JP3097379B2 - 効果付与装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、楽音信号に音楽的な
効果を付与する効果付与装置に関し、特に、遅延時間変
調（フランジャー）と移相量変調（フェーザー）の組み
合わせによる新しい効果を楽音信号に付与することがで
きる効果付与装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、楽音信号に音楽的な効果を付
与する効果付与装置として、遅延時間変調を用いたいわ
ゆるフランジャーと移相量変調を用いたいわゆるフェー
ザーが知られている。

【０００３】図９は、フランジャーの構成例を示す。こ
のフランジャーは、加算器９１、遅延（ディレイ）回路
９２、乗算器９４、変調器９５、および混合器（ミキ
サ）９６を備えている。

【０００４】入力楽音信号（以下、「元音」という）
は、加算器９１に入力し、加算器９１の出力は遅延回路
９２に入力する。遅延回路９２は、元音を所定時間だけ
遅延して出力する。遅延回路９２の出力は、乗算器９４
で所定の定数（フィードバック係数）と乗算され、加算
器９１へとフィードバックされる。加算器９１は、元音
と乗算器９４の乗算結果を加算して出力する。混合器９
６は、元音と遅延回路９２からの出力信号とのバランス
を調整して加算し、加算結果（効果が付与された楽音信
号）を出力する。

【０００５】遅延回路９２の遅延時間は、変調器９５か
ら出力される変調信号に応じて変調される。遅延回路９
２は、アナログ回路で構成する場合はＢＢＤ（Ｂｕｃｋ
ｅｔＢｒｉｇａｄｅ Ｄｅｖｉｃｅ）などを、ディジタ
ル回路で構成する場合はシフトレジスタやＲＡＭ（リー
ドオンリメモリ）などを、用いればよい。

【０００６】図１０（ａ）は、元音の周波数ｆと遅延回
路９２の遅延による位相遅れφとの関係を示すグラフ１
０１を示す。同図において、横軸は元音の周波数ｆ（た
だし、対数（ｌｏｇ）目盛りで表記してあるものとす
る）、縦軸は位相遅れφを示す。遅延回路９２の遅延時
間をＤとすると、φ＝２π・Ｄ・ｆとなり、位相遅れφ
は元音の周波数ｆに比例する。

【０００７】図１０（ａ）において、元音の周波数ｆ＝
（１／Ｄ）のとき、すなわち遅延回路９２の遅延時間Ｄ
が元音の周期に一致したときは、位相遅れφ＝２πとな
る。同様に、元音の周波数ｆ＝（２／Ｄ）のときは位相
遅れφ＝４π、元音の周波数ｆ＝（４／Ｄ）のときは位
相遅れφ＝８π、…というようになる。

【０００８】図１０（ｂ）は、上記のように位相が遅れ
た遅延回路９２からの出力と元音とを混合器９６で混合
した結果の周波数特性を示す。横軸は元音の周波数ｆ
（対数軸）、縦軸は出力の振幅レベルを示す。

【０００９】この混合結果の周波数特性においては、遅
延回路９２の遅延による位相遅れφが２ｎπ（ｎ＝０，
１，２，３，…）となる位置が山（ピーク）となる。し
たがって、図１０（ｂ）の実線のグラフ１０２に示すよ
うに、周波数ｆが（１／Ｄ），（２／Ｄ），（４／Ｄ）
などになる位置にピークが出現している。また、遅延回
路９２の遅延による位相遅れφが（２ｎ＋１）π（ｎ＝
０，１，２，３，…）となる位置が谷（ノッチ）とな
る。したがって、図１０（ｂ）の実線のグラフ１０２に
示すように、周波数ｆが（１／２Ｄ），（３／２Ｄ）な
どになる位置にノッチが出現している。

【００１０】図９の回路では、遅延回路９２の出力を、
乗算器９４を介して加算器９１にフィードバックしてい
る。このようなフィードバックにより、図１０（ｂ）の
周波数特性におけるピークが、より強調される。図１０
（ｂ）の点線１０３のグラフは、フィードバック量が大
きいときの周波数特性を示す。周波数ｆが（１／Ｄ），
（２／Ｄ），（４／Ｄ）などの位置のピークが、より強
調されている。これは、いわゆるコムフィルタと同様の
特性である。

