタ16と第2の端子Bおよび第1の端子Aとの間にそれぞれ並列に接続しているが、本発明はこの構成に限定されない。例えば、図4に示した第2実施形態による信号レベル変換回路のように、第1のバスホールド回路17のインバータINV1と第2のバスホールド回路18のインバータINV3を制御信号OEにより切り換えられるクロックドインバータINV1,INV3によりそれぞれ構成するようにしても良い。
【0046】
この第2実施形態のようにインバータINV1およびINV3をクロックドインバータに変更することによりスイッチングトランジスタ16を構成するNチャンネルトランジスタN1がオフしているときに、インバータINV1およびINV3がそれぞれ端子Aおよび端子Bを駆動する電流を無くすことができ、消費電流の低減を図ることができる。この場合、NチャンネルトランジスタN1がオフのとき端子Aおよび端子BはハイインピーダンスHZ状態である。
【0047】
また、図4に示した第2実施形態において、インバータINV2およびINV4はトランジスタN1がオフのときでも第2の端子Bおよび第1の端子Aのバス信号が変化した場合に動作電流を流してしまい、消費電流が多くなってしまうために、消費電流の低減が充分ではなかった。
【0048】
そこで、図5に示した第3実施形態のように、これらインバータINV2およびINV4を第1および第2の否定積回路NAND1およびNAND2にそれぞれ変更するようにしても良い。これら第1および第2の否定積回路NAND1およびNAND2のそれぞれの一方側の入力はトランジスタN1と端子BまたはAとの間に接続され、他方側の入力には制御信号OEが供給されている。
【0049】
このように構成された第3実施形態に係る信号レベル変換回路では、トランジスタN1がオフのときには第1および第2のバスホールド回路17、18を完全に固定することができ、消費電流の一層の低減を図ることができる。すなわち、トランジスタN1が制御信号OEによりオフにされたときには、第1および第3のクロックドインバータINV1,INV3と、第1および第2の否定積回路NAND1、NAND2も同じ制御信号OEによりオフとされるので、第1の端子Aおよび第2の端子Bへのバス信号が変化した場合でも動作電流を流してしまうことがなくなり、無駄な消費電流の供給を完全に停止することができる。
【0050】
なお、上述した第1ないし第3実施形態ではいずれも制御端子*OEは第2の電源電圧VccB系3となっていたが、本発明はこのような構成に限定されず、図6ないし図8に示す第4実施形態に係る信号レベル変換回路のように構成しても良い。この第4実施形態も第1実施形態と同様の双方向論理回路システムに適用されるものであるが、第1,第2の端子A,Bに接続される第1,第2の論理回路の詳細な内部構成は図示を省略し、本発明に関連する信号レベル変換回路についてのみ図示されている。
【0051】
第4実施形態に係る信号レベル変換回路は、制御端子*OEに第1の電源電圧VccAが供給されている場合の基本的な実施例であり、制御回路19は、図6に示すように第1の電源電圧VccA系2に含まれるインバータにより構成されている。この第4実施形態は、制御回路19の電源電圧レベルがVccA系である点で第1実施形態と異なっていることを除けば、その他の構成は第1実施形態の信号レベル変換回路と同じである。動作に関しても、制御端子*OEが例えば2.5VであるVccA系の電源電圧によりスイッチングトランジスタ16を制御している点を除けば第1実施形態と同じである。
【0052】
すなわち、スイッチングトランジスタ16を構成するNチャンネルトランジスタN1のゲートに直接VccA系の電源電圧が印加されている。この場合、出力端子AまたはBに現れる信号電圧は「VccA−VthN」となり、第1実施形態のときよりも低くなってバスホールド回路により持ち上げられる量が多くなるので、切換えのための期間がその分だけ長くなる。
【0053】
