JPH1141979A - インバータの制御方法 - Google Patents
インバータの制御方法Info
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- JPH1141979A JPH1141979A JP9186235A JP18623597A JPH1141979A JP H1141979 A JPH1141979 A JP H1141979A JP 9186235 A JP9186235 A JP 9186235A JP 18623597 A JP18623597 A JP 18623597A JP H1141979 A JPH1141979 A JP H1141979A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】ベクトル制御に近い高トルク化が可能なインバ
ータの制御方法を提供する。 【解決手段】インバータ入力電流検出値Ｉｄｃからトル
ク電流Ｉｔを求める。次に、このＩｔによる１次抵抗ｒ
１の電圧降下量を求め、これとＶ／ｆ一定電圧Ｅｔと加
算した出力を電圧ベクトルＶｔとして出力する。一方、
誘導電動機の励磁電流による１次抵抗電圧降下分を補償
した電圧ベクトルをＶｍとして出力する。そこで電圧ベ
クトルＶｔとＶｍのベクトル和からモータ出力電圧指令
Ｖ１を求める。 【効果】中低速領域において高精度のトルクブースト制
御が可能になる。
ータの制御方法を提供する。 【解決手段】インバータ入力電流検出値Ｉｄｃからトル
ク電流Ｉｔを求める。次に、このＩｔによる１次抵抗ｒ
１の電圧降下量を求め、これとＶ／ｆ一定電圧Ｅｔと加
算した出力を電圧ベクトルＶｔとして出力する。一方、
誘導電動機の励磁電流による１次抵抗電圧降下分を補償
した電圧ベクトルをＶｍとして出力する。そこで電圧ベ
クトルＶｔとＶｍのベクトル和からモータ出力電圧指令
Ｖ１を求める。 【効果】中低速領域において高精度のトルクブースト制
御が可能になる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導電動機を可変
速駆動するインバータの制御方法に係り、特に中低周波
領域での高トルク化を図る自動トルクブーストの制御方
法に関する。
速駆動するインバータの制御方法に係り、特に中低周波
領域での高トルク化を図る自動トルクブーストの制御方
法に関する。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機を可変速駆動するインバータ
の制御方法として、インバータの１次周波数ｆ１に比例
してインバータの出力電圧Ｖ１を制御するＶ／ｆ一定制
御が知られている。これは誘導電動機の励磁電流をほぼ
一定に保つことができるが、負荷が加わるとモータの１
次抵抗ｒ１による電圧降下が大きくなり、モータの誘起
電圧が小さくなる。この結果、モータの励磁電流が小さ
くなりモータ出力トルクが減少すると言う問題がある。
これは誘起電圧が小さい中低周波領域で特に問題とな
る。そこで、特に中低周波領域でのトルクアップを図る
自動トルクブーストの制御方法が多数提案されている。
一般的にはモータ電流を検出し、これに応じた１次抵抗
電圧降下分をＶ／ｆ一定電圧（誘起電圧）に加算して電
圧指令を出力している。この場合、モータ電流検出器が
２相分必要となり高価な装置となる。そこで、インバー
タ入力側の電流をシャント抵抗等で検出してこれを基に
誘導電動機の自動トルクブースト制御を行う方式が公開
されている。この従来例としては、特開平1−252193 号
に記載されている。これは、インバータの入力電流から
誘導電動機の発生トルクを求めている。求めたトルク信
号を基にトルクブースト設定値を可変し、このトルクブ
ースト信号とＶ／ｆ一定電圧値とを加算し、加算信号に
基づいてインバータの出力電圧を制御している。これに
より、負荷トルクが大きくなるとインバータ出力電圧を
大きくし、中低速時の高トルク化を図っている。
の制御方法として、インバータの１次周波数ｆ１に比例
してインバータの出力電圧Ｖ１を制御するＶ／ｆ一定制
御が知られている。これは誘導電動機の励磁電流をほぼ
一定に保つことができるが、負荷が加わるとモータの１
次抵抗ｒ１による電圧降下が大きくなり、モータの誘起
電圧が小さくなる。この結果、モータの励磁電流が小さ
