JP3639760B2 - 高電圧発生装置及びこれを備えた画像形成装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高電圧発生装置及びこれを備えた画像形成装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電子写真方式を採用している画像形成装置には、高電圧発生装置が備えられており、用紙などに対する画像形成プロセスには欠かせない存在となっている。この高電圧発生装置内には、例えば帯電高圧電源、現像高圧電源、転写高圧電源、定着高圧電源等、各種モジュール化された電源が存在する。
【０００３】
これらの各高圧モジュールは、画像形成装置の構成に応じて異なった仕様を有しており、例えば直流電源に交流電源を重畳したものや、直流マイナス電源に直流プラス電源を重畳したもの等様々に構成され、規定電圧や規定電流、定電流制御方式や定電圧制御方式、単一値出力や多段階値制御出力、また負荷条件等についても様々な仕様がある。
【０００４】
この中でも、様々な条件下において一定の電圧や電流を出力できるように定電圧制御回路や定電流制御回路を用いることは必要不可欠となっている。
【０００５】
通常、定電圧制御回路には電圧検出回路が、定電流制御回路には電流検出回路が設けられている。しかし、定電圧制御回路に電圧検出回路及び電流検出回路の双方を設け、電流値をモニタしながら定電圧制御を行う場合がある。また、定電圧制御回路及び定電流制御回路、あるいは電圧検出回路と電流検出回路の双方を設け、定電流制御動作を行ったときの電圧値をモニタし、その電圧値を用いて演算処理を施して定電圧制御動作を行うという手法も考えられている。
【０００６】
これは、定電圧制御のみでバイアス印加を行うと、転写ローラ等の抵抗値は環境特に湿度によって大きく変わるので、転写電流が変動して転写不良を生じやすくなるためである。また、定電流制御のみでバイアス印加を行うと、転写ローラ上を通過する転写材の大きさ（幅）が小さい場合、転写ローラ上に転写材の存在する領域及び転写材の存在しない領域の双方が転写バイアスの出力負荷として扱われ、転写材の存在しない領域の方が転写材の存在する領域よりもインピーダンスが低くなるため、転写材の存在しない領域に電流が流れ、転写材の存在する領域は電流不足により転写不良を生じやすいという問題があるためである。
【０００７】
図７はこのような従来の定電圧制御方式を採用した高電圧発生装置１１３の概略構成を示す回路図である（従来例１）。
【０００８】
同図に示すように、この高電圧発生装置は、高電圧を発生する昇圧トランスＴ１０１と、昇圧トランスＴ１０１を駆動するスイッチング部１０５と、昇圧トランスＴ１０１のスイッチング状態を制御する定電圧制御部１０４と、昇圧トランスＴ１０１の出力電圧を整流・平滑する整流部１０７と、負荷１１２を流れる負荷電流値を検出する電流検出部１１１と、クロック信号（ＣＬＫ１０１）を出力するクロック発生器１０２と、コントローラ１０１とから構成されている。
【０００９】
コントローラ１０１は、定電圧制御部１０４と電流検出部１１１に接続されており、定電圧値可変ＰＷＭ信号を定電圧制御部１０４に送信することにより、高電圧印加部の制御電圧をコントロールする。また、電流検出部１１１が検出した負荷電流値をＡ／Ｄポートからアナログ信号として入力してモニタしている。
【００１０】
上記コントローラ１０１の出力信号により、定電圧制御部１０４は所定の電圧をスイッチング部１０５に供給する。スイッチング部１０５は、その入力電圧において、昇圧トランスＴ１０１をスイッチング駆動する。そして、スイッチング駆動された昇圧トランスＴ１０１は、高電圧を生成する。この高電圧は、整流部１０７により平滑・整流された後に、高電圧印加部に出力される。高電圧印加部は、負荷１１２に接続されており、負荷１１２に流れる電流は電流検出部１１１により検出される。
【００１１】
整流部１０７により生成された出力電圧は、整流部１０７内に設けられている電圧検出部１０９により絶えずモニタされており、高電圧の出力電圧が低電圧の検出信号レベルに変換される。この電圧検出部１０９内の抵抗Ｒ１０８と抵抗Ｒ１０９の分圧により得られる検出電圧は、後述の比較演算増幅器ＩＣ１０２の反転入力端子が仮想接地されているので、高電圧印加部の電圧の分圧値を直接に示す（検出電圧＝高電圧印加部の電圧×Ｒ１０９／（Ｒ１０８＋Ｒ１０９））。
【００１２】
また、図８に示すように、電圧検出部１０９を流れる電流経路と負荷電流経路と分離し、後述の負荷電流検出部１１１が負荷電流のみを検出できることを可能としている。
【００１３】
また、抵抗Ｒ１０８及びＲ１０９は、定電圧制御部１０４内の比較演算増幅器ＩＣ１０１に接続されており、その検出電圧は、比較演算増幅器ＩＣ１０１によりモニタされる。
【００１４】
定電圧制御部１０４は、コントローラ１０１により送信された定電圧値可変ＰＷＭ信号に従い、比較演算増幅器ＩＣ１０１に入力すべき閾値電圧を高精度に生成し、上記電圧検出部１０９の検出電圧と比較演算し、トランジスタＱ１０１を制御駆動する。この制御駆動されるトランジスタＱ１０１は、電流を増幅してスイッチイング部１０５へ電源を供給する。
【００１５】
電流検出部１１１は、負荷１１２に流れる負荷電流値を検出し、コントローラ１０１へ送信する。
【００１６】
比較演算増幅器ＩＣ１０２は、非反転入力端子が接地されており、反転入力端子を仮想接地としている。このため、トランスＴ１０１の一端はこの反転入力端子に接続されることによって仮想接地され、図８に示す経路で負荷電流が流れる。
【００１７】
したがって、比較演算増幅器ＩＣ１０２の出力端子には、負荷電流値×（抵抗Ｒ１１０の値）で示される電圧信号が負荷電流として検出される。例えば、負荷電流の検出用抵抗Ｒ１１０の値が２００ＫΩ、負荷電流が１０μＡである場合、検出値は２．０Ｖを示す。
【００１８】
コンデンサＣ１０６は、上記トランスＴ１０１の一端を交流的に接地し、図８に示す負荷電流経路（直流経路）と切り分ける役割を担っている。そして、比較演算増幅器ＩＣ１０２の反転入力端子に電圧検出部１０９が接続されている。
【００１９】
なお、Ｖｃｃの電源電圧が抵抗Ｒ１０１を介して入力される定電圧制御部１０４において、Ｄ１０５はダイオード、Ｃ１０１，Ｃ１０７はコンデンサ、Ｒ１０２，Ｒ１０３，Ｒ１１１，Ｒ１１２は抵抗、Ｑ１０４は基準電圧Ｖｒｅｆが入力されるトランジスタである。また、スイッチング部１０５において、Ｑ１０２は昇圧トランスＴ１０１の入力巻線Ｎ１０１，Ｎ１０２に接続されたスイッチングトランジスタ、Ｄ１０６はダイオード、Ｃ１０２はコンデンサ、Ｒ１０４は抵抗であり、整流部１０７において、Ｄ１０１は整流用のダイオード、Ｃ１０４は平滑用のコンデンサであり、電流検出部１１１におけるＣ１０８はコンデンサである。
【００２０】
次に、負バイアス電源に正バイアス電源を重畳して、正負どちらの出力も可能としている高電圧発生装置１１４を図９に示す（従来例２）。この従来例２は、上述の従来例１に用いられている電圧検出部１０９と電流検出部１１１を適用し、正負出力可能なバイアス電源に対しても、同様の効果が得られるように追加構成したものである。
【００２１】
同図において、高電圧制御回路はスイッチング部１０５と整流部１０７からなる正バイアス生成部と、スイッチング部１０６と整流部１０８からなる負バイアス生成部を構成している。そして、負バイアス生成部を追加することにより、ダイオードＤ１０４、Ｄ１０８及び抵抗Ｒ１１３からなる電圧下限リミッタ回路部１１０と、電流検出部１１１にクランプダイオードＤ１０３が新たに追加構成される。他の回路部は図７の回路と同様に機能する。
【００２２】
なお、クロック発生器１０２は正，負バイアス用のクロック信号（ＣＬＫ１０１，１０２）を出力する。また、スイッチング部１０６はスイッチング部１０５と同様、トランスＴ１０２と接続されたスイッチングトランジスタＱ１０３、ダイオードＤ１０７、コンデンサＣ１０３及び抵抗Ｒ１０５から構成され、整流部１０８も整流部１０７と同様、整流用のダイオードＤ１０２、平滑用のコンデンサＣ１０５及び抵抗Ｒ１０７から構成されている。
【００２３】
コントローラ１０１は、クロック発生器１０２に対してＯＮ／ＯＦＦ信号を送信し、スイッチング部１０６を駆動するクロック信号（ＣＬＫ１０２）をアクティブにするかあるいは停止することにより、負バイアス出力のＯＮ／ＯＦＦを制御している。
【００２４】
電圧下限リミッタ回路部１１０は、負バイアス出力時において、正バイアスの定電圧制御部１０４及び電流検出部１１１にマイナスの電圧が印加されることによる誤動作が発生しないように機能する。また、負バイアス出力時においては、電流検出部１１１を流れる電流ループが逆方向となり、クランプダイオードＤ１０３は、この逆方向の電流ループのバイパス導通路として機能する。この負バイアス電源を内包した場合においても、上記のように構成することにより、従来例１と同様の効果を得ることが可能となる。
【００２５】
また、上述の従来例１及び２において、コントローラ１０１は、所望の直流電流（積分平均値）が負荷１１２に流れるように定電圧制御部１０４に送信するデータを順次可変させることにより、高電圧印加部の定電圧値をシフトさせて行き、そのときの負荷電流値を電流検出部１１１によりモニタする。そして、所望の負荷電流値に一致するまでこの操作を繰り返す。これにより、周囲環境等により変動する負荷１１２に対し、所望の電流値を流すことのできる定電圧制御方式の高電圧発生装置を実現することが可能となる。
【００２６】
このように、反転入力端子を仮想接地した構成の電流検出部１１１を用い、整流部１０７内の電圧検出部１０９をその仮想接地端子に接続したので、電流検出部１１１は負荷電流のみを高精度に検出することが可能である。
【００２７】
また、電圧検出部１０９は、高電圧印加部と接地電位（仮想接地部）に接続されるので、抵抗Ｒ１０８及びＲ１０９は、高電圧印加部の電位を高精度に検出することも可能となる。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来の高電圧発生装置にあっては、画像形成装置に用いられた場合、図１０に示すように他の高電圧発生装置（高圧電源）から流れ込み電流が流れ、回路が誤動作を生じる場合がある。この流れ込み電流の交流成分は、コンデンサＣ１０４及びコンデンサＣ１０６を介して流れ、直流成分は抵抗Ｒ１０８、Ｒ１０９及び抵抗Ｒ１１０を介して流れ込む。
【００２９】
上記の抵抗Ｒ１１０は、自らの出力電流をモニタしており、上述のような流れ込み電流が自らの出力電流値よりも大きい場合には、電流検出用の抵抗Ｒ１１０に通常と逆方向の電流が流れ、比較演算増幅器ＩＣ１０２の反転入力端子を接地電位に保持することができなくなる。
【００３０】
図１１は従来の電流検出回路部の動作電圧を示す図で有り、（ａ）はスタンバイ時における比較演算増幅器ＩＣ１０２の各端子電圧の具体例を示している。演算増幅器ＩＣ１０２は正常に動作し、各端子とも０Ｖに保持されている。
【００３１】
