JP3642013B2 - 非線形歪付加装置 - Google Patents
非線形歪付加装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3642013B2 JP3642013B2 JP2000239762A JP2000239762A JP3642013B2 JP 3642013 B2 JP3642013 B2 JP 3642013B2 JP 2000239762 A JP2000239762 A JP 2000239762A JP 2000239762 A JP2000239762 A JP 2000239762A JP 3642013 B2 JP3642013 B2 JP 3642013B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input signal
- input
- output
- signal
- threshold value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Electrophonic Musical Instruments (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、楽音信号や音声信号等の入力信号を入力し、非線形歪成分を加える非線形歪付加装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
自然楽器や電気楽器の楽音信号、および、電子楽器の音源で生成された楽音信号に関し、その入力信号振幅の大きい部分を歪ませることによりディストーション効果を与える非線形歪付加装置が知られている。
例えば、真空管増幅器において、入力信号の振幅が過大になると、増幅器が飽和することにより出力信号が歪む。上述した非線形歪付加装置は、増幅器固有の特性を利用することなく、このような非線形歪を意識的に楽音信号に加えることにより、特有の音色を有する楽音信号を得るものである。
【０００３】
従来の非線形歪付加装置は、ダイオードやＦＥＴなどの非線形特性によって楽音信号をクリップさせていた。しかし、その非線形特性は、素子固有のものであるため、自由に特性を制御することがむずかしかった。
例えば、入力信号振幅が、あるレベル以上にならないとクリップしない。したがって、例えば、オルガンの音を微妙に歪ませたい場合に、１音では歪まないが、複数音が同時発生すると歪むといったことが起こるため、非常に扱いにくかった。これは、複数鍵の同時押鍵数に応じて入力信号レベルが増大してクリップレベルを超えるからである。
また、選択された音色によって音源の出力レベルが異なる。そのため、音色を変更する都度、非線形歪付加装置のクリップレベルを再調整する必要があるために不便であった。
さらにまた、従来の非線形歪付加装置では、クリップレベルを超えると急に歪みが発生するので、楽音信号にソフトな非線形歪みを与えることがむずかしかった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたもので、楽音信号または音声信号を入力し、第１の傾きを有する直線から曲線状に変化して第２の傾きを有する直線になるという、ソフトな非線形歪成分を含む出力信号を容易に得ることができ、かつ、直線から曲線状に変化するしきい値および曲線状から直線に変化するしきい値の少なくとも一方を入力信号レベルに応じて制御することにより、この入出力特性を入力信号レベルに応じて自由に制御できる非線形歪付加装置を提供することを目的とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明においては、非線形歪付加装置において、入力信号として楽音信号または音声信号を入力し、該入力信号の正および負の少なくとも一方の振幅に関し、該振幅の絶対値が第１のしきい値を超えていないときには、入出力特性が第１の傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が第２のしきい値を超えているときには、前記入出力特性が前記第１の傾きとは異なる第２の傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が前記第１のしきい値を超え前記第２のしきい値を超えていないときには、前記入出力特性が、前記第１の傾きを有する直線から連続し、前記第１の傾きから前記第２の傾きに曲線状に変化して、前記第２の傾きを有する直線に連続する非線形部と、前記入力信号の入力信号レベルを検出する入力信号レベル検出部と、前記入力信号レベルに応じた制御信号により前記第１，第２のしきい値の少なくとも一方のしきい値を制御するしきい値制御手段、を有し、前記非線形部から前記楽音信号または音声信号に非線形歪成分を加えた出力信号を得るものである。
したがって、楽音信号または音声信号を入力し、入出力特性の傾きを、振幅の絶対値が第１のしきい値を超えていないときには、第１の傾きを有する直線とし、第２のしきい値を超えていると第１の傾きとは異なる第２の傾きの直線とし、第１，第２のしきい値の間の遷移領域で、第１の傾きから第２の傾きまで曲線状に変化させているので、容易に非線形特性を実現することができる。かつ、入出力特性およびその傾きが連続的に変化しているため、入力信号にソフトな非線形歪を与えて出力信号を出力することができる。
【０００８】
請求項２に記載の発明においては、非線形歪付加装置において、入力信号として楽音信号または音声信号を入力し、該入力信号の正および負の少なくとも一方の振幅に関し、該振幅の絶対値が第１のしきい値を超えていないときには、入出力特性がゼロの傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が第２のしきい値を超えているときには、前記入出力特性がゼロでない傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が前記第１のしきい値を超え前記第２のしきい値を超えていないときには、前記入出力特性が、前記ゼロの傾きを有する直線から連続し、前記ゼロの傾きから前記ゼロでない傾きに曲線状に変化して、前記ゼロでない傾きを有する直線に連続する非線形歪生成部と、前記非線形歪生成部への入力信号から前記非線形歪生成部の出力信号を減算した信号を出力する合成手段と、前記入力信号の入力信号レベルを検出する入力信号レベル検出部と、前記入力信号レベルに応じた制御信号により前記第１，第２のしきい値の少なくとも一方のしきい値を制御するしきい値制御手段、を有し、前記合成手段から前記楽音信号または音声信号に非線形歪成分を加えた出力信号を得るものである。
したがって、入力信号成分と非線型歪成分とに分けて処理している。その結果、所望の非線形歪成分を生成しやすく、かつ、その特性を制御しやすい。
【０００９】
請求項３に記載の発明においては、非線形歪付加装置において、入力信号として楽音信号または音声信号を入力し、該入力信号の正および負の少なくとも一方の振幅に関し、該振幅の絶対値が第１のしきい値を超えていないときには、入出力特性がゼロの傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が第２のしきい値を超えているときには、前記入出力特性がゼロでない傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が前記第１のしきい値を超え前記第２のしきい値を超えていないときには、前記入出力特性が、前記ゼロの傾きを有する直線から連続し、前記ゼロの傾きから前記ゼロでない傾きに曲線状に変化して、前記ゼロでない傾きを有する直線に連続する非線形歪生成部と、前記非線形歪生成部の出力を入力するフィルタ手段と、前記非線形歪生成部への入力信号から前記フィルタ手段の出力信号を減算した信号を出力する合成手段と、前記入力信号の入力信号レベルを検出する入力信号レベル検出部と、前記入力信号レベルに応じた制御信号により前記第１，第２のしきい値の少なくとも一方のしきい値を制御するしきい値制御手段、を有し、前記合成手段から前記楽音信号または音声信号に非線形歪成分を加えた出力信号を得るものである。
したがって、フィルタ特性に応じた非線形歪成分を含む出力信号を得ることができる。
例えば、楽音信号を入力信号とし、かつ、フィルタ特性として低域通過特性を有するものとした場合には、楽音信号の高次倍音成分などの高い周波数成分が抑制されたソフトな非線形歪成分を加えることができる。
非線形歪生成部としては、例えば、入力信号振幅が第１のしきい値を超えるまではゼロで、第１のしきい値を超えると非ゼロの値をとる関数値を出力するものを用いることができる。例えば、入力信号振幅と第１のしきい値との差のｎ乗（ｎ＝２以上の整数）に比例し、入力信号振幅が第２のしきい値を超えると、超えたときの関数値に、入力信号振幅と第２のしきい値との差を加えた関数を用いることができる。
上述した各請求項に記載の非線形歪付加装置は、前記入力信号の入力信号レベルを検出する入力信号レベル検出部を有し、前記しきい値制御手段は、前記入力信号レベルに応じた制御信号により前記第１，第２のしきい値の少なくとも一方のしきい値を制御するものである。
したがって、入力信号レベルに応じて非線形特性を制御することができる。
例えば、入力信号レベルが小さいほど、少なくとも一方のしきい値を小さくすることにより、入力信号レベルに応じた大きさの非直線歪成分を入力信号に加えて出力信号とすることができる。
しきい値を制御するには、複数の態様がある。第１，第２のしきい値の一方を制御して、他方を固定値に設定しておくことができる。第１，第２のしきい値の差を所定値に保った状態で、入力信号レベルに応じた制御信号で第１，第２のしきい値を同時に制御することができる。あるいは、入力信号レベルに応じた制御信号で第１，第２のしきい値の中間の遷移領域の位置を制御することができる。この場合、第１，第２のしきい値の差は、入力信号レベルとは独立して任意の値に設定することができる。
なお、入力信号レベルに応じた制御信号は、入力信号レベルとは独立して設定されるオフセット値を含むものでもよい。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の非線形歪付加装置の第１の実施の形態の機能ブロック図である。図中、１は非線形部、２は入力信号レベル検出部、３は非線形歪生成部、４は合成部である。
入力信号は、アナログ信号が図示しないサンプリング信号によってサンプリングされ、図示しないＡ／Ｄ変換器によりデジタル化されたものとして非線形部１および入力レベル検出部２に入力される。
非線形部１は、非線形特性を与えるものであって、入力信号振幅によって入出力特性の傾きが変化することによって非線形特性を与える。図示の例では、非線形部１は、非線形歪生成部３および合成部４からなる。非線形歪生成部３自体も非線形特性を有するものであって、非線形歪成分を生成する。合成部４は、入力信号とこの非線形歪成分とを所定比率で合成して非線形歪成分を有する信号を出力する。この出力信号は、図示しないＤ／Ａ変換器によりアナログ信号に変換される。
【００１１】
入力信号レベル検出部２では、入力信号レベルを検出し、この入力信号レベルに応じた特性制御信号を非線形部１の非線形歪生成部３に出力することにより、入力信号レベルに応じて非線形部１の非線形特性を制御する。
入力信号レベルは、入力信号の瞬時振幅ではなく、入力信号波形の全体的な大きさを表すデータを用いる。例えば、入力信号のエンベロープレベル、入力信号を全波整流して平滑した平均値、入力信号を２乗平均して得る実効値などを用いる。
【００１２】
特性制御信号は、例えば、非線形歪生成部３において、非線形歪を発生し始める入力信号振幅のしきい値などを制御する。
非線形歪は、通常、入力信号の正および負の振幅に対して対称的に発生させるのであるが、少なくとも一方の極性の振幅に関してのみ、振幅の絶対値が所定のしきい値を超えると出力信号が歪むような非線形特性にしてもよいし、また、極性によって異なるしきい値を設定して、正負の振幅に対して非対称な非線形歪を生成してもよい。
【００１３】
非線形特性の制御は、従来の問題点を解決するために、典型的には、入力信号レベルが小さくなるほど、非線形歪を生成する範囲が入力信号振幅の小さい方向に拡がるようにすることにより、入力信号レベルに応じた大きさの非線形歪が入力信号に加えられる。その結果、入力信号レベルの大きさにかかわらず、出力信号において、これに含まれる非線形歪の割合が同じになる方向に制御される。
一方、音色を変化させる点に着目する場合には、逆方向に制御してもよい。すなわち、入力信号レベルが大きくなるほど、非線形歪が発生する範囲が入力信号振幅の小さい方向に拡がるようにしてもよい。
【００１４】