くなりモータ出力トルクが減少すると言う問題がある。
これは誘起電圧が小さい中低周波領域で特に問題とな
る。そこで、特に中低周波領域でのトルクアップを図る
自動トルクブーストの制御方法が多数提案されている。
一般的にはモータ電流を検出し、これに応じた１次抵抗
電圧降下分をＶ／ｆ一定電圧（誘起電圧）に加算して電
圧指令を出力している。この場合、モータ電流検出器が
２相分必要となり高価な装置となる。そこで、インバー
タ入力側の電流をシャント抵抗等で検出してこれを基に
誘導電動機の自動トルクブースト制御を行う方式が公開
されている。この従来例としては、特開平1−252193 号
に記載されている。これは、インバータの入力電流から
誘導電動機の発生トルクを求めている。求めたトルク信
号を基にトルクブースト設定値を可変し、このトルクブ
ースト信号とＶ／ｆ一定電圧値とを加算し、加算信号に
基づいてインバータの出力電圧を制御している。これに
より、負荷トルクが大きくなるとインバータ出力電圧を
大きくし、中低速時の高トルク化を図っている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この従来例は、モータ
の発生トルク信号の求め方については具体的に記載され
ていないが、インバータ入力電流からモータの発生トル
ク相当の電流を求め、この電流による１次抵抗の電圧降
下量とＶ／ｆ一定電圧値（誘起電圧）とを加算し、加算
信号に基づいてインバータの出力電圧を制御していると
考えられる。しかし、インバータの出力電圧は励磁電流
ベクトル方向の電圧とトルク電流ベクトル方向の電圧の
ベクトル和となる。そこで、従来例は励磁電流ベクトル
方向の電圧は考慮されていないため、最適な電圧補償量
にならない可能性がある。このため自動トルクブースト
の効果はあると思われるが、誘導電動機の励磁電流を一
定に制御するベクトル制御に近い高トルク化に対しては
十分でない可能性がある。
の発生トルク信号の求め方については具体的に記載され
ていないが、インバータ入力電流からモータの発生トル
ク相当の電流を求め、この電流による１次抵抗の電圧降
下量とＶ／ｆ一定電圧値（誘起電圧）とを加算し、加算
信号に基づいてインバータの出力電圧を制御していると
考えられる。しかし、インバータの出力電圧は励磁電流
ベクトル方向の電圧とトルク電流ベクトル方向の電圧の
ベクトル和となる。そこで、従来例は励磁電流ベクトル
方向の電圧は考慮されていないため、最適な電圧補償量
にならない可能性がある。このため自動トルクブースト
の効果はあると思われるが、誘導電動機の励磁電流を一
定に制御するベクトル制御に近い高トルク化に対しては
十分でない可能性がある。
【０００４】本発明の目的は、インバータの入力電流を
用いてモータ電流による１次抵抗電圧降下を精度良く補
償し、誘導電動機の励磁電流をほぼ一定に制御すること
でベクトル制御に近い高トルク化が可能なインバータの
制御方法を提供することにある。
用いてモータ電流による１次抵抗電圧降下を精度良く補
償し、誘導電動機の励磁電流をほぼ一定に制御すること
でベクトル制御に近い高トルク化が可能なインバータの
制御方法を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の手段として、インバータ入力電流からモータ１次電流
の誘起電圧ベクトル方向成分であるトルク分電流Ｉｔを
求めた後、このＩｔによる１次抵抗ｒ１による電圧降下
量を求め、これに補償ゲインＫｔを乗じてトルク分電流
軸（ｔ軸）の電圧補償量ΔＶｔとしている。次に、電圧
補償量ΔＶｔと、１次周波数指令に比例したＶ／ｆ一定
電圧（誘起電圧）Ｅｔを加算した出力をｔ軸の電圧ベク
トルＶｔとして出力する。一方、このＶｔより位相がπ
／２遅れた誘導電動機の励磁電流による１次抵抗電圧降
下分を補償した電圧ベクトルをＶｍとして、電圧ベクト
ルＶｔとＶｍのベクトル和からモータ出力電圧指令（１
次電圧指令）Ｖ１を求め、これを基にインバータの出力
電圧を制御するようにした。
の手段として、インバータ入力電流からモータ１次電流
の誘起電圧ベクトル方向成分であるトルク分電流Ｉｔを
求めた後、このＩｔによる１次抵抗ｒ１による電圧降下
量を求め、これに補償ゲインＫｔを乗じてトルク分電流
軸（ｔ軸）の電圧補償量ΔＶｔとしている。次に、電圧
