JPH09131100A - 誘導モータのベクトル制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】モータ電流の検出信号に重畳されるノイズによ
る誤作動を防止した簡単な構成の誘導モータのベクトル
制御装置を提供することを課題とする。 【解決手段】ベクトル制御演算で得られた各種指令値を
用いて電流制御系の過渡応答における定常状態への近接
度合を判断する手段と、電流指令値と検出値との電流偏
差値を上記近接度合に応じて制限する電流偏差制限手段
とを設け、定常状態近接度合に応じて電流偏差制限値の
大きさを変化させることとし、制御状況から見て異常に
大きい電流偏差値が出現した場合は、ノイズの影響と見
做して無視する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は電流制御系を有す
る誘導モータのベクトル制御装置に係り、詳しくは、モ
ータ電流の検出信号に重畳されるノイズによる誤作動を
防止するようにした誘導モータのベクトル制御装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】トルク指令値に基づいて励磁電流指令値
とトルク電流指令値を演算し、これらの電流指令値それ
ぞれに対応する電流を追従させるための電流フィードバ
ック制御系を有する誘導モータのベクトル制御装置の従
来の１例を図１３に示す。同図に示す従来例では、電流
制御を、モータに印加する電源周波数に同期して回転す
る直交座標系（γ−δ座標系）で行っている。外部より
与えられるトルク指令Ｔ_e*と磁束φ*からベクトル制御
則により演算された励磁電流指令ｉ_γs*、トルク指令電
流ｉ_δs*と、それぞれに対応する電流検出値ｉ_γs、ｉ
_δsの偏差から、通常は比例積分によりそれぞれ電圧指
令値ｖ_γs*、ｖ_δs*を演算する。この２つの電圧成分は
３相電圧成分ｖ_u*、ｖ_v*、ｖ_w*に変換され、これらの指
令に基づきＰＷＭインバータが誘導モータに電圧を印加
する構成となっている。このような電流制御系を有する
ベクトル制御装置においては、モータに印加する電圧の
指令値は、電流指令値と電流検出値の偏差を基に演算さ
れるため、正しい電流検出値が必要である。

【０００３】しかし、ＰＷＭインバータは直流電力を電
力変換素子によるスイッチングにより交流電力に変換す
る為、スイッチングに伴うノイズの発生が避けられな
い。特に、高出力のモータを駆動するシステムではスイ
ッチングに伴う大きなスパイク状ノイズが発生する。そ
のため、電流検出信号にもノイズが重畳されてしまう。
また、誘導モータを駆動するシステムは、各種ノイズを
発生させるシステムが近接している場所に設置され場合
が多く、他のシステムからのノイズを拾ってしまう状況
も発生する。このような理由により検出電流に大きなノ
イズが含まれている場合には、モータは真実の電流値と
は異なる検出値を用いて演算された電圧指令値に基づい
て駆動されるため、正確な電流制御が不可能となり、出
力トルクはトルク指令値と異なってしまう。また、ノイ
ズのレベルが大きい場合には、非常に大きな電圧が出力
されてしまうため過大電流が流れてしまい、モータや電
力変換器のパワー素子に損傷を与えてしまう恐れがあ
る。

【０００４】特に、電流をディジタル制御するシステム
においては、スパイク状ノイズが含まれるタイミングで
電流信号入力用Ａ／Ｄ変換器がサンプリングを行うと、
電流の１制御周期の間、誤った電圧を出力し続けるた
め、アナログ電流制御を行うシステムに比べ一層影響が
大きい。

【０００５】従来、この対策として、ａ：電流検出信号
の信号線をシールドする、ｂ：電流検出信号の入力部に
フィルタを設ける等の一般的な方法が行われている。

【０００６】また、ｃ：特開平５−１１１２６１号公報
には、相電圧が変化する期間だけ、サンプリング動作を
停止することにより、ノイズを除去する電流検出装置が
開示されている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記ａの方法
では、信号線以外から飛び込むノイズがあるなどの理由
により完全にノイズの侵入を防止するのは困難である。
また、ｂの方法ではフィルタリングにより検出信号に位
相遅れが生じてしまうため、電流制御ゲインを下げねば
ならず、瞬時トルクを制御するベクトル制御の応答性を
悪化させる原因となってしまう。また、ｃの方法では、
相電圧が変化するタイミングを使用した制御を行うが、
以下の点からそのタイミングを正確に掴むの困難であ
る。まず、電力変換部において各アームの２つのパワー
素子が同時にオフとなるデッドタイムが存在し、相電圧
の変化タイミングは電流の極性に依存する為、正確に相
電圧変化タイミングを決定するのは難しい。更には、モ
ータはＰＷＭ駆動されるため電流リップルが存在し、１
回のデッドタイムの間に複数回極性変化することもあ
る。また、パワー素子の応答遅れも存在するため、一層
困難である。また、構成が複雑であるし、スイッチング
タイミングに同期しないノイズや外部より侵入するノイ
ズに対しては有効であるとは言えない。