図１１の（ｂ）は電流検出シーケンス時における比較演算増幅器ＩＣ１０２の各端子電圧の具体例を示している。比較演算増幅器ＩＣ１０２は正常に動作し、負荷電流が比較演算増幅器ＩＣ１０２の出力端子から検出される。抵抗Ｒ１０９の一端は０Ｖに保持されるので、図１０に示す電圧検出部１０９も正常に動作する。
【００３２】
図１１の（ｃ）は他高圧電流の流れ込み時における比較演算増幅器ＩＣ１０２の各端子電圧の具体例を示している。他高圧電流の流れ込み電流値が自らの出力電流より多いため、負荷電流検出用の抵抗Ｒ１１０には通常と逆方向の電流が流れ、比較演算増幅器ＩＣ１０２の反転入力端子の電位が浮いてしまう。
【００３３】
そして、上記の図１１の（ｃ）の状態では、コントローラ１０１による電流検出は行っていないため、電流検出値が実際の負荷電流と異なることに関しては問題はない。しかし、電圧検出部が誤った値に変動するため、高電圧印加部の定電圧値を一定に保持できないという現象が生じる。
【００３４】
つまり、比較演算増幅器ＩＣ１０２の反転入力端子が接地電位から変動すると、図１０に示す電圧検出部１０９の一端の電圧が変動するため、高電圧印加部電圧の帰還値にも変動が生じる。したがって、同一の高電圧印加電圧に対して検出電圧値が変動するので、高電圧印加部電圧値を一定に保持することができなくなるという問題点があった。
【００３５】
また、コンデンサＣ１０６に外部からの交流電流が多量に流れ込む場合、かなり大きな容量値のコンデンサを使用しなければ、同様に比較演算増幅器ＩＣ１０２の反転入力端子を接地電位に保持できなくなるといった現象が生じる。これは、コンデンサＣ１０６に交流の電流が流れ込むことにより発生する電圧効果が電流検出部１１１に対し無視できない大きさになるためである。
【００３６】
また、従来例２における逆バイアス出力時に動作する電圧下限リミッタ回路部１１０は、図１２に示すように、０．２〜０．３Ｖ程度の電圧域で動作するため、比較演算増幅器ＩＣ１０１の入力部を低い電圧値で制御動作させること、つまり高電圧印加部を低い出力電圧値に設定することが困難であるという問題を抱えていた。
【００３７】
本発明は、上記のような問題点に鑑みてなされたもので、環境等による負荷変動が生じても、コストアップすることなく、簡素且つ最適な構成で高精度に負荷電流を供給することができ、また他の高電圧発生装置の電流が流れ込んできた場合においてもその性能を維持でき、数Ｖ程度からの出力電圧をコントロール可能な高電圧発生装置を提供することを目的としている。
【００３８】
また、定電圧制御方式と定電流制御方式の両方を、ハードウェアあるいはソフトウェアを用いて採用し、且つ電流・電圧を高精度に検出できる高電圧発生装置を提供することを目的としている。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明では、高電圧発生装置、画像形成装置を、次の（１）ないし（７）のとおりに構成する。
（１）スイッチング駆動される昇圧トランスと、
該昇圧トランスから出力された脈流電圧を整流する整流手段と、
整流された直流出力電圧を検出する電圧検出手段と、
一方の入力には前記電圧検出手段が接続され、他方の入力には所定のオフセット電位が与えられるとともに、前記一方の入力と出力とが抵抗を介して接続された比較演算増幅器を有し、前記直流出力電圧の印加により負荷に流れる電流を検出する電流検出手段とを備え、
前記電圧検出手段を直接接地することなく、前記電流検出手段を介して接地する構成とし、前記抵抗に流れる電流が正負のいずれであっても、前記比較演算増幅器の前記一方の入力が略所定のオフセット電位を維持するようにした高電圧発生装置。
（２）電圧検出手段の出力値が所定の値となるように昇圧トランスのスイッチング駆動を制御する手段を有する前記（１）記載の高電圧発生装置。
（３）電流検出手段の出力値が所望の値になるように前記所定の値を可変制御するモードと、電流検出手段の出力値が所望の値になったときの前記所定の値を固定して定電圧制御するモードとを有する前記（２）記載の高電圧発生装置。
（４）電流検出手段の出力値が所定の値となるように昇圧トランスのスイッチング駆動を制御する手段を有する前記（１）記載の高電圧発生装置。
（５）電圧検出手段の出力値が所望の値となるように前記所定の値を可変制御するモードと、電圧検出手段の出力値が所望の値になったときの前記所定の値を固定して定電流制御するモードとを有する前記（４）記載の高電圧発生装置。
（６）スイッチング駆動される第１昇圧トランスと、
該第１昇圧トランスから出力された脈流電圧を整流する第１整流手段と、
スイッチング駆動される第２昇圧トランスと、
該第２昇圧トランスから出力された脈流電圧を整流する第２整流手段とを有し、
正負どちらの高圧出力をも出力可能とした前記（１）ないし（５）の何れかに記載の高電圧発生装置。
（７）前記（１）ないし（６）の何れかに記載の高電圧発生装置を備えた画像形成装置。
【００４８】
【発明の実施の形態】
本発明によれば、電子写真方式を採用する画像形成装置に用いられる高電圧発生装置において、昇圧トランスと、前記昇圧トランスを駆動するスイッチング手段と、前記昇圧トランスにより出力される脈流電圧の整流及び平滑を行い直流出力電圧を生成する整流手段と、前記整流回路により生成される直流出力電圧を検出する電圧検出手段と、前記直流出力電圧が印加される負荷に流れる電流を検出する電流検出手段とを有し、前記電圧検出手段は直接に対接地電位に接続されず、上記電流検出手段に接続され、且つ前記電圧検出手段と前記電流検出手段の接続部は、少なくとも零より大きい電圧を一定に保持するように動作する。
【００４９】
また本発明によれば、上記電圧検出手段と上記スイッチング手段との間に接続され、上記電圧検出手段の出力値が所定の電圧値となるように上記スイッチング手段を制御駆動する第１の制御手段を有する。
【００５０】
また、本発明によれば、上記電流検出手段と上記第１の制御手段との間に接続され、上記電流検出手段の出力値に従い、前記電圧検出手段の出力が所定の値となるように第１の制御手段に対し制御を行う第２の制御手段を有する。
【００５１】
また本発明によれば、上記電流検出手段と上記スイッチング手段との間に接続され、上記電流検出手段の出力値が所定の電流値となるように上記スイッチング手段を制御駆動する第３の制御手段を有する。
【００５２】
また本発明によれば、上記電圧検出手段と上記第３の制御手段との間に接続され、上記電圧検出手段の出力値に従い、前記電流検出手段の出力が所定の値となるように第３の制御手段に対し制御を行う第４の制御手段を有する。
【００５３】
以下、本発明の実施例を図面について説明する。
【００５４】
（第１の実施例）
図１は本発明の第１の実施例による高電圧発生装置１３の概略構成を示す回路図である。
【００５５】
本実施例の高電圧発生装置１３は、高電圧を発生する昇圧トランスＴ１と、昇圧トランスＴ１を駆動するスイッチング部５と、昇圧トランスＴ１のスイッチング状態を制御する定電圧制御部４と、昇圧トランスＴ１の出力電圧を整流・平滑する整流部７と、負荷１２を流れる負荷電流値を検出する電流検出部（電流検出手段）１１と、クロック信号（ＣＬＫ１）を出力するクロック発生器２と、コントローラ（制御手段）１とから構成されている。コントローラ１は、定電圧制御部４と電流検出部１１とに接続されている。
【００５６】
まず、高電圧の出力状態について、概要を説明する。コントローラ１は、定電圧値可変ＰＷＭ信号を定電圧制御部４に送信することにより、高電圧印加部の制御電圧をコントロールする。また、電流検出部１１が検出した負荷電流値をＡ／Ｄポートを用い、アナログ信号としてモニタしている。
【００５７】
上記コントローラ１の信号により、定電圧制御部４は所定の電圧をスイッチング部（スイッチング手段）５に供給する。スイッチング部５は、この所定のクロック、入力電圧において、昇圧トランスＴ１をスイッチング駆動する。スイッチング駆動された昇圧トランスＴ１は、高電圧を生成する。この高電圧は、整流部７により平滑・整流された後に、高電圧印加部に出力される。高電圧印加部は、負荷１２に接続されており、流れる電流は電流検出部１１により検出される。
【００５８】
また、コントローラ１は、所望の直流電流（積分平均値）が負荷１２に流れるように定電圧制御部４に送信するデータを順次可変させることにより、高電圧印加部の定電圧値をシフトさせて行き、そのときの負荷電流値を電流検出部１１によりモニタする。そして、所望の負荷電流値に一致するまでこの操作を繰り返す。この操作により一意的に定まる定電圧可変ＰＷＭ信号の値において、高電圧発生装置１３を定電圧動作させる。
【００５９】
次に、各ブロックについて、詳細に説明する。
【００６０】
スイッチング部５は、抵抗Ｒ４、スイッチングトランジスタＱ２、コンデンサＣ２及びダイオードＤ６より構成されており、クロック発生器２、昇圧トランスＴ１及び定電圧制御部４に接続されている。抵抗Ｒ４は、トランジスタＱ２の静電破壊の防止のために設けられている。
【００６１】
所定の周波数及びデューティのクロック信号がクロック発生器２よりトランジスタＱ２のゲートに入力されると、トランジスタＱ２は昇圧トランスＴ１をスイッチング駆動する。昇圧トランスＴ１の入力巻線Ｎ１及びＮ２とダイオードＤ６は、スナバ回路を構成しており、トランジスタＱ２のドレイン電圧が入力電圧（トランジスタＱ１のエミッタ電圧）の２倍となる電圧でダイオードＤ６が導通し、トランジスタＱ２のドレイン電圧を上記の２倍となる電圧でクランプする。昇圧トランスＴ１の入力巻線Ｎ１及びＮ２は、バイファイラ巻きとされており、密結合している。またコンデンサＣ２は、トランジスタＱ１のエミッタ電圧の平滑を行い、この平滑された電圧が昇圧トランスＴ１に供給される。
【００６２】
昇圧トランスＴ１は、上記のスイッチング部５により所定の入力電圧でスイッチング駆動され、入力電圧を昇圧し、所定の脈流波形の高電圧を発生させる。この昇圧トランスＴ１の出力側には整流部７が接続されており、整流部７は昇圧トランスＴ１によって発生した脈流波形の高電圧を整流・平滑し、直流の高電圧を生成する。
【００６３】
上記整流部７は、高圧整流用のダイオードＤ１、高圧平滑用のコンデンサＣ４、抵抗Ｒ８及びＲ９より構成されている。この整流部７の出力側は高電圧印加部に接続されており、画像形成装置内の駆動回路から電源を得て動作する負荷１２に対して高電圧を出力する。
【００６４】
したがって、整流部７により生成された直流の高電圧は、高電圧印加部を介して負荷１２に出力される。また、コンデンサＣ４は接地電位に接続されているので、他の高電圧電源からの流れ込み交流電流が発生する場合には、このコンデンサＣ４を介して接地へと電流が流れるため、従来の図１０に示すように電流検出部１１内のコンデンサＣ６端の電位を変動させることはない。
【００６５】
また、整流部７により生成された出力電圧は、整流部７内に設けられている電圧検出部（電圧検出手段）９により絶えずモニタされており、高電圧の出力電圧が低電圧の検出信号レベルに変換される。電圧検出部９は、昇圧トランスＴ１と高圧整流用のダイオードＤ１とにより高圧平滑用のコンデンサＣ４に充電される電荷の放電を行うブリーダ抵抗器の機能を兼ねている。