補償量ΔＶｔと、１次周波数指令に比例したＶ／ｆ一定
電圧（誘起電圧）Ｅｔを加算した出力をｔ軸の電圧ベク
トルＶｔとして出力する。一方、このＶｔより位相がπ
／２遅れた誘導電動機の励磁電流による１次抵抗電圧降
下分を補償した電圧ベクトルをＶｍとして、電圧ベクト
ルＶｔとＶｍのベクトル和からモータ出力電圧指令（１
次電圧指令）Ｖ１を求め、これを基にインバータの出力
電圧を制御するようにした。
【０００６】なお、トルク電流による１次抵抗の電圧降
下補償量ΔＶｔと、励磁電流による１次抵抗電圧降下補
償量Ｖｍを外部から微調整できるように補償ゲインＫｔ
とＫｍを外部設定により可変できるようにしてもよい。
下補償量ΔＶｔと、励磁電流による１次抵抗電圧降下補
償量Ｖｍを外部から微調整できるように補償ゲインＫｔ
とＫｍを外部設定により可変できるようにしてもよい。
【０００７】次に、トルク電流Ｉｔを算出する手段とし
ては、インバータ入力電流検出値Ｉｄｃから誘導電動機
の無負荷運転時におけるインバータ入力電流検出値Idc0
を減じた出力に、インバータの入力電圧検出値又は指令
値を乗じた後、インバータ出力電圧指令の大きさＶ１で
除算することでトルク電流Ｉｔを求めるようにすること
が好ましい。これにより、無負荷時は（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ
０）が零になりトルク電流Ｉｔも零になる。
ては、インバータ入力電流検出値Ｉｄｃから誘導電動機
の無負荷運転時におけるインバータ入力電流検出値Idc0
を減じた出力に、インバータの入力電圧検出値又は指令
値を乗じた後、インバータ出力電圧指令の大きさＶ１で
除算することでトルク電流Ｉｔを求めるようにすること
が好ましい。これにより、無負荷時は（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ
０）が零になりトルク電流Ｉｔも零になる。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面に基
づいて説明する。図１において、交流電源１から交流電
力が整流回路２を介して平滑コンデンサ３に供給されて
おり、直流電力に変換される。又、直流電力はインバー
タ４により、可変周波数で可変電圧に変換され誘導電動
機５を可変速駆動する。
づいて説明する。図１において、交流電源１から交流電
力が整流回路２を介して平滑コンデンサ３に供給されて
おり、直流電力に変換される。又、直流電力はインバー
タ４により、可変周波数で可変電圧に変換され誘導電動
機５を可変速駆動する。
【０００９】次に、シャント抵抗６の端子から瞬時のイ
ンバータ入力電流を検出し、フィルタ７を介して平滑し
直流電流Ｉｄｃを検出している。又、トルク電流検出手
段８では直流電流Ｉｄｃと１次電圧指令Ｖ１を基に、ト
ルク電流Ｉｔを算出し、１次抵抗設定値ｒ１を乗じてト
ルク電流による１次抵抗の電圧降下量Ｉｔ・ｒ１を算出
している。更に、補償ゲイン９を乗じてｔ軸の電圧補償
量ΔＶｔとしている。又、１次周波数指令ｆ１にゲイン
Ｋ１を乗じて出力したＶ／ｆ一定電圧（誘起電圧）Ｅｔ
と電圧補償量ΔＶｔを加算してｔ軸の電圧ベクトル指令
Ｖｔとしている。
ンバータ入力電流を検出し、フィルタ７を介して平滑し
直流電流Ｉｄｃを検出している。又、トルク電流検出手
段８では直流電流Ｉｄｃと１次電圧指令Ｖ１を基に、ト
ルク電流Ｉｔを算出し、１次抵抗設定値ｒ１を乗じてト
ルク電流による１次抵抗の電圧降下量Ｉｔ・ｒ１を算出
している。更に、補償ゲイン９を乗じてｔ軸の電圧補償
量ΔＶｔとしている。又、１次周波数指令ｆ１にゲイン
Ｋ１を乗じて出力したＶ／ｆ一定電圧（誘起電圧）Ｅｔ
と電圧補償量ΔＶｔを加算してｔ軸の電圧ベクトル指令
Ｖｔとしている。
【００１０】一方励磁電流による１次抵抗電圧降下設定
値１０の出力Ｖｘを補償ゲイン１１を介してｍ軸の電圧
ベクトルＶｍを出力し、ベクトル演算手段１２により電
圧ベクトルＶｔとＶｍのベクトル和から１次電圧指令Ｖ
１を求めている。また、この１次電圧指令Ｖ１と周波数
指令ｆ１を基にＰＷＭ信号発生手段１３によりインバー
タのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を作成し、これにより
インバータ４の出力電圧の大きさと周波数を制御してい