図示の例では、非線形部３と合成部４とで非線形部１を構成している。しかし、合成部４を用いることなく、非線形部１を直接的に構成することも可能である。例えば、非線形部１の非線形特性が従来通りのクリップ特性である場合、入力信号振幅に比例した出力信号が得られる線形領域と、出力信号が一定となる非線形の領域とに分割し、各領域でのみ動作する回路を設け、両回路の出力を最後に加算して構成することができる。
しかし、図示のように、入力信号成分と非線型歪成分とを分けて処理する方が、所望の非線形歪成分を生成しやすく、かつ、その特性を制御しやすい。
この装置は具体的には、プログラム制御されるＤＳＰ(Digital Signal Processor）等のデジタル回路で構成される。
【００１５】
図２は、本発明の非線形歪付加装置の第２の実施の形態の機能ブロック図である。
図１に示した非線形部１として、入力信号振幅の絶対値が、あるしきい値（THLVL）を超えていないときには、入出力特性が第１の傾き（＋1）を有する直線となり、しきい値（THLVL）を超えているときには、入出力特性が第１の傾きとは異なる第２の傾き（1−CL）を有する直線となるものを用いている。一方、図１に示した入力信号レベル検出部２として、エンベロープフォロワ１５を用いている。この入力信号レベルに応じてしきい値を制御することにより、非線形部１の非線形特性を制御している。
【００１６】
図中、１１，１２，１４，１７，２０は加算器である。ここで、減算入力については、「−」の符号を付して図示している。また、加算器１１，２０に付した符号「ov」は、「オーバフロープロテクト」を意味し、出力が演算限界の最大値または最小値を超えているときには最大値または最小値（図示の例では、±1）を出力する。１３は係数乗算器であって、係数値として「−1」を乗算することにより、反転増幅器の機能を有する。１６は全波整流部であって、入力信号をその絶対値に変換する。すなわち、正入力をそのまま出力し負入力を正出力に変換する。
【００１７】
１８，２４，２６は半波整流部であって、入力信号の正側のみを選択的に出力する。すなわち、正入力はそのまま出力し負入力は零値を出力する。１９は係数乗算器であって、係数ar（アタックレート）を乗算する。２１は係数乗算器であって、係数rr（リリースレート）を乗算する。２２は遅延器であって、入力を１サンプル時間遅延させて出力する。係数乗算器１９、加算器２０、遅延器２２、係数乗算器２１は、平滑回路（低域通過フィルタ）を構成する。２３は係数乗算器であって、係数thを乗算する。この出力は、入出力特性の傾きが変化して出力信号が歪み始めるしきい値（THLVL）となる。２５，２７は係数乗算器であって、いずれも係数CLを乗算する。
【００１８】
入力信号は、加算器１１，１２，係数乗算器１３、および、エンベロープフォロワ１５に入力される。
まず、エンベロープフォロワ１５について説明する。エンベロープフォロワ１５の全波整流部１６は、入力信号振幅の絶対値を出力し、加算器１７において、係数乗算器２１の出力が減算される。加算器１７および後続する半波整流部１８は、入力信号の振幅値が係数乗算器２１の出力を超えるときに、両者の差を係数乗算器１９に出力する。
【００１９】
係数乗算器１９の乗算係数ar（アタックレート）は、エンベロープフォロワ１５のアタック追従レートを決める。ar（アタックレート）は０＜ar≦１であり、値が大きくなるほどエンベロープレベルの立ち上がりが急峻になる。加算器２０において、係数乗算器１９の出力が係数乗算器２１の出力と加算され、遅延器２２に出力される。遅延器２２の出力は、係数乗算器２１，２３に出力される。
係数乗算器２１の乗算係数rr（リリースレート）は、エンベロープフォロワ１５の減衰レートを決める。rr（リリースレート）は０≦rr＜１であり、値が大きくなるほど減衰時間が長くなる。係数乗算器２３の係数thは、エンベロープフォロワ１５が検出した入力信号レベルに応じたしきい値（THLVL）を決定するための比率（０≦th）である。
【００２０】
一方、入力信号は、加算器１２において、しきい値（THLVL）を減算され、後続する半波整流部２４によって、入力信号がしきい値（THLVL）よりも大きくなったときにのみ、その差が係数乗算器２５に出力される。加算器１２と半波整流部２４が、入力信号振幅が正側の非線形歪生成部に相当する。
係数乗算器２５は差分値に乗算係数CLを乗算し非線形歪成分として加算器１１に出力する。加算器１１において、正の振幅値をとっている入力信号から、係数乗算器２５の出力が減算される。係数乗算器２５と加算器１１とが、入力信号振幅が正側の合成部に相当する。
【００２１】
乗算係数CLは、入力信号に対する非線形歪成分の合成割合を決定する係数である。非線形特性の観点から見れば、しきい値（THLVL）よりも絶対値の大きな非線形直線領域の入出力特性の傾きを決める係数である。すなわち、
CL＝1のとき、入力信号振幅のしきい値（THLVL）を超えている部分が、そのまま歪み成分となって入力信号振幅から減算される。入力信号振幅は完全にクリップされる。
0＜CL＜1のとき、減算される非線形歪成分は、しきい値（THLVL）を超えている入力信号振幅よりも小さいために、完全なクリップとはならない。
CL＜0のとき、しきい値（THLVL）を超えた非線形歪成分が加算されることになるので、逆に入出力特性の直線の傾きが大きくなる。
1＜CLのとき、入力信号振幅がしきい値（THLVL）を超えると、入力信号振幅の増加分よりも非線形歪成分が大きくなり、入出力特性の直線の傾きが負となって出力信号レベルが減少する。
【００２２】
上述した説明では、入力信号振幅が正の部分について説明したが、負の部分でも同様である。入力信号振幅が負のとき係数乗算器１３によって入力信号が正に反転される。したがって、後続する加算器１４，半波整流部２６，係数乗算器２７によって同様にして非線形歪成分を出力する。加算器１１においては、負の入力信号に係数乗算器２７の正出力を加算することにより、入力信号と非線形歪成分を合成する。
なお、半波整流部２４の出力から半波整流部２６の出力を、図示しない加算器で減算することにより非線形歪成分を１つに合成した上で、１つの係数乗算器２５に通し、係数乗算器２５の出力を加算器１１において、入力信号から減算するようにしてもよい。
【００２３】
このように、しきい値（THLVL）を入力信号レベルに応じて制御するとともに、このしきい値（THLVL）を超えた部分の非線形歪成分を制御することができるので、入出力特性の傾きを自由に制御することができる。すなわち、CL＝0で、スロープ＝1（歪なし）、CL＝1でスロープ＝0（クリップ歪）となる。CL＜0では、スロープ＞1（正の歪み）となる。ただし、出力信号振幅が１を超えると、加算器１１の演算の制約上、第２のクリップが発生する。また、CL＞1では、スロープ＜0となり、増幅器がへたったような効果を得ることができる。
【００２４】
上述した説明では、入力信号振幅の正負極性に対し、対称的な非線形特性を与えた。非線形特性を非対称にするには、一方のしきい値を入力信号よりも十分大きくすることを含めて、加算器１２，１４に入力するしきい値を異ならせたり、一方のみを入力信号レベルで制御するなど、異なる制御をすればよい。
また、上述したエンベロープフォロワ１５において、ar（アタックレート），rr（リリースレート）の値を変えることによって、入力信号振幅のピークを結ぶエンベロープレベルから全波整流波形の平均値まで入力信号レベルの特性を連続的に変えることができる。エンベロープフォロワ１５に限らず、既に説明したように、入力信号の実効値を検出する回路を用いるなど、入力信号レベルを検出できるものであればよい。
【００２５】
図３〜図６は、図２に示した非線形歪付加装置において、乗算係数CLの値を種々異ならせたときの、シミュレーション結果を示す説明図である。いずれも、入力信号は、その周波数が880Hz（周期1.13ms）であり、その第１〜第７周期まではピーク振幅が１の正弦波であり、第８周期からは減衰させている。係数乗算器２３の乗算係数th＝1，アタックレートar＝0.05，リリースレートrr＝0.98としている。
図３は、乗算係数CL＝1としたときの具体例である。
図３（ａ）は入力信号（横軸）に対する出力信号（縦軸）を示す入出力特性図である。既に説明したように、しきい値（THLVL）は、入力信号レベルによって制御される。ただし、図３（ａ）では、しきい値（THLVL）を、0.1，0.3，0.5としたきの入出力特性を示している。
図３（ｂ）は、入力信号および出力信号を示す波形図である。
図３（ｃ）は、エンベロープフォロワ１５の出力を示す波形図である。アタックレートar＝0.05、リリースレートrr＝0.98では、入力信号振幅の絶対値のピーク間をつなぐエンベロープレベルというよりも、全波整流波形を平滑した平均値に近い特性となっている。乗算係数th＝1としたので、しきい値（THLVL）は、このエンベロープフォロワ１５の出力値に等しい。
【００２６】
図３（ａ）に示すように、入力信号振幅が正負のしきい値（THLVL，−THLVL）を正側または負側に超えると、直線の傾き（増幅率）がゼロとなって、出力信号がクリップされて平坦になる。
図３（ｃ）に示すように、この具体例ではエンベロープフォロワの出力が０．５付近にあり、かつ、出力が細かく変動しているために、図３（ｂ）に示すように、出力信号は、入力信号のピーク値の５０％付近でクリップし、クリップレベルも細かく変動している。
入力信号の減衰波形部を見ると、出力信号レベルが下がりつつも、出力信号波形は、前半の定常波形部のものに近い歪波形になっている。したがって、入力信号レベルに応じて非線形特性が制御されていることがわかる。
【００２７】
図４は、乗算係数CL＝0.7としたときの具体例である。
図４（ａ）は入出力特性図であり、図４（ｂ）は、入力信号波形および出力信号波形を示す波形図である。なお、エンベロープフォロワ１５の出力については、図３（ｃ）と同じである。
図４（ａ）に示すように、入力信号振幅が正負のしきい値（THLVL，−THLVL）を正側または負側に超えても、直線の傾き（増幅率）がわずかに低下するだけである。したがって、図４（ｂ）に示すように、出力信号波形が歪み始めるしきい値は、図３（ｂ）ほどには目立たない。
【００２８】
図５は、乗算係数CL＝−1としたときの具体例である。
図５（ａ）は入出力特性図であり、図５（ｂ）は、入力信号波形および出力信号波形を示す波形図である。エンベロープフォロワ１５の出力については図３（ｃ）と同じである。
図５（ａ）に示すように、入力信号が正負のしきい値（THLVL，−THLVL）を正側または負側に超えると、直線の傾き（増幅率）が増加する。ただし、図２の加算器１１は出力が演算限界の±１を超えると飽和するため、出力信号は±１を超えない。図５（ｂ）に示すように、入力信号の定常波形部分では、正負のしきい値（THLVL，−THLVL）を正側または負側に超えているので、出力信号の傾斜が急峻になるとともに、±1でクリップする。
【００２９】
図６は、乗算係数CL＝2としたときの具体例である。
図６（ａ）は入出力特性図であり、図６（ｂ）は、入力信号波形および出力信号波形を示す波形図である。エンベロープフォロワ１５の出力については、図３（ｃ）と同じである。
図６（ａ）に示すように、入力信号が正負のしきい値（THLVL，−THLVL）を正側または負側に超えると、直線の傾き（増幅率）が負（−1）となる。その結果、図６（ｂ）に示すように、入力信号が正負のしきい値（THLVL，−THLVL）を正側または負側に超えると、出力信号波形は逆に窪むことになる。
【００３０】
上述した各具体例からわかるように、入力信号レベルに応じて、非線形歪を与え始めるしきい値（THLVL）を可変制御できる。同時に、乗算係数CLを設定変更するだけで異なる非線形特性に設定して、異なる音色を与える非線形歪を入力信号に加えることが可能である。さらに、この乗算係数CLの値が時間的に変化するように制御することにより、多様な非線形歪を入力信号に加えることができる。
【００３１】
図７は、本発明の第３の実施の形態の機能ブロック図である。図中、図２と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。
３１はオーバフロープロテクト付き加算器、３２は半波整流部である。この実施の形態は、エンベロープフォロワ１５が検出した信号に係数thを乗算する係数乗算器２３の出力に、オフセットOFSを加算してしきい値（THLVL）とすることにより、オフセット値を含んだものを入力信号レベルに応じた特性制御信号としたものである。
【００３２】
その結果、オフセットOFSを正としたとき、少なくともオフセットOFS以上の入力レベルがないと非線形歪が与えられないようにすることができる。すなわち、しきい値（THLVL，−THLVL）の絶対値がオフセットOFS分だけ上昇，下降するため、歪み始める入力信号振幅の絶対値が上昇，下降する。例えば、入力信号レベルがゼロに近いときでも、オフセットOFSレベル以下の入力信号が歪まないようにすることができる。