【００１１】変調器９５により遅延回路９２の遅延時間
Ｄを変調すると、図１０（ｂ）の周波数特性は横軸上で
平行移動する。すなわち、図１０（ｂ）のグラフは、遅
延時間Ｄが小さくなると右側へ、遅延時間Ｄが大きくな
ると左側へ、対数軸である横軸（周波数ｆ軸）上で平行
移動する。これにより、元音の音色変化が生じ、元音に
効果が付与される。

【００１２】図１１は、フェーザーの構成例を示す。こ
のフェーザーは、加算器１１１、移相器１１３、乗算器
１１４、変調器１１５、および混合器１１６を備えてい
る。

【００１３】元音は、加算器１１１に入力し、加算器１
１１の出力は移相器１１３に入力する。移相器１１３
は、元音の位相を所定量だけシフト（移相）して出力す
る。移相器１１３の出力は、乗算器１１４で所定の定数
と乗算され、加算器１１１へとフィードバックされる。
加算器１１１は、元音と乗算器１１４の乗算結果を加算
して出力する。混合器１１６は、元音と移相器１１３か
らの出力信号とのバランスを調整して加算し、加算結果
（効果が付与された楽音信号）を出力する。

【００１４】移相器１１３の位相シフト量は、変調器１
１５から出力される変調信号に応じて変調される。移相
器１１３としては、オールパスフィルタがよく用いられ
る。図１２は、移相器１１３として用いられる１次のオ
ールパスフィルタの例である。このような１次のオール
パスフィルタの場合、１段当たり最大πの位相シフト量
しか得られないので、通常は４段あるいは８段というよ
うに多段にカスケード接続して用いる。以下、図１１の
移相器１１３は、図１２の１次のオールパスフィルタを
８段カスケード接続したものとして説明する。

【００１５】図１３（ａ）は、元音の周波数ｆと移相器
１１３による位相遅れφとの関係を示すグラフ１３１を
示す。同図において、横軸は元音の周波数ｆ（ただし、
対数（ｌｏｇ）目盛りで表記してあるものとする）、縦
軸は位相遅れφを示す。

【００１６】なお、図１２の１次のオールパスフィルタ
において、元音の位相が（π／２）遅れるような周波数
を基準周波数ｆｃと呼ぶこととする。図１１の移相器１
１３は図１２の１次のオールパスフィルタを８段カスケ
ード接続したものであるから、元音の周波数が基準周波
数ｆｃのときは、位相遅れは４πとなる。

【００１７】ｐ＞０であるｐにより１次のオールパスフ
ィルタの伝達関数をＴ（ｓ）＝（ｓ−ｐ）／（ｓ＋ｐ）
で表すとき、入力信号の各周波数がｐ（ラジアン／ｓ）
の位置で位相が（π／２）遅れるから、このｐを用いれ
ば基準周波数ｆｃはｆｃ＝（ｐ／２π）と表記すること
ができる。

【００１８】図１３（ａ）において、元音の周波数ｆ＝
ｆｃのとき、すなわち元音の周波数ｆが移相器１１３の
基準周波数ｆｃに一致したときは、位相遅れφ＝４πと
なる。元音の周波数ｆが小さくなるにつれて、位相遅れ
φは０に近付く。元音の周波数ｆが大きくなるにつれ
て、位相遅れφは８πに近付く。

【００１９】図１３（ｂ）は、上記のように位相が遅れ
た移相器１１３からの出力と元音とを混合器１１６で混
合した結果の周波数特性（グラフ１３２）を示す。横軸
は元音の周波数ｆ（対数軸）、縦軸は出力の振幅レベル
を示す。この図のグラフ１３２において、移相器１１３
の遅延による位相遅れφが２π，４π，６πとなる位置
が山（ピーク）となっている。また、移相器１１３の遅
延による位相遅れφがπ，３π，５π，７πとなる位置
が谷（ノッチ）となっている。

【００２０】図１１の回路では、移相器１１３の出力
を、乗算器１１４を介して加算器１１１にフィードバッ
クしている。このようなフィードバックにより、図１３
（ｂ）の周波数特性におけるピークが、より強調され
る。図１３（ｂ）の点線１３３のグラフは、フィードバ
ック量が大きいときの周波数特性を示す。ピークが、よ
り強調されていることが分かる。