【００６６】
上記電圧検出部９内の抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９の分圧により得られる検出電圧は、後述する比較演算増幅器ＩＣ２の反転入力端子が非反転入力端子と同電位に固定制御されるので、高電圧印加部電圧及び反転入力端子電圧により一意的に定まる値｛検出電圧＝（高電圧印加部電圧×Ｒ９＋反転入力端子電圧×Ｒ８）／（Ｒ８＋Ｒ９）｝を示す。また、図２に示すように、電圧検出部９を流れる電流経路と負荷電流経路とを分離し、負荷電流検出部１１が負荷電流のみを検出できることを可能としている。
【００６７】
また、抵抗Ｒ８及びＲ９は、定電圧制御部４内の比較演算増幅器ＩＣ１に接続されており、その検出電圧は比較演算増幅器ＩＣ１によりモニタされる。
【００６８】
電源電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ１を介して入力される定電圧制御部４は、シリーズレギュレータ動作を行うトランジスタＱ１及び抵抗Ｒ２と、上記検出電圧をモニタしている比較演算増幅器ＩＣ１と、比較演算増幅器ＩＣ１の位相補正を行うコンデンサＣ１と、コントローラ１からの定電圧値可変ＰＷＭ信号を基準電圧Ｖｒｅｆのクロック信号に変換するトランジスタＱ４及び抵抗Ｒ１１と、この基準電圧化されたクロック信号を整流してＰＷＭ信号をアナログＤＣ信号に変換するローパスフィルタ（抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ７）とから構成され、スイッチング部５に接続されている。Ｄ５はダイオード、Ｒ１２は抵抗である。
【００６９】
上記定電圧制御部４は、コントローラ１により送信された定電圧値可変ＰＷＭ信号に従い、比較演算増幅器ＩＣ１に入力すべき閾値電圧を高精度に生成し、上記電圧検出部９の検出電圧と比較演算する。比較演算増幅器ＩＣ１の直接の制御対象はトランジスタＱ１のベースであり、「高電圧印加部の電圧値」が「定電圧値可変ＰＷＭ信号に応じて一意的に定まる電圧値」となるようにトランジスタＱ１を制御駆動する。この制御駆動されるトランジスタＱ１は、電流を増幅して、スイッチング部５へ電源を供給する。
【００７０】
電流検出部１１は、上述の比較演算増幅器ＩＣ２、抵抗Ｒ１０、コンデンサＣ６、コンデンサＣ８、及び抵抗Ｒ１５，Ｒ１６からなるオフセット電位設定部１４により構成され、コントローラ１と整流回路７に接続されている。そして、負荷１２に流れる負荷電流値を検出し、コントローラ１へその電流値検出値信号を送信する。コンデンサＣ６は、比較演算増幅器ＩＣ２の反転入力端子のインピーダンスを下げる役目を担っており、ノイズの重畳を防止する。またコンデンサＣ８は、比較演算増幅器ＩＣ２のゲインを下げ、発振防止として機能する。
【００７１】
比較演算増幅器ＩＣ２は、非反転入力端子にオフセット電位設定部１４が接続されており、所定の値｛Ｖｒｅｆ×Ｒ１６／（Ｒ１５＋Ｒ１６）｝の電圧が入力される。したがって、反転入力端子は、非反転入力端子と同一電位となるように制御動作する。電圧検出部９の一端は、その反転入力端子に接続されることにより、上記の所定の値｛Ｖｒｅｆ×Ｒ１６／（Ｒ１５＋Ｒ１６）｝に制御維持される。
【００７２】
また、負荷電流は図２に示す経路で流れるので、抵抗Ｒ１０の両端には負荷電流値×（Ｒ１０）の値で示される電圧信号が負荷電流として検出される。例えば、負荷電流の検出用抵抗Ｒ１０の値が２００ＫΩ、負荷電流が１０μＡである場合、抵抗Ｒ１０端には２．０Ｖの電圧が発生する。また例えば、Ｖｒｅｆ＝５Ｖ，Ｒ１５＝１０ＫΩ、Ｒ１６＝４．７ＫΩとすると、比較演算増幅器ＩＣ２の入力端子電圧は、１．６０Ｖ｛＝５Ｖ×４．７ＫΩ／（１０ＫΩ＋４．７ＫΩ）｝となるので、比較演算増幅器ＩＣ２の出力端子には、１．６０Ｖ＋２．０Ｖより、３．６０Ｖが検出される。
【００７３】
つまり、比較演算増幅器ＩＣ２は初期値として１．６０Ｖを出力し、電流が流れた量だけその電圧を上昇させることにより負荷電流を検出することを可能とする。以下、この１．６０ＶをＩＣ２オフセット電位と呼ぶことにする。
【００７４】
上記のＩＣ２オフセット電位を初期値として保持することにより、他高圧電流の流れ込み時において発生する、電圧検出部９の変動を除去することができる。この反転入力端子にオフセット電位を与えた場合の様子を従来例の図１１と対比して、図３に示す。
【００７５】
図３の（ａ）はスタンバイ時における比較演算増幅器ＩＣ２の各端子電圧を示している。比較演算増幅器ＩＣ２は正常に動作し、各端子とも１．６０Ｖに保持される。
【００７６】
図３の（ｂ）は電流検出シーケンス時における比較演算増幅器ＩＣ２の各端子電圧を示している。比較演算増幅器ＩＣ２は正常に動作し、負荷電流が比較演算増幅器ＩＣ２に出力端子から検出される。抵抗Ｒ９の一端は１．６０Ｖに保持されるので、電圧検出部９も正常に動作する。
【００７７】
図３の（ｃ）は他高圧電流の流れ込み時における比較演算増幅器ＩＣ２の各端子電圧を示している。他高圧電流の流れ込み電流が自らの出力電流より多いため負荷電流検出用の抵抗Ｒ１０には通常｛図３の（ｂ）｝と逆方向の電流が流れ、抵抗Ｒ１０端には通常とは逆方向の電圧降下０．７２Ｖが発生する。しかし、比較演算増幅器ＩＣ２の入力端子は１．６０Ｖであるので、単純に０．７２Ｖ電圧降下し、比較演算増幅器ＩＣ２の出力端子は０．８８Ｖを示す。
【００７８】
したがって、本実施例の高電圧発生装置１３は、他高電圧電流の流れ込み時においても、抵抗Ｒ９の一端が１．６０Ｖに固定保持されるので、従来と異なり、電圧検出部９も正常に動作させることが可能となる。
【００７９】
このように、本実施例によれば、比較演算増幅器ＩＣ２は非反転入力端子に所定の値｛Ｖｒｅｆ×Ｒ１６／（Ｒ１５＋Ｒ１６）｝の電圧が入力され、反転入力端子が同一電圧となるように制御動作するので、図７に示す従来の高電圧発生装置と異なり、他高圧電流の流れ込みが生じた場合においても、比較演算増幅器ＩＣ２の反転増幅端子を一定に保持することができ、周囲環境等により変動する負荷１２に対し、所望の電流値を流すことのできる安定した定電圧制御方式の高電圧発生装置を実現することが可能となる。
【００８０】
また、ＩＣ２オフセット電位値は、自らの出力電流と発生する流れ込み電流の値に応じて適宜変更すれば良く、コントローラ１によって制御することも容易に可能となる。
【００８１】
更に、負荷電流及び負荷電圧双方の検出制御手段を有しているので、電流リミッタ、電圧リミッタとして動作させることも容易に可能となる。また、従来と比較して、部品点数の増加もほとんどなく、低コストにて上述の機能を実現することが可能となる。したがって、従来と比較して、高精度で最適な負荷電流値を供給できる高電圧発生装置を、一層安定した定電圧制御回路として提供することが可能となる。
【００８２】
更に、このように構成された高電圧発生装置１３を画像形成装置に採用することにより、例えば転写電流の変動による転写不良等の動作不良を防止でき、画像形成装置内の各ユニットを適切に動作させることが可能になる。
【００８３】
なお、本実施例においては、整流部７の構成を便宜的に片整流タイプとしているが、倍電圧整流やそれ以上の倍電圧整流でも構わない。また、制御手段としてオペアンプ（演算増幅器）を用いているが、同様に機能する、他の比較演算手段でも構わない。またバイファイラ巻の昇圧トランスを用いているが、単巻の入力巻線を内包する他の昇圧トランスでも構わない。
【００８４】
（第２の実施例）
次に、本発明の第２の実施例について、図４を参照して説明する。図４は本実施例による高電圧発生装置１５の概略構成を示す回路図である。
【００８５】
本実施例の構成は、負バイアス電源に正バイアス電源を重畳して、正負どちらの出力も可能としている電源において、上述の第１の実施例に用いられている電圧検出部９と電流検出部１１を適用し、正負出力可能なバイアス電源に対しても、同様の効果が得られるように再構成したものである。
【００８６】
同図において、高電圧制御回路は、正バイアス生成部と負バイアス生成部を構成している。正バイアス生成部は、高電圧を発生する昇圧トランスＴ１と、昇圧トランスＴ１を駆動するスイッチング部５と、昇圧トランスＴ１のスイッチング状態を制御する定電圧制御部４と、昇圧トランスＴ１の出力電圧を整流・平滑する整流部７と、負荷１２を流れる負荷電流値を検出する電流検出部１１と、クロック信号（ＣＬＫ１，ＣＬＫ２）を出力するクロック発生器２と、コントローラ１とから構成されている。また、コントローラ１は、定電圧制御部４と電流検出部１１とクロック発生器２に接続されている。
【００８７】
負バイアス生成部は、出力電圧を制御しない構成となっており、高電圧を発生する昇圧トランスＴ２と、昇圧トランスＴ２を駆動するスイッチング部６と、昇圧トランスＴ２の出力を整流する整流部８とから構成されている。さらに、電圧下限リミッタ回路部１０と、クランプダイオードＤ３が追加構成されている。
【００８８】
まず、高電圧の出力状態について、概要を説明する。コントローラ１は、定電圧値可変ＰＷＭ信号を定電圧制御部４に送信することにより、正バイアス出力時における高電圧印加部の制御電圧をコントロールする。また、電流検出部１１が検出した負荷電流値をＡ／Ｄポートを用い、アナログ信号としてモニタしている。クロック発生器２に対しては、ＯＮ／ＯＦＦ信号を送信し、スイッチング部５あるいはスイッチング部６を駆動するクロック信号をアクティブにするかあるいは停止することにより、負バイアス出力のＯＮ／ＯＦＦを制御している。
【００８９】
また、コントローラ１は、所望の直流電流（積分平均値）が負荷１２に流れるように定電圧制御部４に送信するデータを順次可変させることにより、高電圧印加部の定電圧値をシフトさせて行き、そのときの負荷電流値を電流検出部９によりモニタする。そして、所望の負荷電流値に一致するまでこの操作を繰り返す。この操作により一意的に定まる定電圧可変ＰＷＭ信号の値において、高電圧発生装置１５を定電圧動作させる。
【００９０】
電圧下限リミッタ回路部１０は、負バイアス出力時において、正バイアスの定電圧制御部４及び電流検出部１１にマイナスの電圧が印加されることによる誤動作が発生しないように機能する。負バイアス出力時においては、電流検出部１１を流れる電流ループが逆方向となり、クランプダイオードＤ３は、この逆方向の電流ループのバイパス導通路として機能する。この負バイアス電源を内包した場合においても、上記のように構成することにより、正バイアスについては、第１の実施例と同様の効果を得ることが可能となる。
【００９１】
