JP2000217354A - 電源装置及び電源出力制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＰＷＭ信号等の制御信号に異常が発生しても
構成部品や負荷の破損を確実に防止することができる電
源装置及び電源出力制御方法を得る。 【解決手段】 直流電源２６による昇圧トランス１６の
１次巻線に対する直流電圧の印加／非印加を行うスイッ
チ素子２０のスイッチング動作の制御に用いるＰＷＭ信
号ＰＷＭのデューティが所定の上限値を越えるときにデ
ューティを上記上限値以下の値とするようにＰＷＭ信号
ＰＷＭをＰＷＭ信号変換回路１４によって変換してスイ
ッチ素子２０に入力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電源装置及び電源
出力制御方法に係り、より詳しくは、入力された制御信
号に基づいて電源入力をスイッチングすることにより制
御信号に応じた大きさの電源出力を得る電源装置及び電
源出力制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、トランジスタ等のスイッチ素子の
スイッチング動作を利用して出力電力を得る、所謂スイ
ッチング電源装置では一般に、図１３（Ａ）、図１３
（Ｂ）に示すように、ＰＷＭ（Pulse Width Modulatio
n、パルス幅変調）信号ＰＷＭによるスイッチ素子２０
のスイッチング動作によって昇圧トランス１６の１次巻
線への直流電源２６による直流電圧の印加／非印加を繰
り返すことによって、昇圧トランス１６の２次巻線側に
エネルギーを伝達して負荷に供給する出力電力を得てい
る。

【０００３】一方、この種の電源装置では、出力電圧、
又は出力電流を安定して目標値に一致させるために、図
１３（Ａ）、図１３（Ｂ）に示すように、電圧検出回路
２２によって生成された電圧モニタ信号Ｖ_monが示す電
圧モニタ値（出力電圧値に相当）、又は電流検出回路２
４によって生成された電流モニタ信号Ｉ_monが示す電流
モニタ値（出力電流値に相当）が目標値に一致するよう
に上記ＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティを制御している。
以下では、出力電圧を目標値に一致させる制御を定電圧
制御といい、出力電流を目標値に一致させる制御を定電
流制御という。

【０００４】なお、図１３（Ａ）に示すものは、電圧モ
ニタ信号Ｖ_mon又は電流モニタ信号Ｉ_monをＡ／Ｄ変換器
３６によってデジタル信号に変換したものに基づいて定
電圧制御又は定電流制御を行う所謂デジタル制御方式の
スイッチング電源装置の一例を示すものであり、図１３
（Ｂ）に示すものは、電圧モニタ信号Ｖ_mon又は電流モ
ニタ信号Ｉ_monをデジタル信号に変換することなく用い
て定電圧制御又は定電流制御を行う所謂アナログ制御方
式のスイッチング電源装置の一例を示すものである。

【０００５】このような従来のスイッチング電源装置で
は、ノイズの影響やＰＷＭ信号の生成部の異常等に起因
してＰＷＭ信号のデューティが異常に大きくなった場
合、スイッチ素子のオン時間が長くなり過ぎて、スイッ
チ素子、昇圧トランス等の電子部品が破損・発煙した
り、異常な出力を発生して負荷を破損する恐れがある、
という問題点があり、該問題点を解決するための技術と
して、特開昭６４−８９９６１号公報、実開平２−６８
６８３号公報、及び特開平４−２０７９６９号公報に記
載の技術があった。

【０００６】特開昭６４−８９９６１号公報記載の技術
では、トランス駆動用のスイッチ素子のエミッタ（ソー
ス）とグランド（ＧＮＤ）との間に抵抗を接続してスイ
ッチ素子に流れる電流を検出し、その値が所定値よりも
大きくなったとき、すなわちスイッチ素子に過大電流が
流れたときにスイッチ素子の駆動を停止していた。

【０００７】また、実開平２−６８６８３号公報及び特
開平４−２０７９６９号公報記載の技術では、ＰＷＭ信
号を充放電回路によって直流レベルに変換し、該直流レ
ベルが所定値を越えたときにスイッチ素子を駆動するＰ
ＷＭ信号をグランド（ＧＮＤ）に落とすことによってス
イッチ素子の駆動を停止する割込み回路（各公報では保
護回路と表現）を適用していた。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記特
開昭６４−８９９６１号公報記載の技術では、正常な状
態においてもスイッチ素子のオン／オフ時に発生する過
渡的なピーク電流と異常時の過大電流との区別が困難で
正確な動作が期待し難い、という問題点があった。