【００２１】変調器１１５により移相器１１３の基準周
波数を変調する（実際には、オールパスフィルタのパラ
メータを変調して基準周波数ｆｃを変える）と、図１３
（ｂ）の周波数特性は横軸上で平行移動する。すなわ
ち、図１３（ｂ）のグラフは、基準周波数ｆｃが小さく
なると左側へ、基準周波数ｆｃが大きくなると右側へ、
対数軸である横軸（周波数ｆ軸）上で平行移動する。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述したよ
うな図９のフランジャーの場合、図１０（ｂ）で説明し
たように、周波数特性におけるピークは調和倍音列とな
る。したがって、ある音名の音だけが強調されやすい。
これは、フィードバック量を多くした場合、特に顕著と
なる。

【００２３】また、図１０（ｂ）の周波数特性におい
て、低い周波数帯域にまでノッチを位置させるために
は、遅延回路９２の遅延時間Ｄを長くすることが必要で
ある。しかし、遅延時間Ｄを長くすると、高い周波数帯
域でノッチが多くなり過ぎることとなり、特にフィード
バックを大きくした場合にはインパルス応答が長くなり
耳障りな音となりやすい。

【００２４】結局、遅延時間Ｄが短めのフランジャーで
は、低い周波数での音色変化（効果付与）は余り得られ
ないこととなる。

【００２５】一方、上述したような図１１のフェーザー
の場合、図１３（ｂ）から分かるように、移相器（オー
ルパスフィルタ）１１３の基準周波数ｆｃを低くすれ
ば、低い周波数帯域にまでノッチを持ってくることがで
き、低い周波数での音色変化を容易に得ることができ
る。しかし、ノッチの数を多くするには、多段のオール
パスフィルタを必要とするため、遅延時間を変えるだけ
で済むフランジャーに比べて高価になってしまう。ま
た、高い周波数帯域では、十分なノッチの数が得られな
いので、フランジャーほどの強烈な効果は得られない。

【００２６】この発明は、上述の従来例における問題点
に鑑み、特定の音名が強調されることなく均質な効果付
与を実現でき、また低い周波数帯域から高い周波数帯域
にわたって十分な変調感で効果を付与することができる
効果付与装置を提供することを目的とする。

【００２７】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するた
め、請求項１に係る発明は、入力楽音信号に対して信号
遅延を行なうことによって高い周波数帯域における変調
効果を上記入力楽音信号に付与するとともに、その位相
をシフトすることによってピーク周波数を非調和倍音へ
ずらすと同時に低い周波数帯域における変調効果を付与
する遅延・移相手段と、上記遅延・移相手段を含むルー
プ回路と、上記ループ回路を循環する信号と上記入力楽
音信号とを混合して出力する混合手段と、上記遅延・移
相手段における遅延時間を制御するとともに位相シフト
量を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。請
求項２に係る発明は、入力楽音信号に対して信号遅延を
行なうことによって高い周波数帯域における変調効果を
上記入力楽音信号に付与するとともに、その位相をシフ
トすることによってピーク周波数を非調和倍音へずらす
と同時に低い周波数帯域における変調効果を付与する遅
延・移相手段と、上記遅延・移相手段を含むループ回路
と、上記ループ回路を循環する信号と上記入力楽音信号
とを混合して出力する混合手段と、上記ループ回路中に
配置され該ループ回路を循環する信号の位相を反転する
位相反転手段とを備えたことを特徴とする。

【００２８】上記遅延・移相手段は、入力楽音信号の遅
延およびその位相のシフト（移相）を実行するものであ
れば、どのようなものでもよい。例えば、遅延回路と移
相器（オールパスフィルタなど）とを直列接続したもの
でよい。入力楽音信号の遅延および移相は、例えば１つ
の変調器から出力される変調信号に応じて行なうとよ
い。

【００２９】

【作用】入力楽音信号を遅延させるとともにその位相を
シフトさせるので、ピーク周波数を調和倍音列からずら
すことができる。また、遅延時間変調と位相量変調とを
組み合わせることにより、低い周波数域から高い周波数
域までの範囲で十分な変調感を得ることができる。