る。
値１０の出力Ｖｘを補償ゲイン１１を介してｍ軸の電圧
ベクトルＶｍを出力し、ベクトル演算手段１２により電
圧ベクトルＶｔとＶｍのベクトル和から１次電圧指令Ｖ
１を求めている。また、この１次電圧指令Ｖ１と周波数
指令ｆ１を基にＰＷＭ信号発生手段１３によりインバー
タのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を作成し、これにより
インバータ４の出力電圧の大きさと周波数を制御してい
る。
【００１１】次に、トルク電流検出手段８について詳細
に述べる。インバータの入出力パワーの関係は次式で与
えられる。
に述べる。インバータの入出力パワーの関係は次式で与
えられる。
【００１２】 Ｖｄｃ・Ｉｄｃ＝３Ｖ１・Ｉ１・cosψ＋Ｐｉｎｖ＝３Ｖ１・Ｉｑ＋Ｐｉｎｖ …（数１） ここで、Ｖｄｃはインバータ入力電圧（直流電圧）、Ｉ
ｄｃはインバータ入力電流の平均値、Ｖ１はインバータ
出力電圧（相電圧の大きさ）、Ｉ１はインバータ出力電
流（相電流の大きさ）、ψは図２に示すようにＶ１とＩ
１の力率角である。又、Ｉ１・cosψ は有効分電流Ｉｑ
となる。なお、Ｐｉｎｖはインバータ損失である。次
に、図２に誘導電動機を無負荷で運転した時のモータ電
圧，電流ベクトル図を示す。誘起電圧ベクトルＥｔと、
モータ電流による１次抵抗の電圧降下Ｉ１・ｒ１と漏れ
インダクタンスによる電圧降下ＶＬをベクトル的に加算
したベクトルが１次電圧ベクトルＶ１となる。又、誘起
電圧ベクトルＥｔの方向をｔ軸とし、これよりπ／２遅
れの軸をｍ軸としている。そこで、モータ電流Ｉ１のｍ
軸成分が励磁電流Ｉｍでｔ軸成分がトルク電流Ｉｔとな
る。図２においては無負荷運転時なのでＩｔ＝０にな
り、Ｉ１＝Ｉｍとなる。一方、有効分電流ＩｑはＩ１の
Ｖ１方向成分であり、無負荷時でも零にならない。この
ことから上式において無負荷運転時においては、Ｉｄｃ
は零にならない。なお、無負荷運転時のＩｄｃの値をＩ
ｄｃ０としている。
ｄｃはインバータ入力電流の平均値、Ｖ１はインバータ
出力電圧（相電圧の大きさ）、Ｉ１はインバータ出力電
流（相電流の大きさ）、ψは図２に示すようにＶ１とＩ
１の力率角である。又、Ｉ１・cosψ は有効分電流Ｉｑ
となる。なお、Ｐｉｎｖはインバータ損失である。次
に、図２に誘導電動機を無負荷で運転した時のモータ電
圧，電流ベクトル図を示す。誘起電圧ベクトルＥｔと、
モータ電流による１次抵抗の電圧降下Ｉ１・ｒ１と漏れ
インダクタンスによる電圧降下ＶＬをベクトル的に加算
したベクトルが１次電圧ベクトルＶ１となる。又、誘起
電圧ベクトルＥｔの方向をｔ軸とし、これよりπ／２遅
れの軸をｍ軸としている。そこで、モータ電流Ｉ１のｍ
軸成分が励磁電流Ｉｍでｔ軸成分がトルク電流Ｉｔとな
る。図２においては無負荷運転時なのでＩｔ＝０にな
り、Ｉ１＝Ｉｍとなる。一方、有効分電流ＩｑはＩ１の
Ｖ１方向成分であり、無負荷時でも零にならない。この
ことから上式において無負荷運転時においては、Ｉｄｃ
は零にならない。なお、無負荷運転時のＩｄｃの値をＩ
ｄｃ０としている。
【００１３】次に、トルク電流検出手段８の詳細ブロッ
ク図を図３に示す。フィルタ７の出力である直流電流Ｉ
ｄｃから誘導電動機の無負荷運転時におけるインバータ
入力電流検出値Ｉｄｃ０を減じている。このＩｄｃ０は
あらかじめ無負荷運転時で測定した値を設定している。
なお、Ｉｄｃ０は１次周波数により多少は変わるが平均
的な値を設定している。次に、（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ０）に
インバータの入力電圧指令値Ｖｄｃ* を乗じた後、イン
バータ出力電圧指令の大きさＶ１の３倍で除算すること
でトルク電流Ｉｔを求めている。なお、インバータの入
力電圧指令値Ｖｄｃ* は受電電圧により決まり、例えば
２００Ｖ受電電圧の場合直流電圧Vdcは約２８０Ｖとな
る。又、無負荷時は（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ０）が零になるの
でトルク電流Ｉｔも零になる。
ク図を図３に示す。フィルタ７の出力である直流電流Ｉ
ｄｃから誘導電動機の無負荷運転時におけるインバータ
入力電流検出値Ｉｄｃ０を減じている。このＩｄｃ０は
あらかじめ無負荷運転時で測定した値を設定している。