【０００８】本発明は、上記のようなノイズの影響を受
けず、しかも簡単な構成で済む誘導モータのベクトル制
御装置を提供することを課題とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、ベクトル制御特有の特徴に着目して、電流
制御性能を悪化させることなく検出電流に含まれるノイ
ズによる誤作動を防止する簡単な方法を提供する。ベク
トル制御演算により求められた各種指令値を用いて、電
流制御系の過渡応答における定常状態への近接度合（以
後、定常状態近接度合と呼ぶ）を判断する過渡状態判断
手段と、電流指令値それぞれと電流検出値それぞれとの
偏差を、前記定常状態近接度合から決定される値（以
後、制限値と呼ぶ）以下に制限する電流偏差制限手段と
を設け、過渡状態判断手段で決定される定常状態近接度
合に応じて前記電流偏差制限値の大きさを変化させるこ
ととした。制御状況から見て異常に大きい電流偏差値が
出現した場合には、ノイズの影響と見做して無視してし
まうのである。

【００１０】まず、公知である誘導モータのベクトル制
御について説明する。誘導モータに印加される電源周波
数で回転する直交座標系（γーδ座標系）を考え誘導モ
ータを状態方程式で記述すると下記（数１）式に示すよ
うになる。

【００１１】

【数１】

【００１２】なお、上記（数１）式を含めて本明細書で
は、下記の符号はそれぞれ下記の内容を表すものとす
る。

【００１３】 ｉ_γs：γ軸固定子電流（励磁電流） ｉ_δs：δ軸固定子電流（トルク電流） ｉ_γr：γ軸回転子電流 ｉ_δr：δ軸回転子電流 ｖ_γs：γ軸固定子電圧 ｖ_δs：δ軸固定子電圧 φ_γr：γ軸回転子磁束 φ_δr：δ軸回転子磁束 Ｒ_s ：固定子抵抗 Ｒ_r ：回転子抵抗 Ｌ_s ：固定子自己インダクタンス Ｌ_r ：回転子自己インダクタンス Ｍ ：固定子と回転子間の相互インダクタンス σ ：１−Ｍ²／（Ｌ_sＬ_r） ω ：電源周波数 ω_se：すべり周波数 ｐ ：極対数 Ｐ ：微分演算子 また、誘導モータの出力トルクは下記（数２）式で示さ
れる。

【００１４】

【数２】

【００１５】またベクトル制御ではすべり周波数ω_seを
下記（数３）式のように制御する。

【００１６】

【数３】

【００１７】このようにすべり周波数を制御した場合、
φ_δ＝０となる。従って、（数２）式より誘導機の出力
トルクＴ_eは下記（数４）式で表わされる。

【００１８】

【数４】

【００１９】すなわち、（数３）式に従ってすべり周波
数ω_seを制御すれば、（数４）式に示すように誘導モー
タの出力トルクＴ_eは、γ軸回転子磁束φ_γrとδ軸固定
子電流ｉ_δsの積に比例することになる。

【００２０】ところで、通常用いられるベクトル制御
は、γ軸回転子磁束φ_γr（以後、２次磁束と記す）を
一定に保つように制御する（以後、本制御法を磁束一定
ベクトル制御と記す）。これは、φ_γrが下記（数５）
式に示すようになるからである。

【００２１】

【数５】

【００２２】つまり、応答性の悪い２次磁束を一定に保
ちながら、応答遅れのないトルク電流ｉ_δsを変化させ
ることにより高速なトルク制御を実現するためである。

【００２３】しかし、近年２次磁束φ_γrをも変化させ
るようにしたベクトル制御の報告がみられるようになっ
てきている（以後、２次磁束可変ベクトル制御と記
す）。例えば電気自動車等の用途では、限られた電気エ
ネルギ−を有効に使用するためにモータを効率良く駆動
することが求められるが、この点からは２次磁束を変化
させる制御が有効であるからである。

【００２４】このような制御方法としては、本出願人が
先に出願した発明（特願平５-１６６９９８、特願平５-
１６７００２、特願平５-２０７４１８等）がある。そ
れらの構成を、図１４に示す。すなわち、外部から与え
られるトルク指令からモータのトルク目標応答を演算す
る手段と、トルク指令とモータの回転速度とから定常損
失を最小とする２次磁束を演算する手段と、過渡損失を
最小とする２次磁束の応答を演算する手段とから構成さ
れている。このような構成によって過渡と定常のいずれ
の状態においても、２次磁束とトルク電流を最適に制御
し、トルクの応答性を確保した上で、効率良くモータを
駆動しようとするのである。