【００３０】

【実施例】以下、図面を用いて、この発明の実施例を説
明する。

【００３１】図１は、この発明の第１の実施例に係る効
果付与装置のブロック構成を示す。この図の装置は、加
算器１１、遅延回路１２、移相器１３、乗算器１４、変
調器１５、および混合器１６を備えている。

【００３２】元音は、加算器１１に入力し、加算器１１
の出力は遅延回路１２に入力する。遅延回路１２は、元
音を所定時間だけ遅延して出力する。遅延回路１２の出
力は、移相器１３に入力する。移相器１３は、入力信号
の位相を所定量だけシフトして出力する。移相器１３の
出力は、乗算器１４で所定の定数と乗算され、加算器１
１へとフィードバックされる。

【００３３】加算器１１は、元音と乗算器１４の乗算結
果を加算して出力する。混合器１６は、元音と移相器１
３からの出力信号とのバランスを調整して加算し、加算
結果（効果が付与された楽音信号）を出力する。

【００３４】遅延回路１２の遅延時間および移相器１３
の位相シフト量は、変調器１５から出力される変調信号
に応じて変調される。遅延回路１２は、図９の遅延回路
９２と同様のものでよい。移相器１３は、通常は図１１
の移相器１１３と同様に１次のオールパスフィルタ（Ａ
ＰＦ）を１段から数段カスケード接続したものを用いれ
ばよい。その他、高次のオールパスフィルタやバルクオ
ールパスフィルタ（バルクＡＰＦ）などを用いてもよ
い。図２は、移相器１１３として用いられるのバルクＡ
ＰＦの例である。

【００３５】以下、図１の遅延回路１２は、図９の遅延
回路９２と同様のもので、図１０（ａ）の位相遅れを有
するものであるとする。また、図１の移相器１３は、１
次のオールパスフィルタを１段備えたものであるとす
る。

【００３６】図３は、元音の周波数ｆと遅延回路１２お
よび移相器１３による位相遅れφとの関係を示すグラフ
である。この図において、横軸は元音の周波数ｆ（ただ
し、対数（ｌｏｇ）目盛りで表記してあるものとす
る）、縦軸は位相遅れφを示す。遅延回路１２の遅延時
間をＤとすると、遅延回路１２による位相遅れφは、点
線３１のグラフになる。これは、図１０（ａ）のグラフ
１０１と同じグラフである。

【００３７】図３の点線３２のグラフは、元音の周波数
ｆと移相器１３による位相遅れφとの関係を示す。移相
器１３は、１次のオールパスフィルタ１段であるから、
位相遅れは０〜πである。

【００３８】なお、移相器１３の基準周波数ｆｃは、ｆ
ｃ＝（１／Ｄ）であるものとする。したがって、グラフ
３２では、元音の周波数ｆ＝（１／Ｄ）のとき、すなわ
ち元音の周波数ｆが移相器１３の基準周波数ｆｃ＝（１
／Ｄ）に一致したとき、位相遅れφ＝（π／２）となっ
ている。元音の周波数ｆが小さくなるにつれて、位相遅
れφは０に近付く。元音の周波数ｆが大きくなるにつれ
て、位相遅れφはπに近付く。

【００３９】図３の実線３３は、遅延回路１２による遅
延および移相器１３による移相の結果である移相器１３
からの出力の位相遅延量を示すグラフである。このグラ
フ３３は、点線のグラフ３１およびグラフ３２を加算し
て得られる。

【００４０】図４は、遅延回路１２および移相器１３で
遅延された出力と元音とを混合器１６で混合した結果の
周波数特性を示す。まず、点線のグラフ４１は、遅延回
路１２のみが設けられ移相器１３がなかったとした場合
に、遅延出力と元音とを混合器１６で混合した結果の周
波数特性を示す。これは、図１０（ｂ）のグラフ１０２
と同じものである。

【００４１】図４の実線のグラフ４２は、図１の装置に
おいて遅延回路１２および移相器１３で遅延された出力
と元音とを混合器１６で混合した結果の周波数特性を示
すグラフである。上述したように図３では、移相遅れの
グラフ３３をグラフ３１（遅延回路による位相遅れ）お
よびグラフ３２（移相器による位相遅れ）を加算して得
ている。これに伴い、図４のグラフ４２は、遅延回路１
２のみの場合のグラフ４１を周波数が低い側へシフトし
たものとなっている。このずれは、移相器１３における
移相に伴うものである。

