JP3677317B2

JP3677317B2 - ダイナモエレクトリック機器の整流制御

Info

Publication number: JP3677317B2
Application number: JP15109595A
Authority: JP
Inventors: ジョセフ・ジェラルド・マーキンキエヴィッツ; ジョン・スティーヴン・ソーン; ジェイムズ・リー・スキナー
Original assignee: エマーソンエレクトリックカンパニー
Priority date: 1994-05-27
Filing date: 1995-05-25
Publication date: 2005-07-27
Anticipated expiration: 2020-07-27
Also published as: KR950035036A; JPH07327388A; EP0684693A3; US5457375A; CA2148634C; EP0684693A2; CA2148634A1; TW275162B; KR100377940B1; EP0684693B1; BR9502545A; DE69521563T2; DE69521563D1

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、家庭用又は類似の電気器具に用いられる多相電気モータのようなダイナモエレクトリック機器の整流制御に関し、更に詳細には整流制御を与えるための改良型センサレス制御器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
1993年1月14日出願の、本発明と同じ譲受人に譲渡された米国特許出願第 08/00 441 号には、ダイナモエレクトリック機器の整流制御を成すための方法と装置が記述されている。そこに述べられた発明の利点は特に、これまでの制御方法や回路構成と異なり、該機器のロータとステータの巻線の相対的な位置を決めるのに必要な整流についての情報を得る為にホール効果によるセンサーの様な物理的な検出素子を必要としていないことである。整流角（commutation angle）の修正はもし必要であれば行うことができる。その発明の方法と装置はむしろ、整流角が“同相”にあるか、進みにあるか又は遅れにあるかを決めるためにDCバス電流の波形をサンプリングし、該サンプルを解析することを含んでいた。解析の結果、もし整流角が進みであるか遅れであるか決められると、適当な補正によって整流角が“同相”になるように調整されるか又は機器の特定な作動条件に合うように所望の整流角に調整された。該方法は,作動条件が変化するとそれを感知し、ロータとステータの巻線の間の所望の“同相”関係を変化させた。更に、その発明は従来の整流制御器によって成し遂げられえた制御の限定された速度範囲ではなく、機器の作動速度全域に渡って整流制御を可能にした。
【０００３】
全般的には有効であるが、いくつかの例においてその整流角度制御の解析は、バスリプル、バス上への過渡電流（transients）及び類似現象に影響されることがわかっている。典型的には、整流装置を有するモーターは、バスライン上のリプル及び過渡電流を濾波するフィルターを含んでいるが、より高い電力にて使用される場合、コンデンサがこれらの交流成分を完全に取り除くことができないかも知れない。その結果、電流の波形はリプルと過渡電流によってゆがみ、所望の制御レベルが失われてしまう。ラインフィルタ（コンデンサ又はインダクタ又は両方）がないような使用例においては、ラインAC成分がバス上に存在するであろう。
【０００４】
前記特許出願第08/004411号に開示されたサンプリングスキームにおいては、電流包絡線（envelope）が各整流間隔中の二点でサンプリングされる。これらサンプル値は次いで比率値を与えるように組み合わせれ、そこからロータとステータの位相巻線の間の整流関係が決められる。包絡線は、前記の交流及び過渡電流の影響又は他のシステムの不安定状態によってゆがみが惹起され、その波形が歪められて、処理されたサンプル値が位相関係を不正確に表わすようなるかも知れない。このような条件に対して“同相”関係を生ずるように加えられた次ぎの制御は、モータ／制御器に或る程度の不安定性を持ち込む。これは、その電流波形（及びその結果の比）が、ある整流間隔から次ぎの整流間隔に渡り大きく変化するからである。このような状況は、電流包絡線へのリプル及び過渡電流の影響を完全に排除するか又は波形サンプルから得られた情報の処理中に補正をすることが可能であるなら、修正することができるであろう。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的の幾つかの内、家庭用の電気器具に使用される型式の電気モータのようなダイナモエレクトリック機器の整流角制御に使用されるセンサレス制御器を提供することと、DCバス電圧と電流を検知することによって多相電気モータの整流制御を成し遂げ、ロータ及びステータの情報のためにホール効果や他のセンサーに頼らないようなセンサレス整流角制御器を提供することと、バス電圧又は電流の波形へのバスリプル又は過渡電流を補償するようなセンサレス整流角制御器を提供することと、従って定常状態の安定度と過渡電流応答を与えるようなセンサレス整流角制御器を提供することと、リプル及び過渡電流の影響を検知し整流制御へのこれらの影響を相殺するようにフィードバック制御を使用するようなセンサレス整流角制御器を提供することと、バス電圧及び電流のDC成分に基づいた出力パワーを制限するモード制御器を有するようなセンサレス整流角制御器を提供することと、制御変数を用いることによって該制御器のエラーシステムが容易に安定化され該制御器を振動に押しやらないようなセンサレス整流角制御器を提供することと、定常状態の誤差がゼロでダイナミック応答が優れているようなセンサレス整流角制御器を提供することと、フィードバック値がリプルと過渡電流の影響を相殺するように導かれる数式を含んでいる制御方法論を用いるような制御器を提供することとが注目されてよい。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明に従うと、概して言えば、ブラシレス永久磁石（BPM）又はスイッチリラクタンス（SRM）電気モータのようなダイナモエレクトリック機器はそれぞれ給電線と帰電線に渡ってDCバス電流を供給されている。パルス幅変調（PWM）又は６ステップインバータが、バス電流を用いて、モータの位相巻線に規則的にエネルギーを加えたり断ったりして該モータを整流している。その結果のバス電流の波形は、機器のロータと巻線との間の整流角の関数である特性を有する。又、該波形はバスへのバスリプル又は過渡電流の影響を含んでいる。整流制御器は各整流間隔の間に数回に渡って波形をサンプリングし、サンプリングされた電流波形から整流角の情報を得る。制御器はフィードバック回路又はアルゴリズムを用いて、整流制御変数へのリプルと過渡電流の影響を相殺している。制御器の周波数と電圧補正入力はインバータに与えられ、波形サンプルから得られた情報に応じて整流角を調整する。制御方法論の部分として、制御器は整流角の関数である制御変数を計算する。次いで、この計算された制御変数は、波形へのリプルと機器の過渡電流への応答の関数である値と組み合わされる。この結果は、インバータに供給される周波数と電圧制御入力を得るために用いられる。他の目的及び特徴は部分的に明らかであり、部分的に以下に指摘されている。
