JP3640801B2

JP3640801B2 - 電圧制御発振器

Info

Publication number: JP3640801B2
Application number: JP14588498A
Authority: JP
Inventors: 康浩榎本
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1998-05-27
Filing date: 1998-05-27
Publication date: 2005-04-20
Anticipated expiration: 2018-05-27
Also published as: JPH11340797A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体集積回路における広帯域の周波数で発振する電圧制御発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電圧制御発振器の一例について図４を用いて説明する。この電圧制御発振器は入力Ｖinをその電圧に対応する電流に変換する電圧−電流変換器４、電圧発生器５及びマルチバイブレータ６によって構成されている。電圧−電流変換器４は演算増幅器４ａとトランジスタＱ１３及び電流を電圧に変換する抵抗Ｒ３を有している。変換された電流はトランジスタＱ１１，Ｑ１２から成るカレントミラー回路を介して変換された電流として出力される。又電圧発生器５は抵抗Ｒ４，Ｒ５を分圧して一定の電圧をマルチバイブレータ６に供給するものである。マルチバイブレータ６は電圧−電流変換器４の電流に等しい電流を夫々スイッチングトランジスタＱ２，Ｑ８に供給するためのトランジスタＱ１，Ｑ９及びＱ１０から成るカレントミラー回路を有しており、トランジスタＱ１，Ｑ９が第１，第２の電流源を構成している。マルチバイブレータ６はトランジスタＱ２〜Ｑ８が対称に接続されてそのエミッタ端がコンデンサＣ１を介して接続されるよう構成された無安定型のマルチバイブレータである。
【０００３】
以上の構成を備えた電圧制御発振器の電圧−電流変換器４に電圧Ｖinを入力する。入力された電圧Ｖinは電圧−電流変換器４により電流に変換されカレントミラーによりミラーされてマルチバイブレータ６の第１及び第２の電流源に供給される。一方、電圧発生器５によりマルチバイブレータ６におけるトランジスタＱ２、及びトランジスタＱ８にベース電圧が供給される。この電圧はトランジスタＱ２とトランジスタＱ８のエミッタ間に接続されたコンデンサＣ１の両端の動作振幅を決定するための振幅電圧となる。この発振器では電圧−電流変換器４から供給される第１及び第２の電流源の電流値と、第１及び第２の電流源間に接続されたコンデンサＣ１の容量と、電圧発生器５からの振幅電圧とにより発振周波数が決定される。
【０００４】
次にこの電圧制御発振器の動作について図５の動作波形図を用いて説明する。初期値をトランジスタＱ３がオンでトランジスタＱ７がオフとする。トランジスタＱ８及びトランジスタＱ２のベース電圧はＨレベルはＶcc−２＊Ｖ_BE、Ｌレベルは電圧発生器が働き（Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５））＊Ｖcc−２＊Ｖ_BEで与えられる。従ってトランジスタＱ２及びトランジスタＱ８のベース振幅は（Ｒ４／（Ｒ４＋Ｒ５））＊Ｖccとなり、これは抵抗Ｒ４の両端の電圧である。初期値がトランジスタＱ２のベースがＨレベル、トランジスタＱ８のベースがＬレベルとすると、トランジスタＱ２がオン状態、トランジスタＱ８はオフ状態であり、コンデンサＣ１のトランジスタＱ８側は電圧−電流変換器４より供給された電流源により放電しておりトランジスタＱ８のエミッタ電圧は減少していく。そしてトランジスタＱ８のエミッタ電圧がトランジスタＱ８がオンできるレベルまで下がったとき、即ちトランジスタＱ８のベース電圧に対してエミッタ電圧がＶ_BEまで下がったときトランジスタＱ８はオン状態となり、コレクタから電流を引くためにトランジスタＱ７がオン状態となり、トランジスタＱ２のベースがＬレベルになる。トランジスタＱ２のベースがＬレベルとなると、トランジスタＱ２のエミッタ・ベース間に逆バイアスがかかるためトランジスタＱ２はオフ状態となり、トランジスタＱ２のコレクタに電流が流れなくなりトランジスタＱ３はオフするため、トランジスタＱ８のベース電圧はＨレベルになる。トランジスタＱ８のベース電圧がＨレベルになると、トランジスタＱ８のエミッタの電圧もコンデンサに充電されＨレベルとなると同時に、コンデンサＣ１のトランジスタＱ２側は同じ振幅だけ電位が引き上げられる。トランジスタＱ２のベースとエミッタ間の逆バイアス電圧は電圧発生器により決定された振幅の２倍となり、電流源による放電が開始される。そしてトランジスタＱ２のエミッタ電圧が下がりトランジスタＱ２がオンできるレベルまで下がったとき、トランジスタＱ２はオンする。この繰り返しが発振であり、周期により発振周波数が決定される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の構成では、図４における電圧−電流変換器４において、外部入力電圧Ｖinに対して変換後の電流をＩｏとするとＩｏは次式で表される。