【００４２】結果として、グラフ４２では、ピークの位
置が調和倍音列からそれぞれずれている。また、ピーク
やノッチは低い周波数側へずれている。このノッチは、
移相器１３の基準周波数ｆｃを下げると、より低い周波
数側へずれる。特に、第１番目のノッチ（一番左側）の
周波数は、移相器１３の移相量が０〜πであるから、
（１／２Ｄ）〜０までの範囲に位置させることができ
る。この帯域は、楽音の基本周波数成分を含むことが多
いから、この帯域におけるノッチ位置の変調は音色変化
に与える効果が非常に大きい。また、高い周波数域で
は、ピークが（１／Ｄ）・ｎから（１／Ｄ）・（２ｎ−
１）へずれる。

【００４３】通常は、遅延回路１２の変調と移相器１３
の変調とを組み合わせて用いるとよい。例えば、遅延回
路１２による遅延時間が長くなるときに移相器１３の基
準周波数を下げる方向で変調すると、全体の遅延量が増
える方向で滑らかに変化する効果を付与できる。

【００４４】移相器１３は変調せず、固定にしておいて
もよい。そのようにしても、ノッチを低い周波数側へシ
フトする効果はあるから、音色の変化には影響を与え
る。また、移相器１３を遅延回路１２と逆に変調した場
合（遅延回路１２による遅延時間が長くなるときに移相
器１３の基準周波数を上げる方向）は、移相器１３によ
る効果が少なくなる方向に変調することとなるが、特殊
な効果として有用である。

【００４５】次に、この発明の第２の実施例を説明す
る。

【００４６】図５は、この発明の第２の実施例に係る効
果付与装置のブロック構成を示す。この図の装置は、加
算器５１、遅延回路５２、移相器５３、乗算器５４、変
調器５５、混合器５６、および位相反転器（インバー
タ）５７を備えている。付番５１〜５６の各部は、図１
の付番１１〜１６と同様のものであるので、説明を省略
する。移相器５３も、図１の移相器１３と同様の１次の
オールパスフィルタを１段備えたものであるとする。

【００４７】図５の装置と図１の装置との差異は、移相
器５３の出力をインバータ５７で位相反転していること
である。インバータ５７は入力信号を位相反転するが、
これにより入力信号の位相がπだけ遅れると見ることも
できるし、逆に入力信号の位相をπだけ進めたと見るこ
ともできる。以下では、インバータ５７により、πだけ
位相が遅れるとして説明する。図３で説明したように、
移相器５３（１次のオールパスフィルタ１段）による位
相遅れは０〜πの範囲であるが、この移相器５３とイン
バータ５７とを組み合わせると、位相遅れはπ〜２πの
範囲となる。

【００４８】図６は、第２の実施例における元音の周波
数ｆと遅延回路５２および移相器５３とインバータ５７
による位相遅れφとの関係を示すグラフである。縦軸と
横軸の意味は、図３と同様である。図６の点線６１は、
遅延回路５２による位相遅れφを示したグラフで、図３
のグラフ３１や図１０（ａ）のグラフ１０１と同じもの
である。点線６２のグラフは、移相器５３およびインバ
ータ５７による位相遅れφを示す。上述したように、位
相遅れはπ〜２πの範囲にある。グラフ６２は、図３の
グラフ３２をπだけ下側にずらしたものである。

【００４９】なお、第１の実施例と同様に、移相器１３
の基準周波数ｆｃは、ｆｃ＝（１／Ｄ）であるものとす
る。

【００５０】図６の実線のグラフ６３は、遅延回路５
２、移相器５３、およびインバータ５７による位相遅れ
を示すグラフである。このグラフ６３は、点線のグラフ
６１およびグラフ６２を加算して得られる。

【００５１】図７は、遅延回路５２、移相器５３、およ
びインバータ５７で処理された出力と元音とを混合器５
６で混合した結果の周波数特性を示す。まず、点線のグ
ラフ７１は、遅延回路５２のみが設けられ移相器５３と
インバータ５７がなかったとした場合に、遅延出力と元
音とを混合した結果の周波数特性を示す。これは、図４
のグラフ４１や図１０（ｂ）のグラフ１０２と同じもの
である。