【００３３】
また、エンベロープフォロワ１５は、平滑フィルタを含んでいるので、入力信号レベルの変化に追従するのが遅れる。したがって、追従するまでの過渡的期間であって、エンベロープレベルがまだ小さいときに、入力信号の小さいレベルに対して非線形歪を与えてしまうことを防止できる。
また、入力信号の減衰部分においては、エンベロープレベルが遅れて減衰することになる。このような期間において、オフセットOFSを負にすれば、減衰部分の入力レベルの小さい信号に対しても非線形歪を与えることができる。
なお、オフセットOFSが正であれば、加算器３１の出力は必ず正となり、半波整流部３２は不要である。しかし、オフセットOFSの値を負にも設定できるときには、加算器３１の出力が負になるおそれがあるので、半波整流部３２を介在させている。
【００３４】
図８は、本発明の第４の実施の形態の機能ブロック図である。
この実施の形態は、入出力特性の傾き（増幅率）が変化する遷移領域の入出力特性を曲線状にすることにより、ソフトな非線形歪成分を含む出力信号が得られる。また、入力信号レベルに応じて、入出力特性の傾きが変化する少なくとも１つのしきい値を制御することにより、入力信号レベルに応じて非線形特性を制御している。
図示の例では、入力信号の正および負の振幅に関し、振幅の絶対値がしきい値（THLVL）を超えていないときには、入出力特性が傾き（＋1）を有する直線となり、振幅の絶対値がしきい値（THLVL＋OB）を超えているときには、入出力特性が傾き（＋1）とは異なる傾き（1−CL）の直線となり、振幅の絶対値がしきい値（THLVL）を超えしきい値（THLVL＋OB）を超えていないときには、入出力特性が連続するとともに、傾き（＋1）から傾き（1−CL）に曲線状に変化する非線形特性を有する。入出力特性が曲線となる遷移領域の傾きは、２乗特性を有しているため、入力信号振幅が大きくなるほど、傾きの変化率が大きくなる。
【００３５】
図中、図２と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。
４１，４８は係数乗算器であって、その乗算係数はCWであり、それぞれ、半波整流部２４，２６の出力を入力する。４２，４９はオーバフロープロテクト付きの係数乗算器であって、係数乗算器４１，４８の出力を入力し、その乗算係数はSであり、シフトレジスタのシフト量に応じた2nの値をとる乗算係数である。例えば、乗算係数CW×S＝100のとき、S＝256（8ビットシフト）としたときには、CW＝100／256とする。係数乗算器４１，４２、係数乗算器４８，４９は、乗算係数CW×Sの係数乗算器として機能する。乗算係数CW×Sは、遷移領域の曲線形状の大きさを決める。
【００３６】
４３，５０は２乗演算器であって、それぞれ、係数乗算器４２，４９の出力を入力し、入力を２乗した値を出力する。２乗特性は、乗算係数も入力信号振幅とすることにより実現される。２乗特性を記憶したルックアップテーブルを入力値で参照して２乗特性の出力を得ることにより実現してもよい。
４４，５１は係数乗算器であり、その乗算係数はCAであって、それぞれ、２乗演算器４３，５０の出力を入力し、加算器４７，５４に出力する。４５，５２は加算器であって、それぞれ、半波整流部２４，２６の出力を入力し、入力からオフセットCBを減算した値を半波整流部４６，５３に出力する。このオフセットCBは、入出力特性の傾きが変化する遷移領域の幅を決める。
４６，５３は半波整流部であって、それぞれ、加算器４７，５４に出力される。４７，５４はオーバフロープロテクト付きの加算器であり、非線形歪成分を係数乗算器２５，２７に出力する。
【００３７】
係数乗算器４１，４２、２乗演算器４３、係数乗算器４４、および、係数乗算器４８，４９、２乗演算器５０、係数乗算器５１は、それぞれ、しきい値（THLVL），−THLVLから、所定の範囲CB，−CBまで、入力信号振幅の絶対値の増加に応じて２乗特性の非線形歪成分を生成する。このCB，−CBの範囲を超えると、係数乗算器４２，４９がオーバフローとなる。係数乗算器４４，５１の乗算係数CAは、直線部分に加える曲線部分の割合を決める。
一方、加算器４５、半波整流部４６、および、加算器５２、半波整流部５３は、入力信号がCB，−CBの範囲を超えると、入力信号振幅の絶対値の増加に応じて、図２に示した第１の実施の形態と同様に、直線状に増加する非線形歪成分を生成する。
入力信号は、加算器１１において非線形歪成分と合成される。合成割合は、係数乗算器２５，２７の乗算係数CLによって決まる。
【００３８】
図９は、図８に示した実施の形態の動作を、CL＝1の場合をもって説明するための線図である。
図９（ａ）を参照し、入力信号振幅が正であるときについて説明する。図中、６１は入力信号に比例した傾きが＋1の出力信号、６２は２乗演算器４３の出力信号であって、入力信号振幅がしきい値（THLVL）＝0.3になると立ち上がる。このときの出力信号６３の傾きは、２乗特性であるからゼロである。したがって、出力信号６５は、しきい値（THLVL）＝0.3において傾きが連続する。
６３は係数乗算器４４の出力信号、６４は半波整流部４６の出力であって、入力信号振幅がしきい値（THLVL＋CB）＝0.5になると傾き（＋1）で立ち上がる。６５は加算器１１の出力信号である。
【００３９】
図示の例では、遷移領域の幅を決定するオフセットCB＝0.5に対し、CW・S＝1／CBの関係をもたせることにより、入力信号レベルが遷移領域の境界である、しきい値（THLVL＋CB）＝0.8のときに、出力信号６２が最大値（＋1）となり、これ以上、入力信号振幅が増加するとオーバフロープロテクトがかかって（＋1）を維持するようにしている。
係数乗算器４４の出力信号６３は、出力信号６２にCAを乗算したものであるから、入力信号レベルがしきい値（THLVL＋CB）＝0.8を超えるときに、一定値CA＝CB／2＝0.25となる。
【００４０】
図示の例では、CW・S＝1／CB、CA＝CB／2とすることにより、入力信号レベルが遷移領域の境界である、しきい値（THLVL＋CB）＝0.8にあるときに、出力信号６３の曲線側の傾きが＋1となるとともに、このしきい値を超えると、傾きがゼロになる。加算器４７の出力は、出力信号６３に出力信号６４を加算したものであるから、入出力特性は、上述したしきい値（THLVL＋CB）＝0.8において連続するとともに、その傾き（増幅率）も連続する。
【００４１】
図示の例は、乗算係数CL＝1として完全にクリップさせた場合の例を示している。したがって、入力信号６１は、加算器１１において、加算器４７の出力（出力信号６３＋出力信号６４）が減算されて、出力信号６５となる。
その結果、出力信号６５は、入力信号レベルがしきい値（THLVL）＝0.3を超えるまでは、非線形歪成分が含まれない。
しきい値（THLVL）＝0.3を超えてしきい値（THLVL＋CB）＝0.8までの遷移領域においては、傾きが連続的に変化する２乗特性の非線形歪成分が含まれる。
しきい値（THLVL＋CB）＝0.8を超えると、さらに、このしきい値を超える入力信号６１の増加分（出力信号６４）に等しい非線形歪が加わるから、出力信号６５は、曲線状の遷移領域から傾きゼロの直線に切り替わる。このときの出力信号レベルは（THLVL＋CB／2）＝0.55となる。
入力信号振幅が小さいときの傾き（＋1）の直線と、傾きゼロの直線とが交差する点は、遷移領域の中心点、すなわち、入力信号がTHLVL＋CB／2＝0.55のときである。
【００４２】
なお、入力信号振幅が正のときに、係数乗算器２７の出力は、半波整流部２６があるためにゼロとなるから、影響を及ぼさない。
上述した説明は、入力信号が正の範囲での説明であったが、負の範囲であっても同様である。代わりに、半波整流部２６から係数乗算器２７までが動作する。したがって、図８に示した実施の形態の装置の入出力特性は、図９（ｂ）に示した通りのものとなる。
【００４３】
図１０は、図８に示した実施の形態において、オフセットCBを一定（CB＝0.4）に保った状態で、しきい値（THLVL）を0.1，0.3，0.5と変化させた場合の入出力特性を示す線図である。
図９（ａ）を参照して説明したように、遷移領域の中心は、（THLVL＋CB／2）であるから、しきい値（THLVL）を増加させると、遷移領域の中心の絶対値も同じだけ増加して0.3，0.5，0.7となる。
【００４４】
図１１は、図８に示した実施の形態において、遷移領域の幅を与えるオフセットCBを変化させる際に、遷移領域の中心（THLVL＋CB／2）を一定に保つように、しきい値（THLVL）を連動して変化させた場合の入出力特性を示す線図である。
図１０と同様にCL＝1とし、オフセットCBを0.0，0.4，0.8と大きくするときに、しきい値（THLVL）を0.5，0.3，0.1と連動して変化させたものである。
【００４５】
図８に示した実施の形態では、入力信号レベルに比例してしきい値（THLVL）を制御したが、オフセットCBの値とは独立して、入力信号レベルに比例して遷移領域の中心（THLVL＋CB／2）を移動させたいときには、入力信号レベルとオフセットCBとに応じて、しきい値（THLVL）を制御するように、図８の構成を設計変更する。具体的には、図７に示した第２の実施の形態と同様に、オフセットOFSを入力信号レベルに加えるようにし、このオフセットOFSの値を−CB／2とすればよい。
【００４６】
図１２は、図８に示した実施の形態において、しきい値（THLVL）＝0.3，CL＝1を固定して、CBの値を変化させた場合の入出力特性を示す線図である。
オフセットCBを、0.0，0.2，0.5，0.8と大きくして行くと、遷移領域の幅が、しきい値（THLVL）を基点に入力信号振幅が大きくなる方向に拡がる結果、遷移領域の中心（THLVL＋CB／2）およびしきい値（THLVL＋CB）も入力信号振幅が大きくなる方向に拡がり、クリップレベルは高くなる。
したがって、しきい値（THLVL）を固定して、入力信号レベルに比例して、オフセットCBを制御してもよい。この場合でも、入力信号レベルが小さいときにオフセットCBを小さく、入力信号レベルが大きいときにオフセットCBを大きくすれば、非線形歪成分の割合が入力信号レベルにかかわらず同じになる方向に制御することができる。
入力信号振幅がしきい値（THLVL）を超えなければ非線形歪が生成されないので、しきい値（THLVL）を小さく設定したり、ゼロに設定する。ただし、ゼロに設定すると線形領域はなくなる。
【００４７】
図１３は、図８に示した実施の形態において、図５と同様にCL＝−1として遷移領域を設けた場合の入出力特性を示す線図である。
線形領域の直線と非線形直線領域の傾き（CL−1）＝＋2の直線との交点の入力信号振幅は、THLVL＋CB／2＝0.5となる。
【００４８】
図１４は、図８に示した実施の形態において、図６と同様にCL＝2として遷移領域を設けた場合の入出力特性を示す線図である。遷移領域のピークは、入力信号振幅がTHLVL＋CB／2となるときであり、かつ、このときの入力信号振幅は、線形領域の直線と非線形直線領域の傾き（−1）の直線との交点の入力信号振幅と一致する。
【００４９】
図１５は、図８に示した実施の形態において、図９，図１０と同様にCL＝1であるが、CA＝CBとした場合の入出力特性を示す線図である。
図９（ａ）を参照して説明したように、図８において、CW・S＝１／CBとするとともに、CA＝CB／2としたのは、遷移領域の境界であるしきい値（THLVL＋CB）において、入出力特性の傾き（増幅率）が連続するようにするためであった。したがって、CA＝CBとすると、遷移領域の傾きが傾きゼロの非線形直線領域の傾きよりもさらに減少する。その結果、CL＝1として平坦なクリップ特性を有する場合でも、遷移領域にピークを作ることができ、入出力特性全体としてはオーバシュートを有する特性となる。
【００５０】
上述した説明では、２乗（ｘ2）演算器４３，５０によって遷移領域の曲線カーブを形成したが、３乗（ｘ3）以上の演算器など、直線でない関数値を出力するものであればよい。その場合でも、入力信号振幅が、遷移領域の第１の境界である、しきい値（THLVL）にあるときに出力および傾きがゼロであり、遷移領域の第２の境界であるしきい値（THLVL＋CB）にあるときに出力が最大値１となるようにCW・Sを決める。かつ、係数乗算器４４，５１の出力の傾きが１になるように係数CAを設定する。このような条件を満足すれば、入出力特性が連続して変化するとともに、その傾きも連続したものとなる。
図１３〜図１５において、入力信号レベルに応じて非線形特性を制御するには、入力信号レベルに応じてしきい値を制御すればよい。具体的には、図９〜図１２を参照して説明したように、入力信号レベルに比例して、しきい値（THLVL）、遷移領域の中心（THLVL＋CB／2）、あるいは、しきい値（THLVL＋CB）を制御すればよい。
【００５１】