Ｉｏ＝Ｖin／Ｒ３
【０００６】
ここで抵抗Ｒ３は電圧を電流に変換するための抵抗であり、この抵抗は温度依存性を持つため、結果として電圧−電流変換後の電流Ｉｏは温度依存性を持つことになる。又電圧発生器５における抵抗Ｒ４の両端の電圧をＶａとすると、Ｖａは次式
Ｖａ＝Ｖcc＊（Ｒ４／（Ｒ４＋Ｒ５））
で表され、抵抗比で決定されるためＶａは温度依存性を持たない。マルチバイブレータ６における発振周波数は、電圧−電流変換器４からのＩｏ、電圧発生器５における抵抗Ｒ４の両端電圧Ｖａ及びコンデンサＣ１の容量Ｃ１により決定され、発振周波数をｆとすると、次式で表すことができる。
ｆ＝Ｉｏ／（４＊Ｖａ＊Ｃ１）
ここでＩｏが温度依存性を持つために入力電圧に対する発振周波数は温度依存性を持つことになり、発振可能な周波数範囲を広くすることが困難になるという欠点を有していた。
【０００７】
本発明は上記従来の問題点を解決するもので入力電圧に対する発振周波数が温度依存性を持たない電圧制御型発振器を提案する事を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明の電圧制御型発振器は、入力された電圧を電流に変換する電圧−電流変換器と、前記電圧−電流変換器における変換後の電流の温度依存性に合せた電圧を発生させるバンドギャップ回路を備えた電圧発生器と、カレントミラー回路により構成され、前記電圧−電流変換後の電流に対してミラーされた電流を供給する第１，第２の電流源、前記電圧発生器の出力が夫々の制御端子に接続され、前記第１及び第２の電流源に一端が接続され交互にオンとなる一対のスイッチング素子、及び前記スイッチング素子と前記第１，第２の電流源との間に接続されたコンデンサ、を有するマルチバイブレータと、を具備することを特徴とするものである。
【０００９】
このような構成により、入力電圧に対する発振周波数が温度依存性を持たないため、広い周波数範囲で発振することが容易となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。図１は本実施の形態による電圧制御発振器の構成図である。図１において１は電圧−電流変換器、２は電圧発生器、３はマルチバイブレータである。電圧−電流変換器１及びマルチバイブレータ３は前述した従来例により電圧制御器４、マルチバイブレータ６と同様であり、詳細な説明を省略する。この実施の形態では電圧発生器２は抵抗分圧回路でなく、マルチバイブレータ３の第１，第２の電流源に供給される電流Ｉｏの温度変動係数をｔとすると、ｔに等しい温度変動を持たせた電圧Ｖｂを発生させるものである。
【００１１】
このように構成された本実施の形態の電圧制御発振器について以下その動作を説明する。電圧−電流変換器１に電圧Ｖinを入力すると電流に変換され、変換後の電流をＩｏとすると、
Ｉｏ＝Ｖin／Ｒ３・・・（１）
で表される。こうして変換された電流Ｉｏはカレントミラーによりミラーされ、トランジスタＱ１，Ｑ９から成る第１及び第２の電流源に供給される。一方、電圧発生器２によりマルチバイブレータ３におけるトランジスタＱ２、及びトランジスタＱ８のベース電圧振幅を制御し、トランジスタＱ２のエミッタ及びトランジスタＱ８エミッタ間に接続された容量の両端の動作振幅を決定するための振幅電圧Ｖｂを発生させる。この発振器においても電圧−電流変換器１から供給される第１及び第２の電流源の電流値と、第１及び第２の電流源間に接続されたコンデンサＣ１の容量と、電圧発生器２からの振幅電圧とにより発振周波数が決定される。発振周波数ｆは次式で示される。
ｆ＝Ｉｏ／（４＊Ｖｂ＊Ｃ１）・・・（２）
【００１２】
ここで電圧発生器２について図面を参照しながら説明する。図２は本発明の実施の形態による電圧発生器２の回路図である。電圧発生器はバンドギャップ回路を用いて構成される。ここでトランジスタＱ２０に対するトランジスタＱ１７のトランジスタサイズ比をＮとする。即ちトランジスタＱ２０と同サイズのトランジスタをＮ個用いて構成したものがトランジスタＱ１７であるとする。トランジスタＱ２０のベース・エミッタ間電圧Ｖ_BE20は、抵抗Ｒ１０，Ｒ８に流れる電流を夫々Ｉ１，Ｉ２として次式で示される。
【数１】