但し、高電圧印加部の電圧は、図５に示すように、整流部８内の抵抗Ｒ７を介する経路で電流が流れるように印加されるので、高抵抗値の抵抗Ｒ７には高電圧の電圧降下が発生する。つまり、抵抗Ｒ６の両端に発生する電圧は、接地点を０Ｖの基準として、高電圧印加部には正電位の高電圧が、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点には負電位の高電圧がそれぞれ発生するように分圧される。例えば、負荷ＲＬ＝１００ＭΩ、Ｒ７＝１０ＭΩ、高電圧印加部電圧＝１０００Ｖとすると、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点電位は約−１００Ｖとなり、抵抗Ｒ６両端には約１１００Ｖの電位差が発生することになる。
【００９２】
次に、負バイアス生成部について説明する。スイッチング部６、昇圧トランスＴ２及び整流部８が追加構成され、正バイアス生成部のスイッチング部５、昇圧トランスＴ１及び整流回路７と同様に機能し、抵抗Ｒ７の両端に高電圧の負バイアスが生成される。
【００９３】
負バイアス出力時において、電圧検出部９は高電圧印加部の電圧を分圧した値を検出するので、その値はマイナス電圧となる。このマイナス電圧が比較演算増幅器ＩＣ１に入力されると、比較演算増幅器ＩＣ１は誤動作を起こし、トランジスタＱ１を駆動してしまう。このため、負バイアス出力時に、電圧検出部９の検出電圧がマイナス電位にならないように、電圧下限リミッタ回路部１０は機能する。なお、正バイアス出力時にはオープン状態となる。
【００９４】
また、負バイアス出力時において、負荷電流は図５に示す電流と逆方向に流れるため、比較演算増幅器ＩＣ２の反転入力端子は、比較演算増幅器ＩＣ２の出力端子よりプラスの電位となり、非反転入力端子よりも高電位となる。したがって、比較演算増幅器ＩＣ２は０Ｖを出力し、反転入力端子の電位は負荷電流が多く流れるほど上昇する。この反転入力端子の電位上昇を抑制し、比較演算増幅器ＩＣ２を保護するために、ダイオードＤ３は電圧リミッタとして機能する。なお、、正バイアス出力時にはオープン状態となる。
【００９５】
また、電圧検出部９は、高電圧印加部と比較演算増幅器ＩＣ２の反転入力端子とに接続されているので、負バイアス生成回路内の抵抗Ｒ７に発生する電圧降下値や電流検出部１１の検出値に関係なく、高電圧印加部の電位を一定に保持することが可能となる。
【００９６】
したがって、本実施例高電圧発生装置１５は、第１の実施例と同様に、他高電圧電流の流れ込み時においても、抵抗Ｒ９の一端が所定のＩＣ２オフセット電圧に固定保持されるので、電圧検出部９も正常に動作させることを可能としている。
【００９７】
また、本実施例の高電圧発生装置１５は、ＩＣ２オフセット電位を設定しているので、高電圧印加部の出力電圧に対する定電圧値可変ＰＷＭ信号もオフセット値を示す。図１２は例としてＩＣ２オフセット電位が１．６０Ｖの場合を示している。したがって、電圧下限リミッタ回路部１０のクランプ電圧に影響を受けず、定電圧制御動作をさせることが可能となる。つまり、高電圧印加部の出力電圧を数Ｖ程度から制御出力することが可能となる。
【００９８】
このように、本実施例によれば、比較演算増幅器ＩＣ２は非反転入力端子に所定の値｛Ｖｒｅｆ×Ｒ１６／（Ｒ１５＋Ｒ１６）｝の電圧が入力され、反転入力端子が同一電圧となるように制御動作するので、図９に示す従来の高電圧発生装置と異なり、他高圧電流の流れ込みが生じた場合においても、比較演算増幅器ＩＣ２の反転増幅端子を一定に保持することができ、周囲環境等により変動する負荷１２に対し、所望の電流値を流すことのできる安定した定電圧制御方式の高電圧発生装置を実現することが可能となる。また、ＩＣ２オフセット電位値は、自らの出力電流と発生する流れ込み電流の値に応じて適宜変更すれば良く、コントローラ１によって制御することも容易に可能となる。
【００９９】
また、負荷電流及び負荷電圧双方の検出制御手段を有しているので、電流リミッタ、電圧リミッタとして動作させることも容易に可能となる。また、従来と比較して、部品点数の増加もほとんどなく、低コストにて、上述の機能を実現することができる。したがって、従来と比較して、高精度で最適な負荷電流値を供給できる高電圧発生装置１５を一層安定した定電圧制御回路として提供することが可能となる。
【０１００】
更に、このように構成された高電圧発生装置１５を画像形成装置に採用することにより、例えば転写電流の変動による転写不良等の動作不良を防止でき、画像形成装置内の各ユニットを適切に動作させることが可能になるという効果が得られる。
【０１０１】
なお、本実施例においては、整流部の構成を便宜的に片整流タイプとしているが、倍電圧整流やそれ以上の倍電圧整流でも構わない。また制御手段としてオペアンプを用いているが、同様に機能する、他の比較演算手段でも構わない。またバイファイラ巻の昇圧トランスを用いているが、単巻の入力巻線を内包する他の昇圧トランスでも構わない。
【０１０２】
（第３の実施例）
次に、本発明の第３の実施例について、図６を参照して説明する。図６は本実施例による高電圧発生装置１７の概略構成を示す回路図である。
【０１０３】
本実施例の構成は、負バイアス電源に正バイアス電源を重畳して、正負どちらの出力も可能としている上述の第２の実施例に用いられている電源において、電圧検出部１９の出力（電圧値検出信号）をコントローラ１に、電流検出部２１の出力（電流値検出信号）を比較演算増幅器ＩＣ１に入力するように接続を変更して構成したものである。
【０１０４】
本実施例では、高電圧出力の制御のために定電流制御部１６が構成され、高電圧発生装置１７は定電流制御回路として動作する。すなわち、コントローラ１は、所望の直流電流が負荷１２に流れるように、定電流制御部１６に定電流値可変ＰＷＭ信号を送信する。そして、所望の直流電流が流れるときの電圧値検出信号（積分平均値）を記憶しておき、電圧検出部１９の検出電圧値が記憶した値と一致するように、定電流制御部１６に送信するデータを順次可変させ、高電圧発生装置１７を定電流動作させる。上述の変更内容以外は、前述の第２の実施例と同様に機能するので、説明は省略する。
【０１０５】
上記電流検出部２１によって検出された負荷電流値は、定電流制御部１６内の比較演算増幅器ＩＣ１に入力されており、その検出電流は比較演算増幅器ＩＣ１によりモニタされる。
【０１０６】
定電流制御部１６は、コントローラ１から送信された定電流値可変ＰＷＭ信号に従い、比較演算増幅器ＩＣ１に入力すべき閾値電圧を高精度に生成し、上記電流検出部２１の検出電流と比較演算する。比較演算増幅器ＩＣ１の直接の制御対象はトランジスタＱ１のベースであり、「負荷１２を流れる電流値」が「定電流値可変ＰＷＭ信号に応じて一意的に定まる電流値」となるようにトランジスタＱ１を制御駆動する。この制御駆動されるトランジスタＱ１は、電流を増幅してスイッチング部５へ電源を供給する。
【０１０７】
電流検出部２１は、図４の電流検出部１１と同様、比較演算増幅器ＩＣ２、抵抗器Ｒ１０、コンデンサＣ６、コンデンサＣ８、及びオフセット電位設定部１４により構成され、コントローラ１、整流部７に接続されている。そして、負荷１２に流れる負荷電流値を検出し、比較演算増幅器ＩＣ１へ送信する。この電流検出部２１内の比較演算増幅器ＩＣ２は、第１の実施例及び第２の実施例と同様にＩＣ２オフセット電位を初期値として保持するので、他高圧電流の流れ込み時において発生する、電流検出部１９の変動を除去することができる。
【０１０８】
したがって、本実施例によれば、外部からの高電圧電流の流れ込みが発生した場合においても定電流制御を維持でき、周囲環境等により変動する負荷１２に対し、所望の電流値を流すことのできる定電流制御方式の高電圧発生装置を実現することが可能となる。また、ＩＣ２オフセット電位値は、自らの出力電流と発生する流れ込み電流の値に応じて適宜変更すれば良く、コントローラ１によって制御することも容易に可能となる。
【０１０９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、他装置からの高圧電流の流れ込みが生じた場合においても、安定した定電圧制御を行うことが可能となる。また、オフセット電位値は自らの出力電流と発生する流れ込み電流の値に応じて適宜変更すれば良く、コントローラによって制御することも容易に可能となる。
【０１１０】
また、負荷電流及び負荷電圧双方の検出制御手段を有するようにしたので、電流リミッタ、電圧リミッタとして動作させることも容易に可能となる。また、従来と比較して、部品点数の増加もほとんどなく、低コストにて、上述の機能が可能となる。したがって、従来と比較して、高精度で最適な負荷電流値を供給できる高電圧発生装置を、一層安定した定電流制御回路として提供することが可能となる。
【０１１１】
更に、このように構成される高電圧発生装置を画像形成装置に採用することにより、例えば転写電流の変動による転写不良等の動作不良を防止でき、画像形成装置内の各ユニットを適切に動作させることが可能になるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例の概略構成を示す回路図
【図２】 第１の実施例の負荷電流経路を示す説明図
【図３】 実施例の電流検出回路部の動作電圧を示す説明図
【図４】 本発明の第２の実施例の概略構成を示す回路図
【図５】 第２の実施例の負荷電流経路を示す説明図
【図６】 本発明の第３の実施例の概略構成を示す回路図
【図７】 従来例１の概略構成を示す回路図
【図８】 従来例１の負荷電流経路を示す説明図
【図９】 従来例２の概略構成を示す回路図
【図１０】 従来例１の流れ込み電流経路を示す説明図
【図１１】 従来例の電流検出回路部の動作電圧を示す説明図
【図１２】 定電圧値可変ＰＷＭ信号と高電圧印加部の対比を示す説明図
【符号の説明】
１ コントローラ
２ クロック発生器
４ 定電圧制御部
５ スイッチング部
６ スイッチング部
７ 整流部
８ 整流部
９ 電圧検出部
１０ 電圧下限リミッタ回路部
１１ 電流検出部
１２ 負荷
１３ 高電圧発生装置
１４ オフセット電位設定部
１５ 高電圧発生装置
１６ 定電流制御部
１７ 高電圧発生装置
１９ 電圧検出部
２１ 電流検出部
Ｔ１ 昇圧トランス
Ｔ２ 昇圧トランス
Ｑ２ スイッチングトランジスタ
Ｑ３ スイッチングトランジスタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、高電圧発生装置及びこれを備えた画像形成装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電子写真方式を採用している画像形成装置には、高電圧発生装置が備えられており、用紙などに対する画像形成プロセスには欠かせない存在となっている。この高電圧発生装置内には、例えば帯電高圧電源、現像高圧電源、転写高圧電源、定着高圧電源等、各種モジュール化された電源が存在する。
【０００３】
これらの各高圧モジュールは、画像形成装置の構成に応じて異なった仕様を有しており、例えば直流電源に交流電源を重畳したものや、直流マイナス電源に直流プラス電源を重畳したもの等様々に構成され、規定電圧や規定電流、定電流制御方式や定電圧制御方式、単一値出力や多段階値制御出力、また負荷条件等についても様々な仕様がある。
【０００４】