【００５２】図７のグラフ７２は、図５の装置において
遅延回路５２、移相器５３、およびインバータ５７で処
理された出力と元音とを混合器５６で混合した結果の周
波数特性を示すグラフである。上述したように図６で
は、移相遅れを示すグラフ６３を、グラフ６１（遅延回
路による位相遅れ）およびグラフ６２（移相器とインバ
ータによる位相遅れ）を加算して、得ている。これに伴
い、図７のグラフ７２は、遅延回路５２のみの場合のグ
ラフ７１を周波数が低い側へシフトしたものとなってい
る。

【００５３】例えば、図７のグラフ７１（遅延回路５２
のみ）のノッチ７３は、グラフ７２のノッチ７４までず
れている。高い周波数帯域では、ピークやノッチはほと
んど２πずれるので、結果的にはほとんどずれないと見
ることができる。したがって、高い周波数帯域では、従
来のフランジャーと同じ効果が得られる。

【００５４】なお、上述したように、インバータ５７に
よりπだけ位相が進むと見ることもできるが、その場合
は、高い周波数帯域ではピークやノッチがほとんどずれ
ず、低い周波数帯域ではピークやノッチが高い周波数の
側へずれると見ることとなる。すなわち、図７のグラフ
７１のノッチ７５が、グラフ７２のノッチ７４までずれ
たと見ることとなる。

【００５５】いずれにしても、この第１番目のノッチ７
４の周波数は、移相器５３の基準周波数に応じて、（１
／２Ｄ）〜（３／２Ｄ）までの範囲に位置させることが
できる。この帯域は、楽音の基本周波数成分を含むこと
が多いから、この帯域におけるノッチ位置の変調は音色
変化に与える効果が非常に大きい。

【００５６】また、従来のアナログのフランジャーなど
では直流分（ＤＣ）カットのハイパスフィルタ（位相を
進ませる作用を有する）を多用して独特の効果を付与す
るものがあったが、上述したように移相器５３とインバ
ータ５７により位相を進ませると見ることができるか
ら、図５の装置でもそのようなアナログのフランジャー
と同様の独特の効果を付与することができる。

【００５７】なお、第１または第２の実施例において、
移相器は１段のオールパスフィルタを用いたが、１段で
なく多段としてもよい。この場合、段数や極性により周
波数特性のパターンが異なるので、それぞれ特有の効果
を得ることができる。また、オールパスフィルタを主体
とし、遅延回路を補助的に用いるようにしてもよい。

【００５８】次に、この発明の第３の実施例を説明す
る。

【００５９】第３の実施例は、第１および第２の実施例
を踏まえて、より具体的な構成を明らかにしたものであ
る。図８に、第３の実施例に係る効果付与装置のブロッ
ク構成を示す。

【００６０】図８の効果付与装置は、低周波発振器（Ｌ
ＦＯ）８０１、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８０２、乗
算器８０３，８０４、指数変換器８０５、加算器８０
６、乗算器８０７、加算器８０８、非線形テーブル８０
９、遅延回路８１０、ＬＰＦ８１１、ＡＰＦ８１２、ハ
イパスフィルタ（ＨＰＦ）８１３、乗算器８１４，８１
５，８１６、および加算器８１７を備えている。

【００６１】ＬＦＯ８０１は、付番８２１に示すような
波形の各サンプル点の振幅値を順次発生する。ＬＦＯ８
０１の出力は、ＬＰＦ８０２に入力する。ＬＰＦ８０２
は、付番８２１に示すようなＬＦＯ波形のピークなどを
滑らかにするためのものである。

【００６２】ＬＰＦ８０２の出力は乗算器８０３に入力
する。乗算器８０３は、ＬＰＦ８０２の出力に深さＤＥ
ＰＴＨを乗算する。乗算結果は、指数変換器８０５によ
り、指数変換され、その結果ＭＯＤが遅延回路８１０に
向けて出力される。

【００６３】指数関数器８０５は、付番８２３に示すよ
うなテーブルを有し、このテーブルに基づいて横軸の入
力に対する縦軸の出力が形成され出力される。これによ
って、付番８２４に示すような出力が得られる。