上述した説明では、遷移領域を超えると傾きが一定の非線形直線領域となったが、この非線形直線領域をなくしてもよい。また、しきい値（THLVL＋CB）に到達するまでに入力信号振幅が演算限界になれば、実質的に上述した非線形直線領域はなくなる。
【００５２】
図１６は、本発明の第５の実施の形態の機能ブロック図である。
この実施の形態は、図２に示した実施の形態を前提構成として、ソフトな非線形歪成分が出力信号に含まれるように、生成された非線形歪成分の高域成分を低域通過フイルタで取り除いた上で入力信号と合成するものである。
図中、図２と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。７１，７４はオーバフロープロテクト付きの加算器、７２は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、７３，７６は乗算係数がLPCの係数乗算器、７５は遅延器、７７は加算器である。
【００５３】
半波整流部２４，２６の出力は、加算器７１に入力される。加算器７１においては、入力信号振幅の正側において出力される半波整流部２４の出力に対し、入力信号振幅の負側において出力される半波整流部２６の出力を減算する。したがって、加算器７１において、入力信号の正側，負側に加える非線形歪成分の極性を逆にしている。
加算器７１の出力は、１つの低域通過フィルタ７２に入力される。低域通過フィルタ７２内において、まず、係数乗算器７３において係数LPCが乗算されて加算器７４に出力され、加算器７７の出力と加算される。加算器７４の出力は、遅延器７５に出力される。遅延器７５の出力は、加算器７７に出力されるとともに、係数乗算器７６に出力される。加算器７７においては、遅延器７５の出力から係数乗算器７６の出力を減算して加算器７４に出力される。
【００５４】
非線形歪成分は、低域通過フィルタ７２を通過することにより、高次の倍音成分など、周波数の高い成分が除去されることになる。その結果、なめらかな非線形歪信号となって、係数乗算器２５に出力される。
係数乗算器２５の係数CLによって、入力信号振幅がしきい値（THLVL）の非線形直線領域の入出力特性を変えることができるのは、図２〜図６を参照して説明した通りである。加算器１１において、入力信号から係数乗算器２５の歪成分が減算合成されることにより、なめらかな非線形歪成分を含んだ出力信号が出力される。
なお、係数乗算器７３，７６の乗算係数LPCの設定値を変更制御することによって、カットオフ周波数が制御される。また、乗算係数LPCが1のときに、入力信号は加算器７４において何も加算されず、そのまま低域通過フィルタ７２から出力される。すなわち、低域通過フィルタ７２はスルーとなる。
【００５５】
上述した低域通過フィルタ７２の具体構成は一例であって、他の構成を採用してもよい。また、低域通過フィルタ７２に代えて、高域成分を通過させるフィルタ、あるいは、特定の周波数帯域の成分を通過させるフィルタを用いてもよい。この場合は、フィルタ特性に応じた音色の非線形歪成分を含む出力信号を得ることができる。
図示の例では、入力信号振幅の正側，負側の非線形成分を、ともに、低域通過フィルタ７２に通したが、正側、負側の非線形成分（半波整流部２４，２６の各出力）を異なる特性のフィルタに通して、各フィルタの出力を加算器１１において入力信号と合成してもよい。
【００５６】
図１６の例は、非線形歪成分を生成する回路として図２に示した実施の形態を用いたものであった。しかし、非線形歪成分を生成する回路としては、他の構成を用いてもよい。
図８に示した遷移領域を有する非線形歪生成部を用いる場合には、例えば、加算器４７と係数乗算器２５との間、加算器５４と係数乗算器２７との間に低域通過フィルタなどのフィルタを挿入すればよい。１つのフィルタで済ませる場合には、図１６に示した加算器７１と同様な加算器を用いて正負側の非線形歪成分を合成してから１つのフィルタに通せばよい。
また、係数乗算器４４から出力される非線形歪成分と半波整流部４６から出力される非線形歪成分とを異なる特性のフィルタに通して加算器４７で加算してもよい。係数乗算器５１から出力される非線形歪成分と半波整流部５３から出力される非線形歪成分についても同様である。
【００５７】
上述した説明では、入力信号レベルに応じて非線形部の非線形特性を制御したが、操作子等による入力によって非線形特性を制御することもできる。
上述した説明では、楽音信号に非線形歪を加える効果付与装置に適用する場合について説明したが、カラオケなどにおいて、音声信号に同様な非線形歪を加える効果付与装置にも本発明を適用することができる。
【００５８】
【発明の効果】
本発明は、上述した説明から明らかなように、非線形特性を自由に制御することができるという効果がある。
楽音信号や音声信号等の入力信号に入力信号レベルに応じた非線形特性を得ることができるという効果がある。例えば、入力信号レベルにかかわらず、非線形歪成分の出力信号中の割合がほぼ一定する方向に制御することが可能となる。
また、特有の音色を与える非線形歪を含む出力信号を得ることができるという効果がある。例えば、ソフトな非線形歪成分を加えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の非線形歪付加装置の第１の実施の形態の機能ブロック図である。
【図２】 本発明の非線形歪付加装置の第２の実施の形態の機能ブロック図である。
【図３】 図２に示した非線形歪付加装置において、CL＝1としたときの、シミュレーション結果を示す説明図である。
【図４】 図２に示した非線形歪付加装置において、CL＝0.7としたときの、シミュレーション結果を示す説明図である。
【図５】 図２に示した非線形歪付加装置において、CL＝−1としたときの、シミュレーション結果を示す説明図である。
【図６】 図２に示した非線形歪付加装置において、CL＝2.0としたときの、シミュレーション結果を示す説明図である。
【図７】 本発明の第３の実施の形態の機能ブロック図である。
【図８】 本発明の第４の実施の形態の機能ブロック図である。
【図９】 図８に示した実施の形態の動作を説明するための線図である。
【図１０】 図８に示した実施の形態において、CBを一定に保った状態で、しきい値（THLVL）を変化させた場合の入出力特性を示す線図である。
【図１１】 図８に示した実施の形態において、CBを変化させる際に、遷移領域の中心を一定に保つように、しきい値（THLVL）を連動して変化させた場合の入出力特性を示す線図である。
【図１２】 図８に示した実施の形態において、しきい値（THLVL）＝0.3，CL＝1を固定して、CBの値を変化させた場合の入出力特性を示す線図である。
【図１３】 図８に示した実施の形態において、図５と同様にCL＝−1として遷移領域を設けた場合の入出力特性を示す線図である。
【図１４】 図８に示した実施の形態において、図６と同様にCL＝2として遷移領域を設けた場合の入出力特性を示す線図である。
【図１５】 図８に示した実施の形態において、図９，図１０と同様にCL＝1とするが、CA＝CBとした場合の入出力特性を示す線図である。
【図１６】 本発明の第５の実施の形態の機能ブロック図である。
【符号の説明】
１…非線形部、２…入力信号レベル検出部、３…非線形歪生成部、４…合成部、１１，１２，１４，１７，２０…加算器、１３，１９，２１，２３，２５，２７…係数乗算器、１５…エンベロープフォロワ、１６…全波整流部、１８，２４，２６…半波整流部、２２…遅延器
【発明の属する技術分野】
本発明は、楽音信号や音声信号等の入力信号を入力し、非線形歪成分を加える非線形歪付加装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
自然楽器や電気楽器の楽音信号、および、電子楽器の音源で生成された楽音信号に関し、その入力信号振幅の大きい部分を歪ませることによりディストーション効果を与える非線形歪付加装置が知られている。
例えば、真空管増幅器において、入力信号の振幅が過大になると、増幅器が飽和することにより出力信号が歪む。上述した非線形歪付加装置は、増幅器固有の特性を利用することなく、このような非線形歪を意識的に楽音信号に加えることにより、特有の音色を有する楽音信号を得るものである。
【０００３】
従来の非線形歪付加装置は、ダイオードやＦＥＴなどの非線形特性によって楽音信号をクリップさせていた。しかし、その非線形特性は、素子固有のものであるため、自由に特性を制御することがむずかしかった。
例えば、入力信号振幅が、あるレベル以上にならないとクリップしない。したがって、例えば、オルガンの音を微妙に歪ませたい場合に、１音では歪まないが、複数音が同時発生すると歪むといったことが起こるため、非常に扱いにくかった。これは、複数鍵の同時押鍵数に応じて入力信号レベルが増大してクリップレベルを超えるからである。
また、選択された音色によって音源の出力レベルが異なる。そのため、音色を変更する都度、非線形歪付加装置のクリップレベルを再調整する必要があるために不便であった。
さらにまた、従来の非線形歪付加装置では、クリップレベルを超えると急に歪みが発生するので、楽音信号にソフトな非線形歪みを与えることがむずかしかった。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたもので、楽音信号または音声信号を入力し、第１の傾きを有する直線から曲線状に変化して第２の傾きを有する直線になるという、ソフトな非線形歪成分を含む出力信号を容易に得ることができ、かつ、直線から曲線状に変化するしきい値および曲線状から直線に変化するしきい値の少なくとも一方を入力信号レベルに応じて制御することにより、この入出力特性を入力信号レベルに応じて自由に制御できる非線形歪付加装置を提供することを目的とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明においては、非線形歪付加装置において、入力信号として楽音信号または音声信号を入力し、該入力信号の正および負の少なくとも一方の振幅に関し、該振幅の絶対値が第１のしきい値を超えていないときには、入出力特性が第１の傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が第２のしきい値を超えているときには、前記入出力特性が前記第１の傾きとは異なる第２の傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が前記第１のしきい値を超え前記第２のしきい値を超えていないときには、前記入出力特性が、前記第１の傾きを有する直線から連続し、前記第１の傾きから前記第２の傾きに曲線状に変化して、前記第２の傾きを有する直線に連続する非線形部と、前記入力信号の入力信号レベルを検出する入力信号レベル検出部と、前記入力信号レベルに応じた制御信号により前記第１，第２のしきい値の少なくとも一方のしきい値を制御するしきい値制御手段、を有し、前記非線形部から前記楽音信号または音声信号に非線形歪成分を加えた出力信号を得るものである。
したがって、楽音信号または音声信号を入力し、入出力特性の傾きを、振幅の絶対値が第１のしきい値を超えていないときには、第１の傾きを有する直線とし、第２のしきい値を超えていると第１の傾きとは異なる第２の傾きの直線とし、第１，第２のしきい値の間の遷移領域で、第１の傾きから第２の傾きまで曲線状に変化させているので、容易に非線形特性を実現することができる。かつ、入出力特性およびその傾きが連続的に変化しているため、入力信号にソフトな非線形歪を与えて出力信号を出力することができる。
【０００８】
請求項２に記載の発明においては、非線形歪付加装置において、入力信号として楽音信号または音声信号を入力し、該入力信号の正および負の少なくとも一方の振幅に関し、該振幅の絶対値が第１のしきい値を超えていないときには、入出力特性がゼロの傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が第２のしきい値を超えているときには、前記入出力特性がゼロでない傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が前記第１のしきい値を超え前記第２のしきい値を超えていないときには、前記入出力特性が、前記ゼロの傾きを有する直線から連続し、前記ゼロの傾きから前記ゼロでない傾きに曲線状に変化して、前記ゼロでない傾きを有する直線に連続する非線形歪生成部と、前記非線形歪生成部への入力信号から前記非線形歪生成部の出力信号を減算した信号を出力する合成手段と、前記入力信号の入力信号レベルを検出する入力信号レベル検出部と、前記入力信号レベルに応じた制御信号により前記第１，第２のしきい値の少なくとも一方のしきい値を制御するしきい値制御手段、を有し、前記合成手段から前記楽音信号または音声信号に非線形歪成分を加えた出力信号を得るものである。