【０００７】
【実施例】
同一参照符号は全図面に渡って同一部分を示す。
図面を参照して、多相（三相）の整流電気モータＭのようなダイナモエレクトリック機器が図１に示されている。電気モータＭは例えば、図２Ａに示したようなブラシレス永久磁石（BPM）か又は図２Ｂに示したようなスイッチリラクタンス（SRM）モータＭ´である。モータＭはロータＴとステータアセンブリＡを有する三相モータであるように図示されている。ステータアセンブリはそれぞれの巻線セットW1-W3を含んでいる。モータＭ´もモータＭに類似して三相モータであり、ロータＴ´とステータアセンブリＡ´を含んでいる。このステータアセンブリも又それぞれの巻線セットW1´-W3´を含んでいる。モータはBPMモータであるかSRMモータであるかに拘わらず家庭用電気器具（図示せず）に使用される型のモータである。
【０００８】
電源ＳからのAC電力はそれぞれ出力線及び帰電供給線L1, L2に渡ってAC-DC変換器Ｃに加えられる。変換器の出力は次いでパルス幅変調（PWM）インバータＩに供給される。この分野ではよく知られているように、インバータＩは６ステップインバータであってもよい。インバータの出力は制御されたシーケンスでモータの相（ステータの巻線）に逐次与えられ、それによってモータのロータＴ又はＴ´とステータ巻線W1-W3又はW1´-W3´との間に好ましい関係が保持される。この関係は与えられたセットのモータの作動条件（負荷、作動速度等）に対して有効であり、作動条件が変化するとこの関係は変化する。
【０００９】
本発明のセンサレス制御器１０は、変換器とインバータとの間のバスラインにある分流器Ｈを通って得られるバス電流の情報に応答する。センサレス制御器は本出願と同一譲受人に譲渡される共出願中の米国特許出願第08/004411号に詳細に記述されている。この特許出願第08/004411号の教示は本件に参照に取り入れられている。簡単に言うと、かかる特許出願に記述された制御器の作動は、モータに供給された電流に対してDC電流の波形（図１６Ａ−１６Ｃ参照）を二箇所でサンプリングすることを含んでいた。大きさと比率値はそのサンプルから計算され、モータの整流が図１６Ａに示したように“同相”にあるか、図１６Ｂに示したように“遅れ”にあるか、図１６Ｃに示したように“進み”にあるかを決めるのに用いられた。この決定に基づいて、必要であるなら、適当な周波数と電圧補正入力が、そこを通って電流がモータの巻線に供給されるインバータに与えられる。
【００１０】
線L1及びL2上のDCバス電流は、ACリプルとバスの過渡電流を受けやすいことが気付かれるであろう。これが起こると、これらは電流の波形に重ね合わされる。制御器１０によって検出されるその結果の波形は、混成の歪んだ波形になる。この歪んだ波形が制御器で処理されると波形の解釈が間違った結果になってしまうおそれがある。従って、インバータへの変換器からの出力は必ずしもモータを“同相”条件の方へ運転させない。更に、これらACの影響は一整流間隔から次の整流間隔で該電流の波形を歪ませるので、インバータに供給された補正信号は不規則な結果をももたらしかねない。その結果、モータの作動は不安定になり効率の悪いものになりかねない。
【００１１】
本発明の制御器１０は、分流器Ｈを通って発生したバス電流の波形が増幅器１２によって増幅され、低域フィルタ１４とサンプルアンドホールド回路１６の両方に供給されるように作動する。フィルタの出力は信号Ｉbusavg.であり、該回路からの出力は信号Ｉbusenv.である。加えて、信号Ｖbusが、変換器とインバータとの間に延在しているDCバス線L1とL2とを横切って結線されているフィルタ１８を用いて発生される。分流器Ｈ、増幅器１２、サンプルアンドホールド回路１６及びそれぞれのフィルタ１４及び１８は全て DCバス電流の波形を検知するための手段１９を構成している。
【００１２】
これらの信号は全てアナログディジタル（A/D）変換器２０に加えられる。 A/D変換器からのディジタル出力信号はモード制御器２２と整流制御器２４とに並列に加えられる。モード制御器は図３にてより詳細に記述されている。 A/D変換器、モード制御器及び整流制御器は全て DCバス電流の波形をサンプリングするための手段２５を構成し、リプルと過渡電流の影響に対する補正をするために波形の情報を処理し、整流が“同相”であるか“遅れ”であるか“進み”であるかを補正された波形の情報から決定し、インバータＩに適当な周波数と電圧入力を与える。インバータは整流制御器からの入力に応答してモータのステータ位相巻線の一セットから次のセットへ電流を逐次転換させ、時間的調節によりロータをステータ巻線と“同相”にもたらすか又は保持するようにしている。
【００１３】
モード制御器２２は電気器具の制御ユニット（図示せず）から指令信号を受け取る。これらの信号はモード制御器１０に電気器具の現行の作動モードと該電気器具が一つの作動モードから別の作動モードに何時移ったかを知らせる。これらの信号は更に、モード制御器に特定の作動モードに関連した種々の運転パラメーターを指示する。これらパラメーターは例えばモータの速度及びトルク、及び該モータに加えられる電圧を含んでいる。もし電気器具が洗濯機であるなら、電気器具の作動に関する他の情報は該機器を通り抜ける立方フィート／分（cfm）単位の水の体積を含んでいてよい。これらの信号は、制御器内で低域フィルタ２６を通りスイッチングモジュール２８に供給されるスイッチングモジュールは適当なアルゴリズムを組み込んでいる。スイッチングモジュール２８はマルチプレックス（多重化）スイッチであり、これによってモータの速度やトルクのような種々の運転パラメーターに対するそれぞれの入力信号は、関連したモジュール30a-30dに向けられる。各モジュールは該入力信号と共にアルゴリズムを用い、該アルゴリズムは特定のパラメータに対してモーターの作動特性を表わす。
【００１４】