例えば、VccB=3.3V、VccA=2.5Vで端子Bが入力で端子Aが出力であるとすると、トランジスタN1のゲートには2.5Vが印加されるため端子Aには「2.5−1.0=1.5V」しか伝達されないことになって、残りの1.0Vについては第2のバスホールド回路18によって上昇させる必要がある。このときの端子Aの出力信号レベルの遷移を図7に示すと、端子Aに現れる信号レベルは2つの波形が合わさったものとなっている。すなわち端子Bへの3.3Vの電源電圧の入力に基づいて、スイッチングトランジスタ16としてのNチャンネルトランジスタN1のゲートに印加された2.5Vからトランジスタの消費分1.0Vを引いた1.5Vが、トランジスタN1を介してまず端子Aに伝達され、次に第1のバスホールド回路17により1.5Vから2.5Vにまで上昇させられて、端子Aには2.5Vの電圧が現れることになる。
【0054】
これとは逆に、端子Aが入力で端子Bが出力である場合、トランジスタN1を介して伝達される端子Bへの出力としては1.5Vしかないために、残りの3.3V−1.5V=1.8Vについては、第1のバスホールド回路17により上昇させる必要があり、図8の特性図に示すように、端子BがVccB系の電圧としての3.3Vにまで上昇させるには端子Aへの出力の場合よりも更に長い期間が必要になる。しかし、第1および第2のバスホールド回路17、18を設けたことによりこの第4実施形態に係る信号レベル変換回路でも他方側の端子BまたはAには本来の信号レベルの出力が供給されることになる。
【0055】
図6において、第1のバスホールド回路17は、第1実施形態と同様に直列に接続された2つのインバータINV1とINV2により構成され、第2のバスホールド回路18も同様に2つのインバータINV3とINV4により構成されている。これらのインバータの動作についても第1実施形態と同様であるので、重複説明を省略する。
【0056】
なお、第1および第2のバスホールド回路17、18の構成については、第1実施形態に対する第2および第3実施形態の関係と同様に、インバータに代えてクロックドインバータや否定積回路を用いても良い。これらの例を第5および第6実施形態として以下に説明する。第5実施形態は図9に示され、第6実施形態は図10に示されている。
【0057】
図9において、第5実施形態に係る信号レベル変換回路は、図4に示した第2実施形態に係る信号レベル変換回路と同様に、第1のバスホールド回路17をクロックドインバータINV1とインバータINV2で構成し、第2のバスホールド回路18をクロックドインバータINV3とインバータINV4で構成したものである。第2のバスホールド回路18と制御回路19とが第1の第1の電源電圧VccA系2で、スイッチングトランジスタ16と第1のバスホールド回路17とが第2の電源電圧VccB系3である点は、図6に示した第4実施形態と同様である。
【0058】
図10において、第6実施形態に係る信号レベル変換回路は、図5に示した第3実施形態に係る信号レベル変換回路と同様に、第1のバスホールド回路17をクロックドインバータINV1と否定積回路NAND1で構成し、第2のバスホールド回路18をクロックドインバータINV3と否定積回路NAND2で構成したものである。第2のバスホールド回路18と制御回路19とが第1の電源電圧VccA系2で、スイッチングトランジスタ16と第1のバスホールド回路17とが第2の電源電圧VccB系3である点は、図6に示した第4実施形態と同様である。
【0059】
このように、上述した図6ないし図8に示す第4実施形態、図9に示す第5実施形態、図10に示す第6実施形態によっても、目的を達成できることには変わりないとはいえ、これらの実施形態では制御回路19からスイッチングトランジスタ16のゲートへ供給される第1の電源電圧VccA系の制御信号を第2の電源電圧VccBにまで上昇させるのに第1のバスホールド回路17だけでは時間が長く掛かってしまうことになる。
【0060】
そこで、スイッチングトランジスタ16や第1のバスホールド回路17が含まれるVccB系の内部回路としてレベルシフタ回路20を設けた第7実施形態に係る信号レベル変換回路が提案されている。この第7実施形態に係るレベル変換回路が図11に示されている。図11においては、第1の電源電圧VccA系に属する制御回路19と第2の電源電圧VccB系に属するスイッチングトランジスタ16のゲートとの間にVccB系のレベルシフタ回路20を介挿して、制御信号OEの信号レベルを第1の電源電圧VccAのレベルから第2の電源電圧VccBのレベルにしている。
【0061】