【００２５】ところで誘導モータのベクトル制御装置に
おいて、電流制御系が正しく設計されていれば、過渡状
態においてのみモータ電流と電流指令値の差（電流偏
差）が大きくなり、定常状態においては両者はほぼ一致
する筈である。また、振動的になる場合もあるが、一般
的には、定常状態に近ければ近いほど電流偏差値は小さ
くなる傾向がある。従って、定常状態への近接度合から
決まる電流偏差より非常に大きい電流偏差になった場合
には、モータ電流の検出信号にはノイズが含まれている
と考えられる。また便宜上、定常と過渡の２つの状態に
分けて考えれば、定常状態において電流偏差が非常に大
くなった場合には、その検出信号にはノイズが含まれて
いると考えられる。

【００２６】そこで、本発明のベクトル制御装置では、
ベクトル制御演算により求められた各種指令値を用いて
電流制御系の過渡応答時の定常状態への近接度合を判断
する過渡状態判断手段と、電流指令値それぞれと対応す
る電流検出値それぞれの偏差を、前記定常状態近接度合
から決定される値以下に制限する電流偏差制限手段とを
設け、過渡状態判断手段で決定される定常状態近接度合
に応じて前記電流偏差の制限値の大きさを変化させるこ
とにより、検出電流にノイズが含まれている場合にも正
しく電流制御を行うことができるようにした。

【００２７】また、ベクトル制御演算により求められた
各種指令値から過渡状態であるか否かを判断する過渡状
態判断手段と、電圧指令値演算に用いる電流指令値と検
出電流値の偏差（以後、電流偏差と記す）を所定値以下
に制限する電流偏差制限手段とを設け、過渡状態判断手
段により過渡状態ではないと判断した場合には、電圧指
令演算に用いる電流偏差を所定値以下に制限することに
より、定常状態での検出電流にノイズが含まれている場
合にも正しく電流制御を行えるベクトル制御装置を提供
することにした。

【００２８】また、電流偏差の制限値を電流指令値に応
じて変化させることにより、電流リップルが小さい場合
には、一層小さなノイズでも除去できるようにしてい
る。

【００２９】また、２次磁束可変ベクトル制御において
は、過渡状態判断手段は下記の如く構成する。外部など
から与えられたトルク指令における定常状態での磁束の
値とそのトルク指令とから、定常状態でのすべり周波数
ω_se-st（以後、定常すべり周波数と記す）を求め、そ
れをベクトル制御則から求められる瞬時のすべり周波数
ω_seと比較する。過渡状態では両者の差は大きく定常状
態に近づくにつれて小さくなる筈なので、両者の差の大
きさにより定常状態近接度合を判断する。また、簡単化
して定常状態近接度合を２値化し、両者の差が所定値未
満の場合には定常状態、所定値以上の場合には過渡状態
であると判断して、定常状態での電流偏差のみを制限す
る。

【００３０】また、これとは異なる一層簡単な構成の過
渡状態判断手段として、以下の構成も用いる。モータ電
流が電流指令値より特に大きく異なる場合は、低出力の
状態から急速に出力を立ち上げる場合であり、このよう
な状況だけを検出しても、ほぼ目的は達成されると考え
られる。急速に出力を立ち上げる場合は、すべり周波数
も瞬時に大きくなった後、徐々に定常状態でのすべり周
波数まで低下する。そこで、すべり周波数の大きさによ
り定常状態近接度合を判断する。すべり周波数に関する
詳細な内容は、これから説明する種々の発明の実施の形
態に関する記載の中で説明する。

【００３１】

【発明の実施の形態】図１、図２、図３により、本発明
の第１の実施の形態を説明する。図３は本発明を実施し
たシステムの全体の構成を示す図である。図１は、図３
に示した本発明を実施したシステムの詳細な部分を示す
構成図である。また、図２は、図１における電流偏差制
限手段の構成図である。この発明の第１の実施の形態
は、本出願人が先に出願したベクトル制御装置に本発明
を適用したものである。図１によって構成を説明する。
１は、外部より与えられるトルク指令Ｔe*とモータ回転
速度ω_reとから、ベクトル制御駆動をしている定常状態
で、システムの総合効率を最大にする２次磁束φ_γr-st
を演算する定常損失最小磁束演算部である。４は外部よ
り与えられるトルク指令Ｔe*からトルクの目標応答Ｔm*
を演算するブロックである。２は、過渡損失を最小にす
る２次磁束の目標応答を決定するブロックであって、定
常損失最小磁束φ_γr-st*から、その目標応答φ_γr*及
びその１階微分値dφ_γr*／dtを演算する。３は、この
磁束目標応答を実現するための励磁電流指令ｉ_γs*を、
磁束目標応答φ_γr*とその１階微分値dφ_γr*／dtとか
ら、下記（数６）式に基づいて演算する励磁電流指令演
算部である。