なお、Ｉｄｃ０は１次周波数により多少は変わるが平均
的な値を設定している。次に、（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ０）に
インバータの入力電圧指令値Ｖｄｃ* を乗じた後、イン
バータ出力電圧指令の大きさＶ１の３倍で除算すること
でトルク電流Ｉｔを求めている。なお、インバータの入
力電圧指令値Ｖｄｃ* は受電電圧により決まり、例えば
２００Ｖ受電電圧の場合直流電圧Vdcは約２８０Ｖとな
る。又、無負荷時は（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ０）が零になるの
でトルク電流Ｉｔも零になる。
【００１４】次に、図２に示した有効分電流Ｉｑとトル
ク電流Ｉｔとの違いを図４に示す。図４は１次周波数ｆ
１＝３Ｈｚで２．２ｋＷの誘導電動機を定格の励磁電流
Ｉｍ＝５Ａ一定になるように１次電圧Ｖ１を与え、その
時のモータ電圧，電流ベクトル図等からＩｑ，Ｉｍを求
めた時のシミュレーション結果である。Ｉｍ＝５Ａ一定
にすることで、ベクトル制御と同様な条件となり高トル
ク化ができる。逆に言えば図４の１次電圧Ｖ１を負荷に
応じて与えることで、励磁電流Ｉｍが一定となり、高ト
ルク制御が可能となる。又、図４の特性から低周波領域
ではＩｑとＩｔが異なることがわかる。又、Ｉｑ，Ｉｔ
共に負荷トルクにほぼ比例していることがわかる。この
結果、数１と図４の特性から数１を数２で近似できる。
ク電流Ｉｔとの違いを図４に示す。図４は１次周波数ｆ
１＝３Ｈｚで２．２ｋＷの誘導電動機を定格の励磁電流
Ｉｍ＝５Ａ一定になるように１次電圧Ｖ１を与え、その
時のモータ電圧，電流ベクトル図等からＩｑ，Ｉｍを求
めた時のシミュレーション結果である。Ｉｍ＝５Ａ一定
にすることで、ベクトル制御と同様な条件となり高トル
ク化ができる。逆に言えば図４の１次電圧Ｖ１を負荷に
応じて与えることで、励磁電流Ｉｍが一定となり、高ト
ルク制御が可能となる。又、図４の特性から低周波領域
ではＩｑとＩｔが異なることがわかる。又、Ｉｑ，Ｉｔ
共に負荷トルクにほぼ比例していることがわかる。この
結果、数１と図４の特性から数１を数２で近似できる。
【００１５】 Ｖｄｃ（Ｉｄｃ−Ｉｄｃ0）＝３Ｖ１・Ｉt …（数２） 数２はインバータの入力パワーと出力パワーがほぼ等し
いことを示した式である。又、Ｉｄｃ０は無負荷時のＩ
ｄｃでありこれによりインバータ損失ＰｉｎｖやＩｑと
Ｉｔの誤差を補償しており、負荷＝０の時（Ｉｄｃ−Ｉ
ｄｃ０）＝０となるのでＩｔ＝０となる。そこで、数２
からＩｔを求めると図３の構成となる。次に、図３に示
すトルク電流算出手段８の他の実施例を図５に示す。Ｉ
ｄｃ０は１次周波数ｆ１により多少変化する。そこで、
図５においてはｆ１に応じて無負荷時のＩｄｃ検出値を
関数テーブル１４として記憶しておき、ｆ１に応じてＩ
ｄｃ０を出力している。又、インバータ入力電圧は実際
の検出値Ｖｄｃを用いている。これにより、更に正確な
トルク電流Ｉｔが算出できる。
いことを示した式である。又、Ｉｄｃ０は無負荷時のＩ
ｄｃでありこれによりインバータ損失ＰｉｎｖやＩｑと
Ｉｔの誤差を補償しており、負荷＝０の時（Ｉｄｃ−Ｉ
ｄｃ０）＝０となるのでＩｔ＝０となる。そこで、数２
からＩｔを求めると図３の構成となる。次に、図３に示
すトルク電流算出手段８の他の実施例を図５に示す。Ｉ
ｄｃ０は１次周波数ｆ１により多少変化する。そこで、
図５においてはｆ１に応じて無負荷時のＩｄｃ検出値を
関数テーブル１４として記憶しておき、ｆ１に応じてＩ
ｄｃ０を出力している。又、インバータ入力電圧は実際
の検出値Ｖｄｃを用いている。これにより、更に正確な
トルク電流Ｉｔが算出できる。
【００１６】次に、図１に示す実施例の詳細動作を説明
する。図２のベクトル図において誘起電圧Ｅｔは１次周
波数に比例する。そこで、モータ電流Ｉ１による１次抵
抗の電圧降下により生じるモータ発生トルクの低下は低
周波数ほど大きくなる。そこで、自動トルクブーストの
主な目的は中低速領域でのトルクアップを図るものであ
る。なお、図２の漏れインダクタンスによる電圧降下Δ
ＶＬは、１次周波数に比例するため低周波領域では小さ
く省略することができる。図６に実施例におけるモータ
電圧，電流のベクトル図を示す。図１の補償ゲインＫｔ