この第7実施形態に係る信号レベル変換回路の動作について簡単に説明する。第7実施形態のように、制御回路19の出力を第1の電源電圧VccAから第2の電源電圧VccBへとレベル変換してスイッチングトランジスタ16のゲートに供給した場合、スイッチングトランジスタ16以降の動作は、図2および図3を用いて説明した第1実施形態の動作と同じである。すなわち、第2の端子Bに第2の電源電圧VccB系3の信号が入力した場合の動作は図2に示すようになり、第1の端子Aに第1の電源電圧VccA系2のレベルの信号が出力される。また、第1の端子Aに第1の電源電圧VccA系2のレベルの信号が入力された場合には、図3に示すように、第2の端子Bに第2の電源電圧VccB系3のレベルの信号が出力される。
【0062】
図11に示す第7実施形態においても、第1および第2のバスホールド回路17,18の構成を直列に接続された2つのインバータINV1とINV2,INV3とINV4よる構成には限定されず、クロックドインバータとインバータとの直列接続された構成や、クロックドインバータと否定積回路との直列接続された構成とすることも可能である。
【0063】
図12に示す第8実施形態は、第1のバスホールド回路17がクロックドインバータINV1とインバータINV2より構成され、第2のバスホールド回路18がクロックドインバータINV3とインバータINV4より構成されている。その他の構成については図11に示す第7実施形態と同様である。
【0064】
図13に示す第9実施形態は、第1のバスホールド回路17がクロックドインバータINV1と否定積回路NAND1より構成され、第2のバスホールド回路18がクロックドインバータINV3と否定積回路NAND2より構成されている。その他の構成については図11に示す第7実施形態と同様である。
【0065】
以上説明した第7ないし第9実施形態のように、VccB系3にレベルシフタ回路20を設けるようにした場合には、制御回路19から出力された第1の電源電圧VccA系2の制御信号OEがレベルシフタ回路20により第2の電源電圧VccB系3のレベルにまでシフトされるので、スイッチングトランジスタ16としてのトランジスタN1のゲートには3.3Vが印加され、第1の端子Aに信号が出力される場合には、第2のバスホールド回路18が2.3Vの電圧を2.5Vにまで上昇させる。また、端子Bに信号が出力される場合には、第1のバスホールド回路17が2.3Vの電圧を3.3Vにまで上昇させる。
【0066】
したがって、バスホールド回路により保持される信号電圧のレベル量はレベルシフタ回路20が設けられている場合には少なくなり、第1実施形態と同じ電圧量で引き上げる期間の長さも第1実施形態の場合と同じとなる。したがって、上述したように、レベルシフタ回路20が有るか無いかの違いは、バスホールド回路が引き上げる電圧の量と引き上げるのに要する時間の長さの違いのみということになる。
【0067】
このように第1ないし第9実施形態に係る信号レベル変換回路は、特に双方向の信号入力がある場合に、信号方向の切換のための方向制御信号が不要となるので、チップ化された集積回路における入力端子を1つ減らすことができ、端子の設置数に限界を有するチップ化集積回路素子にとって構成の簡略化を図れるという優れた効果を有している。
【0068】
以上の第1ないし第9実施形態に係る信号レベル変換回路は、全て双方向に信号が伝達可能な場合について説明していたが、本発明はこれに限定されず、信号の伝達方向は、第1の端子Aから第2の端子Bへの方向または第2の端子Bから第1の端子Aへの方向のような片方向であっても良い。このように、片方向に信号が伝達される場合の信号レベル変換回路について、図14ないし図19に示す第10実施形態ないし第15実施形態を用いて説明する。
【0069】
図14に示す第10実施形態に係る信号レベル変換回路は、端子Aを入力端子とし、端子Bを出力端子とするものであり、制御端子*OEを介して第2の電源電圧VccB系3の信号が供給され、制御回路19で制御信号OEに反転されてスイッチングトランジスタ16のゲートに供給されてトランジスタN1はオン状態となっている。このとき、第1の端子Aに第1の電源電圧VccA系2の信号が入力されると、トランジスタN1を介して信号が伝達されて、第2の端子Bに第2の電源電圧VccB系3のレベルの信号が出力される。
【0070】