【００３２】

【数６】

【００３３】５は磁束目標応答φ_γr*と目標トルク応答
Ｔm*とから下記（数７）式に基づいてトルク電流指令ｉ
_δs*を演算するトルク電流指令演算部である。

【００３４】

【数７】

【００３５】６は磁束目標応答φ_γr*とトルク電流指令
ｉ_δs*とから、下記（数８）式に基づいて、すべり周波
数ω_seを演算するすべり周波数演算部である。

【００３６】

【数８】

【００３７】７はモータ回転速度Ｎから、電気角に変換
した回転速度ω_reを演算するブロックである。８はモー
タに印加する電圧の周波数ωを求めるために、すべり周
波数ω_seとモータ回転速度ω_reの加算を行う加算器であ
る。９は、γδ座標系の物理量を３相に変換する際に用
いる位相θを、ωを積分することにより求める積分器で
ある。

【００３８】１４、１５、１６は過渡状態判断手段を構
成している。１４は外部より与えられるトルク指令Ｔe*
と定常損失最小磁束φ_γr-stとから下記（数９）式によ
り定常状態に到ったときのすべり周波数ω_se-st（以
後、定常すべり周波数と記す）を演算する。

【００３９】

【数９】

【００４０】１５は定常すべり周波数ω_se-stと瞬時す
べり周波数ω_seの偏差εω_seを求める減算器である。１
６はその絶対値を求めるブロックである。その出力は定
常状態近接度合を示す値となる。１０は励磁電流指令ｉ
_γs*から、γδ座標系の物理量に変換されたモータ電流
中の励磁電流ｉ_γsを減算し、励磁電流偏差εi_γsを求
める減算器である。１２は励磁電流指令ｉ_δs*から、γ
δ座標系の物理量に変換されたモータ電流中のトルク電
流ｉ_δsを減算し、トルク電流偏差εi_δsを求める減算
器である。１１、１３はそれぞれ励磁電流、トルク電流
の電流偏差制限手段である。

【００４１】これら電流偏差制限手段は図２に示すよう
な構成になっている。６１は定常状態近接度合信号か
ら、リミッター６２の上限値εi_γsmax（εi_δsmax）を
演算する。この上限値εi_γsmaxは、電流検出信号i_γs
（i_δs）にノイズが重畳されていない場合には発生し得
ない程度の大きさの電流偏差の値に設定しておく。６２
は電流偏差信号εi_γs（εi_δs）を正負の上限値以下に
制限するリミッターであり、その上限値は、６１の出力
に応じて変化する。

【００４２】図３はシステム全体の構成を示した図であ
るが、ここまでに説明した部分はこの図中の２１のブロ
ックに相当し、本発明の要部を実行する。２２は、電流
偏差信号εi_γs、εi_δsを比例積分し、電圧指令値ｖ
_γs*、ｖ_δs*を求める。２３は、電圧指令ｖ_γs*、ｖ
_δs*を位相信号θを用いて３相に座標変換し、電圧指令
ｖ_u*、ｖ_v*、ｖ_w*を求める。２４は、これらの電圧指令
に基づいて、ＰＷＭ方式で直流電圧Ｖdc２５を交流に変
換し、誘導モータ２６に供給するインバータである。２
７はモータ回転速度を検出する検出器である。２８はモ
ータ電流を検出する電流センサー、２９は電流センサー
からの検出電流信号をγδ座標系に変換する座標変換器
である。

【００４３】次に上記各部の作用を説明する。まず、こ
の第１の発明の実施の形態におけるすべり周波数の変化
について説明する。図４は、この実施の形態における各
部の信号の様子を示し、図（ａ）はトルクと経過時間の
関係を、図（ｂ）は、すべり周波数と経過時間の関係を
示している。図に示すようなステップ的に変化するトル
ク指令Ｔe*を与えた場合、目標トルク応答Ｔmは一次遅
れの応答であるとする。定常すべり周波数ω_se-stは、
図に示すように、例えば一定値とするような制御であ
る。一方、すべり周波数ω_seは、トルクを変化させた直
後は、トルク電流の大きさと励磁電流の大きさが変化す
るため、（数８）式から分かるように、すべり周波数ω
_seも図のように変化する。時間が経過し、定常状態に近
づくにつれてω_se-stとω_seの差の大きさabs(εω_se)は
小さくなる。つまり、abs(εω_se)は過渡状態では大き
な値となり定常状態ではほぼ零となる。そこで、この値
を定常状態近接度合を表す信号として、図２の電流偏差
上限値εi_γsmaxを、例えば定常すべり周波数に比例し
た値に設定する。