モジュール30a-30cの出力はそれぞれ加算器（summer）32a-32cに与えられる。各モジュール３０の出力はそれぞれの加算器の非反転（non-inverting）入力に加えられる。整流制御器２４からインバータＩへの周波数出力信号ｆ out がモード制御器２２に送られる。この信号は加算器32aの反転（inverting）入力に与えられる。加算器 32b の反転入力にはA/D変換器２０からの出力Ｉbusenv.に対する変換値が共通に（commonly）与えられる。信号Ｉbusenv.は低域フィルタ３４を通ってモード制御器に与えられる。これら加算器32a, 32b, 32cの各々の出力は個々の入力としてスイッチングモジュール３６に供給される。低域フィルタ３４からの信号と信号ｆoutは直接モジュール30dに与えられる。モジュール30dはフィルタされた信号Ｉbusenv.と信号ｆoutとを適当なアルゴリズムを用いて処理して、スイッチングモジュール３６に適当な入力を供給する。
【００１５】
スイッチングモジュール３６はモジュール２８同様に、マルチプレックススイッチである。モジュールへの選択された入力は出力としてリミッター３８へ与えられる。リミッターは選択されたパラメーターのどの値をも一定の確定された値に制限するように働く。例えば、リミッター３８はモータ加速度の比率を限定するように使われてよい。もし選択されたパラメーターの値が制限範囲内にあれば、リミッターからの出力はその値となる。もしパラメータ値がこのパラメーター値に対する上限値又は下限値を越すと、リミッターの出力はその境界値になる。
【００１６】
スイッチングモジュール３６は５番目の入力としてDCバス電流の制限値の周波数差を表わす値を有する。A/D変換器２０からの出力Ｖbusは低域フィルタ４０を通って処理モジュール４２に与えられる。フィルタ４０からの出力が信号Ｖbusavg.である。モジュール４２はスケーリング機能を行い、従って該信号値を、公称バス電圧値と結合された最大平均バス電流を表わす値に対する除数として用いている。モジュール４２からのこの出力が電流制限値を表わす値である。この値は、平均バス電流値（Ｉbusavg.）に対する電流制限値の大きさを決める論理モジュール４４に送られる。この目的のためにモジュール４４はA/D変換器２０からの平均バス電流信号Ｉbusavg.である第２の入力を受け取る。この比較の結果がスイッチングモジュール３６に供給される信号差を発生させる。
【００１７】
リミッターモジュール３８は積分器４６に限定周波数差信号（ｆlimited）を与える。積分器４６は次いで出力として周波数指令信号（ｆcommand）を与える。周波数指令信号は接続点４７に与えられる。接続点から該信号は加算器32cの反転入力とモード制御器の出力モジュール４８との両方に伝達される。該信号は整流制御器２４にも直接伝達される。モジュール４８は第２入力として入力フィルタ４０からの平均バス電圧信号Ｖbusavg.を受け取る。モジュールは、周波数指令信号の関数（Ｖ（fcommand）,（V/Hz））を、公称バス電圧値を平均バス電圧値で割ることによってえられた値と結合させる。この操作の結果が、モジュール４８から整流制御器２４に与えられる電圧出力信号（Ｖout）である。
【００１８】
前述で参照した特許出願第08/004411号に記述された制御器は部分的に各整流間隔の間で二つのDCバス電流の波形のサンプルを採取することによって作動している。上述したように、ACリプルと伝送線路過渡電流の影響は波形を歪ませ、該サンプルは、処理時には、整流角を正確には表示しないかもしれない。この問題を避けるために、本発明の改良型制御器は先ずDCバス電流波形を各間隔の間で二回ではなく三回検出している。図９に示したように、サンプルlbは該間隔期間の約1/3の点で取られ、第二サンプルlmは該間隔期間の約2/3の点で取られ、最終サンプルは該間隔の終わりで採取される。これら三つのサンプルが採取される該間隔内の正確な時点は変化してよいことがわかるであろう。ここで重要なのは、これらサンプルの一つが該間隔の初めの方で取られ、第二のサンプルが該間隔の中間点で取られ、第３のサンプルが該間隔の終わりで取られるということである。従って、ｔが整流間隔であるなら、第一サンプルは0.33t、第二サンプルは0.66t、第三サンプルは1.00tで採ることができる。これらサンプルがこれらの時点で採られることは必ずしも重要ではないが、第一と第二のサンプルが採られる時間間隔と、第二と第三のサンプルが採られる時間間隔とがおおむね等しいことが重要である。従って、これらサンプルは、0.33t 、0.66t 、1.00tで採られる代わりに、例えば0.30t 、0.60t 、0.90tで採られてもよい。又、これらのサンプルは、 A/D変換器２０から生じたディジタルデータ流から選択されたディジタル値を表わしていることがわかるであろう。これについて、 A/D変換器は変換されたデータ流からのサンプルを受け取る付随サンプリングモジュール５０を有している。該モジュールにより、処理器２５のモード制御器と整流制御器区部との双方への出力データ流は、“ディジタル化された” A/D 変換器２０へもたらされたサンプリングされたデータとなる。
【００１９】
図４を参照すると、整流制御器２４の第一実施例は整流角制御区部２４Ａとリプル排除区部２４Ｂの両方を含んでいる。区部２４Ａはバス電流Ｉbuscorrected.のサンプルを用いて整流角の誤差を補正する。これは制御変数（Ｉcurvecorrected.）内の揺らぎに対する該制御器の応答によって為される。これらの揺らぎに対する応答は適切な整流を成すのを助けるだけでなく、モータを振動に陥ることから守るためにも重要である。又、基準点のＩcurveref.が平均バス電流Ｉbusavg.とインバータの出力周波数ｆoutとの関数としてモジュール５４によって調整される。この操作点での調整は、負荷、モータ及びシステムの効率の要求を最良に適応させるように該制御器に所望の整流角を変化させる。
【００２０】
区部２４Ｂはバス電流の波形上のACバスリプル成分の影響を取除くように作用する。これら二つの区部からの出力は結合され、その結果は制御手段２４ｃに与えられる。この制御手段は区部２４Ａ、２４Ｂからの結合された入力に応答してインバータＩへの周波数補正入力を表わす出力信号を発生させる。この入力はインバータに整流間隔を調整させ、システムを“同相”条件の方へもたらす。
【００２１】
ロータの位置をバス電流の関数として推定するために図１の分流器Ｈからの信号Ｉbusは加算素子５６の非反転入力に加えられ、電流補正信号Ｉbuscorrectionも該素子に加えられる。電流補正信号は,バス電圧のAC成分を帯域通過フィルタ６２によって先ず引き抜き、その後モータの小信号インパルス応答Ｈmotor（t）と共にバス電圧のAC成分ＶbusACの畳み込み（convolution）を行うことによって得られる。この畳み込みは畳み込み素子６４によって行われ、実質的にバス電圧のAC成分にモータと同じ応答を有するフィルタを通過させていることになる。加算素子５６の出力は次いでサンプルアンドホールドモジュール１６と前述したA/D変換器２０とへ通り抜ける。変換器２０でのA/D変換の後、得られたディジタルデータはバスリプルと過渡電流の影響に対する補正をされたバス電流を表わしている。 A/D変換器２０の出力はサンプル処理モジュール５２に供給される。