したがって、入力信号成分と非線型歪成分とに分けて処理している。その結果、所望の非線形歪成分を生成しやすく、かつ、その特性を制御しやすい。
【０００９】
請求項３に記載の発明においては、非線形歪付加装置において、入力信号として楽音信号または音声信号を入力し、該入力信号の正および負の少なくとも一方の振幅に関し、該振幅の絶対値が第１のしきい値を超えていないときには、入出力特性がゼロの傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が第２のしきい値を超えているときには、前記入出力特性がゼロでない傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が前記第１のしきい値を超え前記第２のしきい値を超えていないときには、前記入出力特性が、前記ゼロの傾きを有する直線から連続し、前記ゼロの傾きから前記ゼロでない傾きに曲線状に変化して、前記ゼロでない傾きを有する直線に連続する非線形歪生成部と、前記非線形歪生成部の出力を入力するフィルタ手段と、前記非線形歪生成部への入力信号から前記フィルタ手段の出力信号を減算した信号を出力する合成手段と、前記入力信号の入力信号レベルを検出する入力信号レベル検出部と、前記入力信号レベルに応じた制御信号により前記第１，第２のしきい値の少なくとも一方のしきい値を制御するしきい値制御手段、を有し、前記合成手段から前記楽音信号または音声信号に非線形歪成分を加えた出力信号を得るものである。
したがって、フィルタ特性に応じた非線形歪成分を含む出力信号を得ることができる。
例えば、楽音信号を入力信号とし、かつ、フィルタ特性として低域通過特性を有するものとした場合には、楽音信号の高次倍音成分などの高い周波数成分が抑制されたソフトな非線形歪成分を加えることができる。
非線形歪生成部としては、例えば、入力信号振幅が第１のしきい値を超えるまではゼロで、第１のしきい値を超えると非ゼロの値をとる関数値を出力するものを用いることができる。例えば、入力信号振幅と第１のしきい値との差のｎ乗（ｎ＝２以上の整数）に比例し、入力信号振幅が第２のしきい値を超えると、超えたときの関数値に、入力信号振幅と第２のしきい値との差を加えた関数を用いることができる。
上述した各請求項に記載の非線形歪付加装置は、前記入力信号の入力信号レベルを検出する入力信号レベル検出部を有し、前記しきい値制御手段は、前記入力信号レベルに応じた制御信号により前記第１，第２のしきい値の少なくとも一方のしきい値を制御するものである。
したがって、入力信号レベルに応じて非線形特性を制御することができる。
例えば、入力信号レベルが小さいほど、少なくとも一方のしきい値を小さくすることにより、入力信号レベルに応じた大きさの非直線歪成分を入力信号に加えて出力信号とすることができる。
しきい値を制御するには、複数の態様がある。第１，第２のしきい値の一方を制御して、他方を固定値に設定しておくことができる。第１，第２のしきい値の差を所定値に保った状態で、入力信号レベルに応じた制御信号で第１，第２のしきい値を同時に制御することができる。あるいは、入力信号レベルに応じた制御信号で第１，第２のしきい値の中間の遷移領域の位置を制御することができる。この場合、第１，第２のしきい値の差は、入力信号レベルとは独立して任意の値に設定することができる。
なお、入力信号レベルに応じた制御信号は、入力信号レベルとは独立して設定されるオフセット値を含むものでもよい。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の非線形歪付加装置の第１の実施の形態の機能ブロック図である。図中、１は非線形部、２は入力信号レベル検出部、３は非線形歪生成部、４は合成部である。
入力信号は、アナログ信号が図示しないサンプリング信号によってサンプリングされ、図示しないＡ／Ｄ変換器によりデジタル化されたものとして非線形部１および入力レベル検出部２に入力される。
非線形部１は、非線形特性を与えるものであって、入力信号振幅によって入出力特性の傾きが変化することによって非線形特性を与える。図示の例では、非線形部１は、非線形歪生成部３および合成部４からなる。非線形歪生成部３自体も非線形特性を有するものであって、非線形歪成分を生成する。合成部４は、入力信号とこの非線形歪成分とを所定比率で合成して非線形歪成分を有する信号を出力する。この出力信号は、図示しないＤ／Ａ変換器によりアナログ信号に変換される。
【００１１】
入力信号レベル検出部２では、入力信号レベルを検出し、この入力信号レベルに応じた特性制御信号を非線形部１の非線形歪生成部３に出力することにより、入力信号レベルに応じて非線形部１の非線形特性を制御する。
入力信号レベルは、入力信号の瞬時振幅ではなく、入力信号波形の全体的な大きさを表すデータを用いる。例えば、入力信号のエンベロープレベル、入力信号を全波整流して平滑した平均値、入力信号を２乗平均して得る実効値などを用いる。
【００１２】
特性制御信号は、例えば、非線形歪生成部３において、非線形歪を発生し始める入力信号振幅のしきい値などを制御する。
非線形歪は、通常、入力信号の正および負の振幅に対して対称的に発生させるのであるが、少なくとも一方の極性の振幅に関してのみ、振幅の絶対値が所定のしきい値を超えると出力信号が歪むような非線形特性にしてもよいし、また、極性によって異なるしきい値を設定して、正負の振幅に対して非対称な非線形歪を生成してもよい。
【００１３】
非線形特性の制御は、従来の問題点を解決するために、典型的には、入力信号レベルが小さくなるほど、非線形歪を生成する範囲が入力信号振幅の小さい方向に拡がるようにすることにより、入力信号レベルに応じた大きさの非線形歪が入力信号に加えられる。その結果、入力信号レベルの大きさにかかわらず、出力信号において、これに含まれる非線形歪の割合が同じになる方向に制御される。
一方、音色を変化させる点に着目する場合には、逆方向に制御してもよい。すなわち、入力信号レベルが大きくなるほど、非線形歪が発生する範囲が入力信号振幅の小さい方向に拡がるようにしてもよい。
【００１４】
図示の例では、非線形部３と合成部４とで非線形部１を構成している。しかし、合成部４を用いることなく、非線形部１を直接的に構成することも可能である。例えば、非線形部１の非線形特性が従来通りのクリップ特性である場合、入力信号振幅に比例した出力信号が得られる線形領域と、出力信号が一定となる非線形の領域とに分割し、各領域でのみ動作する回路を設け、両回路の出力を最後に加算して構成することができる。
しかし、図示のように、入力信号成分と非線型歪成分とを分けて処理する方が、所望の非線形歪成分を生成しやすく、かつ、その特性を制御しやすい。
この装置は具体的には、プログラム制御されるＤＳＰ(Digital Signal Processor）等のデジタル回路で構成される。
【００１５】
図２は、本発明の非線形歪付加装置の第２の実施の形態の機能ブロック図である。
図１に示した非線形部１として、入力信号振幅の絶対値が、あるしきい値（THLVL）を超えていないときには、入出力特性が第１の傾き（＋1）を有する直線となり、しきい値（THLVL）を超えているときには、入出力特性が第１の傾きとは異なる第２の傾き（1−CL）を有する直線となるものを用いている。一方、図１に示した入力信号レベル検出部２として、エンベロープフォロワ１５を用いている。この入力信号レベルに応じてしきい値を制御することにより、非線形部１の非線形特性を制御している。
【００１６】
図中、１１，１２，１４，１７，２０は加算器である。ここで、減算入力については、「−」の符号を付して図示している。また、加算器１１，２０に付した符号「ov」は、「オーバフロープロテクト」を意味し、出力が演算限界の最大値または最小値を超えているときには最大値または最小値（図示の例では、±1）を出力する。１３は係数乗算器であって、係数値として「−1」を乗算することにより、反転増幅器の機能を有する。１６は全波整流部であって、入力信号をその絶対値に変換する。すなわち、正入力をそのまま出力し負入力を正出力に変換する。
【００１７】
１８，２４，２６は半波整流部であって、入力信号の正側のみを選択的に出力する。すなわち、正入力はそのまま出力し負入力は零値を出力する。１９は係数乗算器であって、係数ar（アタックレート）を乗算する。２１は係数乗算器であって、係数rr（リリースレート）を乗算する。２２は遅延器であって、入力を１サンプル時間遅延させて出力する。係数乗算器１９、加算器２０、遅延器２２、係数乗算器２１は、平滑回路（低域通過フィルタ）を構成する。２３は係数乗算器であって、係数thを乗算する。この出力は、入出力特性の傾きが変化して出力信号が歪み始めるしきい値（THLVL）となる。２５，２７は係数乗算器であって、いずれも係数CLを乗算する。
【００１８】
入力信号は、加算器１１，１２，係数乗算器１３、および、エンベロープフォロワ１５に入力される。
まず、エンベロープフォロワ１５について説明する。エンベロープフォロワ１５の全波整流部１６は、入力信号振幅の絶対値を出力し、加算器１７において、係数乗算器２１の出力が減算される。加算器１７および後続する半波整流部１８は、入力信号の振幅値が係数乗算器２１の出力を超えるときに、両者の差を係数乗算器１９に出力する。
【００１９】
係数乗算器１９の乗算係数ar（アタックレート）は、エンベロープフォロワ１５のアタック追従レートを決める。ar（アタックレート）は０＜ar≦１であり、値が大きくなるほどエンベロープレベルの立ち上がりが急峻になる。加算器２０において、係数乗算器１９の出力が係数乗算器２１の出力と加算され、遅延器２２に出力される。遅延器２２の出力は、係数乗算器２１，２３に出力される。
係数乗算器２１の乗算係数rr（リリースレート）は、エンベロープフォロワ１５の減衰レートを決める。rr（リリースレート）は０≦rr＜１であり、値が大きくなるほど減衰時間が長くなる。係数乗算器２３の係数thは、エンベロープフォロワ１５が検出した入力信号レベルに応じたしきい値（THLVL）を決定するための比率（０≦th）である。
【００２０】
一方、入力信号は、加算器１２において、しきい値（THLVL）を減算され、後続する半波整流部２４によって、入力信号がしきい値（THLVL）よりも大きくなったときにのみ、その差が係数乗算器２５に出力される。加算器１２と半波整流部２４が、入力信号振幅が正側の非線形歪生成部に相当する。
係数乗算器２５は差分値に乗算係数CLを乗算し非線形歪成分として加算器１１に出力する。加算器１１において、正の振幅値をとっている入力信号から、係数乗算器２５の出力が減算される。係数乗算器２５と加算器１１とが、入力信号振幅が正側の合成部に相当する。
【００２１】
乗算係数CLは、入力信号に対する非線形歪成分の合成割合を決定する係数である。非線形特性の観点から見れば、しきい値（THLVL）よりも絶対値の大きな非線形直線領域の入出力特性の傾きを決める係数である。すなわち、
CL＝1のとき、入力信号振幅のしきい値（THLVL）を超えている部分が、そのまま歪み成分となって入力信号振幅から減算される。入力信号振幅は完全にクリップされる。
0＜CL＜1のとき、減算される非線形歪成分は、しきい値（THLVL）を超えている入力信号振幅よりも小さいために、完全なクリップとはならない。
CL＜0のとき、しきい値（THLVL）を超えた非線形歪成分が加算されることになるので、逆に入出力特性の直線の傾きが大きくなる。
1＜CLのとき、入力信号振幅がしきい値（THLVL）を超えると、入力信号振幅の増加分よりも非線形歪成分が大きくなり、入出力特性の直線の傾きが負となって出力信号レベルが減少する。
【００２２】
上述した説明では、入力信号振幅が正の部分について説明したが、負の部分でも同様である。入力信号振幅が負のとき係数乗算器１３によって入力信号が正に反転される。したがって、後続する加算器１４，半波整流部２６，係数乗算器２７によって同様にして非線形歪成分を出力する。加算器１１においては、負の入力信号に係数乗算器２７の正出力を加算することにより、入力信号と非線形歪成分を合成する。
なお、半波整流部２４の出力から半波整流部２６の出力を、図示しない加算器で減算することにより非線形歪成分を１つに合成した上で、１つの係数乗算器２５に通し、係数乗算器２５の出力を加算器１１において、入力信号から減算するようにしてもよい。
【００２３】
このように、しきい値（THLVL）を入力信号レベルに応じて制御するとともに、このしきい値（THLVL）を超えた部分の非線形歪成分を制御することができるので、入出力特性の傾きを自由に制御することができる。すなわち、CL＝0で、スロープ＝1（歪なし）、CL＝1でスロープ＝0（クリップ歪）となる。CL＜0では、スロープ＞1（正の歪み）となる。ただし、出力信号振幅が１を超えると、加算器１１の演算の制約上、第２のクリップが発生する。また、CL＞1では、スロープ＜0となり、増幅器がへたったような効果を得ることができる。
【００２４】