【００４４】このすべり周波数の差abs(εω_se)の大き
さは定常状態近接度合（定常、過渡）を判断するのに非
常に便利な値である。つまり、その大きさを調べるだけ
で定常状態近接度合を判断できるからである。電流指令
値、トルク指令値等から判断する方法も考えられるが、
この場合大きさを調べるだけでは判断できない。例え
ば、それらの変化量を調べ、その変化量の大きさと経過
時間から判断する方法も考えられるが複雑になってしま
う。この第１の発明の実施の形態の場合と同様の考え方
を用いて、定常状態での電流指令値と瞬時の励磁電流指
令値の差の大きさから判断する方法も考えられるが、電
流成分がγ成分とδ成分の２種類ある上に、定常電流指
令値を求めるための計算が非常に複雑である。従って、
この発明の実施の形態のように、定常すべり周波数と瞬
時すべり周波数の差で判断する方法が最も優れている。

【００４５】さらに図１に戻って作用を説明する。検出
電流にスパイク状ノイズが重畳されると、減算器１０、
１２の出力である励磁電流偏差εi_γs及びトルク電流偏
差εi_δsは非常に大きくなる。しかし、電流偏差制限手
段１１、１３の電流偏差上限値は、過渡状態判断手段の
定常状態近接度合信号に基づいて、電流検出信号にノイ
ズが重畳されていない場合に発生し得る値の最大値より
やや大きい値に設定されているため、ノイズによる過大
な電流偏差は上限値以下に抑えられる。その結果、出力
電圧が過大となってモータに過電流が流れるようなこと
はない。また、電流偏差の上限値は定常状態近接度合に
応じて、ノイズが含まれない検出電流信号に対する電流
偏差を制限しない値に設定されるので、過渡状態におけ
る応答性が悪化することはない。

【００４６】図５、図６は本発明の第２の実施の形態を
示す図である。システム全体の構成は第１の発明の実施
の形態の場合と同様、図３に示すようになっている。図
５は、図３に示した本発明を実施したシステムの、詳細
な部分を示す構成図である。また、図６は、図５中に示
す電流偏差制限手段の構成図である。図５の中で、図１
の場合と同じ番号を付けてあるブロックは、同じ機能を
有している。以下、第１の発明の実施の形態の場合と異
なる部分について説明する。

【００４７】１４〜１８は過渡状態判断手段を構成して
いる。第１の発明の実施の形態の場合と同様、１４〜１
６で定常すべり周波数ω_se-stと瞬時すべり周波数ω_se
の偏差εω_seの絶対値を求める。１７は、定常すべり周
波数と瞬時すべり周波数の差の大きさabs(εω_se)が基
準値より大きいか否かを判断する比較器である。例え
ば、定常状態の場合には０を出力し、過渡状態の場合に
は１を出力する。また、基準値はほぼ定常状態と見なせ
る状態でのすべり周波数の差に設定しておく。

【００４８】１１’、１３’はそれぞれ励磁電流、トル
ク電流の電流偏差制限手段である。これらは図６に示す
ような構成になっている。電流偏差信号εi_γs（ε
i_δs）をそのまま通過させる経路と正負の上限値を制限
する経路とが過渡状態判断手段の出力に応じて切り換え
られるようになっている。過渡状態であると判断した場
合は、切り替えスイッチが接点ｓ1に接続され、電流偏
差信号εi_γs（εi_δs）はそのまま通過する。定常であ
ると判断した場合は切り替えスイッチが接点ｓ0に接続
され、電流偏差信号εi_γs（εi_δs）の正負の上限値が
所定値±εｉ_maxに抑えられる。この正負の上限値は、
定常状態では発生し得ない偏差の大きさに設定してお
く。

【００４９】次に第２の発明の実施の形態の作用を説明
する。第１の発明の実施の形態の場合と同様に、定常状
態に近づくにつれてω_se-stとω_seの差の大きさabs(ε
ω_se)は小さくなる。つまり、abs(εω_se)は過渡状態で
は大きな値となり、定常状態ではほぼ零となる。そこ
で、図５に示す基準値１８を、例えば図４に示すような
値とすれば、定常状態と過渡状態を誤り無く判断するこ
とができる。更に正確に判断したい場合には、基準値を
定常すべり周波数に比例した値に設定すれば良い。定常
状態で検出電流にスパイク状ノイズが重畳されると、減
算器１０、１２の出力である励磁電流偏差εi_γs、トル
ク電流偏差εi_δsは非常に大きくなる。しかし、過渡状
態検出手段により定常状態であると判断されると、それ
ぞれの電流偏差は電流偏差制限手段１１’、１３’によ
りその正負の上限値以下に抑えられるため、電圧指令が
ノイズの影響により過大な値になってしまうことが防止
される。一方、過渡状態で電流が急速に変化した場合に
は、電流偏差制限手段１１’、１３’への入力信号は制
限されることなくそのまま出力されるため、従来通り高
速で電流制御される。