【００６４】一方、ＬＰＦ８０２の出力は、乗算器８０
４にも入力する。乗算器８０４は、ＬＰＦ８０２の出力
に振幅調整のための所定値ＣＯＮを乗算する。乗算結果
は、加算器８０６に入力する。加算器８０６は、乗算器
８０４の出力にオフセットＯＦを加算し、このオフセッ
ト分だけシフトする。乗算器８０４および加算器８０６
によって、加算器８０６の出力が０〜１の範囲となるよ
うにしている。加算器８０６の出力は、ＡＰＦ８１２に
入力する。

【００６５】元音は、乗算器８０７で所定の定数と乗算
され、加算器８０８に入力する。加算器８０８の出力
は、非線形テーブル８０９に入力する。非線形テーブル
８０９は、付番８２２に示すような特性のテーブルであ
り、この特性に基づいて横軸の入力に対する縦軸の出力
が形成され出力される。

【００６６】後述するように、ＨＰＦ８１３の出力は乗
算器８１４を介して入力側にフィードバックされるが、
このフィードバックにより加算器８０８の出力がビット
溢れを起こし音が歪む場合がある。そのようなビット溢
れを抑えるために、非線形テーブル８０９によって、入
力レベルが大きいとき出力レベルを抑えるようにしてい
る。

【００６７】非線形テーブル８０９の出力は、遅延回路
８１０に入力する。遅延回路８１０は、元音を所定時間
だけ遅延して出力する。その遅延量は、指数変換器８０
５からの出力ＭＯＤに応じて変調される。出力ＭＯＤ
は、付番８２４に示すように、ＭＯＤの値が大きいとき
に滑らかに変化しＭＯＤの値が小さいときに急峻に変化
する。これによって、遅延回路８１０の周波数特性は、
ＭＯＤの値が小さく周波数特性が右側へシフトしている
ときは急激に変化（シフト）し、ＭＯＤの値が大きく周
波数特性が左側へシフトしているときはゆっくりと変化
するので、周波数特性は聴感上リニアに変化することに
なる。遅延回路８１０の出力は、ＬＰＦ８１１に入力す
る。ＬＰＦ８１１は、遅延回路８１０のノッチなどによ
る急激な音色変化を抑えるなどの音色加工用に設けられ
ている。

【００６８】ＬＰＦ８１１の出力は、ＡＰＦ８１２に入
力する。ＡＰＦ８１２は、移相器として作用し、入力信
号の位相を所定量だけシフトして出力する。ＡＰＦ８１
２の位相量は、加算器８０６の出力に基づいて変調され
る。なお、変調用の信号である加算器８０６の出力が大
きく変化するものであるときは、その加算器８０６の出
力を対数変換し、その結果を変調用の信号としてＡＰＦ
８１２に入力するようにしてもよい。

【００６９】ＡＰＦ８１２の出力は、ＨＰＦ８１３に入
力する。ＨＰＦ８１３は、ＤＣ成分のカットおよび金属
的な音のカットなどの音色加工用に設けられている。Ｈ
ＰＦ８１３の出力は、乗算器８１４でフィードバック係
数ＦＢと乗算され、加算器８０８へとフィードバックさ
れる。加算器８０８は、元音と乗算器８１４の乗算結果
を加算して出力する。

【００７０】ＨＰＦ８１３の出力は、乗算器８１５で所
定の定数ＷＥＴと乗算され、加算器８１７に入力する。
また、元音は、乗算器８１６で所定の定数ＤＲＹと乗算
され、加算器８１７に入力する。乗算器８１５の出力は
いわゆるウエットと呼ばれ、乗算器８１６の出力はいわ
ゆるドライと呼ばれる。乗算器８１５，８１６は、ウエ
ットとドライとのバランスを調整するために設けられて
いる。加算器８１７は、乗算器８１５の出力と乗算器８
１６の出力とを加算し、その加算結果（効果が付与され
た楽音信号）を出力する。

【００７１】上述した実施例のＬＦＯ８０１の周波数、
ＤＥＰＴＨ、ＣＯＮ等の各種係数は図示しない操作子に
よってユーザーが任意に設定するものであるが、予め設
定されていてもよい。

【００７２】なお、上述した各実施例の装置は、ＤＳＰ
（ディジタルシグナルプロセッサ）を用いて実現するこ
ともできる。

【００７３】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、遅延時間変調と移相量変調とを組み合わせることに
より、以下のような効果を得ることができる。