上述した説明では、入力信号振幅の正負極性に対し、対称的な非線形特性を与えた。非線形特性を非対称にするには、一方のしきい値を入力信号よりも十分大きくすることを含めて、加算器１２，１４に入力するしきい値を異ならせたり、一方のみを入力信号レベルで制御するなど、異なる制御をすればよい。
また、上述したエンベロープフォロワ１５において、ar（アタックレート），rr（リリースレート）の値を変えることによって、入力信号振幅のピークを結ぶエンベロープレベルから全波整流波形の平均値まで入力信号レベルの特性を連続的に変えることができる。エンベロープフォロワ１５に限らず、既に説明したように、入力信号の実効値を検出する回路を用いるなど、入力信号レベルを検出できるものであればよい。
【００２５】
図３〜図６は、図２に示した非線形歪付加装置において、乗算係数CLの値を種々異ならせたときの、シミュレーション結果を示す説明図である。いずれも、入力信号は、その周波数が880Hz（周期1.13ms）であり、その第１〜第７周期まではピーク振幅が１の正弦波であり、第８周期からは減衰させている。係数乗算器２３の乗算係数th＝1，アタックレートar＝0.05，リリースレートrr＝0.98としている。
図３は、乗算係数CL＝1としたときの具体例である。
図３（ａ）は入力信号（横軸）に対する出力信号（縦軸）を示す入出力特性図である。既に説明したように、しきい値（THLVL）は、入力信号レベルによって制御される。ただし、図３（ａ）では、しきい値（THLVL）を、0.1，0.3，0.5としたきの入出力特性を示している。
図３（ｂ）は、入力信号および出力信号を示す波形図である。
図３（ｃ）は、エンベロープフォロワ１５の出力を示す波形図である。アタックレートar＝0.05、リリースレートrr＝0.98では、入力信号振幅の絶対値のピーク間をつなぐエンベロープレベルというよりも、全波整流波形を平滑した平均値に近い特性となっている。乗算係数th＝1としたので、しきい値（THLVL）は、このエンベロープフォロワ１５の出力値に等しい。
【００２６】
図３（ａ）に示すように、入力信号振幅が正負のしきい値（THLVL，−THLVL）を正側または負側に超えると、直線の傾き（増幅率）がゼロとなって、出力信号がクリップされて平坦になる。
図３（ｃ）に示すように、この具体例ではエンベロープフォロワの出力が０．５付近にあり、かつ、出力が細かく変動しているために、図３（ｂ）に示すように、出力信号は、入力信号のピーク値の５０％付近でクリップし、クリップレベルも細かく変動している。
入力信号の減衰波形部を見ると、出力信号レベルが下がりつつも、出力信号波形は、前半の定常波形部のものに近い歪波形になっている。したがって、入力信号レベルに応じて非線形特性が制御されていることがわかる。
【００２７】
図４は、乗算係数CL＝0.7としたときの具体例である。
図４（ａ）は入出力特性図であり、図４（ｂ）は、入力信号波形および出力信号波形を示す波形図である。なお、エンベロープフォロワ１５の出力については、図３（ｃ）と同じである。
図４（ａ）に示すように、入力信号振幅が正負のしきい値（THLVL，−THLVL）を正側または負側に超えても、直線の傾き（増幅率）がわずかに低下するだけである。したがって、図４（ｂ）に示すように、出力信号波形が歪み始めるしきい値は、図３（ｂ）ほどには目立たない。
【００２８】
図５は、乗算係数CL＝−1としたときの具体例である。
図５（ａ）は入出力特性図であり、図５（ｂ）は、入力信号波形および出力信号波形を示す波形図である。エンベロープフォロワ１５の出力については図３（ｃ）と同じである。
図５（ａ）に示すように、入力信号が正負のしきい値（THLVL，−THLVL）を正側または負側に超えると、直線の傾き（増幅率）が増加する。ただし、図２の加算器１１は出力が演算限界の±１を超えると飽和するため、出力信号は±１を超えない。図５（ｂ）に示すように、入力信号の定常波形部分では、正負のしきい値（THLVL，−THLVL）を正側または負側に超えているので、出力信号の傾斜が急峻になるとともに、±1でクリップする。
【００２９】
図６は、乗算係数CL＝2としたときの具体例である。
図６（ａ）は入出力特性図であり、図６（ｂ）は、入力信号波形および出力信号波形を示す波形図である。エンベロープフォロワ１５の出力については、図３（ｃ）と同じである。
図６（ａ）に示すように、入力信号が正負のしきい値（THLVL，−THLVL）を正側または負側に超えると、直線の傾き（増幅率）が負（−1）となる。その結果、図６（ｂ）に示すように、入力信号が正負のしきい値（THLVL，−THLVL）を正側または負側に超えると、出力信号波形は逆に窪むことになる。
【００３０】
上述した各具体例からわかるように、入力信号レベルに応じて、非線形歪を与え始めるしきい値（THLVL）を可変制御できる。同時に、乗算係数CLを設定変更するだけで異なる非線形特性に設定して、異なる音色を与える非線形歪を入力信号に加えることが可能である。さらに、この乗算係数CLの値が時間的に変化するように制御することにより、多様な非線形歪を入力信号に加えることができる。
【００３１】
図７は、本発明の第３の実施の形態の機能ブロック図である。図中、図２と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。
３１はオーバフロープロテクト付き加算器、３２は半波整流部である。この実施の形態は、エンベロープフォロワ１５が検出した信号に係数thを乗算する係数乗算器２３の出力に、オフセットOFSを加算してしきい値（THLVL）とすることにより、オフセット値を含んだものを入力信号レベルに応じた特性制御信号としたものである。
【００３２】
その結果、オフセットOFSを正としたとき、少なくともオフセットOFS以上の入力レベルがないと非線形歪が与えられないようにすることができる。すなわち、しきい値（THLVL，−THLVL）の絶対値がオフセットOFS分だけ上昇，下降するため、歪み始める入力信号振幅の絶対値が上昇，下降する。例えば、入力信号レベルがゼロに近いときでも、オフセットOFSレベル以下の入力信号が歪まないようにすることができる。
【００３３】
また、エンベロープフォロワ１５は、平滑フィルタを含んでいるので、入力信号レベルの変化に追従するのが遅れる。したがって、追従するまでの過渡的期間であって、エンベロープレベルがまだ小さいときに、入力信号の小さいレベルに対して非線形歪を与えてしまうことを防止できる。
また、入力信号の減衰部分においては、エンベロープレベルが遅れて減衰することになる。このような期間において、オフセットOFSを負にすれば、減衰部分の入力レベルの小さい信号に対しても非線形歪を与えることができる。
なお、オフセットOFSが正であれば、加算器３１の出力は必ず正となり、半波整流部３２は不要である。しかし、オフセットOFSの値を負にも設定できるときには、加算器３１の出力が負になるおそれがあるので、半波整流部３２を介在させている。
【００３４】
図８は、本発明の第４の実施の形態の機能ブロック図である。
この実施の形態は、入出力特性の傾き（増幅率）が変化する遷移領域の入出力特性を曲線状にすることにより、ソフトな非線形歪成分を含む出力信号が得られる。また、入力信号レベルに応じて、入出力特性の傾きが変化する少なくとも１つのしきい値を制御することにより、入力信号レベルに応じて非線形特性を制御している。
図示の例では、入力信号の正および負の振幅に関し、振幅の絶対値がしきい値（THLVL）を超えていないときには、入出力特性が傾き（＋1）を有する直線となり、振幅の絶対値がしきい値（THLVL＋OB）を超えているときには、入出力特性が傾き（＋1）とは異なる傾き（1−CL）の直線となり、振幅の絶対値がしきい値（THLVL）を超えしきい値（THLVL＋OB）を超えていないときには、入出力特性が連続するとともに、傾き（＋1）から傾き（1−CL）に曲線状に変化する非線形特性を有する。入出力特性が曲線となる遷移領域の傾きは、２乗特性を有しているため、入力信号振幅が大きくなるほど、傾きの変化率が大きくなる。
【００３５】
図中、図２と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。
４１，４８は係数乗算器であって、その乗算係数はCWであり、それぞれ、半波整流部２４，２６の出力を入力する。４２，４９はオーバフロープロテクト付きの係数乗算器であって、係数乗算器４１，４８の出力を入力し、その乗算係数はSであり、シフトレジスタのシフト量に応じた2nの値をとる乗算係数である。例えば、乗算係数CW×S＝100のとき、S＝256（8ビットシフト）としたときには、CW＝100／256とする。係数乗算器４１，４２、係数乗算器４８，４９は、乗算係数CW×Sの係数乗算器として機能する。乗算係数CW×Sは、遷移領域の曲線形状の大きさを決める。
【００３６】
４３，５０は２乗演算器であって、それぞれ、係数乗算器４２，４９の出力を入力し、入力を２乗した値を出力する。２乗特性は、乗算係数も入力信号振幅とすることにより実現される。２乗特性を記憶したルックアップテーブルを入力値で参照して２乗特性の出力を得ることにより実現してもよい。
４４，５１は係数乗算器であり、その乗算係数はCAであって、それぞれ、２乗演算器４３，５０の出力を入力し、加算器４７，５４に出力する。４５，５２は加算器であって、それぞれ、半波整流部２４，２６の出力を入力し、入力からオフセットCBを減算した値を半波整流部４６，５３に出力する。このオフセットCBは、入出力特性の傾きが変化する遷移領域の幅を決める。
４６，５３は半波整流部であって、それぞれ、加算器４７，５４に出力される。４７，５４はオーバフロープロテクト付きの加算器であり、非線形歪成分を係数乗算器２５，２７に出力する。
【００３７】
係数乗算器４１，４２、２乗演算器４３、係数乗算器４４、および、係数乗算器４８，４９、２乗演算器５０、係数乗算器５１は、それぞれ、しきい値（THLVL），−THLVLから、所定の範囲CB，−CBまで、入力信号振幅の絶対値の増加に応じて２乗特性の非線形歪成分を生成する。このCB，−CBの範囲を超えると、係数乗算器４２，４９がオーバフローとなる。係数乗算器４４，５１の乗算係数CAは、直線部分に加える曲線部分の割合を決める。
一方、加算器４５、半波整流部４６、および、加算器５２、半波整流部５３は、入力信号がCB，−CBの範囲を超えると、入力信号振幅の絶対値の増加に応じて、図２に示した第１の実施の形態と同様に、直線状に増加する非線形歪成分を生成する。
入力信号は、加算器１１において非線形歪成分と合成される。合成割合は、係数乗算器２５，２７の乗算係数CLによって決まる。
【００３８】
図９は、図８に示した実施の形態の動作を、CL＝1の場合をもって説明するための線図である。
図９（ａ）を参照し、入力信号振幅が正であるときについて説明する。図中、６１は入力信号に比例した傾きが＋1の出力信号、６２は２乗演算器４３の出力信号であって、入力信号振幅がしきい値（THLVL）＝0.3になると立ち上がる。このときの出力信号６３の傾きは、２乗特性であるからゼロである。したがって、出力信号６５は、しきい値（THLVL）＝0.3において傾きが連続する。
６３は係数乗算器４４の出力信号、６４は半波整流部４６の出力であって、入力信号振幅がしきい値（THLVL＋CB）＝0.5になると傾き（＋1）で立ち上がる。６５は加算器１１の出力信号である。
【００３９】
図示の例では、遷移領域の幅を決定するオフセットCB＝0.5に対し、CW・S＝1／CBの関係をもたせることにより、入力信号レベルが遷移領域の境界である、しきい値（THLVL＋CB）＝0.8のときに、出力信号６２が最大値（＋1）となり、これ以上、入力信号振幅が増加するとオーバフロープロテクトがかかって（＋1）を維持するようにしている。
係数乗算器４４の出力信号６３は、出力信号６２にCAを乗算したものであるから、入力信号レベルがしきい値（THLVL＋CB）＝0.8を超えるときに、一定値CA＝CB／2＝0.25となる。
【００４０】
図示の例では、CW・S＝1／CB、CA＝CB／2とすることにより、入力信号レベルが遷移領域の境界である、しきい値（THLVL＋CB）＝0.8にあるときに、出力信号６３の曲線側の傾きが＋1となるとともに、このしきい値を超えると、傾きがゼロになる。加算器４７の出力は、出力信号６３に出力信号６４を加算したものであるから、入出力特性は、上述したしきい値（THLVL＋CB）＝0.8において連続するとともに、その傾き（増幅率）も連続する。
【００４１】
図示の例は、乗算係数CL＝1として完全にクリップさせた場合の例を示している。したがって、入力信号６１は、加算器１１において、加算器４７の出力（出力信号６３＋出力信号６４）が減算されて、出力信号６５となる。
その結果、出力信号６５は、入力信号レベルがしきい値（THLVL）＝0.3を超えるまでは、非線形歪成分が含まれない。