【００５０】図７、図８にモータ電流にスパイク状ノイ
ズが重畳された場合のシミュレーション結果を示す。図
７は本発明を適用した場合の結果を、図８には、対策を
行っていな場合の結果を示す。未対策の場合に比べて本
発明を適用した時は、出力トルクは指令値に良く追従し
ており、過電流も抑えられていることがわかる。

【００５１】次に、第３の発明の実施の形態を説明す
る。第３の発明の実施の形態は、図９に示すようになっ
ている。図１の場合と同じ番号を付けてあるブロック
は、同じ機能を有している。第２の発明の実施の形態の
場合と大きく異なるのは、定常すべり周波数に関する部
分である。１’は、図１に示した定常損失最小磁束演算
器１と同様な定常損失最小磁束演算器であるが、この発
明の実施の形態では、モータ回転速度ω_reとトルク指令
Ｔe*とから損失最小すべり周波数ω_seーoptを参照し、こ
の値から損失最小磁束φ_γr-st*を次式（数１０）に従
って演算する。

【００５２】

【数１０】

【００５３】定常損失最小磁束φ_γr-st*をすべり周波
数から参照するので、図中に示すように、過渡状態判断
手段で定常すべり周波数を演算する手段が不必要とな
る。それ以外は、第２の発明の実施の形態の場合と同様
である。

【００５４】次に図１０によって第４の発明の実施の形
態を説明する。これは、電流偏差制限手段に特徴があ
る。励磁電流偏差制限手段とトルク電流偏差制限手段は
同様なので、トルク電流偏差制限手段のみを説明する。
モータはＰＷＭ駆動されるので電流にはリップルが生
じ、その値は電流振幅が大きいほど大きくなる。そこ
で、電流が小さいときに小さなノイズをも除去可能とす
るため、電流指令の大きさに応じて電流偏差制限手段の
正負の上限値の大きさを変化させる。４１は励磁電流指
令ｉ_γs*から電流偏差制限手段の正負の上限値±εi
_γsmaxを演算する手段である。４２はその制限値に応じ
て、励磁電流偏差εi_γsの正負上限値を抑える。

【００５５】ここでは、励磁電流偏差、トルク電流偏差
は、それぞれ、対応する電流指令値の大きさに応じてそ
の上限値が変化させられる構成を示したが、両電流成分
から３相電流の振幅を演算し、その振幅に基づいて電流
偏差の上限値を変化させても良い。

【００５６】次に図１１によって第５の発明の実施の形
態を説明する。これは、電流偏差制限手段に関するもの
である。電流偏差の制限値以上の電流偏差信号が入力さ
れた場合には、電流偏差が制限値以内である最も近い過
去の電流偏差値を出力することにより電流偏差を制限し
ている。５１は、電流偏差εi_γsと、電流偏差制限値ε
i_γsmaxの大きさを比較する手段である。５２は、εi
_γsの方が小さい場合には偏差信号をそのまま出力する
と共に、その値を記憶し、εi_γsの方が大きい場合には
記憶している偏差信号値を出力する。

【００５７】次に第６の発明の実施の形態を図１２によ
って説明する。これは、簡単な構成の過渡状態判断手段
を用いている。すべり周波数の大きさを基準値と比較し
て、その値が基準値より大きい場合には過渡状態である
と判断し、基準値より小さい場合には定常状態であると
判断する。この方法では、低出力の状態から急速に出力
を立ち上げる場合を検出できるだけであるが、このよう
な状況のみが検出できるのでも、目的はほぼ達成される
と考えられる。それ以外の状況での過渡状態では、電流
偏差が制限されてしまい、応答性が多少損なわれるが、
構成が簡単であるという特徴がある。

【００５８】前述したように、すべり周波数以外を用い
て過渡状態を判断することも可能であるが、すべり周波
数により過渡状態を判断する本発明の実施の形態が、最
も優れた効果が得られるものと考えられる。

【００５９】

【発明の効果】以上説明してきたように本発明によれ
ば、電流制御系の過渡状態での応答における定常状態へ
の近接度合を判断する過渡状態判断手段と、電流指令値
それぞれと電流検出値それぞれとの偏差を、前記定常状
態近接度合から決定される値以下に制限する電流偏差制
限手段とを設け、過渡状態判断手段で決定される定常状
態近接度合に応じて前記電流偏差の制限値の大きさを制
御することにより、電流応答性を犠牲にすることなく、
検出電流にノイズが含まれた場合にも正確な電流制御を
行うことができるという効果が得られる。