この中でも、様々な条件下において一定の電圧や電流を出力できるように定電圧制御回路や定電流制御回路を用いることは必要不可欠となっている。
【０００５】
通常、定電圧制御回路には電圧検出回路が、定電流制御回路には電流検出回路が設けられている。しかし、定電圧制御回路に電圧検出回路及び電流検出回路の双方を設け、電流値をモニタしながら定電圧制御を行う場合がある。また、定電圧制御回路及び定電流制御回路、あるいは電圧検出回路と電流検出回路の双方を設け、定電流制御動作を行ったときの電圧値をモニタし、その電圧値を用いて演算処理を施して定電圧制御動作を行うという手法も考えられている。
【０００６】
これは、定電圧制御のみでバイアス印加を行うと、転写ローラ等の抵抗値は環境特に湿度によって大きく変わるので、転写電流が変動して転写不良を生じやすくなるためである。また、定電流制御のみでバイアス印加を行うと、転写ローラ上を通過する転写材の大きさ（幅）が小さい場合、転写ローラ上に転写材の存在する領域及び転写材の存在しない領域の双方が転写バイアスの出力負荷として扱われ、転写材の存在しない領域の方が転写材の存在する領域よりもインピーダンスが低くなるため、転写材の存在しない領域に電流が流れ、転写材の存在する領域は電流不足により転写不良を生じやすいという問題があるためである。
【０００７】
図７はこのような従来の定電圧制御方式を採用した高電圧発生装置１１３の概略構成を示す回路図である（従来例１）。
【０００８】
同図に示すように、この高電圧発生装置は、高電圧を発生する昇圧トランスＴ１０１と、昇圧トランスＴ１０１を駆動するスイッチング部１０５と、昇圧トランスＴ１０１のスイッチング状態を制御する定電圧制御部１０４と、昇圧トランスＴ１０１の出力電圧を整流・平滑する整流部１０７と、負荷１１２を流れる負荷電流値を検出する電流検出部１１１と、クロック信号（ＣＬＫ１０１）を出力するクロック発生器１０２と、コントローラ１０１とから構成されている。
【０００９】
コントローラ１０１は、定電圧制御部１０４と電流検出部１１１に接続されており、定電圧値可変ＰＷＭ信号を定電圧制御部１０４に送信することにより、高電圧印加部の制御電圧をコントロールする。また、電流検出部１１１が検出した負荷電流値をＡ／Ｄポートからアナログ信号として入力してモニタしている。
【００１０】
上記コントローラ１０１の出力信号により、定電圧制御部１０４は所定の電圧をスイッチング部１０５に供給する。スイッチング部１０５は、その入力電圧において、昇圧トランスＴ１０１をスイッチング駆動する。そして、スイッチング駆動された昇圧トランスＴ１０１は、高電圧を生成する。この高電圧は、整流部１０７により平滑・整流された後に、高電圧印加部に出力される。高電圧印加部は、負荷１１２に接続されており、負荷１１２に流れる電流は電流検出部１１１により検出される。
【００１１】
整流部１０７により生成された出力電圧は、整流部１０７内に設けられている電圧検出部１０９により絶えずモニタされており、高電圧の出力電圧が低電圧の検出信号レベルに変換される。この電圧検出部１０９内の抵抗Ｒ１０８と抵抗Ｒ１０９の分圧により得られる検出電圧は、後述の比較演算増幅器ＩＣ１０２の反転入力端子が仮想接地されているので、高電圧印加部の電圧の分圧値を直接に示す（検出電圧＝高電圧印加部の電圧×Ｒ１０９／（Ｒ１０８＋Ｒ１０９））。
【００１２】
また、図８に示すように、電圧検出部１０９を流れる電流経路と負荷電流経路と分離し、後述の負荷電流検出部１１１が負荷電流のみを検出できることを可能としている。
【００１３】
また、抵抗Ｒ１０８及びＲ１０９は、定電圧制御部１０４内の比較演算増幅器ＩＣ１０１に接続されており、その検出電圧は、比較演算増幅器ＩＣ１０１によりモニタされる。
【００１４】
定電圧制御部１０４は、コントローラ１０１により送信された定電圧値可変ＰＷＭ信号に従い、比較演算増幅器ＩＣ１０１に入力すべき閾値電圧を高精度に生成し、上記電圧検出部１０９の検出電圧と比較演算し、トランジスタＱ１０１を制御駆動する。この制御駆動されるトランジスタＱ１０１は、電流を増幅してスイッチイング部１０５へ電源を供給する。
【００１５】
電流検出部１１１は、負荷１１２に流れる負荷電流値を検出し、コントローラ１０１へ送信する。
【００１６】
比較演算増幅器ＩＣ１０２は、非反転入力端子が接地されており、反転入力端子を仮想接地としている。このため、トランスＴ１０１の一端はこの反転入力端子に接続されることによって仮想接地され、図８に示す経路で負荷電流が流れる。
【００１７】
したがって、比較演算増幅器ＩＣ１０２の出力端子には、負荷電流値×（抵抗Ｒ１１０の値）で示される電圧信号が負荷電流として検出される。例えば、負荷電流の検出用抵抗Ｒ１１０の値が２００ＫΩ、負荷電流が１０μＡである場合、検出値は２．０Ｖを示す。
【００１８】
コンデンサＣ１０６は、上記トランスＴ１０１の一端を交流的に接地し、図８に示す負荷電流経路（直流経路）と切り分ける役割を担っている。そして、比較演算増幅器ＩＣ１０２の反転入力端子に電圧検出部１０９が接続されている。
【００１９】
なお、Ｖｃｃの電源電圧が抵抗Ｒ１０１を介して入力される定電圧制御部１０４において、Ｄ１０５はダイオード、Ｃ１０１，Ｃ１０７はコンデンサ、Ｒ１０２，Ｒ１０３，Ｒ１１１，Ｒ１１２は抵抗、Ｑ１０４は基準電圧Ｖｒｅｆが入力されるトランジスタである。また、スイッチング部１０５において、Ｑ１０２は昇圧トランスＴ１０１の入力巻線Ｎ１０１，Ｎ１０２に接続されたスイッチングトランジスタ、Ｄ１０６はダイオード、Ｃ１０２はコンデンサ、Ｒ１０４は抵抗であり、整流部１０７において、Ｄ１０１は整流用のダイオード、Ｃ１０４は平滑用のコンデンサであり、電流検出部１１１におけるＣ１０８はコンデンサである。
【００２０】
次に、負バイアス電源に正バイアス電源を重畳して、正負どちらの出力も可能としている高電圧発生装置１１４を図９に示す（従来例２）。この従来例２は、上述の従来例１に用いられている電圧検出部１０９と電流検出部１１１を適用し、正負出力可能なバイアス電源に対しても、同様の効果が得られるように追加構成したものである。
【００２１】
同図において、高電圧制御回路はスイッチング部１０５と整流部１０７からなる正バイアス生成部と、スイッチング部１０６と整流部１０８からなる負バイアス生成部を構成している。そして、負バイアス生成部を追加することにより、ダイオードＤ１０４、Ｄ１０８及び抵抗Ｒ１１３からなる電圧下限リミッタ回路部１１０と、電流検出部１１１にクランプダイオードＤ１０３が新たに追加構成される。他の回路部は図７の回路と同様に機能する。
【００２２】
なお、クロック発生器１０２は正，負バイアス用のクロック信号（ＣＬＫ１０１，１０２）を出力する。また、スイッチング部１０６はスイッチング部１０５と同様、トランスＴ１０２と接続されたスイッチングトランジスタＱ１０３、ダイオードＤ１０７、コンデンサＣ１０３及び抵抗Ｒ１０５から構成され、整流部１０８も整流部１０７と同様、整流用のダイオードＤ１０２、平滑用のコンデンサＣ１０５及び抵抗Ｒ１０７から構成されている。
【００２３】
コントローラ１０１は、クロック発生器１０２に対してＯＮ／ＯＦＦ信号を送信し、スイッチング部１０６を駆動するクロック信号（ＣＬＫ１０２）をアクティブにするかあるいは停止することにより、負バイアス出力のＯＮ／ＯＦＦを制御している。
【００２４】
電圧下限リミッタ回路部１１０は、負バイアス出力時において、正バイアスの定電圧制御部１０４及び電流検出部１１１にマイナスの電圧が印加されることによる誤動作が発生しないように機能する。また、負バイアス出力時においては、電流検出部１１１を流れる電流ループが逆方向となり、クランプダイオードＤ１０３は、この逆方向の電流ループのバイパス導通路として機能する。この負バイアス電源を内包した場合においても、上記のように構成することにより、従来例１と同様の効果を得ることが可能となる。
【００２５】
また、上述の従来例１及び２において、コントローラ１０１は、所望の直流電流（積分平均値）が負荷１１２に流れるように定電圧制御部１０４に送信するデータを順次可変させることにより、高電圧印加部の定電圧値をシフトさせて行き、そのときの負荷電流値を電流検出部１１１によりモニタする。そして、所望の負荷電流値に一致するまでこの操作を繰り返す。これにより、周囲環境等により変動する負荷１１２に対し、所望の電流値を流すことのできる定電圧制御方式の高電圧発生装置を実現することが可能となる。
【００２６】
このように、反転入力端子を仮想接地した構成の電流検出部１１１を用い、整流部１０７内の電圧検出部１０９をその仮想接地端子に接続したので、電流検出部１１１は負荷電流のみを高精度に検出することが可能である。
【００２７】
また、電圧検出部１０９は、高電圧印加部と接地電位（仮想接地部）に接続されるので、抵抗Ｒ１０８及びＲ１０９は、高電圧印加部の電位を高精度に検出することも可能となる。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来の高電圧発生装置にあっては、画像形成装置に用いられた場合、図１０に示すように他の高電圧発生装置（高圧電源）から流れ込み電流が流れ、回路が誤動作を生じる場合がある。この流れ込み電流の交流成分は、コンデンサＣ１０４及びコンデンサＣ１０６を介して流れ、直流成分は抵抗Ｒ１０８、Ｒ１０９及び抵抗Ｒ１１０を介して流れ込む。
【００２９】
上記の抵抗Ｒ１１０は、自らの出力電流をモニタしており、上述のような流れ込み電流が自らの出力電流値よりも大きい場合には、電流検出用の抵抗Ｒ１１０に通常と逆方向の電流が流れ、比較演算増幅器ＩＣ１０２の反転入力端子を接地電位に保持することができなくなる。
【００３０】
図１１は従来の電流検出回路部の動作電圧を示す図で有り、（ａ）はスタンバイ時における比較演算増幅器ＩＣ１０２の各端子電圧の具体例を示している。演算増幅器ＩＣ１０２は正常に動作し、各端子とも０Ｖに保持されている。
【００３１】
図１１の（ｂ）は電流検出シーケンス時における比較演算増幅器ＩＣ１０２の各端子電圧の具体例を示している。比較演算増幅器ＩＣ１０２は正常に動作し、負荷電流が比較演算増幅器ＩＣ１０２の出力端子から検出される。抵抗Ｒ１０９の一端は０Ｖに保持されるので、図１０に示す電圧検出部１０９も正常に動作する。
【００３２】
図１１の（ｃ）は他高圧電流の流れ込み時における比較演算増幅器ＩＣ１０２の各端子電圧の具体例を示している。他高圧電流の流れ込み電流値が自らの出力電流より多いため、負荷電流検出用の抵抗Ｒ１１０には通常と逆方向の電流が流れ、比較演算増幅器ＩＣ１０２の反転入力端子の電位が浮いてしまう。
【００３３】
そして、上記の図１１の（ｃ）の状態では、コントローラ１０１による電流検出は行っていないため、電流検出値が実際の負荷電流と異なることに関しては問題はない。しかし、電圧検出部が誤った値に変動するため、高電圧印加部の定電圧値を一定に保持できないという現象が生じる。
【００３４】