【００７４】周波数特性においてピーク周波数を調和
倍音列からずらすことができるので、特定の音名の音が
強調されることがなく、均質な効果を得ることができ
る。

【００７５】従来のフランジャーでは遅延回路の遅延
時間が短い場合には低い周波数帯域においてほとんど変
調感が得られない場合があったが、本発明によれば遅延
とともに移相をも行なうので、十分な変調感を得ること
ができる。

【００７６】従来のフェーザーでは高い周波数帯域で
強力な効果を得ることができなかったが、本発明によれ
ば移相とともに遅延を行なっているので、高い周波数帯
域でも従来のフランジャーのような強力な効果を得るこ
とができる。

【００７７】遅延回路の遅延時間および移相器の基準
周波数などを変調する仕方あるいはそれぞれの変調の組
み合わせを変えることにより、種々の効果を楽音に付与
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施例に係る効果付与装置の
ブロック構成図

【図２】移相器として用いられるのバルクＡＰＦの例を
示すブロック構成図

【図３】元音の周波数と遅延回路および移相器による位
相遅れとの関係を示す図

【図４】遅延回路および移相器で遅延された出力と元音
とを混合した結果の周波数特性を示す図

【図５】この発明の第２の実施例に係る効果付与装置の
ブロック構成図

【図６】第２の実施例における元音の周波数と遅延回路
および移相器による位相遅れとの関係を示す図

【図７】第２の実施例におけるインバータ出力と元音と
を混合した結果の周波数特性を示す図

【図８】この発明の第３の実施例に係る効果付与装置の
ブロック構成図

【図９】従来のフランジャーの構成例を示すブロック図

【図１０】従来のフランジャーにおける遅延回路の遅延
による位相遅れおよび遅延回路からの出力と元音とを混
合した結果の周波数特性を示す図

【図１１】従来のフェーザーの構成例を示すブロック図

【図１２】移相器として用いられる１次のオールパスフ
ィルタの例を示すブロック図

【図１３】従来のフェーザーにおける移相器による位相
遅れおよび移相器からの出力と元音とを混合した結果の
周波数特性を示す図

【符号の説明】

１１…加算器、１２…遅延回路、１３…移相器、１４…
乗算器、１５…変調器、１６…混合器、５１…加算器、
５２…遅延回路、５３…移相器、５４…乗算器、５５…
変調器、５６…混合器、５７…位相反転器（インバー
タ）、８０１…低周波発振器（ＬＦＯ）、８０２…ロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）、８０３，８０４…乗算器、８
０５…指数変換器、８０６…加算器、８０７…乗算器、
８０８…加算器、８０９…非線形テーブル、８１０…遅
延回路、８１１…ＬＰＦ、８１２…ＡＰＦ、８１３…ハ
イパスフィルタ（ＨＰＦ）、８１４，８１５，８１６…
乗算器、８１７…加算器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭49−91434（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−97395（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−187392（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−321486（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−96000（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G10H 1/043

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力楽音信号に対して信号遅延を行なうこ
   とによって高い周波数帯域における変調効果を上記入力
   楽音信号に付与するとともに、その位相をシフトするこ
   とによってピーク周波数を非調和倍音へずらすと同時に
   低い周波数帯域における変調効果を付与する遅延・移相
   手段と、上記遅延・移相手段を含むループ回路と、 上記ループ回路を循環する信号と上記入力楽音信号とを
   混合して出力する混合手段と、上記 遅延・移相手段における遅延時間を制御するととも
   に位相シフト量を制御する制御手段とを備えたことを特
   徴とする効果付与装置。
2. 【請求項２】入力楽音信号に対して信号遅延を行なうこ
   とによって高い周波数帯域における変調効果を上記入力
   楽音信号に付与するとともに、その位相をシフトするこ
   とによってピーク周波数を非調和倍音へずらすと同時に
   低い周波数帯域における変調効果を付与する遅延・移相
   手段と、 上記遅延・移相手段を含むループ回路と、 上記ループ回路を循環する信号と上記入力楽音信号とを
   混合して出力する混合手段と、 上記ループ回路中に配置され該ループ回路を循環する信
   号の位相を反転する位相反転手段とを備えたことを特徴
   とする効果付与装置。