【００６０】また、ベクトル制御演算により求められた
すべり周波数から、過渡状態であるか否かを判断する過
渡状態判断手段と、電圧指令値演算に用いる電流指令値
と検出電流値の偏差を所定値以下に制限する電流偏差制
限手段とを設け、過渡状態判断手段により過渡状態では
ないと判断した場合には、電圧指令演算に用いる電流偏
差を所定値以下に制限することにより、過渡状態での電
流応答性を犠牲にすることなく、定常状態での検出電流
にノイズが含まれている場合にも正確な電流制御を行え
るという効果が得られる。しかも其の構成は簡単であ
る。

【００６１】更に、電流偏差の制限値を電流指令値に応
じて変化させることにより電流リップルが小さい場合に
は小さなノイズをも除去できるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を実施したシステムの、第１の発明の実
施の形態における、詳細な部分を示す構成図である。

【図２】第１の発明の実施の形態における、電流偏差制
限手段の構成図である。

【図３】本発明を実施したシステムの全体の構成を示す
図である。

【図４】発明の実施の対象となるシステムにおける、各
部の信号の様子を示す図で、図（ａ）はトルクと経過時
間の関係を、図（ｂ）は、すべり周波数と経過時間の関
係を示している。

【図５】本発明を実施したシステムの、第２の発明の実
施の形態における、詳細な部分を示す構成図である。

【図６】第２の発明の実施の形態における、電流偏差制
限手段の構成図である。

【図７】モータ電流にスパイク状ノイズが重畳された場
合に、本発明を適用した場合の、シミュレーション結果
を示す図である。

【図８】モータ電流にスパイク状ノイズが重畳された場
合に、何等対策しなかった時の、シミュレーション結果
を示す図である。

【図９】本発明を実施したシステムの、第３の発明の実
施の形態における、詳細な部分を示す構成図である。

【図１０】第４の発明の実施の形態における、その特徴
的な電流偏差制限手段の構成図である。

【図１１】第５の発明の実施の形態を説明する図で、電
流偏差が制限値以内である最も近い過去の電流偏差値に
より制限している。

【図１２】第６の発明の実施の形態を説明する図で、す
べり周波数の大きさを基準値と比較して、その値が基準
値より大きい場合には過渡状態であると判断し、基準値
より小さい場合には定常状態であると判断している。

【図１３】電流フィードバック制御系を有する誘導モー
タのベクトル制御装置の従来例を示す図である。

【図１４】２次磁束とトルク電流の最適制御を狙って、
先に出願された発明の構成を示す図である。

【符号の説明】

１…定常損失最小磁束演算部 ２…過渡損失を最小にする２次磁束の目標応答を決定す
るブロック ３…励磁電流指令演算部 ４…トルク指令からトルクの目標応答を演算するブロッ
ク ５…トルク電流指令演算部 ６…すべり周波
数演算部 ７…電気角に変換した回転速度を演算するブロック ８…加算器 ９…積分器 １０…減算器 １１…励磁電流
偏差制限手段 １２…減算器 １３…トルク電
流偏差制限手段 １４…定常すべり周波数演算器 １５…減算器 １６…定常すべり周波数と瞬時すべり周波数の偏差の絶
対値を求めるブロック １７…定常すべり周波数と瞬時すべり周波数の大きさと
基準値の大小を判断する比較器 １８…基準値 ２１…過渡状態判断手段、電流偏差制限手段を含むブロ
ック ２２…ＰＩ制御部 ２３…γδ→３
相変換器 ２４…ＰＷＭインバータ ２５…直流電源 ２６…誘導モータ ２７…回転速度
検出器 ２８…電流センサー ２９…座標変換
器 ４１…励磁電流指令から電流偏差制限手段の正負上限値
を演算する手段 ４２…励磁電流偏差の正負上限値を抑える手段 ５１…電流偏差と電流偏差制限値の大きさを比較する手
段 ５２…電流偏差が小さい場合は出力すると同時に記憶
し、大きい場合には記憶している偏差値を出力する手段 ６１…定常状態近接度合信号からリミッター上限値を演
算する手段 ６２…リミッター