しきい値（THLVL）＝0.3を超えてしきい値（THLVL＋CB）＝0.8までの遷移領域においては、傾きが連続的に変化する２乗特性の非線形歪成分が含まれる。
しきい値（THLVL＋CB）＝0.8を超えると、さらに、このしきい値を超える入力信号６１の増加分（出力信号６４）に等しい非線形歪が加わるから、出力信号６５は、曲線状の遷移領域から傾きゼロの直線に切り替わる。このときの出力信号レベルは（THLVL＋CB／2）＝0.55となる。
入力信号振幅が小さいときの傾き（＋1）の直線と、傾きゼロの直線とが交差する点は、遷移領域の中心点、すなわち、入力信号がTHLVL＋CB／2＝0.55のときである。
【００４２】
なお、入力信号振幅が正のときに、係数乗算器２７の出力は、半波整流部２６があるためにゼロとなるから、影響を及ぼさない。
上述した説明は、入力信号が正の範囲での説明であったが、負の範囲であっても同様である。代わりに、半波整流部２６から係数乗算器２７までが動作する。したがって、図８に示した実施の形態の装置の入出力特性は、図９（ｂ）に示した通りのものとなる。
【００４３】
図１０は、図８に示した実施の形態において、オフセットCBを一定（CB＝0.4）に保った状態で、しきい値（THLVL）を0.1，0.3，0.5と変化させた場合の入出力特性を示す線図である。
図９（ａ）を参照して説明したように、遷移領域の中心は、（THLVL＋CB／2）であるから、しきい値（THLVL）を増加させると、遷移領域の中心の絶対値も同じだけ増加して0.3，0.5，0.7となる。
【００４４】
図１１は、図８に示した実施の形態において、遷移領域の幅を与えるオフセットCBを変化させる際に、遷移領域の中心（THLVL＋CB／2）を一定に保つように、しきい値（THLVL）を連動して変化させた場合の入出力特性を示す線図である。
図１０と同様にCL＝1とし、オフセットCBを0.0，0.4，0.8と大きくするときに、しきい値（THLVL）を0.5，0.3，0.1と連動して変化させたものである。
【００４５】
図８に示した実施の形態では、入力信号レベルに比例してしきい値（THLVL）を制御したが、オフセットCBの値とは独立して、入力信号レベルに比例して遷移領域の中心（THLVL＋CB／2）を移動させたいときには、入力信号レベルとオフセットCBとに応じて、しきい値（THLVL）を制御するように、図８の構成を設計変更する。具体的には、図７に示した第２の実施の形態と同様に、オフセットOFSを入力信号レベルに加えるようにし、このオフセットOFSの値を−CB／2とすればよい。
【００４６】
図１２は、図８に示した実施の形態において、しきい値（THLVL）＝0.3，CL＝1を固定して、CBの値を変化させた場合の入出力特性を示す線図である。
オフセットCBを、0.0，0.2，0.5，0.8と大きくして行くと、遷移領域の幅が、しきい値（THLVL）を基点に入力信号振幅が大きくなる方向に拡がる結果、遷移領域の中心（THLVL＋CB／2）およびしきい値（THLVL＋CB）も入力信号振幅が大きくなる方向に拡がり、クリップレベルは高くなる。
したがって、しきい値（THLVL）を固定して、入力信号レベルに比例して、オフセットCBを制御してもよい。この場合でも、入力信号レベルが小さいときにオフセットCBを小さく、入力信号レベルが大きいときにオフセットCBを大きくすれば、非線形歪成分の割合が入力信号レベルにかかわらず同じになる方向に制御することができる。
入力信号振幅がしきい値（THLVL）を超えなければ非線形歪が生成されないので、しきい値（THLVL）を小さく設定したり、ゼロに設定する。ただし、ゼロに設定すると線形領域はなくなる。
【００４７】
図１３は、図８に示した実施の形態において、図５と同様にCL＝−1として遷移領域を設けた場合の入出力特性を示す線図である。
線形領域の直線と非線形直線領域の傾き（CL−1）＝＋2の直線との交点の入力信号振幅は、THLVL＋CB／2＝0.5となる。
【００４８】
図１４は、図８に示した実施の形態において、図６と同様にCL＝2として遷移領域を設けた場合の入出力特性を示す線図である。遷移領域のピークは、入力信号振幅がTHLVL＋CB／2となるときであり、かつ、このときの入力信号振幅は、線形領域の直線と非線形直線領域の傾き（−1）の直線との交点の入力信号振幅と一致する。
【００４９】
図１５は、図８に示した実施の形態において、図９，図１０と同様にCL＝1であるが、CA＝CBとした場合の入出力特性を示す線図である。
図９（ａ）を参照して説明したように、図８において、CW・S＝１／CBとするとともに、CA＝CB／2としたのは、遷移領域の境界であるしきい値（THLVL＋CB）において、入出力特性の傾き（増幅率）が連続するようにするためであった。したがって、CA＝CBとすると、遷移領域の傾きが傾きゼロの非線形直線領域の傾きよりもさらに減少する。その結果、CL＝1として平坦なクリップ特性を有する場合でも、遷移領域にピークを作ることができ、入出力特性全体としてはオーバシュートを有する特性となる。
【００５０】
上述した説明では、２乗（ｘ2）演算器４３，５０によって遷移領域の曲線カーブを形成したが、３乗（ｘ3）以上の演算器など、直線でない関数値を出力するものであればよい。その場合でも、入力信号振幅が、遷移領域の第１の境界である、しきい値（THLVL）にあるときに出力および傾きがゼロであり、遷移領域の第２の境界であるしきい値（THLVL＋CB）にあるときに出力が最大値１となるようにCW・Sを決める。かつ、係数乗算器４４，５１の出力の傾きが１になるように係数CAを設定する。このような条件を満足すれば、入出力特性が連続して変化するとともに、その傾きも連続したものとなる。
図１３〜図１５において、入力信号レベルに応じて非線形特性を制御するには、入力信号レベルに応じてしきい値を制御すればよい。具体的には、図９〜図１２を参照して説明したように、入力信号レベルに比例して、しきい値（THLVL）、遷移領域の中心（THLVL＋CB／2）、あるいは、しきい値（THLVL＋CB）を制御すればよい。
【００５１】
上述した説明では、遷移領域を超えると傾きが一定の非線形直線領域となったが、この非線形直線領域をなくしてもよい。また、しきい値（THLVL＋CB）に到達するまでに入力信号振幅が演算限界になれば、実質的に上述した非線形直線領域はなくなる。
【００５２】
図１６は、本発明の第５の実施の形態の機能ブロック図である。
この実施の形態は、図２に示した実施の形態を前提構成として、ソフトな非線形歪成分が出力信号に含まれるように、生成された非線形歪成分の高域成分を低域通過フイルタで取り除いた上で入力信号と合成するものである。
図中、図２と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。７１，７４はオーバフロープロテクト付きの加算器、７２は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、７３，７６は乗算係数がLPCの係数乗算器、７５は遅延器、７７は加算器である。
【００５３】
半波整流部２４，２６の出力は、加算器７１に入力される。加算器７１においては、入力信号振幅の正側において出力される半波整流部２４の出力に対し、入力信号振幅の負側において出力される半波整流部２６の出力を減算する。したがって、加算器７１において、入力信号の正側，負側に加える非線形歪成分の極性を逆にしている。
加算器７１の出力は、１つの低域通過フィルタ７２に入力される。低域通過フィルタ７２内において、まず、係数乗算器７３において係数LPCが乗算されて加算器７４に出力され、加算器７７の出力と加算される。加算器７４の出力は、遅延器７５に出力される。遅延器７５の出力は、加算器７７に出力されるとともに、係数乗算器７６に出力される。加算器７７においては、遅延器７５の出力から係数乗算器７６の出力を減算して加算器７４に出力される。
【００５４】
非線形歪成分は、低域通過フィルタ７２を通過することにより、高次の倍音成分など、周波数の高い成分が除去されることになる。その結果、なめらかな非線形歪信号となって、係数乗算器２５に出力される。
係数乗算器２５の係数CLによって、入力信号振幅がしきい値（THLVL）の非線形直線領域の入出力特性を変えることができるのは、図２〜図６を参照して説明した通りである。加算器１１において、入力信号から係数乗算器２５の歪成分が減算合成されることにより、なめらかな非線形歪成分を含んだ出力信号が出力される。
なお、係数乗算器７３，７６の乗算係数LPCの設定値を変更制御することによって、カットオフ周波数が制御される。また、乗算係数LPCが1のときに、入力信号は加算器７４において何も加算されず、そのまま低域通過フィルタ７２から出力される。すなわち、低域通過フィルタ７２はスルーとなる。
【００５５】
上述した低域通過フィルタ７２の具体構成は一例であって、他の構成を採用してもよい。また、低域通過フィルタ７２に代えて、高域成分を通過させるフィルタ、あるいは、特定の周波数帯域の成分を通過させるフィルタを用いてもよい。この場合は、フィルタ特性に応じた音色の非線形歪成分を含む出力信号を得ることができる。
図示の例では、入力信号振幅の正側，負側の非線形成分を、ともに、低域通過フィルタ７２に通したが、正側、負側の非線形成分（半波整流部２４，２６の各出力）を異なる特性のフィルタに通して、各フィルタの出力を加算器１１において入力信号と合成してもよい。
【００５６】
図１６の例は、非線形歪成分を生成する回路として図２に示した実施の形態を用いたものであった。しかし、非線形歪成分を生成する回路としては、他の構成を用いてもよい。
図８に示した遷移領域を有する非線形歪生成部を用いる場合には、例えば、加算器４７と係数乗算器２５との間、加算器５４と係数乗算器２７との間に低域通過フィルタなどのフィルタを挿入すればよい。１つのフィルタで済ませる場合には、図１６に示した加算器７１と同様な加算器を用いて正負側の非線形歪成分を合成してから１つのフィルタに通せばよい。
また、係数乗算器４４から出力される非線形歪成分と半波整流部４６から出力される非線形歪成分とを異なる特性のフィルタに通して加算器４７で加算してもよい。係数乗算器５１から出力される非線形歪成分と半波整流部５３から出力される非線形歪成分についても同様である。
【００５７】
上述した説明では、入力信号レベルに応じて非線形部の非線形特性を制御したが、操作子等による入力によって非線形特性を制御することもできる。
上述した説明では、楽音信号に非線形歪を加える効果付与装置に適用する場合について説明したが、カラオケなどにおいて、音声信号に同様な非線形歪を加える効果付与装置にも本発明を適用することができる。
【００５８】
【発明の効果】
本発明は、上述した説明から明らかなように、非線形特性を自由に制御することができるという効果がある。
楽音信号や音声信号等の入力信号に入力信号レベルに応じた非線形特性を得ることができるという効果がある。例えば、入力信号レベルにかかわらず、非線形歪成分の出力信号中の割合がほぼ一定する方向に制御することが可能となる。
また、特有の音色を与える非線形歪を含む出力信号を得ることができるという効果がある。例えば、ソフトな非線形歪成分を加えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の非線形歪付加装置の第１の実施の形態の機能ブロック図である。
【図２】 本発明の非線形歪付加装置の第２の実施の形態の機能ブロック図である。
【図３】 図２に示した非線形歪付加装置において、CL＝1としたときの、シミュレーション結果を示す説明図である。
【図４】 図２に示した非線形歪付加装置において、CL＝0.7としたときの、シミュレーション結果を示す説明図である。
【図５】 図２に示した非線形歪付加装置において、CL＝−1としたときの、シミュレーション結果を示す説明図である。
【図６】 図２に示した非線形歪付加装置において、CL＝2.0としたときの、シミュレーション結果を示す説明図である。
【図７】 本発明の第３の実施の形態の機能ブロック図である。
【図８】 本発明の第４の実施の形態の機能ブロック図である。
【図９】 図８に示した実施の形態の動作を説明するための線図である。
【図１０】 図８に示した実施の形態において、CBを一定に保った状態で、しきい値（THLVL）を変化させた場合の入出力特性を示す線図である。
【図１１】 図８に示した実施の形態において、CBを変化させる際に、遷移領域の中心を一定に保つように、しきい値（THLVL）を連動して変化させた場合の入出力特性を示す線図である。
【図１２】 図８に示した実施の形態において、しきい値（THLVL）＝0.3，CL＝1を固定して、CBの値を変化させた場合の入出力特性を示す線図である。
【図１３】 図８に示した実施の形態において、図５と同様にCL＝−1として遷移領域を設けた場合の入出力特性を示す線図である。