つまり、比較演算増幅器ＩＣ１０２の反転入力端子が接地電位から変動すると、図１０に示す電圧検出部１０９の一端の電圧が変動するため、高電圧印加部電圧の帰還値にも変動が生じる。したがって、同一の高電圧印加電圧に対して検出電圧値が変動するので、高電圧印加部電圧値を一定に保持することができなくなるという問題点があった。
【００３５】
また、コンデンサＣ１０６に外部からの交流電流が多量に流れ込む場合、かなり大きな容量値のコンデンサを使用しなければ、同様に比較演算増幅器ＩＣ１０２の反転入力端子を接地電位に保持できなくなるといった現象が生じる。これは、コンデンサＣ１０６に交流の電流が流れ込むことにより発生する電圧効果が電流検出部１１１に対し無視できない大きさになるためである。
【００３６】
また、従来例２における逆バイアス出力時に動作する電圧下限リミッタ回路部１１０は、図１２に示すように、０．２〜０．３Ｖ程度の電圧域で動作するため、比較演算増幅器ＩＣ１０１の入力部を低い電圧値で制御動作させること、つまり高電圧印加部を低い出力電圧値に設定することが困難であるという問題を抱えていた。
【００３７】
本発明は、上記のような問題点に鑑みてなされたもので、環境等による負荷変動が生じても、コストアップすることなく、簡素且つ最適な構成で高精度に負荷電流を供給することができ、また他の高電圧発生装置の電流が流れ込んできた場合においてもその性能を維持でき、数Ｖ程度からの出力電圧をコントロール可能な高電圧発生装置を提供することを目的としている。
【００３８】
また、定電圧制御方式と定電流制御方式の両方を、ハードウェアあるいはソフトウェアを用いて採用し、且つ電流・電圧を高精度に検出できる高電圧発生装置を提供することを目的としている。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明では、高電圧発生装置、画像形成装置を、次の（１）ないし（７）のとおりに構成する。
（１）スイッチング駆動される昇圧トランスと、
該昇圧トランスから出力された脈流電圧を整流する整流手段と、
整流された直流出力電圧を検出する電圧検出手段と、
一方の入力には前記電圧検出手段が接続され、他方の入力には所定のオフセット電位が与えられるとともに、前記一方の入力と出力とが抵抗を介して接続された比較演算増幅器を有し、前記直流出力電圧の印加により負荷に流れる電流を検出する電流検出手段とを備え、
前記電圧検出手段を直接接地することなく、前記電流検出手段を介して接地する構成とし、前記抵抗に流れる電流が正負のいずれであっても、前記比較演算増幅器の前記一方の入力が略所定のオフセット電位を維持するようにした高電圧発生装置。
（２）電圧検出手段の出力値が所定の値となるように昇圧トランスのスイッチング駆動を制御する手段を有する前記（１）記載の高電圧発生装置。
（３）電流検出手段の出力値が所望の値になるように前記所定の値を可変制御するモードと、電流検出手段の出力値が所望の値になったときの前記所定の値を固定して定電圧制御するモードとを有する前記（２）記載の高電圧発生装置。
（４）電流検出手段の出力値が所定の値となるように昇圧トランスのスイッチング駆動を制御する手段を有する前記（１）記載の高電圧発生装置。
（５）電圧検出手段の出力値が所望の値となるように前記所定の値を可変制御するモードと、電圧検出手段の出力値が所望の値になったときの前記所定の値を固定して定電流制御するモードとを有する前記（４）記載の高電圧発生装置。
（６）スイッチング駆動される第１昇圧トランスと、
該第１昇圧トランスから出力された脈流電圧を整流する第１整流手段と、
スイッチング駆動される第２昇圧トランスと、
該第２昇圧トランスから出力された脈流電圧を整流する第２整流手段とを有し、
正負どちらの高圧出力をも出力可能とした前記（１）ないし（５）の何れかに記載の高電圧発生装置。
（７）前記（１）ないし（６）の何れかに記載の高電圧発生装置を備えた画像形成装置。
【００４８】
【発明の実施の形態】
本発明によれば、電子写真方式を採用する画像形成装置に用いられる高電圧発生装置において、昇圧トランスと、前記昇圧トランスを駆動するスイッチング手段と、前記昇圧トランスにより出力される脈流電圧の整流及び平滑を行い直流出力電圧を生成する整流手段と、前記整流回路により生成される直流出力電圧を検出する電圧検出手段と、前記直流出力電圧が印加される負荷に流れる電流を検出する電流検出手段とを有し、前記電圧検出手段は直接に対接地電位に接続されず、上記電流検出手段に接続され、且つ前記電圧検出手段と前記電流検出手段の接続部は、少なくとも零より大きい電圧を一定に保持するように動作する。
【００４９】
また本発明によれば、上記電圧検出手段と上記スイッチング手段との間に接続され、上記電圧検出手段の出力値が所定の電圧値となるように上記スイッチング手段を制御駆動する第１の制御手段を有する。
【００５０】
また、本発明によれば、上記電流検出手段と上記第１の制御手段との間に接続され、上記電流検出手段の出力値に従い、前記電圧検出手段の出力が所定の値となるように第１の制御手段に対し制御を行う第２の制御手段を有する。
【００５１】
また本発明によれば、上記電流検出手段と上記スイッチング手段との間に接続され、上記電流検出手段の出力値が所定の電流値となるように上記スイッチング手段を制御駆動する第３の制御手段を有する。
【００５２】
また本発明によれば、上記電圧検出手段と上記第３の制御手段との間に接続され、上記電圧検出手段の出力値に従い、前記電流検出手段の出力が所定の値となるように第３の制御手段に対し制御を行う第４の制御手段を有する。
【００５３】
以下、本発明の実施例を図面について説明する。
【００５４】
（第１の実施例）
図１は本発明の第１の実施例による高電圧発生装置１３の概略構成を示す回路図である。
【００５５】
本実施例の高電圧発生装置１３は、高電圧を発生する昇圧トランスＴ１と、昇圧トランスＴ１を駆動するスイッチング部５と、昇圧トランスＴ１のスイッチング状態を制御する定電圧制御部４と、昇圧トランスＴ１の出力電圧を整流・平滑する整流部７と、負荷１２を流れる負荷電流値を検出する電流検出部（電流検出手段）１１と、クロック信号（ＣＬＫ１）を出力するクロック発生器２と、コントローラ（制御手段）１とから構成されている。コントローラ１は、定電圧制御部４と電流検出部１１とに接続されている。
【００５６】
まず、高電圧の出力状態について、概要を説明する。コントローラ１は、定電圧値可変ＰＷＭ信号を定電圧制御部４に送信することにより、高電圧印加部の制御電圧をコントロールする。また、電流検出部１１が検出した負荷電流値をＡ／Ｄポートを用い、アナログ信号としてモニタしている。
【００５７】
上記コントローラ１の信号により、定電圧制御部４は所定の電圧をスイッチング部（スイッチング手段）５に供給する。スイッチング部５は、この所定のクロック、入力電圧において、昇圧トランスＴ１をスイッチング駆動する。スイッチング駆動された昇圧トランスＴ１は、高電圧を生成する。この高電圧は、整流部７により平滑・整流された後に、高電圧印加部に出力される。高電圧印加部は、負荷１２に接続されており、流れる電流は電流検出部１１により検出される。
【００５８】
また、コントローラ１は、所望の直流電流（積分平均値）が負荷１２に流れるように定電圧制御部４に送信するデータを順次可変させることにより、高電圧印加部の定電圧値をシフトさせて行き、そのときの負荷電流値を電流検出部１１によりモニタする。そして、所望の負荷電流値に一致するまでこの操作を繰り返す。この操作により一意的に定まる定電圧可変ＰＷＭ信号の値において、高電圧発生装置１３を定電圧動作させる。
【００５９】
次に、各ブロックについて、詳細に説明する。
【００６０】
スイッチング部５は、抵抗Ｒ４、スイッチングトランジスタＱ２、コンデンサＣ２及びダイオードＤ６より構成されており、クロック発生器２、昇圧トランスＴ１及び定電圧制御部４に接続されている。抵抗Ｒ４は、トランジスタＱ２の静電破壊の防止のために設けられている。
【００６１】
所定の周波数及びデューティのクロック信号がクロック発生器２よりトランジスタＱ２のゲートに入力されると、トランジスタＱ２は昇圧トランスＴ１をスイッチング駆動する。昇圧トランスＴ１の入力巻線Ｎ１及びＮ２とダイオードＤ６は、スナバ回路を構成しており、トランジスタＱ２のドレイン電圧が入力電圧（トランジスタＱ１のエミッタ電圧）の２倍となる電圧でダイオードＤ６が導通し、トランジスタＱ２のドレイン電圧を上記の２倍となる電圧でクランプする。昇圧トランスＴ１の入力巻線Ｎ１及びＮ２は、バイファイラ巻きとされており、密結合している。またコンデンサＣ２は、トランジスタＱ１のエミッタ電圧の平滑を行い、この平滑された電圧が昇圧トランスＴ１に供給される。
【００６２】
昇圧トランスＴ１は、上記のスイッチング部５により所定の入力電圧でスイッチング駆動され、入力電圧を昇圧し、所定の脈流波形の高電圧を発生させる。この昇圧トランスＴ１の出力側には整流部７が接続されており、整流部７は昇圧トランスＴ１によって発生した脈流波形の高電圧を整流・平滑し、直流の高電圧を生成する。
【００６３】
上記整流部７は、高圧整流用のダイオードＤ１、高圧平滑用のコンデンサＣ４、抵抗Ｒ８及びＲ９より構成されている。この整流部７の出力側は高電圧印加部に接続されており、画像形成装置内の駆動回路から電源を得て動作する負荷１２に対して高電圧を出力する。
【００６４】
したがって、整流部７により生成された直流の高電圧は、高電圧印加部を介して負荷１２に出力される。また、コンデンサＣ４は接地電位に接続されているので、他の高電圧電源からの流れ込み交流電流が発生する場合には、このコンデンサＣ４を介して接地へと電流が流れるため、従来の図１０に示すように電流検出部１１内のコンデンサＣ６端の電位を変動させることはない。
【００６５】
また、整流部７により生成された出力電圧は、整流部７内に設けられている電圧検出部（電圧検出手段）９により絶えずモニタされており、高電圧の出力電圧が低電圧の検出信号レベルに変換される。電圧検出部９は、昇圧トランスＴ１と高圧整流用のダイオードＤ１とにより高圧平滑用のコンデンサＣ４に充電される電荷の放電を行うブリーダ抵抗器の機能を兼ねている。
【００６６】
上記電圧検出部９内の抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９の分圧により得られる検出電圧は、後述する比較演算増幅器ＩＣ２の反転入力端子が非反転入力端子と同電位に固定制御されるので、高電圧印加部電圧及び反転入力端子電圧により一意的に定まる値｛検出電圧＝（高電圧印加部電圧×Ｒ９＋反転入力端子電圧×Ｒ８）／（Ｒ８＋Ｒ９）｝を示す。また、図２に示すように、電圧検出部９を流れる電流経路と負荷電流経路とを分離し、負荷電流検出部１１が負荷電流のみを検出できることを可能としている。
【００６７】
また、抵抗Ｒ８及びＲ９は、定電圧制御部４内の比較演算増幅器ＩＣ１に接続されており、その検出電圧は比較演算増幅器ＩＣ１によりモニタされる。
【００６８】
電源電圧Ｖｃｃが抵抗Ｒ１を介して入力される定電圧制御部４は、シリーズレギュレータ動作を行うトランジスタＱ１及び抵抗Ｒ２と、上記検出電圧をモニタしている比較演算増幅器ＩＣ１と、比較演算増幅器ＩＣ１の位相補正を行うコンデンサＣ１と、コントローラ１からの定電圧値可変ＰＷＭ信号を基準電圧Ｖｒｅｆのクロック信号に変換するトランジスタＱ４及び抵抗Ｒ１１と、この基準電圧化されたクロック信号を整流してＰＷＭ信号をアナログＤＣ信号に変換するローパスフィルタ（抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ７）とから構成され、スイッチング部５に接続されている。Ｄ５はダイオード、Ｒ１２は抵抗である。
【００６９】
上記定電圧制御部４は、コントローラ１により送信された定電圧値可変ＰＷＭ信号に従い、比較演算増幅器ＩＣ１に入力すべき閾値電圧を高精度に生成し、上記電圧検出部９の検出電圧と比較演算する。比較演算増幅器ＩＣ１の直接の制御対象はトランジスタＱ１のベースであり、「高電圧印加部の電圧値」が「定電圧値可変ＰＷＭ信号に応じて一意的に定まる電圧値」となるようにトランジスタＱ１を制御駆動する。この制御駆動されるトランジスタＱ１は、電流を増幅して、スイッチング部５へ電源を供給する。
【００７０】
電流検出部１１は、上述の比較演算増幅器ＩＣ２、抵抗Ｒ１０、コンデンサＣ６、コンデンサＣ８、及び抵抗Ｒ１５，Ｒ１６からなるオフセット電位設定部１４により構成され、コントローラ１と整流回路７に接続されている。そして、負荷１２に流れる負荷電流値を検出し、コントローラ１へその電流値検出値信号を送信する。コンデンサＣ６は、比較演算増幅器ＩＣ２の反転入力端子のインピーダンスを下げる役目を担っており、ノイズの重畳を防止する。またコンデンサＣ８は、比較演算増幅器ＩＣ２のゲインを下げ、発振防止として機能する。
【００７１】
比較演算増幅器ＩＣ２は、非反転入力端子にオフセット電位設定部１４が接続されており、所定の値｛Ｖｒｅｆ×Ｒ１６／（Ｒ１５＋Ｒ１６）｝の電圧が入力される。したがって、反転入力端子は、非反転入力端子と同一電位となるように制御動作する。電圧検出部９の一端は、その反転入力端子に接続されることにより、上記の所定の値｛Ｖｒｅｆ×Ｒ１６／（Ｒ１５＋Ｒ１６）｝に制御維持される。
【００７２】
また、負荷電流は図２に示す経路で流れるので、抵抗Ｒ１０の両端には負荷電流値×（Ｒ１０）の値で示される電圧信号が負荷電流として検出される。例えば、負荷電流の検出用抵抗Ｒ１０の値が２００ＫΩ、負荷電流が１０μＡである場合、抵抗Ｒ１０端には２．０Ｖの電圧が発生する。また例えば、Ｖｒｅｆ＝５Ｖ，Ｒ１５＝１０ＫΩ、Ｒ１６＝４．７ＫΩとすると、比較演算増幅器ＩＣ２の入力端子電圧は、１．６０Ｖ｛＝５Ｖ×４．７ＫΩ／（１０ＫΩ＋４．７ＫΩ）｝となるので、比較演算増幅器ＩＣ２の出力端子には、１．６０Ｖ＋２．０Ｖより、３．６０Ｖが検出される。
【００７３】
つまり、比較演算増幅器ＩＣ２は初期値として１．６０Ｖを出力し、電流が流れた量だけその電圧を上昇させることにより負荷電流を検出することを可能とする。以下、この１．６０ＶをＩＣ２オフセット電位と呼ぶことにする。
【００７４】
上記のＩＣ２オフセット電位を初期値として保持することにより、他高圧電流の流れ込み時において発生する、電圧検出部９の変動を除去することができる。この反転入力端子にオフセット電位を与えた場合の様子を従来例の図１１と対比して、図３に示す。
【００７５】
図３の（ａ）はスタンバイ時における比較演算増幅器ＩＣ２の各端子電圧を示している。比較演算増幅器ＩＣ２は正常に動作し、各端子とも１．６０Ｖに保持される。
【００７６】
図３の（ｂ）は電流検出シーケンス時における比較演算増幅器ＩＣ２の各端子電圧を示している。比較演算増幅器ＩＣ２は正常に動作し、負荷電流が比較演算増幅器ＩＣ２に出力端子から検出される。抵抗Ｒ９の一端は１．６０Ｖに保持されるので、電圧検出部９も正常に動作する。
【００７７】
図３の（ｃ）は他高圧電流の流れ込み時における比較演算増幅器ＩＣ２の各端子電圧を示している。他高圧電流の流れ込み電流が自らの出力電流より多いため負荷電流検出用の抵抗Ｒ１０には通常｛図３の（ｂ）｝と逆方向の電流が流れ、抵抗Ｒ１０端には通常とは逆方向の電圧降下０．７２Ｖが発生する。しかし、比較演算増幅器ＩＣ２の入力端子は１．６０Ｖであるので、単純に０．７２Ｖ電圧降下し、比較演算増幅器ＩＣ２の出力端子は０．８８Ｖを示す。
【００７８】
したがって、本実施例の高電圧発生装置１３は、他高電圧電流の流れ込み時においても、抵抗Ｒ９の一端が１．６０Ｖに固定保持されるので、従来と異なり、電圧検出部９も正常に動作させることが可能となる。
【００７９】
このように、本実施例によれば、比較演算増幅器ＩＣ２は非反転入力端子に所定の値｛Ｖｒｅｆ×Ｒ１６／（Ｒ１５＋Ｒ１６）｝の電圧が入力され、反転入力端子が同一電圧となるように制御動作するので、図７に示す従来の高電圧発生装置と異なり、他高圧電流の流れ込みが生じた場合においても、比較演算増幅器ＩＣ２の反転増幅端子を一定に保持することができ、周囲環境等により変動する負荷１２に対し、所望の電流値を流すことのできる安定した定電圧制御方式の高電圧発生装置を実現することが可能となる。
【００８０】
また、ＩＣ２オフセット電位値は、自らの出力電流と発生する流れ込み電流の値に応じて適宜変更すれば良く、コントローラ１によって制御することも容易に可能となる。
【００８１】
更に、負荷電流及び負荷電圧双方の検出制御手段を有しているので、電流リミッタ、電圧リミッタとして動作させることも容易に可能となる。また、従来と比較して、部品点数の増加もほとんどなく、低コストにて上述の機能を実現することが可能となる。したがって、従来と比較して、高精度で最適な負荷電流値を供給できる高電圧発生装置を、一層安定した定電圧制御回路として提供することが可能となる。
【００８２】
更に、このように構成された高電圧発生装置１３を画像形成装置に採用することにより、例えば転写電流の変動による転写不良等の動作不良を防止でき、画像形成装置内の各ユニットを適切に動作させることが可能になる。
【００８３】
なお、本実施例においては、整流部７の構成を便宜的に片整流タイプとしているが、倍電圧整流やそれ以上の倍電圧整流でも構わない。また、制御手段としてオペアンプ（演算増幅器）を用いているが、同様に機能する、他の比較演算手段でも構わない。またバイファイラ巻の昇圧トランスを用いているが、単巻の入力巻線を内包する他の昇圧トランスでも構わない。
【００８４】
（第２の実施例）
次に、本発明の第２の実施例について、図４を参照して説明する。図４は本実施例による高電圧発生装置１５の概略構成を示す回路図である。
【００８５】
本実施例の構成は、負バイアス電源に正バイアス電源を重畳して、正負どちらの出力も可能としている電源において、上述の第１の実施例に用いられている電圧検出部９と電流検出部１１を適用し、正負出力可能なバイアス電源に対しても、同様の効果が得られるように再構成したものである。
【００８６】
同図において、高電圧制御回路は、正バイアス生成部と負バイアス生成部を構成している。正バイアス生成部は、高電圧を発生する昇圧トランスＴ１と、昇圧トランスＴ１を駆動するスイッチング部５と、昇圧トランスＴ１のスイッチング状態を制御する定電圧制御部４と、昇圧トランスＴ１の出力電圧を整流・平滑する整流部７と、負荷１２を流れる負荷電流値を検出する電流検出部１１と、クロック信号（ＣＬＫ１，ＣＬＫ２）を出力するクロック発生器２と、コントローラ１とから構成されている。また、コントローラ１は、定電圧制御部４と電流検出部１１とクロック発生器２に接続されている。
【００８７】
負バイアス生成部は、出力電圧を制御しない構成となっており、高電圧を発生する昇圧トランスＴ２と、昇圧トランスＴ２を駆動するスイッチング部６と、昇圧トランスＴ２の出力を整流する整流部８とから構成されている。さらに、電圧下限リミッタ回路部１０と、クランプダイオードＤ３が追加構成されている。
【００８８】
まず、高電圧の出力状態について、概要を説明する。コントローラ１は、定電圧値可変ＰＷＭ信号を定電圧制御部４に送信することにより、正バイアス出力時における高電圧印加部の制御電圧をコントロールする。また、電流検出部１１が検出した負荷電流値をＡ／Ｄポートを用い、アナログ信号としてモニタしている。クロック発生器２に対しては、ＯＮ／ＯＦＦ信号を送信し、スイッチング部５あるいはスイッチング部６を駆動するクロック信号をアクティブにするかあるいは停止することにより、負バイアス出力のＯＮ／ＯＦＦを制御している。
【００８９】
また、コントローラ１は、所望の直流電流（積分平均値）が負荷１２に流れるように定電圧制御部４に送信するデータを順次可変させることにより、高電圧印加部の定電圧値をシフトさせて行き、そのときの負荷電流値を電流検出部９によりモニタする。そして、所望の負荷電流値に一致するまでこの操作を繰り返す。この操作により一意的に定まる定電圧可変ＰＷＭ信号の値において、高電圧発生装置１５を定電圧動作させる。
【００９０】
電圧下限リミッタ回路部１０は、負バイアス出力時において、正バイアスの定電圧制御部４及び電流検出部１１にマイナスの電圧が印加されることによる誤動作が発生しないように機能する。負バイアス出力時においては、電流検出部１１を流れる電流ループが逆方向となり、クランプダイオードＤ３は、この逆方向の電流ループのバイパス導通路として機能する。この負バイアス電源を内包した場合においても、上記のように構成することにより、正バイアスについては、第１の実施例と同様の効果を得ることが可能となる。
【００９１】
但し、高電圧印加部の電圧は、図５に示すように、整流部８内の抵抗Ｒ７を介する経路で電流が流れるように印加されるので、高抵抗値の抵抗Ｒ７には高電圧の電圧降下が発生する。つまり、抵抗Ｒ６の両端に発生する電圧は、接地点を０Ｖの基準として、高電圧印加部には正電位の高電圧が、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点には負電位の高電圧がそれぞれ発生するように分圧される。例えば、負荷ＲＬ＝１００ＭΩ、Ｒ７＝１０ＭΩ、高電圧印加部電圧＝１０００Ｖとすると、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点電位は約−１００Ｖとなり、抵抗Ｒ６両端には約１１００Ｖの電位差が発生することになる。
【００９２】
次に、負バイアス生成部について説明する。スイッチング部６、昇圧トランスＴ２及び整流部８が追加構成され、正バイアス生成部のスイッチング部５、昇圧トランスＴ１及び整流回路７と同様に機能し、抵抗Ｒ７の両端に高電圧の負バイアスが生成される。
【００９３】
負バイアス出力時において、電圧検出部９は高電圧印加部の電圧を分圧した値を検出するので、その値はマイナス電圧となる。このマイナス電圧が比較演算増幅器ＩＣ１に入力されると、比較演算増幅器ＩＣ１は誤動作を起こし、トランジスタＱ１を駆動してしまう。このため、負バイアス出力時に、電圧検出部９の検出電圧がマイナス電位にならないように、電圧下限リミッタ回路部１０は機能する。なお、正バイアス出力時にはオープン状態となる。
【００９４】