【００２２】
モジュール５２は採取された波形値lb、lm、leについて作動する。これらの値は次の数式を用いて結合される：Ｉcurve=2E-3M+B、ここでＥは間隔の終わりで取られたleの値、Ｍは中間で取られたlmの値、Ｂは最初に取られたlbの値である。Ｉcurveは制御変数を表わし、かかる数式は異なったサンプル値の解析に基づいており、これらの値を結合する一方法である。サンプル値は別の数式によっても結合されうることがわかるであろう。図４において、補正は波形のディジタル化以前に行われているのでＩcurve=Ｉcurvecorrectedである。
【００２３】
図１０を参照して、一連のカーブはサンプル値の異なった試験的組合せを表わしている。第一カーブM-Bは概ねＵ字型に従うように示されている。第二カーブE-Mは広い範囲の整流角に渡り概ね平坦であるように見えているが、整流角がゼロを越えて増加すると急激に上昇するのがわかる。逆に、組合せE-2M+Bを表わす第三カーブは整流角がゼロに向かうにつれて急速に上昇するが、その後、概ね平坦になる。
【００２４】
ここに示した三つのカーブはどれも、広範囲に渡る整流値について概ね線形関係を有すべき適当な制御変数を与えない。しかし、E-MとE-2M+Bとによって表わされる二つのカーブの組合せは所望の線形性をほぼ与えることに気付かれるであろう。従って、図１１に示したように、上述の数式で示したカーブ（即ち上述の二つのカーブの組合せ）は所望の線形性を与える。図１１には三つのカーブが与えられている。一つは800 rpm（回転／分）で作動するモータについてであり、二番目は1600 rpmで作動するモータについてである。中間のカーブも示されており、他の二つのカーブに概ね平行である。これら三つのカーブの全てにおいて、カーブの中間部分は概ね線形である。整流角の範囲の両端部でのみこれらのカーブは急激に上昇又は減衰する。
【００２５】
図１２において、ＶAはバス電圧のAC成分を“帯域通過させる”（bandpass）のに用いられた直線近似のボード振幅ダイアグラムの一例である。その例として、モータの周波数応答の縮尺された高周波数シミュレーションを表わしている。ＶBは図１の分流器Ｈで検出された電圧の直線近似ボードダイアグラムの一例であり、その例として、BPMモータが典型的に与える高周波数減衰を表わしている。図１３はモータＭの実際の振幅／周波数応答（カーブＹ）と図１５に示した増幅器A2の実際の振幅／周波数応答（カーブＺ）を表わしている。カーブＸは二つのカーブＹ及びＺの間の差を表わしている。カーブＸからわかるように、120 Hzより大きな周波数に対して誤差は非常に小さくなる。図１４は図１３に類似した図であるが、振幅ではなく位相に対するカーブが図示されている。
【００２６】
再び図４に関して、信号Ｉbusavg.が制御変数基準モジュール５４に与えられる。モジュール５４は、入力Ｉbusavg.と制御手段２４Ｃの出力からフィードバックされる周波数出力信号ｆoutとの両方の関数である出力信号Ｉcurveref.を与える。モジュール５２は上に記述された数式に従って入力Ｉbusenv. correctedのサンプル値B、M及びEを組み合わせる。この結果が出力Ｉcurvecorrected.である。
【００２７】
モジュール５２からの出力は制御変数Ｉcurvecorrected.であり、バスリプルに対して補正されている。出力は加算器５８の反転入力に加えられる。モジュール５４からの出力Ｉcurveref.は加算器の非反転入力に与えられる。加算器からの出力はACリプルとバス過渡電流の影響の両方に対して補正されたDCバス電流波形を表わしている。この信号は、図１１に関して議論された高端部と低端部の制限を実施するリミッター６０に与えられる。即ち、もしモジュール６０からの補正された出力信号が図１１に示した適切な（relevant）カーブのどちらかの端で通常の線形性の範囲を越えているなら、リミッター６０は該信号値を最大又は最小許容値に制限するように作用する。
【００２８】
上記の如く、整流制御器の区部２４Ｂには入力信号Ｖbusが供給される。この信号は、DCバス上に存在するあらゆるACリプルを含んでいる。入力Ｖbusは帯域通過フィルタ６２に先ず供給される。フィルタされた後、モジュール６４に供給され、そこでＨmotor(t)の値と結合される。Ｈmotor(t)はモータＭ又はＭ´の小信号インパルス応答を表わす。これら二つの値は片方を他方で畳み込みすることで結合される。その結果、信号Ｉbuscorrectionが生じる。この信号は、分流器Ｈでできた信号Ｉbusと加算するために加算器５６の反転又は補正入力に加えられる。
【００２９】
リミッター６０からの出力信号は、上記の如く、基準電流信号Ｉcurveref.を引いたリプルと過渡電流の影響に対して補正されたDCバス電流の波形の誤差信号を表わしている。この信号はモジュール６６、６８、７０をそれぞれ含むPID(比例積分微分）制御器６５に与えられる。該制御器６５は補正誤差信号に応答して、特定のセットのモータ作動条件に対して“同相”整流角を生ずるように整流間隔を決定する。この間隔はインバータＩの作動周波数に適用される。加算器７２はモータを運転させるようにインバータＩに出力信号ｆoutを供給する。又、この信号ｆoutは入力としてモジュール５４にフィードバックされる。
【００３０】
リミッター６０からの出力信号は、比例制御器６６、積分器６８及び微分器７０に同時に供給される。各ユニットはそれぞれ関連した利得定数Ｋp、Ｋi 及びＫdを有する。これら定数値はモータＭ又はＭ´の設計及び作動特性の関数である。各ユニットは加算ユニット７２の非反転入力に別々の出力を与える。更に、積分器４６（図３参照）からの出力信号ｆcommandも加算ユニットに入力として供給される。該加算ユニットはモータの現行の作動条件の組に対するインバータの公称作動周波数を表わしている周波数命令入力を現行のDC電流の波形を表わす入力と組み合せる。これらの現行のＤＣ電流の波形を表わす入力の値はモータの実際の現時点の運動を表わしている。この結果生じた出力ｆoutは、モータを“同相”条件の方にもたらす信号ｆ command に対する補正を含んでいる。もしモータが現在時点で“同相”で作動しているなら、入力ｆcommandに対して為される補正は存在しない。
【００３１】