とＫｍが１の時のベクトル図である。ｔ軸の電圧は誘起
電圧Ｅｔと補償電圧Ｉｔ・ｒ１を加算した電圧ベクトル
Ｖｔとしている。一方ｍ軸の電圧は補償電圧ベクトルＶ
ｍ＝Ｉｍ・ｒ１となり、これはモータの仕様等から定格
の励磁電流Ｉｍと１次抵抗値ｒ１を乗じた設定値であ
る。又、ＶｍとＶｔのベクトル和を１次電圧指令Ｖ１と
している。なお、図１の補償ゲインＫｔとＫｍは外部設
定により可変できｔ軸とｍ軸の補償電圧を調整すること
ができるものである。
する。図２のベクトル図において誘起電圧Ｅｔは１次周
波数に比例する。そこで、モータ電流Ｉ１による１次抵
抗の電圧降下により生じるモータ発生トルクの低下は低
周波数ほど大きくなる。そこで、自動トルクブーストの
主な目的は中低速領域でのトルクアップを図るものであ
る。なお、図２の漏れインダクタンスによる電圧降下Δ
ＶＬは、１次周波数に比例するため低周波領域では小さ
く省略することができる。図６に実施例におけるモータ
電圧，電流のベクトル図を示す。図１の補償ゲインＫｔ
とＫｍが１の時のベクトル図である。ｔ軸の電圧は誘起
電圧Ｅｔと補償電圧Ｉｔ・ｒ１を加算した電圧ベクトル
Ｖｔとしている。一方ｍ軸の電圧は補償電圧ベクトルＶ
ｍ＝Ｉｍ・ｒ１となり、これはモータの仕様等から定格
の励磁電流Ｉｍと１次抵抗値ｒ１を乗じた設定値であ
る。又、ＶｍとＶｔのベクトル和を１次電圧指令Ｖ１と
している。なお、図１の補償ゲインＫｔとＫｍは外部設
定により可変できｔ軸とｍ軸の補償電圧を調整すること
ができるものである。
【００１７】以上述べた実施例によれば、インバータ入
力電流からトルク分電流Ｉｔを求め、このＩｔによる１
次抵抗ｒ１による電圧降下補償分と励磁電流による１次
抵抗電圧降下補償分をベクトル的に補償しており、精度
良い１次電圧指令Ｖ１が出力できる。この結果、ベクト
ル制御と同様に励磁電流をほぼ一定に制御できるので特
に中低速領域で、モータ発生トルクを大きくできると言
う効果がある。
力電流からトルク分電流Ｉｔを求め、このＩｔによる１
次抵抗ｒ１による電圧降下補償分と励磁電流による１次
抵抗電圧降下補償分をベクトル的に補償しており、精度
良い１次電圧指令Ｖ１が出力できる。この結果、ベクト
ル制御と同様に励磁電流をほぼ一定に制御できるので特
に中低速領域で、モータ発生トルクを大きくできると言
う効果がある。
【００１８】又、基本となるトルク電流Ｉｔを算出する
手段として、インバータ入力電流検出値Ｉｄｃから誘導
電動機の無負荷運転時におけるインバータ入力電流検出
値Ｉｄｃ０を減じた出力に、インバータの入力電圧検出
値又は指令値を乗じた後、インバータ出力電圧指令の大
きさＶ１で除算することで正確なトルク電流Ｉｔが算出
できると言う効果もある。
手段として、インバータ入力電流検出値Ｉｄｃから誘導
電動機の無負荷運転時におけるインバータ入力電流検出
値Ｉｄｃ０を減じた出力に、インバータの入力電圧検出
値又は指令値を乗じた後、インバータ出力電圧指令の大
きさＶ１で除算することで正確なトルク電流Ｉｔが算出
できると言う効果もある。
【００１９】更に、補償ゲインＫｔとＫｍは外部設定に
より可変でき、補償ゲインＫｔを可変することでトルク
ブーストの補償量が簡単に調整できる。又、補償ゲイン
Ｋｍを可変することで励磁電流の大きさが簡単に調整で
きると言う効果がある。
より可変でき、補償ゲインＫｔを可変することでトルク
ブーストの補償量が簡単に調整できる。又、補償ゲイン
Ｋｍを可変することで励磁電流の大きさが簡単に調整で
きると言う効果がある。
【００２０】次に、他の実施例を図７に示す。図１と異
なる部分はトルク電流検出手段８の代わりに有効分電流
検出手段１５から構成したものである。なお、有効分電
流検出手段１５の詳細構成を図８に示す。この構成は数
１からＩｑを求めたものである。これは図４のＩｑ，Ｉ
ｔ特性からわかるようにＩｑの方がＩｔより大きいため
Ｉｑで１次抵抗の電圧降下を補償すると過補償となる。
しかし補償ゲインＫｔを小さくすることでトルク電流Ｉ
ｔで補償した場合とほぼ同様な効果がある。
なる部分はトルク電流検出手段８の代わりに有効分電流
検出手段１５から構成したものである。なお、有効分電
流検出手段１５の詳細構成を図８に示す。この構成は数
１からＩｑを求めたものである。これは図４のＩｑ，Ｉ
ｔ特性からわかるようにＩｑの方がＩｔより大きいため
Ｉｑで１次抵抗の電圧降下を補償すると過補償となる。
しかし補償ゲインＫｔを小さくすることでトルク電流Ｉ
ｔで補償した場合とほぼ同様な効果がある。
【００２１】
【発明の効果】本発明によれば、低価格なシャント抵抗
を用いたインバータ入力電流検出値から精度良くトルク
電流を検出し、この電流による１次抵抗電圧降下補償分
と、励磁電流による１次抵抗電圧降下補償分をベクトル
的に補償しており、精度良い１次電圧指令Ｖ１が出力で
きる。この結果、ベクトル制御と同様に励磁電流をほぼ
一定に制御できるので特に中低周波数領域においてモー
タ発生トルクを大きくできると言う効果がある。
を用いたインバータ入力電流検出値から精度良くトルク
電流を検出し、この電流による１次抵抗電圧降下補償分
と、励磁電流による１次抵抗電圧降下補償分をベクトル
的に補償しており、精度良い１次電圧指令Ｖ１が出力で
きる。この結果、ベクトル制御と同様に励磁電流をほぼ
一定に制御できるので特に中低周波数領域においてモー
タ発生トルクを大きくできると言う効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示す制御ブロック図。
【図２】無負荷時における誘導電動機の電圧，電流ベク
トル図。
トル図。
【図３】図１のトルク電流検出手段の詳細ブロック図。
【図４】励磁電流一定時のトルク電流及び有効分電流特
性図。
性図。
【図５】図３に示すトルク電流検出手段の他の実施例を
示す詳細ブロック図。
示す詳細ブロック図。
【図６】図１における誘導電動機の電圧，電流ベクトル
図。
図。
【図７】本発明の他の実施例を示す制御ブロック図。
【図８】図７の有効分電流検出手段の詳細ブロック図。
１…交流電源、２…整流回路、３…平滑コンデンサ、４
…インバータ、５…誘導電動機、６…シャント抵抗、７
…フィルタ、８…トルク電流検出手段、９，１１…補償
ゲイン、１０…励磁電流による１次抵抗電圧降下設定手
段、１２…ベクトル演算部、１３…ＰＷＭ信号発生手
段、１４…関数テーブル、１５…有効分電流検出手段。
…インバータ、５…誘導電動機、６…シャント抵抗、７
…フィルタ、８…トルク電流検出手段、９，１１…補償
ゲイン、１０…励磁電流による１次抵抗電圧降下設定手
段、１２…ベクトル演算部、１３…ＰＷＭ信号発生手
段、１４…関数テーブル、１５…有効分電流検出手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 富田 浩之 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 株式会社日立製作所産業機器事業部内 (72)発明者 石田 誠司 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 株式会社日立製作所産業機器事業部内
Claims (5)
- 【請求項１】直流電力を可変周波数，可変電圧の交流電
力に変換して誘導電動機を可変速駆動するインバータの
制御方法において、 インバータ入力電流からトルク電流（Ｉｔ）を算出し、 該トルク電流による誘導電動機の１次抵抗による電圧降
下を補償した電圧補償量（ΔＶｔ）と、１次周波数指令
に比例した誘起電圧指令とを加算した電圧ベクトル（Ｖ
ｔ）を求め、 誘導電動機の励磁電流による１次抵抗電圧降下分を補償
した電圧ベクトル(Vm)を求め、 前記各電圧ベクトル（Ｖｔ，Ｖｍ）のベクトル和からイ
ンバータの出力電圧指令（Ｖ１）を求め、 該出力電圧指令を基にインバータの出力電圧を制御する
ことを特徴とするインバータの制御方法。 - 【請求項２】請求項１において、インバータ入力電流検
出値（Ｉｄｃ）から誘導電動機の無負荷運転時における
インバータ入力電流検出値（Ｉｄｃ０）を減じた出力
に、インバータの入力電圧検出値又は指令値を乗じて、
インバータ出力電圧指令(Ｖ１)で除算することによりト
ルク電流を算出することを特徴とするインバータの制御
方法。 - 【請求項３】請求項１において、トルク電流による１次
抵抗の電圧降下補償量（ΔＶｔ）と、励磁電流による１
次抵抗電圧降下補償量（Ｖｍ）は、外部設定により可変
調整できることを特徴とするインバータの制御方法。 - 【請求項４】直流電力を可変周波数，可変電圧の交流電
力に変換して誘導電動機を可変速駆動するインバータの