このために、スイッチングトランジスタ16と第2の電源電圧VccBの第2の端子Bとの間に第3のバスホールド回路25が1つ設けられている。第3のバスホールド回路25は、図1の第1のバスホールド回路17と同様に、インバータINV1とINV2とを直列接続したものを、スイッチングトランジスタ16と端子Bとの間に並列に接続している。
【0071】
以上の構成により、第1の端子Aに第1の電源電圧VccA系の信号が入力して端子*OEへの制御信号がGNDレベルでトランジスタ16(N1)がオンしているとき、トランジスタ16の第2の端子B側、すなわち第3のバスホールド回路25の入力側には3.3V−1.0V=2.3Vが現れるが、第3のバスホールド回路25を構成しているインバータINV2が反転してGNDレベルを出力し、インバータINV1が3.3Vを出力することになるため、2.3Vから3.3Vへの残り1.0Vについては、インバータINV1が電圧を供給して上昇させて、端子Bには、3.3Vの信号が出力される。このときの動作は、図3と同様である。
【0072】
図14に示す第10実施形態では、第3のバスホールド回路25をインバータINV1,INV2より構成するものとしたが、上述した実施形態と同様に、第3のバスホールド回路25を他の素子により構成することも可能である。
【0073】
図15に示す第11実施形態の信号レベル変換回路においては、第2,第5,第8実施形態と同様に、第3のバスホールド回路25をクロックドインバータINV1とインバータINV2とを直列に接続したものを端子B側からトランジスタ16側へ並列に接続している。
【0074】
図16に示す第12実施形態の信号レベル変換回路においては、第3,第6,第9実施形態と同様に、第3のバスホールド回路25をクロックドインバータINV1と否定積回路NAND1とを直列に接続したものを端子B側からトランジスタ16側に並列に接続している。
【0075】
以上の第10ないし第12実施形態は、端子A側から端子B側へと片方向の信号が供給される場合について説明したが、本発明はこれに限定されず、端子B側から端子A側へと片方向の信号が供給される場合であっても適用することができる。
【0076】
図17に示す第13実施形態の信号レベル変換回路は、第2の端子Bに第2の電源電圧VccB系3の信号が供給され、第1の端子Aに第1の電源電圧VccA系2の信号が出力される場合である。スイッチングトランジスタ16と端子Aとの間には、インバータINV3,INV4を直列に接続したものがトランジスタ16と第1の端子A側との間に並列に接続された第4のバスホールド回路30が介挿されている。
【0077】
動作について簡単に説明すると、制御端子*OEが第2の電源電圧VccBレベルのとき、トランジスタ16がオフとなり、制御端子*OEがGNDレベルのときにトランジスタ16がオンとなって、第2の端子Bから第1の端子Aへと信号を流すように設定する。
【0078】
制御端子*OEがGNDレベルでトランジスタ16がオンしているとき、第2の端子Bに第2の電源電圧VccB系の信号が供給されると、トランジスタ16の端子A側には、「3.3V−1.0V=2.3V」の信号が現れ、この2.3Vにより第4のバスホールド回路30のインバータINV4が反転してGNDレベルを出力し、インバータINV3が2.5Vを出力するように動作するため、第1の端子Aには2.5Vに上昇された信号が現れる。
【0079】
上記の第13実施形態に係る信号レベル変換回路は、第4のバスホールド回路30としてインバータINV3,INV4を直列接続したものをスイッチングトランジスタ16と第1の端子Aとの間に並列接続するものとして説明したが、本発明はこれに限定されず、第2,第5,第8,第11実施形態と同様に、第4のバスホールド回路30の構成をクロックドインバータや否定積回路に代えた構成でも実施が可能である。
【0080】
図18に示す第14実施形態に係る信号レベル変換回路は、第4のバスホールド回路30をクロックドインバータINV3とインバータINV4とを直列接続したものにより構成している。このような構成によっても、第13実施形態の信号レベル変換回路と同様に動作して、同様の作用効果を上げることができる。
【0081】