【図１４】 図８に示した実施の形態において、図６と同様にCL＝2として遷移領域を設けた場合の入出力特性を示す線図である。
【図１５】 図８に示した実施の形態において、図９，図１０と同様にCL＝1とするが、CA＝CBとした場合の入出力特性を示す線図である。
【図１６】 本発明の第５の実施の形態の機能ブロック図である。
【符号の説明】
１…非線形部、２…入力信号レベル検出部、３…非線形歪生成部、４…合成部、１１，１２，１４，１７，２０…加算器、１３，１９，２１，２３，２５，２７…係数乗算器、１５…エンベロープフォロワ、１６…全波整流部、１８，２４，２６…半波整流部、２２…遅延器
Claims (3)
- 入力信号として楽音信号または音声信号を入力し、該入力信号の正および負の少なくとも一方の振幅に関し、該振幅の絶対値が第１のしきい値を超えていないときには、入出力特性が第１の傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が第２のしきい値を超えているときには、前記入出力特性が前記第１の傾きとは異なる第２の傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が前記第１のしきい値を超え前記第２のしきい値を超えていないときには、前記入出力特性が、前記第１の傾きを有する直線から連続し、前記第１の傾きから前記第２の傾きに曲線状に変化して、前記第２の傾きを有する直線に連続する非線形部と、
前記入力信号の入力信号レベルを検出する入力信号レベル検出部と、
前記入力信号レベルに応じた制御信号により前記第１，第２のしきい値の少なくとも一方のしきい値を制御するしきい値制御手段、
を有し、前記非線形部から前記楽音信号または音声信号に非線形歪成分を加えた出力信号を得ることを特徴とする非線形歪付加装置。 - 入力信号として楽音信号または音声信号を入力し、該入力信号の正および負の少なくとも一方の振幅に関し、該振幅の絶対値が第１のしきい値を超えていないときには、入出力特性がゼロの傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が第２のしきい値を超えているときには、前記入出力特性がゼロでない傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が前記第１のしきい値を超え前記第２のしきい値を超えていないときには、前記入出力特性が、前記ゼロの傾きを有する直線から連続し、前記ゼロの傾きから前記ゼロでない傾きに曲線状に変化して、前記ゼロでない傾きを有する直線に連続する非線形歪生成部と、
前記非線形歪生成部への入力信号から前記非線形歪生成部の出力信号を減算した信号を出力する合成手段と、
前記入力信号の入力信号レベルを検出する入力信号レベル検出部と、
前記入力信号レベルに応じた制御信号により前記第１，第２のしきい値の少なくとも一方のしきい値を制御するしきい値制御手段、
を有し、前記合成手段から前記楽音信号または音声信号に非線形歪成分を加えた出力信号を得ることを特徴とする非線形歪付加装置。 - 入力信号として楽音信号または音声信号を入力し、該入力信号の正および負の少なくとも一方の振幅に関し、該振幅の絶対値が第１のしきい値を超えていないときには、入出力特性がゼロの傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が第２のしきい値を超えているときには、前記入出力特性がゼロでない傾きを有する直線となり、前記振幅の絶対値が前記第１のしきい値を超え前記第２のしきい値を超えていないときには、前記入出力特性が、前記ゼロの傾きを有する直線から連続し、前記ゼロの傾きから前記ゼロでない傾きに曲線状に変化して、前記ゼロでない傾きを有する直線に連続する非線形歪生成部と、
前記非線形歪生成部の出力を入力するフィルタ手段と、
前記非線形歪生成部への入力信号から前記フィルタ手段の出力信号を減算した信号を出力する合成手段と、
前記入力信号の入力信号レベルを検出する入力信号レベル検出部と、
前記入力信号レベルに応じた制御信号により前記第１，第２のしきい値の少なくとも一方のしきい値を制御するしきい値制御手段、
を有し、前記合成手段から前記楽音信号または音声信号に非線形歪成分を加えた出力信号を得ることを特徴とする非線形歪付加装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000239762A JP3642013B2 (ja) | 2000-08-08 | 2000-08-08 | 非線形歪付加装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000239762A JP3642013B2 (ja) | 2000-08-08 | 2000-08-08 | 非線形歪付加装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002055681A JP2002055681A (ja) | 2002-02-20 |
| JP3642013B2 true JP3642013B2 (ja) | 2005-04-27 |
Family
ID=18731245
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000239762A Expired - Fee Related JP3642013B2 (ja) | 2000-08-08 | 2000-08-08 | 非線形歪付加装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3642013B2 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU2003211590A1 (en) * | 2002-03-12 | 2003-09-22 | Hiroshi Saitoh | Music signal distortion generation apparatus |
| DE602006019723D1 (de) | 2005-06-08 | 2011-03-03 | Panasonic Corp | Vorrichtung und verfahren zur verbreiterung eines audiosignalbands |
| EP2256724A1 (en) * | 2008-03-19 | 2010-12-01 | Pioneer Corporation | Overtone production device, acoustic device, and overtone production method |
| JP5176044B2 (ja) * | 2008-04-02 | 2013-04-03 | 株式会社コルグ | 電子ドラム |
| JP5375861B2 (ja) * | 2011-03-18 | 2013-12-25 | ヤマハ株式会社 | オーディオ再生の効果付加方法およびその装置 |
| US9214147B2 (en) | 2012-06-11 | 2015-12-15 | William R. Price | Audio signal distortion using a secondary audio signal for enhanced control of psycho-acoustic and musical effects |
| JP6506623B2 (ja) * | 2015-05-29 | 2019-04-24 | 株式会社ズーム | デジタルシグナルプロセッサ及び音響機器 |
| JP6922943B2 (ja) * | 2019-06-27 | 2021-08-18 | カシオ計算機株式会社 | 電子楽器、方法およびプログラム |
| CN112259121A (zh) * | 2020-10-26 | 2021-01-22 | 西安讯飞超脑信息科技有限公司 | 削波语音信号处理方法、系统、电子设备及存储介质 |
-
2000
- 2000-08-08 JP JP2000239762A patent/JP3642013B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2002055681A (ja) | 2002-02-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US20060253209A1 (en) | Sound processing with frequency transposition | |
| JP3642013B2 (ja) | 非線形歪付加装置 | |
| US20050123152A1 (en) | Signal processors and associated methods | |
| US5748747A (en) | Digital signal processor for adding harmonic content to digital audio signal | |
| JP3158536B2 (ja) | 楽音信号発生装置 | |
| JPH056177A (ja) | 倍音発生器 | |
| JP2016038543A (ja) | 効果付加装置、方法、およびプログラム、電子楽器 | |
| JP2002366178A (ja) | オーディオ信号の帯域拡張方法及び帯域拡張装置 | |
| JP3462590B2 (ja) | 倍音付加装置 | |
| US5389730A (en) | Emphasize system for electronic musical instrument | |
| JP3160894B2 (ja) | 楽音効果付与装置 | |
| JP3097379B2 (ja) | 効果付与装置 | |
| JP3206773B2 (ja) | ディジタル信号処理型直交変調器 | |
| JP3687096B2 (ja) | 音響信号コンプレッサ装置 | |
| JP3687097B2 (ja) | 音響信号ディストーション装置 | |
| JP3159214B2 (ja) | 楽音効果付与装置 | |
| JP3843446B2 (ja) | 効果付与装置 | |
| JP3110589B2 (ja) | Ａ／ｄ変換装置およびｄ／ａ変換装置 | |
| JP3274503B2 (ja) | 楽音加工装置 | |
| JP3357498B2 (ja) | デジタルフィルタを用いた電子楽器 | |
| JPH03217898A (ja) | エンベロープフォロア | |
| JP2739665B2 (ja) | 音響装置のディストーション装置 | |
| JP2001100752A (ja) | 効果付加装置 | |
| JP2000305566A (ja) | 楽音効果付与装置 | |
| JPH05276035A (ja) | デジタル／アナログ変換器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040224 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040420 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041019 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041207 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050104 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050117 |
|
| R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313532 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080204 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090204 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090204 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100204 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110204 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120204 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |