JP3646480B2 - インバータの制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機を可変速駆動するインバータの制御方法に係り、特に中低周波領域での高トルク化を図る自動トルクブーストの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機を可変速駆動するインバータの制御方法として、インバータの１次周波数ｆ１に比例してインバータの出力電圧Ｖ１を制御するＶ／ｆ一定制御が知られている。これは誘導電動機の励磁電流をほぼ一定に保つことができるが、負荷が加わるとモータの１次抵抗ｒ１による電圧降下が大きくなり、モータの誘起電圧が小さくなる。この結果、モータの励磁電流が小さくなりモータ出力トルクが減少すると言う問題がある。これは誘起電圧が小さい中低周波領域で特に問題となる。そこで、特に中低周波領域でのトルクアップを図る自動トルクブーストの制御方法が多数提案されている。一般的にはモータ電流を検出し、これに応じた１次抵抗電圧降下分をＶ／ｆ一定電圧（誘起電圧）に加算して電圧指令を出力している。この場合、モータ電流検出器が２相分必要となり高価な装置となる。そこで、インバータ入力側の電流をシャント抵抗等で検出してこれを基に誘導電動機の自動トルクブースト制御を行う方式が公開されている。この従来例としては、特開平1−252193 号に記載されている。これは、インバータの入力電流から誘導電動機の発生トルクを求めている。求めたトルク信号を基にトルクブースト設定値を可変し、このトルクブースト信号とＶ／ｆ一定電圧値とを加算し、加算信号に基づいてインバータの出力電圧を制御している。これにより、負荷トルクが大きくなるとインバータ出力電圧を大きくし、中低速時の高トルク化を図っている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
この従来例は、モータの発生トルク信号の求め方については具体的に記載されていないが、インバータ入力電流からモータの発生トルク相当の電流を求め、この電流による１次抵抗の電圧降下量とＶ／ｆ一定電圧値（誘起電圧）とを加算し、加算信号に基づいてインバータの出力電圧を制御していると考えられる。しかし、インバータの出力電圧は励磁電流ベクトル方向の電圧とトルク電流ベクトル方向の電圧のベクトル和となる。そこで、従来例は励磁電流ベクトル方向の電圧は考慮されていないため、最適な電圧補償量にならない可能性がある。このため自動トルクブーストの効果はあると思われるが、誘導電動機の励磁電流を一定に制御するベクトル制御に近い高トルク化に対しては十分でない可能性がある。
【０００４】
本発明の目的は、インバータの入力電流を用いてモータ電流による１次抵抗電圧降下を精度良く補償し、誘導電動機の励磁電流をほぼ一定に制御することでベクトル制御に近い高トルク化が可能なインバータの制御方法を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するための手段として、インバータ入力電流からモータ１次電流の誘起電圧ベクトル方向成分であるトルク分電流Ｉｔを求めた後、このＩｔによる１次抵抗ｒ１による電圧降下量を求め、これに補償ゲインＫｔを乗じてトルク分電流軸（ｔ軸）の電圧補償量ΔＶｔとしている。次に、電圧補償量ΔＶｔと、１次周波数指令に比例したＶ／ｆ一定電圧（誘起電圧）Ｅｔを加算した出力をｔ軸の電圧ベクトルＶｔとして出力する。一方、このＶｔより位相がπ／２遅れた誘導電動機の励磁電流による１次抵抗電圧降下分を補償した電圧ベクトルを
Ｖｍとして、電圧ベクトルＶｔとＶｍのベクトル和からモータ出力電圧指令（１次電圧指令）Ｖ１を求め、これを基にインバータの出力電圧を制御するようにした。
【０００６】
なお、トルク電流による１次抵抗の電圧降下補償量ΔＶｔと、励磁電流による１次抵抗電圧降下補償量Ｖｍを外部から微調整できるように補償ゲインＫｔと
Ｋｍを外部設定により可変できるようにしてもよい。
【０００７】
次に、トルク電流Ｉｔを算出する手段としては、インバータ入力電流検出値
Ｉｄｃから誘導電動機の無負荷運転時におけるインバータ入力電流検出値Idc0を減じた出力に、インバータの入力電圧検出値又は指令値を乗じた後、インバータ出力電圧指令の大きさＶ１で除算することでトルク電流Ｉｔを求めるようにすることが好ましい。これにより、無負荷時は（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ０）が零になりトルク電流Ｉｔも零になる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図１において、交流電源１から交流電力が整流回路２を介して平滑コンデンサ３に供給されており、直流電力に変換される。又、直流電力はインバータ４により、可変周波数で可変電圧に変換され誘導電動機５を可変速駆動する。
【０００９】
次に、シャント抵抗６の端子から瞬時のインバータ入力電流を検出し、フィルタ７を介して平滑し直流電流Ｉｄｃを検出している。又、トルク電流検出手段８では直流電流Ｉｄｃと１次電圧指令Ｖ１を基に、トルク電流Ｉｔを算出し、１次抵抗設定値ｒ１を乗じてトルク電流による１次抵抗の電圧降下量Ｉｔ・ｒ１を算出している。更に、補償ゲイン９を乗じてｔ軸の電圧補償量ΔＶｔとしている。又、１次周波数指令ｆ１にゲインＫ１を乗じて出力したＶ／ｆ一定電圧（誘起電圧）Ｅｔと電圧補償量ΔＶｔを加算してｔ軸の電圧ベクトル指令Ｖｔとしている。
【００１０】
一方励磁電流による１次抵抗電圧降下設定値１０の出力Ｖｘを補償ゲイン１１を介してｍ軸の電圧ベクトルＶｍを出力し、ベクトル演算手段１２により電圧ベクトルＶｔとＶｍのベクトル和から１次電圧指令Ｖ１を求めている。また、この１次電圧指令Ｖ１と周波数指令ｆ１を基にＰＷＭ信号発生手段１３によりインバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を作成し、これによりインバータ４の出力電圧の大きさと周波数を制御している。
【００１１】
次に、トルク電流検出手段８について詳細に述べる。インバータの入出力パワーの関係は次式で与えられる。
【００１２】
Ｖｄｃ・Ｉｄｃ＝３Ｖ１・Ｉ１・cosψ＋Ｐｉｎｖ＝３Ｖ１・Ｉｑ＋Ｐｉｎｖ…（数１）
ここで、Ｖｄｃはインバータ入力電圧（直流電圧）、Ｉｄｃはインバータ入力電流の平均値、Ｖ１はインバータ出力電圧（相電圧の大きさ）、Ｉ１はインバータ出力電流（相電流の大きさ）、ψは図２に示すようにＶ１とＩ１の力率角である。又、Ｉ１・cosψ は有効分電流Ｉｑとなる。なお、Ｐｉｎｖはインバータ損失である。次に、図２に誘導電動機を無負荷で運転した時のモータ電圧，電流ベクトル図を示す。誘起電圧ベクトルＥｔと、モータ電流による１次抵抗の電圧降下Ｉ１・ｒ１と漏れインダクタンスによる電圧降下ＶＬをベクトル的に加算したベクトルが１次電圧ベクトルＶ１となる。又、誘起電圧ベクトルＥｔの方向をｔ軸とし、これよりπ／２遅れの軸をｍ軸としている。そこで、モータ電流Ｉ１のｍ軸成分が励磁電流Ｉｍでｔ軸成分がトルク電流Ｉｔとなる。図２においては無負荷運転時なのでＩｔ＝０になり、Ｉ１＝Ｉｍとなる。一方、有効分電流ＩｑはＩ１のＶ１方向成分であり、無負荷時でも零にならない。このことから上式において無負荷運転時においては、Ｉｄｃは零にならない。なお、無負荷運転時の
Ｉｄｃの値をＩｄｃ０としている。
【００１３】
次に、トルク電流検出手段８の詳細ブロック図を図３に示す。フィルタ７の出力である直流電流Ｉｄｃから誘導電動機の無負荷運転時におけるインバータ入力電流検出値Ｉｄｃ０を減じている。このＩｄｃ０はあらかじめ無負荷運転時で測定した値を設定している。なお、Ｉｄｃ０は１次周波数により多少は変わるが平均的な値を設定している。次に、（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ０）にインバータの入力電圧指令値Ｖｄｃ* を乗じた後、インバータ出力電圧指令の大きさＶ１の３倍で除算することでトルク電流Ｉｔを求めている。なお、インバータの入力電圧指令値