また、負バイアス出力時において、負荷電流は図５に示す電流と逆方向に流れるため、比較演算増幅器ＩＣ２の反転入力端子は、比較演算増幅器ＩＣ２の出力端子よりプラスの電位となり、非反転入力端子よりも高電位となる。したがって、比較演算増幅器ＩＣ２は０Ｖを出力し、反転入力端子の電位は負荷電流が多く流れるほど上昇する。この反転入力端子の電位上昇を抑制し、比較演算増幅器ＩＣ２を保護するために、ダイオードＤ３は電圧リミッタとして機能する。なお、、正バイアス出力時にはオープン状態となる。
【００９５】
また、電圧検出部９は、高電圧印加部と比較演算増幅器ＩＣ２の反転入力端子とに接続されているので、負バイアス生成回路内の抵抗Ｒ７に発生する電圧降下値や電流検出部１１の検出値に関係なく、高電圧印加部の電位を一定に保持することが可能となる。
【００９６】
したがって、本実施例高電圧発生装置１５は、第１の実施例と同様に、他高電圧電流の流れ込み時においても、抵抗Ｒ９の一端が所定のＩＣ２オフセット電圧に固定保持されるので、電圧検出部９も正常に動作させることを可能としている。
【００９７】
また、本実施例の高電圧発生装置１５は、ＩＣ２オフセット電位を設定しているので、高電圧印加部の出力電圧に対する定電圧値可変ＰＷＭ信号もオフセット値を示す。図１２は例としてＩＣ２オフセット電位が１．６０Ｖの場合を示している。したがって、電圧下限リミッタ回路部１０のクランプ電圧に影響を受けず、定電圧制御動作をさせることが可能となる。つまり、高電圧印加部の出力電圧を数Ｖ程度から制御出力することが可能となる。
【００９８】
このように、本実施例によれば、比較演算増幅器ＩＣ２は非反転入力端子に所定の値｛Ｖｒｅｆ×Ｒ１６／（Ｒ１５＋Ｒ１６）｝の電圧が入力され、反転入力端子が同一電圧となるように制御動作するので、図９に示す従来の高電圧発生装置と異なり、他高圧電流の流れ込みが生じた場合においても、比較演算増幅器ＩＣ２の反転増幅端子を一定に保持することができ、周囲環境等により変動する負荷１２に対し、所望の電流値を流すことのできる安定した定電圧制御方式の高電圧発生装置を実現することが可能となる。また、ＩＣ２オフセット電位値は、自らの出力電流と発生する流れ込み電流の値に応じて適宜変更すれば良く、コントローラ１によって制御することも容易に可能となる。
【００９９】
また、負荷電流及び負荷電圧双方の検出制御手段を有しているので、電流リミッタ、電圧リミッタとして動作させることも容易に可能となる。また、従来と比較して、部品点数の増加もほとんどなく、低コストにて、上述の機能を実現することができる。したがって、従来と比較して、高精度で最適な負荷電流値を供給できる高電圧発生装置１５を一層安定した定電圧制御回路として提供することが可能となる。
【０１００】
更に、このように構成された高電圧発生装置１５を画像形成装置に採用することにより、例えば転写電流の変動による転写不良等の動作不良を防止でき、画像形成装置内の各ユニットを適切に動作させることが可能になるという効果が得られる。
【０１０１】
なお、本実施例においては、整流部の構成を便宜的に片整流タイプとしているが、倍電圧整流やそれ以上の倍電圧整流でも構わない。また制御手段としてオペアンプを用いているが、同様に機能する、他の比較演算手段でも構わない。またバイファイラ巻の昇圧トランスを用いているが、単巻の入力巻線を内包する他の昇圧トランスでも構わない。
【０１０２】
（第３の実施例）
次に、本発明の第３の実施例について、図６を参照して説明する。図６は本実施例による高電圧発生装置１７の概略構成を示す回路図である。
【０１０３】
本実施例の構成は、負バイアス電源に正バイアス電源を重畳して、正負どちらの出力も可能としている上述の第２の実施例に用いられている電源において、電圧検出部１９の出力（電圧値検出信号）をコントローラ１に、電流検出部２１の出力（電流値検出信号）を比較演算増幅器ＩＣ１に入力するように接続を変更して構成したものである。
【０１０４】
本実施例では、高電圧出力の制御のために定電流制御部１６が構成され、高電圧発生装置１７は定電流制御回路として動作する。すなわち、コントローラ１は、所望の直流電流が負荷１２に流れるように、定電流制御部１６に定電流値可変ＰＷＭ信号を送信する。そして、所望の直流電流が流れるときの電圧値検出信号（積分平均値）を記憶しておき、電圧検出部１９の検出電圧値が記憶した値と一致するように、定電流制御部１６に送信するデータを順次可変させ、高電圧発生装置１７を定電流動作させる。上述の変更内容以外は、前述の第２の実施例と同様に機能するので、説明は省略する。
【０１０５】
上記電流検出部２１によって検出された負荷電流値は、定電流制御部１６内の比較演算増幅器ＩＣ１に入力されており、その検出電流は比較演算増幅器ＩＣ１によりモニタされる。
【０１０６】
定電流制御部１６は、コントローラ１から送信された定電流値可変ＰＷＭ信号に従い、比較演算増幅器ＩＣ１に入力すべき閾値電圧を高精度に生成し、上記電流検出部２１の検出電流と比較演算する。比較演算増幅器ＩＣ１の直接の制御対象はトランジスタＱ１のベースであり、「負荷１２を流れる電流値」が「定電流値可変ＰＷＭ信号に応じて一意的に定まる電流値」となるようにトランジスタＱ１を制御駆動する。この制御駆動されるトランジスタＱ１は、電流を増幅してスイッチング部５へ電源を供給する。
【０１０７】
電流検出部２１は、図４の電流検出部１１と同様、比較演算増幅器ＩＣ２、抵抗器Ｒ１０、コンデンサＣ６、コンデンサＣ８、及びオフセット電位設定部１４により構成され、コントローラ１、整流部７に接続されている。そして、負荷１２に流れる負荷電流値を検出し、比較演算増幅器ＩＣ１へ送信する。この電流検出部２１内の比較演算増幅器ＩＣ２は、第１の実施例及び第２の実施例と同様にＩＣ２オフセット電位を初期値として保持するので、他高圧電流の流れ込み時において発生する、電流検出部１９の変動を除去することができる。
【０１０８】
したがって、本実施例によれば、外部からの高電圧電流の流れ込みが発生した場合においても定電流制御を維持でき、周囲環境等により変動する負荷１２に対し、所望の電流値を流すことのできる定電流制御方式の高電圧発生装置を実現することが可能となる。また、ＩＣ２オフセット電位値は、自らの出力電流と発生する流れ込み電流の値に応じて適宜変更すれば良く、コントローラ１によって制御することも容易に可能となる。
【０１０９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、他装置からの高圧電流の流れ込みが生じた場合においても、安定した定電圧制御を行うことが可能となる。また、オフセット電位値は自らの出力電流と発生する流れ込み電流の値に応じて適宜変更すれば良く、コントローラによって制御することも容易に可能となる。
【０１１０】
また、負荷電流及び負荷電圧双方の検出制御手段を有するようにしたので、電流リミッタ、電圧リミッタとして動作させることも容易に可能となる。また、従来と比較して、部品点数の増加もほとんどなく、低コストにて、上述の機能が可能となる。したがって、従来と比較して、高精度で最適な負荷電流値を供給できる高電圧発生装置を、一層安定した定電流制御回路として提供することが可能となる。
【０１１１】
更に、このように構成される高電圧発生装置を画像形成装置に採用することにより、例えば転写電流の変動による転写不良等の動作不良を防止でき、画像形成装置内の各ユニットを適切に動作させることが可能になるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例の概略構成を示す回路図
【図２】 第１の実施例の負荷電流経路を示す説明図
【図３】 実施例の電流検出回路部の動作電圧を示す説明図
【図４】 本発明の第２の実施例の概略構成を示す回路図
【図５】 第２の実施例の負荷電流経路を示す説明図
【図６】 本発明の第３の実施例の概略構成を示す回路図
【図７】 従来例１の概略構成を示す回路図
【図８】 従来例１の負荷電流経路を示す説明図
【図９】 従来例２の概略構成を示す回路図
【図１０】 従来例１の流れ込み電流経路を示す説明図
【図１１】 従来例の電流検出回路部の動作電圧を示す説明図
【図１２】 定電圧値可変ＰＷＭ信号と高電圧印加部の対比を示す説明図
【符号の説明】
１ コントローラ
２ クロック発生器
４ 定電圧制御部
５ スイッチング部
６ スイッチング部
７ 整流部
８ 整流部
９ 電圧検出部
１０ 電圧下限リミッタ回路部
１１ 電流検出部
１２ 負荷
１３ 高電圧発生装置
１４ オフセット電位設定部
１５ 高電圧発生装置
１６ 定電流制御部
１７ 高電圧発生装置
１９ 電圧検出部
２１ 電流検出部
Ｔ１ 昇圧トランス
Ｔ２ 昇圧トランス
Ｑ２ スイッチングトランジスタ
Ｑ３ スイッチングトランジスタ
Claims (7)
- スイッチング駆動される昇圧トランスと、
該昇圧トランスから出力された脈流電圧を整流する整流手段と、
整流された直流出力電圧を検出する電圧検出手段と、
一方の入力には前記電圧検出手段が接続され、他方の入力には所定のオフセット電位が与えられるとともに、前記一方の入力と出力とが抵抗を介して接続された比較演算増幅器を有し、前記直流出力電圧の印加により負荷に流れる電流を検出する電流検出手段とを備え、
前記電圧検出手段を直接接地することなく、前記電流検出手段を介して接地する構成とし、前記抵抗に流れる電流が正負のいずれであっても、前記比較演算増幅器の前記一方の入力が略所定のオフセット電位を維持するようにしたことを特徴とする高電圧発生装置。 - 電圧検出手段の出力値が所定の値となるように昇圧トランスのスイッチング駆動を制御する手段を有することを特徴とする請求項１記載の高電圧発生装置。
- 電流検出手段の出力値が所望の値になるように前記所定の値を可変制御するモードと、電流検出手段の出力値が所望の値になったときの前記所定の値を固定して定電圧制御するモードとを有することを特徴とする請求項２記載の高電圧発生装置。
- 電流検出手段の出力値が所定の値となるように昇圧トランスのスイッチング駆動を制御する手段を有することを特徴とする請求項１記載の高電圧発生装置。
- 電圧検出手段の出力値が所望の値となるように前記所定の値を可変制御するモードと、電圧検出手段の出力値が所望の値になったときの前記所定の値を固定して定電流制御するモードとを有することを特徴とする請求項４記載の高電圧発生装置。
- スイッチング駆動される第１昇圧トランスと、
該第１昇圧トランスから出力された脈流電圧を整流する第１整流手段と、
スイッチング駆動される第２昇圧トランスと、
該第２昇圧トランスから出力された脈流電圧を整流する第２整流手段とを有し、
正負どちらの高圧出力をも出力可能としたことを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載の高電圧発生装置。 - 請求項１ないし６の何れかに記載の高電圧発生装置を備えたことを特徴とする画像形成装置。
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