また、図19に示す第15実施形態に係る信号レベル変換回路のように、第4のバスホールド回路30をクロックドインバータINV3と否定積回路NAND2により構成するようにしても良い。この第15実施形態によっても第13および第14実施形態の信号レベル変換回路と同様の動作が可能であり、同様の作用効果を上げることができる。
【0082】
なお、図示説明は省略するが、片方向の信号レベル変換回路においても、制御回路19を第1の電源電圧VccA系2として制御端子*OEに第1の電源電圧VccA2の制御信号を供給するようにしても良い。この場合、図12に示す第8実施形態に係る信号レベル変換回路のように、制御回路19とスイッチングトランジスタ16のベースとの間にレベルシフタ回路20を設けるようにしても良い。
【0083】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明に係る信号レベル変換回路によれば、異なる電源電圧レベルの信号を何れかの方向に伝達する場合に、電源電圧のレベル変換を簡単な構成により実現するこができ、集積回路チップに組み込まれた際のチップサイズの縮小と制御の簡略化を図ると共に、それぞれの端子に出力される電圧を確実なレベルのものとすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図2】第1実施形態に係る信号レベル変換回路の端子B側から端子A側方向への信号の伝達動作を示す特性図である。
【図3】第1実施形態に係る信号レベル変換回路の端子A側から端子B側方向への信号の伝達動作を示す特性図である。
【図4】本発明の第2実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図5】本発明の第3実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図6】本発明の第4実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図7】第4実施形態に係る信号レベル変換回路の端子B側から端子A側方向への信号の伝達動作を示す特性図である。
【図8】第4実施形態に係る信号レベル変換回路の端子A側から端子B側方向への信号の伝達動作を示す特性図である。
【図9】本発明の第5実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図10】本発明の第6実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図11】本発明の第7実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図12】本発明の第8実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図13】本発明の第9実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図14】本発明の第10実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図15】本発明の第11実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図16】本発明の第12実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図17】本発明の第13実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図18】本発明の第14実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図19】本発明の第15実施形態に係る信号レベル変換回路の論理回路の構成を示す回路図である。
【図20】従来の信号レベル変換回路の構成を示すブロック図である。
【図21】従来の双方向の信号レベル変換回路の回路構成を示す回路図である。
【図22】従来の片方向の信号レベル変換回路の回路構成を示す回路図である。
【図23】第2の従来例としての片方向の論理回路の回路構成を示す回路図である。
【図24】図23に示す第2の従来例における端子Aに接続されている素子の初段に貫通電流が流れる場合を示す回路図である。
【符号の説明】