Ｖｄｃ* は受電電圧により決まり、例えば２００Ｖ受電電圧の場合直流電圧Vdcは約２８０Ｖとなる。又、無負荷時は（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ０）が零になるのでトルク電流Ｉｔも零になる。
【００１４】
次に、図２に示した有効分電流Ｉｑとトルク電流Ｉｔとの違いを図４に示す。図４は１次周波数ｆ１＝３Ｈｚで２．２ｋＷの誘導電動機を定格の励磁電流Ｉｍ＝５Ａ一定になるように１次電圧Ｖ１を与え、その時のモータ電圧，電流ベクトル図等からＩｑ，Ｉｍを求めた時のシミュレーション結果である。Ｉｍ＝５Ａ一定にすることで、ベクトル制御と同様な条件となり高トルク化ができる。逆に言えば図４の１次電圧Ｖ１を負荷に応じて与えることで、励磁電流Ｉｍが一定となり、高トルク制御が可能となる。又、図４の特性から低周波領域ではＩｑとＩｔが異なることがわかる。又、Ｉｑ，Ｉｔ共に負荷トルクにほぼ比例していることがわかる。この結果、数１と図４の特性から数１を数２で近似できる。
【００１５】
Ｖｄｃ（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ0）＝３Ｖ１・Ｉt …（数２）
数２はインバータの入力パワーと出力パワーがほぼ等しいことを示した式である。又、Ｉｄｃ０は無負荷時のＩｄｃでありこれによりインバータ損失ＰｉｎｖやＩｑとＩｔの誤差を補償しており、負荷＝０の時（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ０）＝０となるのでＩｔ＝０となる。そこで、数２からＩｔを求めると図３の構成となる。
次に、図３に示すトルク電流算出手段８の他の実施例を図５に示す。Ｉｄｃ０は１次周波数ｆ１により多少変化する。そこで、図５においてはｆ１に応じて無負荷時のＩｄｃ検出値を関数テーブル１４として記憶しておき、ｆ１に応じて
Ｉｄｃ０を出力している。又、インバータ入力電圧は実際の検出値Ｖｄｃを用いている。これにより、更に正確なトルク電流Ｉｔが算出できる。
【００１６】
次に、図１に示す実施例の詳細動作を説明する。図２のベクトル図において誘起電圧Ｅｔは１次周波数に比例する。そこで、モータ電流Ｉ１による１次抵抗の電圧降下により生じるモータ発生トルクの低下は低周波数ほど大きくなる。そこで、自動トルクブーストの主な目的は中低速領域でのトルクアップを図るものである。なお、図２の漏れインダクタンスによる電圧降下ΔＶＬは、１次周波数に比例するため低周波領域では小さく省略することができる。図６に実施例におけるモータ電圧，電流のベクトル図を示す。図１の補償ゲインＫｔとＫｍが１の時のベクトル図である。ｔ軸の電圧は誘起電圧Ｅｔと補償電圧Ｉｔ・ｒ１を加算した電圧ベクトルＶｔとしている。一方ｍ軸の電圧は補償電圧ベクトルＶｍ＝Ｉｍ・ｒ１となり、これはモータの仕様等から定格の励磁電流Ｉｍと１次抵抗値ｒ１を乗じた設定値である。又、ＶｍとＶｔのベクトル和を１次電圧指令Ｖ１としている。なお、図１の補償ゲインＫｔとＫｍは外部設定により可変できｔ軸とｍ軸の補償電圧を調整することができるものである。
【００１７】
以上述べた実施例によれば、インバータ入力電流からトルク分電流Ｉｔを求め、このＩｔによる１次抵抗ｒ１による電圧降下補償分と励磁電流による１次抵抗電圧降下補償分をベクトル的に補償しており、精度良い１次電圧指令Ｖ１が出力できる。この結果、ベクトル制御と同様に励磁電流をほぼ一定に制御できるので特に中低速領域で、モータ発生トルクを大きくできると言う効果がある。
【００１８】
又、基本となるトルク電流Ｉｔを算出する手段として、インバータ入力電流検出値Ｉｄｃから誘導電動機の無負荷運転時におけるインバータ入力電流検出値
Ｉｄｃ０を減じた出力に、インバータの入力電圧検出値又は指令値を乗じた後、インバータ出力電圧指令の大きさＶ１で除算することで正確なトルク電流Ｉｔが算出できると言う効果もある。
【００１９】
更に、補償ゲインＫｔとＫｍは外部設定により可変でき、補償ゲインＫｔを可変することでトルクブーストの補償量が簡単に調整できる。又、補償ゲインＫｍを可変することで励磁電流の大きさが簡単に調整できると言う効果がある。
【００２０】
次に、他の実施例を図７に示す。図１と異なる部分はトルク電流検出手段８の代わりに有効分電流検出手段１５から構成したものである。なお、有効分電流検出手段１５の詳細構成を図８に示す。この構成は数１からＩｑを求めたものである。これは図４のＩｑ，Ｉｔ特性からわかるようにＩｑの方がＩｔより大きいためＩｑで１次抵抗の電圧降下を補償すると過補償となる。しかし補償ゲインＫｔを小さくすることでトルク電流Ｉｔで補償した場合とほぼ同様な効果がある。
【００２１】
【発明の効果】
本発明によれば、低価格なシャント抵抗を用いたインバータ入力電流検出値から精度良くトルク電流を検出し、この電流による１次抵抗電圧降下補償分と、励磁電流による１次抵抗電圧降下補償分をベクトル的に補償しており、精度良い１次電圧指令Ｖ１が出力できる。この結果、ベクトル制御と同様に励磁電流をほぼ一定に制御できるので特に中低周波数領域においてモータ発生トルクを大きくできると言う効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す制御ブロック図。
【図２】無負荷時における誘導電動機の電圧，電流ベクトル図。
【図３】図１のトルク電流検出手段の詳細ブロック図。
【図４】励磁電流一定時のトルク電流及び有効分電流特性図。
【図５】図３に示すトルク電流検出手段の他の実施例を示す詳細ブロック図。
【図６】図１における誘導電動機の電圧，電流ベクトル図。
【図７】本発明の他の実施例を示す制御ブロック図。
【図８】図７の有効分電流検出手段の詳細ブロック図。
【符号の説明】
１…交流電源、２…整流回路、３…平滑コンデンサ、４…インバータ、５…誘導電動機、６…シャント抵抗、７…フィルタ、８…トルク電流検出手段、９，１１…補償ゲイン、１０…励磁電流による１次抵抗電圧降下設定手段、１２…ベクトル演算部、１３…ＰＷＭ信号発生手段、１４…関数テーブル、１５…有効分電流検出手段。
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機を可変速駆動するインバータの制御方法に係り、特に中低周波領域での高トルク化を図る自動トルクブーストの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機を可変速駆動するインバータの制御方法として、インバータの１次周波数ｆ１に比例してインバータの出力電圧Ｖ１を制御するＶ／ｆ一定制御が知られている。これは誘導電動機の励磁電流をほぼ一定に保つことができるが、負荷が加わるとモータの１次抵抗ｒ１による電圧降下が大きくなり、モータの誘起電圧が小さくなる。この結果、モータの励磁電流が小さくなりモータ出力トルクが減少すると言う問題がある。これは誘起電圧が小さい中低周波領域で特に問題となる。そこで、特に中低周波領域でのトルクアップを図る自動トルクブーストの制御方法が多数提案されている。一般的にはモータ電流を検出し、これに応じた１次抵抗電圧降下分をＶ／ｆ一定電圧（誘起電圧）に加算して電圧指令を出力している。この場合、モータ電流検出器が２相分必要となり高価な装置となる。そこで、インバータ入力側の電流をシャント抵抗等で検出してこれを基に誘導電動機の自動トルクブースト制御を行う方式が公開されている。この従来例としては、特開平1−252193 号に記載されている。これは、インバータの入力電流から誘導電動機の発生トルクを求めている。求めたトルク信号を基にトルクブースト設定値を可変し、このトルクブースト信号とＶ／ｆ一定電圧値とを加算し、加算信号に基づいてインバータの出力電圧を制御している。これにより、負荷トルクが大きくなるとインバータ出力電圧を大きくし、中低速時の高トルク化を図っている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
この従来例は、モータの発生トルク信号の求め方については具体的に記載されていないが、インバータ入力電流からモータの発生トルク相当の電流を求め、この電流による１次抵抗の電圧降下量とＶ／ｆ一定電圧値（誘起電圧）とを加算し、加算信号に基づいてインバータの出力電圧を制御していると考えられる。しかし、インバータの出力電圧は励磁電流ベクトル方向の電圧とトルク電流ベクトル方向の電圧のベクトル和となる。そこで、従来例は励磁電流ベクトル方向の電圧は考慮されていないため、最適な電圧補償量にならない可能性がある。このため自動トルクブーストの効果はあると思われるが、誘導電動機の励磁電流を一定に制御するベクトル制御に近い高トルク化に対しては十分でない可能性がある。
【０００４】
本発明の目的は、インバータの入力電流を用いてモータ電流による１次抵抗電圧降下を精度良く補償し、誘導電動機の励磁電流をほぼ一定に制御することでベクトル制御に近い高トルク化が可能なインバータの制御方法を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するための手段として、インバータ入力電流からモータ１次電流の誘起電圧ベクトル方向成分であるトルク分電流Ｉｔを求めた後、このＩｔによる１次抵抗ｒ１による電圧降下量を求め、これに補償ゲインＫｔを乗じてトルク分電流軸（ｔ軸）の電圧補償量ΔＶｔとしている。次に、電圧補償量ΔＶｔと、１次周波数指令に比例したＶ／ｆ一定電圧（誘起電圧）Ｅｔを加算した出力をｔ軸の電圧ベクトルＶｔとして出力する。一方、このＶｔより位相がπ／２遅れた誘導電動機の励磁電流による１次抵抗電圧降下分を補償した電圧ベクトルを
Ｖｍとして、電圧ベクトルＶｔとＶｍのベクトル和からモータ出力電圧指令（１次電圧指令）Ｖ１を求め、これを基にインバータの出力電圧を制御するようにした。
【０００６】
なお、トルク電流による１次抵抗の電圧降下補償量ΔＶｔと、励磁電流による１次抵抗電圧降下補償量Ｖｍを外部から微調整できるように補償ゲインＫｔと
Ｋｍを外部設定により可変できるようにしてもよい。
【０００７】
次に、トルク電流Ｉｔを算出する手段としては、インバータ入力電流検出値
Ｉｄｃから誘導電動機の無負荷運転時におけるインバータ入力電流検出値Idc0を減じた出力に、インバータの入力電圧検出値又は指令値を乗じた後、インバータ出力電圧指令の大きさＶ１で除算することでトルク電流Ｉｔを求めるようにすることが好ましい。これにより、無負荷時は（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ０）が零になりトルク電流Ｉｔも零になる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。図１において、交流電源１から交流電力が整流回路２を介して平滑コンデンサ３に供給されており、直流電力に変換される。又、直流電力はインバータ４により、可変周波数で可変電圧に変換され誘導電動機５を可変速駆動する。
【０００９】
次に、シャント抵抗６の端子から瞬時のインバータ入力電流を検出し、フィルタ７を介して平滑し直流電流Ｉｄｃを検出している。又、トルク電流検出手段８では直流電流Ｉｄｃと１次電圧指令Ｖ１を基に、トルク電流Ｉｔを算出し、１次抵抗設定値ｒ１を乗じてトルク電流による１次抵抗の電圧降下量Ｉｔ・ｒ１を算出している。更に、補償ゲイン９を乗じてｔ軸の電圧補償量ΔＶｔとしている。又、１次周波数指令ｆ１にゲインＫ１を乗じて出力したＶ／ｆ一定電圧（誘起電圧）Ｅｔと電圧補償量ΔＶｔを加算してｔ軸の電圧ベクトル指令Ｖｔとしている。
【００１０】
一方励磁電流による１次抵抗電圧降下設定値１０の出力Ｖｘを補償ゲイン１１を介してｍ軸の電圧ベクトルＶｍを出力し、ベクトル演算手段１２により電圧ベクトルＶｔとＶｍのベクトル和から１次電圧指令Ｖ１を求めている。また、この１次電圧指令Ｖ１と周波数指令ｆ１を基にＰＷＭ信号発生手段１３によりインバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を作成し、これによりインバータ４の出力電圧の大きさと周波数を制御している。
【００１１】
次に、トルク電流検出手段８について詳細に述べる。インバータの入出力パワーの関係は次式で与えられる。
【００１２】
Ｖｄｃ・Ｉｄｃ＝３Ｖ１・Ｉ１・cosψ＋Ｐｉｎｖ＝３Ｖ１・Ｉｑ＋Ｐｉｎｖ…（数１）
ここで、Ｖｄｃはインバータ入力電圧（直流電圧）、Ｉｄｃはインバータ入力電流の平均値、Ｖ１はインバータ出力電圧（相電圧の大きさ）、Ｉ１はインバータ出力電流（相電流の大きさ）、ψは図２に示すようにＶ１とＩ１の力率角である。又、Ｉ１・cosψ は有効分電流Ｉｑとなる。なお、Ｐｉｎｖはインバータ損失である。次に、図２に誘導電動機を無負荷で運転した時のモータ電圧，電流ベクトル図を示す。誘起電圧ベクトルＥｔと、モータ電流による１次抵抗の電圧降下Ｉ１・ｒ１と漏れインダクタンスによる電圧降下ＶＬをベクトル的に加算したベクトルが１次電圧ベクトルＶ１となる。又、誘起電圧ベクトルＥｔの方向をｔ軸とし、これよりπ／２遅れの軸をｍ軸としている。そこで、モータ電流Ｉ１のｍ軸成分が励磁電流Ｉｍでｔ軸成分がトルク電流Ｉｔとなる。図２においては無負荷運転時なのでＩｔ＝０になり、Ｉ１＝Ｉｍとなる。一方、有効分電流ＩｑはＩ１のＶ１方向成分であり、無負荷時でも零にならない。このことから上式において無負荷運転時においては、Ｉｄｃは零にならない。なお、無負荷運転時の
Ｉｄｃの値をＩｄｃ０としている。
【００１３】
次に、トルク電流検出手段８の詳細ブロック図を図３に示す。フィルタ７の出力である直流電流Ｉｄｃから誘導電動機の無負荷運転時におけるインバータ入力電流検出値Ｉｄｃ０を減じている。このＩｄｃ０はあらかじめ無負荷運転時で測定した値を設定している。なお、Ｉｄｃ０は１次周波数により多少は変わるが平均的な値を設定している。次に、（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ０）にインバータの入力電圧指令値Ｖｄｃ* を乗じた後、インバータ出力電圧指令の大きさＶ１の３倍で除算することでトルク電流Ｉｔを求めている。なお、インバータの入力電圧指令値
Ｖｄｃ* は受電電圧により決まり、例えば２００Ｖ受電電圧の場合直流電圧Vdcは約２８０Ｖとなる。又、無負荷時は（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ０）が零になるのでトルク電流Ｉｔも零になる。
【００１４】
次に、図２に示した有効分電流Ｉｑとトルク電流Ｉｔとの違いを図４に示す。図４は１次周波数ｆ１＝３Ｈｚで２．２ｋＷの誘導電動機を定格の励磁電流Ｉｍ＝５Ａ一定になるように１次電圧Ｖ１を与え、その時のモータ電圧，電流ベクトル図等からＩｑ，Ｉｍを求めた時のシミュレーション結果である。Ｉｍ＝５Ａ一定にすることで、ベクトル制御と同様な条件となり高トルク化ができる。逆に言えば図４の１次電圧Ｖ１を負荷に応じて与えることで、励磁電流Ｉｍが一定となり、高トルク制御が可能となる。又、図４の特性から低周波領域ではＩｑとＩｔが異なることがわかる。又、Ｉｑ，Ｉｔ共に負荷トルクにほぼ比例していることがわかる。この結果、数１と図４の特性から数１を数２で近似できる。
【００１５】
Ｖｄｃ（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ0）＝３Ｖ１・Ｉt …（数２）
数２はインバータの入力パワーと出力パワーがほぼ等しいことを示した式である。又、Ｉｄｃ０は無負荷時のＩｄｃでありこれによりインバータ損失ＰｉｎｖやＩｑとＩｔの誤差を補償しており、負荷＝０の時（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ０）＝０となるのでＩｔ＝０となる。そこで、数２からＩｔを求めると図３の構成となる。
次に、図３に示すトルク電流算出手段８の他の実施例を図５に示す。Ｉｄｃ０は１次周波数ｆ１により多少変化する。そこで、図５においてはｆ１に応じて無負荷時のＩｄｃ検出値を関数テーブル１４として記憶しておき、ｆ１に応じて
Ｉｄｃ０を出力している。又、インバータ入力電圧は実際の検出値Ｖｄｃを用いている。これにより、更に正確なトルク電流Ｉｔが算出できる。
【００１６】
次に、図１に示す実施例の詳細動作を説明する。図２のベクトル図において誘起電圧Ｅｔは１次周波数に比例する。そこで、モータ電流Ｉ１による１次抵抗の電圧降下により生じるモータ発生トルクの低下は低周波数ほど大きくなる。そこで、自動トルクブーストの主な目的は中低速領域でのトルクアップを図るものである。なお、図２の漏れインダクタンスによる電圧降下ΔＶＬは、１次周波数に比例するため低周波領域では小さく省略することができる。図６に実施例におけるモータ電圧，電流のベクトル図を示す。図１の補償ゲインＫｔとＫｍが１の時のベクトル図である。ｔ軸の電圧は誘起電圧Ｅｔと補償電圧Ｉｔ・ｒ１を加算した電圧ベクトルＶｔとしている。一方ｍ軸の電圧は補償電圧ベクトルＶｍ＝Ｉｍ・ｒ１となり、これはモータの仕様等から定格の励磁電流Ｉｍと１次抵抗値ｒ１を乗じた設定値である。又、ＶｍとＶｔのベクトル和を１次電圧指令Ｖ１としている。なお、図１の補償ゲインＫｔとＫｍは外部設定により可変できｔ軸とｍ軸の補償電圧を調整することができるものである。
【００１７】
以上述べた実施例によれば、インバータ入力電流からトルク分電流Ｉｔを求め、このＩｔによる１次抵抗ｒ１による電圧降下補償分と励磁電流による１次抵抗電圧降下補償分をベクトル的に補償しており、精度良い１次電圧指令Ｖ１が出力できる。この結果、ベクトル制御と同様に励磁電流をほぼ一定に制御できるので特に中低速領域で、モータ発生トルクを大きくできると言う効果がある。
【００１８】
又、基本となるトルク電流Ｉｔを算出する手段として、インバータ入力電流検出値Ｉｄｃから誘導電動機の無負荷運転時におけるインバータ入力電流検出値
Ｉｄｃ０を減じた出力に、インバータの入力電圧検出値又は指令値を乗じた後、インバータ出力電圧指令の大きさＶ１で除算することで正確なトルク電流Ｉｔが算出できると言う効果もある。
【００１９】
更に、補償ゲインＫｔとＫｍは外部設定により可変でき、補償ゲインＫｔを可変することでトルクブーストの補償量が簡単に調整できる。又、補償ゲインＫｍを可変することで励磁電流の大きさが簡単に調整できると言う効果がある。
【００２０】
次に、他の実施例を図７に示す。図１と異なる部分はトルク電流検出手段８の代わりに有効分電流検出手段１５から構成したものである。なお、有効分電流検出手段１５の詳細構成を図８に示す。この構成は数１からＩｑを求めたものである。これは図４のＩｑ，Ｉｔ特性からわかるようにＩｑの方がＩｔより大きいためＩｑで１次抵抗の電圧降下を補償すると過補償となる。しかし補償ゲインＫｔを小さくすることでトルク電流Ｉｔで補償した場合とほぼ同様な効果がある。
【００２１】
【発明の効果】
本発明によれば、低価格なシャント抵抗を用いたインバータ入力電流検出値から精度良くトルク電流を検出し、この電流による１次抵抗電圧降下補償分と、励磁電流による１次抵抗電圧降下補償分をベクトル的に補償しており、精度良い１次電圧指令Ｖ１が出力できる。この結果、ベクトル制御と同様に励磁電流をほぼ一定に制御できるので特に中低周波数領域においてモータ発生トルクを大きくできると言う効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す制御ブロック図。
【図２】無負荷時における誘導電動機の電圧，電流ベクトル図。
【図３】図１のトルク電流検出手段の詳細ブロック図。
【図４】励磁電流一定時のトルク電流及び有効分電流特性図。
【図５】図３に示すトルク電流検出手段の他の実施例を示す詳細ブロック図。
【図６】図１における誘導電動機の電圧，電流ベクトル図。
【図７】本発明の他の実施例を示す制御ブロック図。
【図８】図７の有効分電流検出手段の詳細ブロック図。
【符号の説明】
１…交流電源、２…整流回路、３…平滑コンデンサ、４…インバータ、５…誘導電動機、６…シャント抵抗、７…フィルタ、８…トルク電流検出手段、９，１１…補償ゲイン、１０…励磁電流による１次抵抗電圧降下設定手段、１２…ベクトル演算部、１３…ＰＷＭ信号発生手段、１４…関数テーブル、１５…有効分電流検出手段。
Claims (5)
- 直流電力を可変周波数，可変電圧の交流電力に変換して誘導電動機を可変速駆動するインバータの制御方法において、
インバータ入力電流検出値（Ｉｄｃ）から誘導電動機の無負荷運転時におけるインバータ入力電流検出値（Ｉｄｃ０）を減じた出力に、インバータの入力電圧検出値又は指令値を乗じて、インバータ出力電圧指令 ( Ｖ１ ) で除算することによりトルク電流(Ｉｔ)を算出し、
該トルク電流による誘導電動機の１次抵抗による電圧降下を補償した電圧補償量
(ΔＶｔ)と、１次周波数指令に比例した誘起電圧指令とを加算した電圧ベクトル(Ｖｔ)を求め、
誘導電動機の励磁電流による１次抵抗電圧降下分を補償した電圧ベクトル（Ｖｍ）を求め、
前記１次周波数指令に比例した誘起電圧指令とを加算した電圧ベクトル（Ｖｔ）と励磁電流による１次抵抗電圧降下分を補償した電圧ベクトル（Ｖｍ）とのベクトル和からインバータの出力電圧指令（Ｖ１）を求め、
該出力電圧指令を基にインバータの出力電圧を制御することを特徴とするインバータの制御方法。 - 請求項１において、トルク電流による１次抵抗の電圧降下補償量（ΔＶｔ）と、励磁電流による１次抵抗電圧降下補償量とは、外部設定により可変調整できることを特徴とするインバータの制御方法。
- 直流電力を可変周波数，可変電圧の交流電力に変換して誘導電動機を可変速駆動するインバータの制御方法において、
インバータ入力電流検出値（Ｉｄｃ）とインバータの入力指令値（Ｖｄｃ ＊ ）とインバータ損失（Ｐｉｎｖ）とインバータの出力電圧指令（Ｖ１）とから有効分電流（Ｉｑ）を算出し、該有効分電流による誘導電動機の１次抵抗による電圧降下を補償した電圧補償量(ΔＶｔ)と、１次周波数指令に比例した誘起電圧指令とを加算した電圧ベクトル(Ｖｔ)を求め、
誘導電動機の励磁電流による１次抵抗電圧降下分を補償した電圧ベクトル（Ｖｍ）を求め、
前記１次周波数指令に比例した誘起電圧指令とを加算した電圧ベクトル（Ｖｔ）と励磁電流による１次抵抗電圧降下分を補償した電圧ベクトル（Ｖｍ）とのベクトル和からインバータの出力電圧指令（Ｖ１）を求め、
該出力電圧指令を基にインバータの出力電圧を制御することを特徴とするインバータの制御方法。 - 請求項３において、有効分電流による１次抵抗の電圧降下補償量（ΔＶｔ）と、励磁電流による１次抵抗電圧降下補償量とは、外部設定により可変調整できることを特徴とするインバータの制御方法。
- 請求項１から請求項４の何れかにおいて、前記インバータ入力電流をインバータの直流入力側に配置したシャント抵抗によって検出することを特徴とするインバータの制御方法。
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