図５を参照すると、該整流制御器の好ましい実施例が概ね符号７４Ａで示されている。図からわかるように、この別の実施例は図４に関して記述したものと類似しているが、ここでは制御器７４Ａの動作が周波数と電圧との両方を補正することによって高められている。しかし図５の制御器は、図４の実施例の入力ＶbusとＩbusがアナログ信号であったのに対し、A/D変換器２０によるディジタルデータを与えられてよい。従って、類似の素子は接尾辞“Ａ”によって示されており、機能は上述のものと同じである。整流制御器７４Ａが制御器２４と異なる点は、帯域通過フィルタ６２Ａからの出力ＶbusACがモジュール６４Ａに加えて利得モジュール７６に供給される点である。モジュール７６は、入力ＶbusのAC成分をスケールして、Ｖoutによって表わされた平均出力電圧の辺りに出力電圧を変化することによって該バス上の実際のAC電圧を適当に相殺している。モジュール７６からの出力は加算器７８の反転入力に与えられる。加算器７８への第二の入力はモード制御器２２の出力モジュール４８からの信号Ｖoutである。装置の前実施例において、モジュール４８からの出力はインバータＩに直接与えられていた。加算器７８は、バスリプルの適当にスケールされた表示（ＫvＶbusAC）を表わすモジュール７６からの出力をモード制御器からの入力Ｖoutと結合して出力Ｖoutcorrected.を作り出す。こうして、この信号はインバータにその電圧制御入力として供給される。
【００３２】
図６は該整流制御器の更に別の実施例を示している。この実施例は符号８４で表わされている。整流制御器２４Ｂの作動は前述した整流制御器２４に概ね類似している。前述した素子に類似する全ての素子は接尾辞“Ｂ”で示されている。整流器８４が前述の制御器の実施例と異なる点は、制御変数Ｉcurveを表わすモジュール５２からの出力が該制御器のリプル排除区部（即ち、図４の５６、６２、６４又は図５の５６Ａ、６２Ａ、６４Ａ）からの出力と結合されていないことである。従って、図５ではモジュール５２Ａからの出力が加算器５６Ａでモジュール６４Ａからの出力と結合され、或いは、図４で信号Ｉbusが加算器５６でモジュール６４の出力と結合されていたのに対し、モジュール５２Ｂからの出力は加算器５８Ｂの反転入力に直接供給されている。加算器５８Ｂへの別の入力は更にモジュール５４Ｂからの出力Ｉcurveref.がある。制御器２４の場合のように、加算器５８Ｂからの出力はリミッター６０Ｂに供給され、そこから該制御器の制御手段の区部８４Ｃに供給される。
【００３３】
制御器のリプル排除区部８４Ｂに対する信号入力ＶbusACとモータの小信号インパルス応答Ｈmotor(t)との間で畳み込みが行われるモジュール６４は、この実施例からは取り除かれている。むしろ、入力Ｖbusは帯域通過フィルタ６２Ｂに供給され、次いで利得モジュール７６Ｂに供給される。制御器７４におけるように、利得モジュールの出力はモード制御器からの電圧出力信号Ｖoutと結合され、インバータＩに供給される信号Ｖoutcorrectedを生ずる。
【００３４】
図７を参照すると、制御器区部の第四の実施例が概ね符号９４で示されており、前述の素子に類似の全ての素子は接尾辞“Ｃ”を用いて示してある。制御器９４は制御器のリプル排除部分９４Ｂの設計と作動において上述の実施例とかなり異なっている。制御器９４の区部９４Ａと９４Ｃは前述したものと同じである。区部９４Ｂにおいて、制御器への入力信号Ｖbusは低域フィルタ９６によって処理され、信号出力Ｖbusavg.を作る。この信号は次いで除算器（divider）モジュール９８へ入力として供給される。モジュール９８は第二の入力として区部９４Ｂへの入力Ｖbusを有する。除算器モジュールにおいて、入力Ｖbusは信号Ｖbusavg.を割って出力Ｖbusavg./Ｖbusを作り出す。この新しい信号は乗算器（multiplier）モジュール１００に供給される。又、モード制御器２２からの出力信号Ｖoutもモジュール１００へ入力として供給される。乗算器モジュール１００はこれら二つの入力を結合させ、インバータＩへ入力として与えられる信号Ｖoutcorrectedを作る。
【００３５】
図８に整流制御器の更に別の実施例が符号１０４で示してある。この実施例について、前述した素子に類似の全ての素子は接尾辞“Ｄ”で示してある。整流制御器１０４のリプル排除区部１０４Ｂは次のように機能する：
先ず、区部１０４ＢはDCバス上に存在するいずれかのACリプルを表わす入力信号Ｖbusを与えられる。入力Ｖbusは帯域通過フィルタ６２Ｄに与えられる。フィルタされた後、処理器モジュール６４Ｄに与えられ、そこでモータの小信号インパルス応答を表わす値Ｈmotor(t)と結合される。これら二つの値は次いで、該制御器の実施例２４と７４に関して記したように、一方を他方で畳み込みするすることによって結合される。その結果生じるのが信号Ｉbusenv. correctionである。実施例７４の場合と同様に、この信号はモジュール５０（図１参照）からの信号Ｉbusenv. と加算するために加算器５６Ｄの反転入力に加えられ、信号Ｉbusenv. correctedを生成する。信号Ｉbusenv. correctedがモジュール５２Ｄへの入力であり、モジュールは信号Ｉbusenv. correctedから取られた三つのサンプルIb、Im、Ieから信号Ｉcurvecorrectedを計算する。
【００３６】
帯域通過フィルタ６２Ｄへの入力信号Ｖbusは同時に低域フィルタ９６Ｄに供給される。低域フィルタからの出力が信号Ｖbusavg.である。この信号は除算器モジュール９８Ｄに供給される。リプル排除区部１０４Ｂへの入力Ｖbusは除数としてモジュール９８Ｄに与えられる。信号Ｖbusavg.をこの信号で割ったものが出力Ｖbusavg./Ｖbusである。信号Ｖbusavg./Ｖbusは乗算器モジュール１００Ｄに供給される。モード制御器２２からの出力信号Ｖoutは再びモジュール１００Ｄへの入力として与えられる。モジュール１００はこの二つの入力を結合してインバータＩへの入力として供給される信号Ｖoutcorrectedを作る。
【００３７】
その結果、整流制御器１０４は、制御器のリプル排除区部が整流制御器の別の実施例において前述した二つの方法の両方で入力Ｖbusに作用するハイブリッド制御器になる。従ってこのハイブリッド結合は、モータの整流を“同相”にもたらすようにインバータに供給された周波数出力と補正電圧信号との両方の制御の度合いを高めている。
【００３８】
前述したどの実施例においても整流制御器の作動は高度の制御を与え、それによってACバスリプルと電力線過渡電流が存在していても安定したモータの作動を与える。過渡電流の補正といずれかのACリプル成分の排除のために制御変数を使用することによって、所望の“同相”整流を達成するためにどの実施例を用いても容易く行うことができる。与えられたどのセットのモータ作動条件に対しても“同相”整流は最も効率の良い作動レベルを与える。
【００３９】
前述した整流制御器とモード制御器の実施例のそれぞれにおいて、記述された種々の成分は集積回路と適当にプログラムされたディジタル素子を使用して行える。図１５を参照すると、整流制御器のリプル排除部分は別々のアナログ成分によっても行うことができる。リプル除波器のこの実施例は概ね符号２４Ｅで示してある。
【００４０】
リプル除波器の回路は三つの演算増幅器（op-amp）A1-A3を含んでいる。第一のop-amp A1はリプル除波器への入力Ｖbusに応答して入力のDC成分を削除し、DCバイアスと共に信号のAC部分を通過させる。第二のop-amp A2はop-amp A1からの出力を帯域通過フィルタして、op-amp A1の出力をモータの小信号インパルス応答と結合する。これは以前述べた畳み込み機能である。最後に、第三のop-amp A3はバス電流を検出し、該信号からACリプルの“推定される”衝撃を差し引く。
【００４１】
更に詳細には、該入力信号Ｖbusはop-amp A1の反転入力に供給される。該信号は入力抵抗器R1を通って電圧分割回路１１０に与えられる。該回路は接続点１１２を含み、この点について抵抗器R2及びR3、とポテンシオメータ又は固定抵抗R4が平行に繋がれている。抵抗器R2の別の側は接続点１１４に繋がれている。又、この共通点には、抵抗器R5とR6の一方の側が繋がれている。抵抗器R5の他方の側は共通接続（common）に結び付けられている接続点１１６に繋がれている。ポテンシオメータ又は固定抵抗R4の他方の側も接続点１１６に繋がれている。抵抗器R6はop-amp A1の反転入力に連結している接続点１１８に繋がれている。抵抗器R7は一方の側を接続点１１６に、他方の側を接続点１２０に繋いでいる。op-amp A1の非反転入力もこの共通点に接続している。
【００４２】
DC基準電圧が、抵抗器R8とR9とを備える電圧分割器を通ってDC電圧を加えることによって得られる。この抵抗器の別の側は共通接続に繋がれている。抵抗器R10は一方の側を抵抗器R8とR9との間で接続点１２２に接続させている。又、抵抗器R10は、基準DC電圧が該op-amp に与えられるように接続点１２０に繋がれている。抵抗器R3は接続点１１２と接続点１２４との間に延在している。又、この接続点には、抵抗器R11とコンデンサC1も接続されている。コンデンサの他方の側は共通接続に繋がっている。抵抗器R11の他端も接続点１２０に繋がっている。該op-amp の出力は接続点１２６に連結されている。フィードバックの抵抗器R12は接続点１１８と１２６との間で接続され、該op-amp の出力をその反転入力に戻して加えている。
【００４３】
信号Ｖbusがリプル除波器２４Ｅに加えられると、該信号のDC成分は抵抗器回路１１０、コンデンサC1回路によって除去される。該入力のAC成分が課せられるDCバイアスは該op-amp の非反転入力への基準電圧入力によって与えられる。
【００４４】
接続点１２６でのop-amp A1の出力は抵抗器R13を通ってRC回路１２８に加えられる。RC回路１２８は並列に繋がれた抵抗器R14とコンデンサC2を備えている。該RC回路の出力はop-amp A2の反転入力に加えられる。DC基準電圧が、抵抗器R15とR16を備える電圧分割器を通って発生される。この電圧は該op-amp の非反転入力に加えられる。接続点１３２での該op-amp の出力は別のRC回路１３０を通ってその反転入力に戻って加えられる。この回路は並列に繋がれた抵抗器R17とコンデンサC3とを備えている。これらのRC回路は図４に関して述べた帯域通過フィルタとモータのインパルス応答を生じ、op-amp A2はモータのインパルス応答とバス電圧のAC成分との間で帯域通過フィルタと畳み込みを行う。従って該op-ampの出力はサンプリングされた波形値へのDCバス電流のAC成分の影響を表わしている。
【００４５】
op-amp A2の出力は接続点１３２に繋がれている。抵抗器R18がこの接続点と接続点１３４との間に繋がれている。接続点１３４はop-amp A3の反転入力に接続している。DC基準電圧が該op-ampへの非反転入力に供給されている。この電圧は抵抗器R19とR20とを通って生ずる。これらは接続点１３６で共通に繋がれている。コンデンサC4は抵抗器R20と並列に繋がれ、この抵抗の他端は共通接続に繋がれている。抵抗器R21がop-amp A3の反転入力と共通接続との間に繋がれる。分流抵抗器R22が抵抗器R21と共に接地に共通に接続されている。抵抗器R22の他端は抵抗器R23に接続され、その他端は接続点１３６に繋がれている。
【００４６】
分流路抵抗器R22は図１に示した分流器Hに相当し、その瞬間のDCバス電流を検知するのに用いられる。その結果、op-amp A3は該バス電流から(op-amp A2によって発生されたような）バス電流のACリプル成分を引き去ることができる。op-amp A3の出力は、抵抗器R24とそれに並列に繋がれたコンデンサC5を備えているRC回路１３８を通って、該op-ampの反転入力にフィードバックされる。又、該op-ampの出力は、該リプル除波回路の出力であり、該整流制御器のサンプルアンドホールドモジュール１６（図１参照)に入力として供給される。
【００４７】
以上に記述されたものは家庭用電気器具に用いられる如き電気モータの整流角制御に用いるためのセンサレス制御器である。制御器は特許出願第08/004411号に記述されたものに優る改良である。その制御器と同様に、本発明の制御器はロータ及びステータの情報を得るためにホール効果又は他のセンサーによらずに整流制御を成し遂げている。上述したように、本発明の改良型制御器はバス電圧の波形に存在するバスリプル又は過渡電流に対する補正をしている。そうすることによって、定常の安定性と迅速な過渡応答を与えている。このことは、どのような妨害を排除するにもディジタル、アナログ、又はハイブリッド技術を用いることによって達成される。即ち、別々の又は集積した要素が該制御器の回路構成を形作るように使われうる。所望の作動安定性と過渡応答を得るために、制御変数（Ｉcurve）が該制御器によって使用される。該制御器の整流制御部の過渡応答部分、即ちPIDモジュール６５は信号Ｉcurveの揺らぎに応答して、制御器が振動にもたらされるのを防いでいる。その結果、該制御器は定常状態誤差がゼロでダイナミック応答がよい。又、該制御器は、バス電圧と電流のDC成分に基づいた出力動力を制限するモード制御器を含んでいる。
【００４８】
本発明の改良型センサレス制御器はバス電流の波形を検出し、該波形を表わすディジタルデータの流れを生成し、該データをサンプリングすることによって作動する。データのサンプリングは各整流間隔中に三度行われる。サンプリングの間の時間は該間隔を通じて均等に間を置かれており、初期、中間、及び終期サンプリングが行われる。該データの種々の組み合わせの評価に基づいて、該制御器は規定の数式にしたがって各整流間隔についてとられた三つのサンプルを組み合わせる。該数式は実質的に整流角の値の全域に渡って線形応答を与える。この線形性は広範囲のモータ作動速度について観察できる。これらサンプル値が、該数式にしたがって制御器によって結合されると、所望の制御を達成するために用いられる制御変数となる。
【００４９】
更に改良型制御器の重要な特徴は、各特定の作動モードに対する速度、モータトルク、モータ電圧及び(該制御器が洗濯機のような電気器具に用いられている場合には）流体の流れ、のようなモータの所望の作動特性を郭定することである。次いで制御器はそれらの値の変化に応答して、モータのロータとステータの位相巻線の間の関係を“同相”作動条件が得られるように調整する。
【００５０】
上述のものを考慮すると、本発明の幾つかの目的が達成され、他の有利な結果が得られることがわかるであろう。
【００５１】
本発明の範囲を逸脱することなく種々の変更が上述の構造に為されるので、上述の記述に含まれ或いは付随の図面に示した全てのことがらは実例として解釈されるべきであって本発明を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるセンサレス制御器のシステムブロック線図である。
【図２】図（Ａ）はブラシレス永久磁石（BPM）モータの表示であり，図（Ｂ）はスイッチリラクタンスモータ（SRM）の表示である。
【図３】制御器の波形処理器のモード制御器部分のブロック線図である。
【図４】波形処理器の整流制御器部分のブロック線図である。
【図５】整流制御器の第２実施例のブロック線図である。
【図６】整流制御器の第３実施例のブロック線図である。
【図７】整流制御器の第４実施例のブロック線図である。
【図８】整流制御器の第５実施例のブロック線図である。
【図９】本発明によるDCバス電流の波形のサンプリングの図である。
【図１０】整流角度を採取されたバス電流の関数として用いた可能なフィードバック制御式を表わすカーブのグラフ表示である。
【図１１】整流制御器に用いられた好ましいフィードバック制御カーブのグラフ表示で、異なるモータ速度に対するカーブを示す。
【図１２】制御器に用いられたフィルタに対する第１近似のグラフである。
【図１３】モータ電圧、補正及び誤差に対する周波数応答のグラフである。
【図１４】図１３に類似した図で、位相に対する周波数応答のグラフである。
【図１５】バス上へのACリプルと過渡電流に対してバス電流のフィードバックを補正するための回路の概略図である。
【図１６】図Ａ〜Ｃは“同相”条件、遅れ条件及び進み条件に対するDCバスの波形の包絡線を示す。
【符号の説明】
Ａステータアセンブリ
Ａ´ ステータアセンブリ
Ａ１−Ａ３演算増幅器
Ｃ AC-DC変換器
Ｈ分流器
Ｉパルス幅変調インバータ
Ｌ１供給線
Ｌ２供給線
Ｍモーター
Ｍ´ モーター
Ｒ１−Ｒ２４抵抗器
Ｓ電源
Ｔローター
Ｔ´ ローター
Ｗ１巻線
Ｗ２巻線
Ｗ３巻線
Ｗ１´ 巻線
Ｗ２´ 巻線
Ｗ３´ 巻線
１０制御器
１２増幅器
１４低域フィルター
１６サンプルアンドホールド回路
１８フィルター
１９ＤＣバス電流の波形の検知手段
２０アナログ／ディジタル変換器
２２モード制御器
２４整流制御器
２５ＤＣバス電流の波形サンプリング手段
２６低域フィルター
２８スイッチングモジュール
３０ａ−３０ｄモジュール
３２ａ−３２ｃ加算器
３４低域フィルター
３６スイッチングモジュール
３８リミッター
４０低域フィルター
４２処理モジュール
４４論理モジュール
４６積分器
４７接続点
４８モード制御出力モジュール
５０サンプル抽出モジュール
５２サンプル処理モジュール
５４制御変数基準モジュール
５６加算素子
５８加算器
６０リミッター
６２帯域通過フィルタ
６４畳み込み素子
６５ PID（比例積分微分）制御器
６６比例制御器モジュール
６８積分器
７０微分器
７２加算器ユニット
７４整流制御器
７６利得モジュール
７８加算器
８４制御手段の区部
９４制御器区部
９６低域フィルター
９８除算器モジュール
１００乗算器モジュール
１０４整流制御器
１１０電圧分割回路
１１２接続点
１１４接続点
１１６接続点
１１８接続点
１２０接続点
１２２接続点
１２４接続点
１２６接続点
１２８ RC回路
１３０ RC回路
１３２接続点
１３４接続点
１３６接続点
１３８ RC回路

Claims

複数のステータ巻線（W1−W3）と、前記ステータ巻線に対して回転するように取付けられたロータ（Ｔ）とを有するダイナモエレクトリック機器の電力供給バス上の電流におけるリプル及び過渡電流の影響を低減し整流を制御するための装置であって、
電力供給手段であって、AC電力源（Ｓ）と、AC電力を平均DC値を有する電力に変換するための手段（Ｃ）と、前記機器へ前記変換されたAC電力を与えて該AC電力を前記巻線へ供給するバスとを含み、出力供給線（L1）と帰電供給線（L2）とを有する電力供給手段と、
前記供給線の少なくとも一方において電流波形を検出する手段（１９）であって、前記電流波形が前記ロータと前記ステータ巻線との間の整流角の関数である相対的な特性を有するものであり、前記整流角が、前記整流が最適の角度にあるか、遅れにあるか、又は、進みにあるか、どうかの指示を与えるものであり、前記電流波形が前記供給線におけるリプル又は過渡電流によって歪みを受けるものであり、検出された電流波形をディジタル信号流へ変換する手段が設けられている電流波形を検出する手段（１９）と、
前記ステータ巻線の各々に連続的にエネルギーを与えるための整流手段（１０）と、
前記電流波形検出手段から整流角の情報を得て、その得られた情報に基づいて前記整流手段の作動を制御して前記整流角を最適化するよう該整流角を調節し安定的で効率的な態様にて前記機器を作動させる処理手段（２５）とを含み、
前記処理手段に於いて、前記整流角の関数である制御変数を処理して該制御変数に於けるバスリプル又は過渡状態の影響を表す情報と前記制御変数とを結合して前記バス上におけるリプル及び過渡状態により生成される如何なる影響をも前記整流角の情報から除去する手段（２４）と、
各整流間隔期間の初期の区間と、中間の区間と、終期の区間とにおいて、電流波形を、各々第一、第二及び第三のサンプルとして、前記第一及び第二のサンプルの取得時点の間の期間と前記第二及び第三のサンプルの取得時点の間の期間とが実質的に同一となるようにサンプリングして、それらの関数であるバス電流入力信号を生成する整流制御手段（２４）とが含まれていることを特徴とする装置。
請求項１の装置であって、前記整流手段（１０）が前記バスと前記機器（Ｍ）との間にインバータ（Ｉ）を含み、前記処理手段（２５）が前記インバータ（Ｉ）に制御信号を供給して前記ステータ巻線（ W1 − W3 ）への電流の流れを制御することを特徴とする装置。
請求項２の装置であって、前記整流制御手段（２４）が、更に、予め定められた数式にしたがって前記サンプル値を結合するべく、各整流間隔期間でとられた三つのサンプル値に応答する変数制御手段を含んでいることを特徴とする装置。
請求項３の装置であって、前記変数制御手段が数式2E-3M+Bにしたがって前記サンプル値を結合するための手段を含み、ここでEが前記整流間隔の間でとられた最後のサンプル値、Mは中間のサンプル値、Bは初期サンプル値を表わしており、前記制御手段が、前記数式の関数である特性を有する補正信号を生成することを特徴とする装置。
請求項４の装置であって、更に前記整流制御手段（２４）が、バス電流信号と前記補正信号とを結合し制御変数と基準値との間の誤差を表わす差信号を生成するための加算手段を含んでいることを特徴とする装置。
請求項５の装置であって、前記整流制御手段が、更に、検出された前記バス電流の波形に於けるリプルの影響を排除するための手段を含んでいることを特徴とする装置。
請求項６の装置であって、前記リプル排除手段が、波形サンプルから得られた前記検出されたバス電圧の波形を表わす値と、インパルスに対する瞬間のダイナモエレクトリック機器の応答を表わす値とについての畳み込みを行うための手段を含むことを特徴とする装置。
請求項７の装置であって、前記リプル排除手段の出力が前記サンプリングされた電流波形信号と結合されるように前記加算手段に加えられる補正信号であることを特徴とする装置。
請求項８の装置であって、前記リプル排除手段が、バス電圧を表わす信号を該バス電圧についてのリプルの影響を表わす関数と結合させ、その結果の信号を基準電圧出力信号と結合させて前記インバータへ供給される電圧出力信号を生成するための手段を含んでいることを特徴とする装置。
請求項８の装置であって、更に、前記差信号が供給される制限手段を含み、該制限手段が、上限界と下限界との間で前記差信号の大きさを制限し、前記限界が前記装置によって実現し得る補正の上限と下限を表わしていることを特徴とする装置。
請求項９の装置であって、更に、前記差信号を処理して、前記整流間隔を制御するように前記インバータに供給される周波数信号出力を得る処理手段を含むことを特徴とする装置。
請求項１１の装置であって、前記処理手段（２５）が、更に、前記機器の作動モードに応答して前記整流制御手段（２４）に周波数と電圧の信号を供給するモード制御手段（２２）を含み、前記周波数と電圧の値が前記機器の作動モードの関数である出力によって表わされ、前記モード制御手段が、前記機器の速度、トルク、入力電圧、及び前記機器の作動によって動かされた流体の速度を表わす値を入力として有することを特徴とする装置。
請求項１の装置であって、前記ダイナモエレクトリック機器が三相の電気モータであることを特徴とする装置。
ダイナモエレクトリック機器における電力供給バスにおけるリプル及び過渡状態の影響を低減し整流角を制御する方法であって、
AC電力源から電力を供給し、AC電力を平均ＤＣ値を有する電力へ変換し、前記機器へ電流を与えるバスを設ける過程と、
前記電流により前記機器の巻線へ規則的にエネルギーを与えたり断ったりすることによって前記機器の巻線の整流を行う過程とを含む方法にして、
前記機器のロータと前記機器の相巻線との間の整流角の関数であり且つバス電圧波形におけるバスリプル又は過渡状態の影響を受けた特性を有するバス電流波形のサンプリングを、各整流間隔の初めの区間、中間の区間及び終わりの区間において、前記初めの区間と前記中間の区間におけるサンプル取得時点の間の期間と前記中間の区間と前記終りの区間におけるサンプル取得時点の間の期間とが実質的に等しくなるよう行う過程と、
リプル及び過渡状態の影響を低減するよう前記取得された電流波形から得られる値を結合することによってサンプリングされた電流波形からバス電圧の情報を取得する過程と、
前記取得された情報に応答して前記整流角を制御する過程とを含み、
該整流角を制御する過程が、前記整流角の関数である制御変数を計算することと、前記計算された制御変数を前記波形上のリプルの関数である値と前記機器の過渡状態に対する応答とに結合することとを含んでいることを特徴とする方法。
請求項１４の方法であって、前記電流波形をサンプリングする過程が、電流波形の情報をアナログ値からディジタル値に変換することと、前記ディジタル信号の流れから前記サンプルを得ることと、その関数であるバス電流の入力信号を生成することを含むことを特徴とする方法。
請求項１４の方法であって、前記サンプリングされた電流波形から整流角度の情報を得る過程が、補正変数を生成することと、該補正変数を前記サンプリングされた波形の情報と結合することを含むことを特徴とする方法。
請求項１５の方法であって、各整流間隔についてのサンプル値が、前記数式2E-3M+Bに従って結合されて補正信号を生成し、ここで、Eは前記整流間隔の間に採られた最終サンプル値を表わし、Mは中間サンプル値、Bは初期サンプル値を表わすことを特徴とする方法。
請求項１７の方法であって、バス電流信号と前記補正信号とを加算し、過渡的な影響について補正が為されたバス電流波形を表わす差信号を生成することを特徴とする方法。
請求項１８の方法であって、更に、前記バス電流の波形に於けるACリプルの影響を排除することを含むことを特徴とする方法。
請求項１９の方法であって、前記リプルを排除することが、前記波形又はそのサンプルから得られた前記検知されたバス電圧の波形を表わす値と、インパルスに対する瞬間のダイナモエレクトリック機器の応答を表わす値とについて畳み込みを行うことを含むことを特徴とする方法。
請求項２０の方法であって、前記リプルを排除することが、バス電圧を表わす信号を前記バス電圧についての前記リプルを表わす関数と結合することと、その結果の信号を基準電圧出力信号と結合して前記インバータに供給される電圧出力信号を生成することを含むことを特徴とする方法。
請求項１８の方法であって、上限界と下限界との間で前記差信号を制限することを含み、前記限界が前記装置によって実現できる補正の上限と下限とを表わしていることを特徴とする方法。
請求項１９の方法であって、更に、前記差信号を処理して前記整流間隔を制御するために使用される周波数信号の出力を得ることを特徴とする方法。
請求項２３の方法であって、更に、前記電流波形の情報を処理するに当たって使用される基準周波数信号と基準電圧信号とを供給することを含み、前記基準周波数信号と前記基準電圧信号とは前記モータの作動モードの関数である値を有し、前記モード制御手段が、前記機器の速度、トルク、入力電圧、及び、前記機器の作動によって動かされた流体の速度を表わす値を入力として有することを特徴とする方法。