16 スイッチングトランジスタ
17 第1のバスホールド回路
18 第2のバスホールド回路
19 制御回路
20 レベルシフタ回路
25 第3のバスホールド回路
30 第4のバスホールド回路
Claims (25)
- 所定の基準電圧よりも高い第1の電源電圧により動作する第1の論理回路に接続される第1の端子と、前記第1の電源電圧よりも高い第2の電源電圧により動作する第2の論理回路に接続される第2の端子と、の間に接続され、両端子間で双方向の信号を伝達可能な信号レベル変換回路であって、
ゲートへ供給される制御信号により、前記第1の端子と前記第2の端子との間に電流経路を形成するスイッチングトランジスタと、
前記第1の端子が入力端子で前記第2の端子が出力端子である場合に前記スイッチングトランジスタと前記第2の端子との間に設けられて該スイッチングトランジスタを介して伝達された信号の電圧レベルを前記第2の端子の電圧レベルにする第1のバスホールド回路と、
前記第2の端子が入力端子で前記第1の端子が出力端子である場合に前記スイッチングトランジスタと前記第1の端子との間に設けられて該スイッチングトランジスタを介して伝達された信号の電圧レベルを前記第1の端子の電圧レベルにする第2のバスホールド回路と、
を備えることを特徴とする信号レベル変換回路。 - 所定の基準電圧よりも高い第1の電源電圧により動作する第1の論理回路に接続される第1の端子と、前記第1の電源電圧よりも高い第2の電源電圧により動作する第2の論理回路に接続される第2の端子と、の間に接続され、両端子間で双方向の信号を伝達可能な信号レベル変換回路であって、
ゲートへ供給される制御信号により、前記第1の端子と前記第2の端子との間に電流経路を形成するスイッチングトランジスタと、
前記スイッチングトランジスタと前記第2の端子との間に並列に接続され、前記第2の電源電圧で駆動される第1のインバータと第2のインバータとの直列接続体よりなる第1のバスホールド回路と、
前記スイッチングトランジスタと前記第1の端子との間に並列に接続され、前記第1の電源電圧で駆動される第3のインバータと第4のインバータとの直列接続体よりなる第2のバスホールド回路と、
を備えることを特徴とする信号レベル変換回路。 - 所定の基準電圧よりも高い第1の電源電圧により動作する第1の論理回路に接続される第1の端子と、前記第1の電源電圧よりも高い第2の電源電圧により動作する第2の論理回路に接続される第2の端子と、の間に接続され、両端子間で双方向の信号を伝達可能な信号レベル変換回路であって、
ゲートへ供給される制御信号により、前記第1の端子と前記第2の端子との間に電流経路を形成するスイッチングトランジスタと、
前記スイッチングトランジスタと前記第2の端子との間に並列に接続され、前記第2の電源電圧で駆動される第1のクロックドインバータと第2のインバータとの直列接続体よりなる第1のバスホールド回路と、
前記スイッチングトランジスタと前記第1の端子との間に並列に接続され、前記第1の電源電圧で駆動される第2のクロックドインバータと第4のインバータとの直列接続体よりなる第2のバスホールド回路と、
を備えることを特徴とする信号レベル変換回路。 - 所定の基準電圧よりも高い第1の電源電圧により動作する第1の論理回路に接続される第1の端子と、前記第1の電源電圧よりも高い第2の電源電圧により動作する第2の論理回路に接続される第2の端子と、の間に接続され、両端子間で双方向の信号を伝達可能な信号レベル変換回路であって、
ゲートへ供給される制御信号により、前記第1の端子と前記第2の端子との間に電流経路を形成するスイッチングトランジスタと、
前記スイッチングトランジスタと前記第2の端子との間に並列に接続され、前記第2の電源電圧で駆動される第1のクロックドインバータと第1の否定積回路との直列接続体よりなる第1のバスホールド回路と、
前記スイッチングトランジスタと前記第1の端子との間に並列に接続され、前記第1の電源電圧で駆動される第2のクロックドインバータと第2の否定積回路との直列接続体よりなる第2のバスホールド回路と、
を備えることを特徴とする信号レベル変換回路。 - 制御端子と、該制御端子と前記ゲートの間に設けられて前記第2の電源電圧で動作して制御信号を出力する制御回路と、をさらに備え、前記スイッチングトランジスタの前記ゲートは前記制御信号により制御されることを特徴とする請求項1ないし請求項4の何れかに記載の信号レベル変換回路。