制御方法において、 インバータ入力電流から有効分電流（Ｉｑ）を算出し、
該有効分電流による誘導電動機の１次抵抗による電圧降
下を補償した電圧補償量（ΔＶｔ）と、１次周波数指令
に比例した誘起電圧指令とを加算した電圧ベクトル（Ｖ
ｔ）を求め、 誘導電動機の励磁電流による１次抵抗電圧降下分を補償
した電圧ベクトル(Vm)を求め、 前記各電圧ベクトル（Ｖｔ，Ｖｍ）のベクトル和からイ
ンバータの出力電圧指令（Ｖ１）を求め、 該出力電圧指令を基にインバータの出力電圧を制御する
ことを特徴とするインバータの制御方法。 - 【請求項５】請求項４において、有効分電流による１次
抵抗の電圧降下補償量（ΔＶｔ）と、励磁電流による１
次抵抗電圧降下補償量（Ｖｍ）は、外部設定により可変
調整できることを特徴とするインバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18623597A JP3646480B2 (ja) | 1997-07-11 | 1997-07-11 | インバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18623597A JP3646480B2 (ja) | 1997-07-11 | 1997-07-11 | インバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1141979A true JPH1141979A (ja) | 1999-02-12 |
| JP3646480B2 JP3646480B2 (ja) | 2005-05-11 |
Family
ID=16184728
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18623597A Expired - Lifetime JP3646480B2 (ja) | 1997-07-11 | 1997-07-11 | インバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3646480B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009033913A (ja) * | 2007-07-30 | 2009-02-12 | Panasonic Corp | モータ駆動装置 |
| JP2017123720A (ja) * | 2016-01-06 | 2017-07-13 | 株式会社リコー | 電流検出装置、モータ制御システム、画像処理装置及びシート搬送装置 |
| JP2017147793A (ja) * | 2016-02-15 | 2017-08-24 | 富士電機株式会社 | 交流電動機の制御装置および交流電動機の制御方法 |
| KR20170122050A (ko) * | 2016-04-26 | 2017-11-03 | 엘에스산전 주식회사 | 모터 제어용 인버터의 전압보상 방법 |
-
1997
- 1997-07-11 JP JP18623597A patent/JP3646480B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009033913A (ja) * | 2007-07-30 | 2009-02-12 | Panasonic Corp | モータ駆動装置 |
| JP2017123720A (ja) * | 2016-01-06 | 2017-07-13 | 株式会社リコー | 電流検出装置、モータ制御システム、画像処理装置及びシート搬送装置 |
| JP2017147793A (ja) * | 2016-02-15 | 2017-08-24 | 富士電機株式会社 | 交流電動機の制御装置および交流電動機の制御方法 |
| KR20170122050A (ko) * | 2016-04-26 | 2017-11-03 | 엘에스산전 주식회사 | 모터 제어용 인버터의 전압보상 방법 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3646480B2 (ja) | 2005-05-11 |
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