トランジスタＱ１９のエミッタ電圧Ｖ１は次式で示される。
【数２】

Ｖ_BE20＝Ｖ_BE16とすると、前述した式より次式（５），（６）が成り立つ。
【数３】

【数４】

従ってエミッタ電圧Ｖ１が次式で示される。
【数５】

【００１３】
又トランジスタＱ１９とＱ１４のベース・エミッタ間電圧が等しいとすると、トランジスタＱ１４のエミッタ電圧もＶ１となり、抵抗Ｒ７を流れる電流はＶ１／Ｒ７となる。抵抗Ｒ６の両端の電圧Ｖｂは
Ｖｂ＝Ｖ１＊Ｒ６／Ｒ７・・・（８）
で表され、Ｖｂの温度依存性はＶ１により決定される。即ち抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９の比、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ１０の比及びトランジスタＱ１０とトランジスタＱ１７のサイズ比Ｎを調整することにより、Ｖｂに温度依存性を持たせることができる。そして電圧ＶｂにＩｏと同等の温度依存性を持たせることにより、式（２）で決定される発振周波数ｆは温度依存性を持ちにくくなる。
【００１４】
次に図３に示す動作波形を用いてこの回路の動作について説明する。初期値をトランジスタＱ３がオンでトランジスタＱ７がオフとする。トランジスタＱ８及びトランジスタＱ２のベース電圧はＨレベルはＶcc−２＊Ｖ_BE、Ｌレベルは電圧発生器２が働きＶcc−２＊Ｖ_BE−Ｖｂで与えられる。従ってトランジスタＱ２及びトランジスタＱ８のベース振幅はＶｂとなり、電圧発生器２の制限電圧となる。初期値としてトランジスタＱ２のベースがＨレベル、トランジスタＱ８のベースがＬレベルとすると、トランジスタＱ２がオン状態、トランジスタＱ８はオフ状態であり、容量Ｃ１のトランジスタＱ８側は電圧−電流変換器１より供給された電流源により放電しており、トランジスタＱ８のエミッタ電圧は減少していく。そしてトランジスタＱ８のエミッタ電圧がトランジスタＱ８がオンできるレベルまで下がったとき、即ちトランジスタＱ８のベース電圧に対してエミッタ電圧がＶ_BEまで下がったときトランジスタＱ８はオン状態となり、コレクタから電流を引く為にトランジスタＱ７がオン状態となり、トランジスタＱ２のベースがＬレベルになる。トランジスタＱ２のベースがＬレベルとなると、トランジスタＱ２のエミッタ・ベース間に逆バイアスがかかるためトランジスタＱ２はオフ状態となり、トランジスタＱ２のコレクタに電流が流れなくなりトランジスタＱ３はオフするため、トランジスタＱ８ぼベース電圧はＨレベルになる。トランジスタＱ８のベース電圧がＨレベルになると、トランジスタＱ８のエミッタの電圧もコンデンサＣ１に充電されＨレベルとなると同時に、コンデンサＣ１のトランジスタＱ２側は同じ振幅だけ電位が引き上げられる。トランジスタＱ２のベースとエミッタ間の逆バイアス電圧は電圧発生器２により決定された振幅の２倍となり、電流源による放電が開始される。そしてトランジスタＱ２のエミッタ電圧が下がりトランジスタＱ２がオンできるレベルまで下がったとき、トランジスタＱ２はオンする。この繰り返しが発振であり、周期によって発振周波数が決定される。
【００１５】
以上のように本実施の形態によれば、電圧−電流変換器の入力電圧に対して発振周波数は温度依存性を持たなくすることが可能である。
【００１６】
【発明の効果】
以上のように本発明は、電圧−電流変換器の温度変動と等しい温度変動を電圧源に持たせることにより、入力電圧に対する発振周波数が温度依存性を持たなくすることができ、広い発振レンジを得ることが容易となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態における電圧制御発振器の構成図である。
【図２】本実施の形態における電圧発生器の回路図である。
【図３】本実施の形態における電圧制御発振器の動作波形である。
【図４】従来の電圧制御発振器の構成図である。
【図５】従来の電圧制御発振器の動作波形である。
【符号の説明】
１，４電圧−電流変換器
２，５電圧発生器
３，６マルチバイブレータ

Claims

入力された電圧を電流に変換する電圧−電流変換器と、
前記電圧−電流変換器における変換後の電流の温度依存性に合せた電圧を発生させるバンドギャップ回路を備えた電圧発生器と、
カレントミラー回路により構成され、前記電圧−電流変換後の電流に対してミラーされた電流を供給する第１，第２の電流源、前記電圧発生器の出力が夫々の制御端子に接続され、前記第１及び第２の電流源に一端が接続され交互にオンとなる一対のスイッチング素子、及び前記スイッチング素子と前記第１，第２の電流源との間に接続されたコンデンサ、を有するマルチバイブレータと、を具備することを特徴とする電圧制御発振器。