- 制御端子と、該制御端子と前記ゲートの間に設けられて前記第1の電源電圧で動作して制御信号を出力する制御回路と、をさらに備え、前記スイッチングトランジスタの前記ゲートは前記制御信号により制御されることを特徴とする請求項1ないし請求項4の何れかに記載の信号レベル変換回路。
- 前記制御回路と前記ゲートとの間には、前記制御信号のレベルを第1の電源電圧から第2の電源電圧にするレベルシフタ回路が設けられている請求項6に記載の信号レベル変換回路。
- 前記第1のバスホールド回路は、前記スイッチングトランジスタと前記第2の端子との間に並列に接続された第1のインバータと第2のインバータとの直列接続体であると共に、
前記第2のバスホールド回路は、前記スイッチングトランジスタと前記第1の端子との間に並列に接続された第3のインバータと第4のインバータとの直列接続体であることを特徴とする請求項1に記載の信号レベル変換回路。 - 前記第1のバスホールド回路は、前記スイッチングトランジスタと前記第2の端子との間に並列に接続された第1のクロックドインバータと第2のインバータとの直列接続体であると共に、
前記第2のバスホールド回路は、前記スイッチングトランジスタと前記第1の端子との間に並列に接続された第2のクロックドインバータと第4のインバータとの直列接続体であることを特徴とする請求項1に記載の信号レベル変換回路。 - 前記第1のバスホールド回路は、前記スイッチングトランジスタと前記第2の端子との間に並列に接続された第1のクロックドインバータと第1の否定積回路との直列接続体であると共に、
前記第2のバスホールド回路は、前記スイッチングトランジスタと前記第1の端子との間に並列に接続された第2のクロックドインバータと第2の否定積回路との直列接続体であることを特徴とする請求項1に記載の信号レベル変換回路。 - 所定の基準電圧よりも高い第1の電源電圧により動作する第1の論理回路に接続される第1の端子と、前記第1の電源電圧よりも高い第2の電源電圧により動作する第2の論理回路に接続される第2の端子と、の間に接続され、何れかの端子に入力された片方向の信号のレベルを変換する信号レベル変換回路であって、
ゲートへ供給される制御信号により、前記第1の端子と前記第2の端子との間に電流経路を形成するスイッチングトランジスタと、
前記第1および第2の端子のうち一方が入力端子のときに、出力端子としての他方の端子と前記スイッチングトランジスタとの間に設けられて該スイッチングトランジスタを介して伝達される信号の電圧レベルを前記他方の端子の電圧レベルにすると共に前記他方の端子に前記第2の電源電圧または前記基準電圧の何れかを印加可能とするバスホールド回路と、
を備えることを特徴とする信号レベル変換回路。 - 所定の基準電圧よりも高い第1の電源電圧により動作する第1の論理回路に接続される第1の端子と、前記第1の電源電圧よりも高い第2の電源電圧により動作する第2の論理回路に接続される第2の端子と、の間に接続され、何れかの端子に入力された片方向の信号のレベルを変換する信号レベル変換回路であって、
ゲートへ供給される制御信号により、前記第1の端子と前記第2の端子との間に電流経路を形成するスイッチングトランジスタと、
前記第1および第2の端子のうち一方が入力端子のときに、出力端子としての他方の端子と前記スイッチングトランジスタとの間に並列に接続された第1のインバータと第2のインバータの直列接続体よりなると共に前記他方の端子に前記第2の電源電圧または前記基準電圧の何れかを印加可能とするバスホールド回路と、
を備えることを特徴とする信号レベル変換回路。 - 所定の基準電圧よりも高い第1の電源電圧により動作する第1の論理回路に接続される第1の端子と、前記第1の電源電圧よりも高い第2の電源電圧により動作する第2の論理回路に接続される第2の端子と、の間に接続され、何れかの端子に入力された片方向の信号のレベルを変換する信号レベル変換回路であって、
ゲートへ供給される制御信号により、前記第1の端子と前記第2の端子との間に電流経路を形成するスイッチングトランジスタと、
前記第1および第2の端子のうち一方が入力端子のときに、出力端子としての他方の端子と前記スイッチングトランジスタとの間に並列に接続された第1のクロックドインバータと第2のインバータの直列接続体よりなると共に前記他方の端子に前記第2の電源電圧または前記基準電圧の何れかを印加可能とするバスホールド回路と、
を備えることを特徴とする信号レベル変換回路。 - 所定の基準電圧よりも高い第1の電源電圧により動作する第1の論理回路に接続される第1の端子と、前記第1の電源電圧よりも高い第2の電源電圧により動作する第2の論理回路に接続される第2の端子と、の間に接続され、何れかの端子に入力された片方向の信号のレベルを変換する信号レベル変換回路であって、
ゲートへ供給される制御信号により、前記第1の端子と前記第2の端子との間に電流経路を形成するスイッチングトランジスタと、
前記第1および第2の端子のうち一方が入力端子のときに、出力端子としての他方の端子と前記スイッチングトランジスタとの間に並列に接続された第1のクロックドインバータと第2の否定積回路の直列接続体よりなると共に前記他方の端子に前記第2の電源電圧または前記基準電圧の何れかを印加可能とするバスホールド回路と、
を備えることを特徴とする信号レベル変換回路。 - 前記バスホールド回路は、前記第1の端子が入力端子で前記第2の端子が出力端子であるときに、前記スイッチングトランジスタと前記第2の端子との間に設けられて、該スイッチングトランジスタを介して伝達される第1の電源電圧の信号レベルを第2の電源電圧にするバスホールド回路を備えることを特徴とする請求項11に記載の信号レベル変換回路。
- 前記バスホールド回路は、前記スイッチングトランジスタと前記第2の端子との間に並列に接続された第1のインバータと第2のインバータの直列接続体であることを特徴とする請求項15に記載の信号レベル変換回路。
- 前記バスホールド回路は、前記スイッチングトランジスタと前記第2の端子との間に並列に接続された第1のクロックドインバータと第2のインバータとの直列接続体であることを特徴とする請求項15に記載の信号レベル変換回路。
- 前記バスホールド回路は、前記スイッチングトランジスタと前記第2の端子との間に並列に接続された第1のクロックドインバータと第1の否定積回路との直列接続体であることを特徴とする請求項15に記載の信号レベル変換回路。
- 前記バスホールド回路は、前記第2の端子が入力端子で前記第1の端子が出力端子であるときに、前記スイッチングトランジスタと前記第1の端子との間に設けられて、該スイッチングトランジスタを介して伝達される信号レベルを第2の電源電圧から第1の電源電圧にするバスホールド回路を備えることを特徴とする請求項11に記載の信号レベル変換回路。
- 前記バスホールド回路は、前記スイッチングトランジスタと前記第1の端子との間に並列に接続された第1のインバータと第2のインバータの直列接続体であることを特徴とする請求項19に記載の信号レベル変換回路。
- 前記バスホールド回路は、前記スイッチングトランジスタと前記第1の端子との間に並列に接続された第1のクロックドインバータと第2のインバータとの直列接続体であることを特徴とする請求項19に記載の信号レベル変換回路。
- 前記バスホールド回路は、前記スイッチングトランジスタと前記第1の端子との間に並列に接続された第1のクロックドインバータと第1の否定積回路との直列接続体であることを特徴とする請求項19に記載の信号レベル変換回路。
- 制御端子と、前記制御端子と前記スイッチングトランジスタの前記ゲートとの間に設けられて第1の電源電圧により動作して前記スイッチングトランジスタを制御する制御信号を出力する制御回路と、この制御回路と前記スイッチングトランジスタとのゲートとの間に設けられて前記制御信号の信号レベルを第1の電源電圧から第2の電源電圧に変換するレベルシフタ回路と、をさらに備えることを特徴とする請求項11ないし請求項14の何れかに記載の信号レベル変換回路。
- 前記スイッチングトランジスタは、Nチャンネルトランジスタであることを特徴とする請求項1ないし請求項23の何れかに記載の信号レベル変換回路。
- 前記スイッチングトランジスタは、Pチャンネルトランジスタであることを特徴とする請求項1ないし請求項23の何れかに記載の信号レベル変換回路。
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