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】トルク指令値に基づいて励磁電流指令値と
   トルク電流指令値を演算し、これらの電流指令値それぞ
   れに対応する電流を追従させるための電流フィードバッ
   ク制御系を有する誘導モータのベクトル制御装置におい
   て、ベクトル制御演算により求められた各種指令値を用
   いて、電流制御系の過渡応答における定常状態への近接
   度合を判断する過渡状態判断手段と、電流指令値それぞ
   れと電流検出値それぞれとの偏差を、前記定常状態近接
   度合から決定される制限値以下に制限する電流偏差制限
   手段とを備え、過渡状態判断手段で決定される定常状態
   近接度合に応じて前記電流偏差制限値の大きさを変化さ
   せることを特徴とする誘導モータのベクトル制御装置。
2. 【請求項２】トルク指令値に基づいて励磁電流指令値と
   トルク電流指令値を演算し、これらの電流指令値それぞ
   れに対応する電流を追従させるための電流フィードバッ
   ク制御系を有する誘導モータのベクトル制御装置におい
   て、ベクトル制御演算により求められた各種指令値を用
   いて、過渡状態であるか否かを判断する過渡状態判断手
   段と、電流指令値それぞれと電流検出値それぞれとの偏
   差を所定値以下に制限する電流偏差制限手段とを備え、
   過渡状態判断手段により、定常状態であると判断した場
   合には前記電流偏差を所定値以下に制限し、過渡状態で
   あると判断した場合には電流偏差の制限を行わないこと
   を特徴とする誘導モータのベクトル制御装置。
3. 【請求項３】少なくともトルク指令値に基づいて磁束の
   目標応答とトルクの目標応答を演算し、これらの目標応
   答から励磁電流指令値とトルク電流指令値を演算し、こ
   れらの電流指令値それぞれに対応する電流を追従させる
   電流フィードバック制御系を有する誘導モータのベクト
   ル制御装置において、前記トルク指令値と、少なくとも
   トルク指令値から演算される定常状態での磁束の値とか
   ら、定常状態でのすべり周波数ω_se-stを演算する定常
   すべり周波数演算手段と、ベクトル制御則から求められ
   る瞬時すべり周波数ω_seと前記定常すべり周波数ω_se-s
   tとの差、すなわちすべり周波数偏差を演算する手段
   と、すべり周波数偏差の大きさに基づいて電流制御系の
   過渡応答における定常状態への近接度合を判断する過渡
   状態判断手段と、電流指令値それぞれと電流検出値それ
   ぞれの偏差を、前記定常状態近接度合から決定される制
   限値以下に制限する電流偏差制限手段とを備え、過渡状
   態判断手段で決定される定常状態近接度合に応じて前記
   電流偏差の制限値の大きさを制御することを特徴とする
   誘導モータのベクトル制御装置。
4. 【請求項４】少なくともトルク指令値に基づいて磁束の
   目標応答とトルクの目標応答を演算し、これらの目標応
   答から励磁電流指令値とトルク電流指令値を演算し、こ
   れらの電流指令値それぞれに対応する電流を追従させる
   電流フィードバック制御系を有する誘導モータのベクト
   ル制御装置において、前記トルク指令値と少なくともト
   ルク指令値から演算される定常状態での磁束の値とか
   ら、定常状態でのすべり周波数ω_se-stを演算する定常
   すべり周波数演算手段と、ベクトル制御則から求められ
   る瞬時すべり周波数ω_seと前記定常すべり周波数ω_se-s
   tとの差、即ちすべり周波数偏差を演算する手段と、す
   べり周波数偏差の大きさに基づいてモータが過渡状態で
   あるか否かを判断する過渡状態判断手段と、前記電流指
   令値それぞれと電流検出値それぞれの偏差を所定値以下
   に制限する電流偏差制限手段とを備え、過渡状態判断手
   段により、定常状態であると判断した場合には前記電流
   偏差を所定値以下に制限し、過渡状態であると判断した
   場合には電流偏差の制限を行わないことを特徴とする誘
   導モータのベクトル制御装置。
5. 【請求項５】少なくともトルク指令値に基づいて磁束の
   目標応答とトルクの目標応答を演算し、これらの目標応
   答から励磁電流指令値とトルク電流指令値を演算し、こ
   れらの電流指令値それぞれに対応する電流を追従させる
   電流フィードバック制御系を有する誘導モータのベクト
   ル制御装置において、ベクトル制御則から求められる瞬
   時すべり周波数ω_seの大きさに基づいてモータが過渡状
   態であるか否かを判断する過渡状態判断手段と、前記電
   流指令値と電流検出値の偏差を所定値以下に制限する電
   流偏差制限手段とを備え、過渡状態判断手段により、定
   常状態であると判断した場合には前記電流偏差を所定値
   以下に制限し、過渡状態であると判断した場合には電流
   偏差の制限を行わないことを特徴とする誘導モータのベ
   クトル制御装置。
6. 【請求項６】電流偏差制限手段は、電流偏差が所定値以
   上となった場合には、電流偏差が上限値以内であった最
   も近い過去の電流偏差値を出力することを特徴とする請
   求項１〜５のいずれか１項に記載の誘導モータのベクト
   ル制御装置。
7. 【請求項７】電流偏差制限手段は、電流指令値の大きさ
   に応じて其の電流制限値の大きさを変化させることを特
   徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の誘導モー
   タのベクトル制御装置。