【０００９】また、上記特開昭６４−８９９６１号公報
記載の技術は、スイッチ素子に過大電流が流れた後に保
護動作を行うものであるため、スイッチ素子等の電子部
品が破損する可能性が高い、という問題点もあった。

【００１０】また、上記実開平２−６８６８３号公報及
び特開平４−２０７９６９号公報記載の技術では次のよ
うな問題点があった。 １．ＰＷＭ信号を充放電回路によって直流レベルに変換
しているため、異常状態になってから割込み回路（保護
回路）が動作するまでに遅れが生じる。 ２．直流レベルに整流する充放電回路や割込み用のトラ
ンジスタの特性のばらつき等に起因して割込み動作を開
始するデューティ（ＰＷＭ信号のデューティの上限値で
あり、以下では割込み動作開始デューティという）が大
きくばらついてしまう。 ３．ＰＷＭ信号の生成部のばらつき等に起因するＰＷＭ
信号の振幅のばらつきによって、割込み動作開始デュー
ティが大きくばらついてしまう。 ４．ＰＷＭ信号のデューティが割込み動作開始デューテ
ィ以上になった場合、出力を完全に停止する対処しか実
施できない。

【００１１】本発明は、上記問題点を解消するために成
されたものであり、ＰＷＭ信号等の制御信号に異常が発
生しても構成部品や負荷の破損を確実に防止することが
できる電源装置及び電源出力制御方法を提供することを
目的としている。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１記載の電源装置は、入力された制御信号に基
づいて電源入力をスイッチングして前記制御信号に応じ
た大きさの電源出力を得るスイッチング手段と、前記電
源出力の大きさが所定値以上になるとき、前記スイッチ
ング手段に入力される制御信号を前記電源出力の大きさ
が前記所定値以下となるように変換する変換手段と、を
備えている。

【００１３】請求項１記載の電源装置によれば、スイッ
チング手段によって、入力された制御信号に基づいて電
源入力がスイッチングされて上記制御信号に応じた大き
さの電源出力が得られる。なお、上記電源入力及び電源
出力には、電力、電流、電圧等が含まれる。また、上記
スイッチング手段としては、バイポーラトランジスタ、
電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）等のスイ
ッチ素子を適用することができる。

【００１４】ここで、請求項１記載の電源装置では、上
記電源出力の大きさが所定値以上になるとき、スイッチ
ング手段に入力される制御信号が上記電源出力の大きさ
が所定値以下となるように変換手段によって変換され
る。

【００１５】このように請求項１記載の電源装置によれ
ば、電源出力の大きさが所定値以上になるとき、スイッ
チング手段に入力される制御信号を電源出力の大きさが
上記所定値以下となるように変換しているので、上記所
定値を構成部品や負荷を破損することのない値とするこ
とにより、当初の制御信号に異常が発生しても構成部品
や負荷の破損を確実に防止することができる。

【００１６】また、請求項２記載の電源装置は、入力さ
れたパルス幅変調信号に基づいて電源入力をスイッチン
グして前記パルス幅変調信号に応じた大きさの電源出力
を得るスイッチング手段と、前記スイッチング手段に入
力されるパルス幅変調信号のデューティが所定デューテ
ィ値を越えたとき、該パルス幅変調信号のデューティが
前記所定デューティ値以下となるように変換する変換手
段と、を備えている。

【００１７】すなわち、上記請求項１記載の発明を、上
述したスイッチング電源装置に適用する場合、請求項１
記載の発明における制御信号はパルス幅変調信号に対応
付けられ、請求項１記載の発明における変換手段の作用
は、スイッチング手段に入力されるパルス幅変調信号の
デューティが所定デューティ値を越えたとき、該パルス
幅変調信号のデューティが上記所定デューティ値以下と
なるように変換することにより実現することができる。

【００１８】なお、請求項３記載の電源装置のように、
請求項２記載の電源装置において、前記変換手段が、前
記パルス幅変調信号に同期し、かつデューティが前記所
定デューティ値のパルス信号を発生するパルス発生手段
と、前記パルス信号及び前記パルス幅変調信号の双方が
ハイレベルであるときにのみハイレベルを出力する出力
手段と、を備えていることが好ましい。

【００１９】また、請求項４記載の電源装置のように、
請求項２記載の電源装置において、前記変換手段が、前
記パルス幅変調信号に同期し、かつ前記パルス幅変調信
号のデューティの大きさに応じて頂点部の値が大きくな
る三角波を生成する三角波生成手段と、前記パルス幅変
調信号と前記三角波とを比較して、前記パルス幅変調信
号の大きさが前記三角波の大きさより大きなときはハイ
レベルを出力し、前記パルス幅変調信号の大きさが前記
三角波の大きさより小さなときはローレベルを出力する
比較出力手段と、を備えていることが好ましい。

【００２０】更に、請求項５記載の電源出力制御方法
は、入力された制御信号に基づいて電源入力をスイッチ
ングして前記制御信号に応じた大きさの電源出力を得る
電源出力制御方法であって、前記電源出力の大きさが所
定値以上になるとき、前記制御信号を前記電源出力の大
きさが前記所定値以下となるように変換することを特徴
とするものである。

【００２１】従って、請求項５記載の電源出力制御方法
によれば、請求項１記載の発明と同様に、電源出力の大
きさが所定値以上になるとき、制御信号を電源出力の大
きさが上記所定値以下となるように変換しているので、
上記所定値を構成部品や負荷を破損することのない値と
することにより、当初の制御信号に異常が発生しても構
成部品や負荷の破損を確実に防止することができる。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、本発明を
デジタル制御方式の高圧電源装置に適用した場合の実施
の形態について詳細に説明する。まず、図１を参照し
て、後述する２つの実施形態（第１実施形態及び第２実
施形態）に係る高圧電源装置の基本的な構成について説
明する。

【００２３】同図に示すように、この高圧電源装置１０
は、負荷４０に供給するための高圧電力を生成する高圧
電源部１２、所定の直流電圧を生成する直流電源２６、
及び装置全体の動作を司る主制御部２８を含んで構成さ
れている。

【００２４】高圧電源部１２は、ＰＷＭ信号変換回路１
４、昇圧トランス１６、１入力３出力の整流平滑回路１
８、スイッチ素子２０、電圧検出回路２２、及び電流検
出回路２４を含んで構成されている。なお、電圧検出回
路２２及び電流検出回路２４は、必ずしも双方とも備え
ている必要はなく、どちらか一方のみを備える形態とし
てもよい。

【００２５】昇圧トランス１６の１次巻線の一方の端子
には直流電源２６の出力端が接続されており、直流電源
２６によって生成した直流電圧Ｖ_inを昇圧トランス１６
の１次巻線の一方の端子に印加することができる。

【００２６】また、昇圧トランス１６の１次巻線の他方
の端子にはスイッチ素子２０の出力端が接続されてお
り、昇圧トランス１６の２次巻線の端子は整流平滑回路
１８の入力端に接続されている。更に、整流平滑回路１
８の３つの出力端のうちの２つには各々、電圧検出回路
２２及び電流検出回路２４の各々の入力端が接続されて
いる。

【００２７】更に、スイッチ素子２０の入力端はＰＷＭ
信号変換回路１４の出力端に接続されている。

【００２８】このように構成された高圧電源部１２で
は、ＰＷＭ信号変換回路１４から出力された信号に応じ
てスイッチ素子２０のスイッチング動作が行われ、該ス
イッチング動作に応じて昇圧トランス１６の１次巻線へ
の直流電源２６による直流電圧Ｖ_inの印加／非印加が行
われる。

【００２９】一方、主制御部２８は、ＣＰＵ３０、パル
ス発振器３４、及び２入力１出力のアナログ／デジタル
変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という）３６を含んで構成
されており、更にＣＰＵ３０は演算器３２を含んで構成
されている。

【００３０】演算器３２の出力端はパルス発振器３４の
入力端に、演算器３２の入力端はＡ／Ｄ変換器３６の出
力端に、パルス発振器３４の出力端はＰＷＭ信号変換回
路１４の入力端に、各々接続されている。

【００３１】更に、Ａ／Ｄ変換器３６の２つの入力端に
は各々、電圧検出回路２２及び電流検出回路２４の各々
の出力端が接続されている。従って、ＣＰＵ３０には電
圧検出回路２２によって生成した電圧モニタ信号Ｖ_mon
が示す電圧モニタ値（出力電圧値に相当）、及び電流検
出回路２４によって生成した電流モニタ信号Ｉ_monが示
す電流モニタ値（出力電流値に相当）をデジタル値とし
て入力することができる。

【００３２】なお、整流平滑回路１８の残りの出力端は
外部の負荷４０に対応するものであり、負荷４０に接続
される。

【００３３】以下、このような高圧電源装置１０の具体
的な２つの実施の形態について詳細に説明する。

【００３４】〔第１実施形態〕まず、図２を参照して、
本第１実施形態に係る高圧電源装置１０のＰＷＭ信号変
換回路１４の詳細な構成について説明する。

【００３５】図２に示すように、本第１実施形態に係る
ＰＷＭ信号変換回路１４は、パルス発生回路１４Ａ及び
２入力１出力のＡＮＤ回路１４Ｂを含んで構成されてお
り、パルス発生回路１４Ａの出力端はＡＮＤ回路１４Ｂ
の一方の入力端に接続され、ＡＮＤ回路１４Ｂの出力端
はスイッチ素子２０の入力端に接続されている。

【００３６】また、パルス発生回路１４Ａの入力端及び
ＡＮＤ回路１４Ｂの他方の入力端はパルス発振器３４の
出力端に接続されている。従って、パルス発生回路１４
Ａ及びＡＮＤ回路１４Ｂにはパルス発振器３４によって
生成したＰＷＭ信号ＰＷＭが入力される。

【００３７】図３は、図２に示した高圧電源部１２の具
体的な回路構成の一例を示したものである。なお、図３
は定電圧制御を行う場合の回路構成例であり、図２にお
ける電流検出回路２４に相当する部分は含まれていな
い。

【００３８】図３に示すように、パルス発生回路１４Ａ
はコンデンサから成る微分回路５０、トランジスタ５
２、及び単安定マルチバイブレータとして機能させるタ
イマー回路５４を含んで構成されている。なお、本実施
形態では、タイマー回路５４として、汎用のタイマーＩ
Ｃ（日本電気株式会社製、商品名μＰＣ６１７／１５５
５）を適用している。

【００３９】微分回路５０の一方の端子はパルス発振器
３４の出力端に接続されており、パルス発振器３４から
出力されたＰＷＭ信号ＰＷＭが入力される。また、微分
回路５０の他方の端子は抵抗５６を介してトランジスタ
５２のベース端子に接続されており、トランジスタ５２
のコレクタ端子はタイマー回路５４のトリガー（ＴＲＩ
Ｇ）端子に接続されており、トランジスタ５２のエミッ
タ端子は接地されている。また、トランジスタ５２のベ
ース端子は抵抗５８を介して接地されている。更にトラ
ンジスタ５２のコレクタ端子は抵抗６０等を介して直流
電源２６の出力端にも接続されており、直流電源２６に
よって生成された直流電圧Ｖ_inに基づく電圧が印加され
る。即ち、抵抗５６、抵抗５８、抵抗６０及びトランジ
スタ５２によって反転回路が構成されている。

【００４０】一方、タイマー回路５４のディスチャージ
（ＤＩＳＣＨ）端子及びスレッシュホールド（ＴＨＲＥ
Ｓ）端子は抵抗６２等を介して直流電源２６の出力端に
接続されていると共にコンデンサ６４を介して接地され
ている。また、タイマー回路５４のリセット（ＲＥＳＥ
Ｔ）端子は抵抗を介して直流電源２６の出力端に接続さ
れており、コントロール（ＣＯＮＴ）端子はコンデンサ
６６を介して接地されている。

【００４１】更に、タイマー回路５４の出力（ＯＵＴ）
端子は抵抗６８を介して２入力１出力のＮＡＮＤ回路１
４Ｂ’の一方の入力端に接続されている。なお、ＮＡＮ
Ｄ回路１４Ｂ’は図２におけるＡＮＤ回路１４Ｂに対応
するものであるが、ＡＮＤ回路１４ＢをＮＡＮＤ回路１
４Ｂ’とした理由については後述する。

【００４２】以上のように接続されたタイマー回路５４
では、出力（ＯＵＴ）端子から出力される信号のパルス
幅ｔ（ハイレベルの期間）は次の（１）式によって求め
ることができる。

【００４３】 ｔ＝１．１×Ｃ１×Ｒ１ （１） ここで、Ｃ１はコンデンサ６４の容量を、Ｒ１は抵抗６
２の抵抗値を、各々表す。

【００４４】また、タイマー回路５４は、トリガー（Ｔ
ＲＩＧ）端子に入力されている信号（以下、トリガー入
力信号という）の立下りに同期して出力信号を出力す
る。

【００４５】以上のように構成されたパルス発生回路１
４Ａでは、微分回路５０によってＰＷＭ信号ＰＷＭをワ
ンショットパルスに変換し、該ワンショットパルスを上
記反転回路によって反転して、タイマー回路５４のトリ
ガー端子にトリガー入力信号として入力する。トリガー
入力信号が入力されたタイマー回路５４は、上記（１）
式によって得られるパルス幅ｔのパルス信号を出力す
る。

【００４６】一方、ＮＡＮＤ回路１４Ｂ’の他方の入力
端は抵抗７０を介してパルス発振器３４の出力端に接続
されており、パルス発振器３４から出力されたＰＷＭ信
号ＰＷＭが入力される。

【００４７】本第１実施形態に係る高圧電源装置１０で
は、以上のパルス発生回路１４Ａ及びＮＡＮＤ回路１４
Ｂ’によってＰＷＭ信号変換回路１４（図２参照）が構
成されている。

【００４８】ＮＡＮＤ回路１４Ｂ’の出力端は抵抗７２
を介してトランジスタ７４のベース端子に接続されてお
り、トランジスタ７４のエミッタ端子は直流電源２６の
出力端に接続されており、トランジスタ７４のコレクタ
端子は抵抗７８を介してトランジスタ８０及びトランジ
スタ８２の双方のベース端子に接続されていると共に抵
抗８４を介して接地されている。また、トランジスタ７
４のベース端子は抵抗７６を介して直流電源２６の出力
端に接続されている。

【００４９】一方、トランジスタ８０及びトランジスタ
８２の双方のエミッタ端子は互いに接続されていると共
に抵抗８６を介してスイッチ素子２０を構成するＦＥＴ
８８のゲート端子に接続されている。

【００５０】また、トランジスタ８０のコレクタ端子は
直流電源２６の出力端に接続されており、トランジスタ
８２のコレクタ端子は接地されている。

【００５１】抵抗７８及び抵抗８４とトランジスタ８０
及びトランジスタ８２は、ＦＥＴ８８を確実にオン／オ
フさせるためにＦＥＴ８８のゲート端子に入力する信号
（以下、スイッチ素子駆動信号という）のハイレベルを
所定電圧（例えば１０Ｖ）付近にするため、及びＦＥＴ
８８のオン時のスムースな立上がりとオフ時のスムース
な立下りを得るために使用しているものであり、トラン
ジスタ８０及びトランジスタ８２によってプッシュプル
回路を構成し、抵抗７８及び抵抗８４によってスイッチ
素子駆動信号のハイレベルが上記所定電圧となるように
分圧を行っている。

【００５２】このとき、抵抗７８及び抵抗８４を直接に
直流電源２６の出力端に接続すると、出力停止時には上
記スイッチ素子駆動信号がデューティが１００％のオン
信号となってしまうため、これを避けるためにトランジ
スタ７４を設けている。ここでトランジスタ７４は反転
回路となってしまうため、図２のＡＮＤ回路１４Ｂに対
応するものとして図３ではＮＡＮＤ回路１４Ｂ’を適用
している。

【００５３】一方、ＦＥＴ８８のドレイン端子は１次巻
線の一方の端子が直流電源２６に接続された昇圧トラン
ス１６の１次巻線の他方の端子に接続されている。な
お、昇圧トランス１６の１次巻線の一方の端子と他方の
端子との間には抵抗９２が接続されており、スナバ回路
が構成されている。また、ＦＥＴ８８のソース端子はコ
ンデンサ９４を介してドレイン端子に接続されていると
共に接地されている。

【００５４】一方、整流平滑回路１８は昇圧トランス１
６の２次巻線の一方の端子にカソード端子が接続された
ダイオード９６を備えており、ダイオード９６のアノー
ド端子はコンデンサ９８及び抵抗１００の一方の端子に
接続されており、コンデンサ９８及び抵抗１００の他方
の端子は昇圧トランス１６の２次巻線の他方の端子に接
続されている。

【００５５】このように構成された整流平滑回路１８で
は、昇圧トランス１６の２次巻線に誘起された交番電流
をコンデンサとダイオードとの組み合わせによって整流
しかつ平滑する。

【００５６】一方、電圧検出回路２２にはオペアンプ１
０２が備えられており、オペアンプ１０２の反転入力端
は整流平滑回路１８の抵抗１００の他方の端子に接続さ
れると共に、コンデンサ１０４と抵抗１０６及び抵抗１
０８を並列に介してオペアンプ１０２の出力端に接続さ
れ、かつコンデンサ１１０を介してオペアンプ１０２の
非反転入力端に接続されている。また、オペアンプ１０
２の出力端は抵抗１１２を介してＡ／Ｄ変換器３６の入
力端にも接続されている。なお、オペアンプ１０２の非
反転入力端は接地されている。

【００５７】このように構成された電圧検出回路２２で
は、整流平滑回路１８の出力電圧の電圧値である電圧モ
ニタ値を示す電圧モニタ信号Ｖ_monをＡ／Ｄ変換器３６
に常時出力することができる。

【００５８】ＰＷＭ信号変換回路１４が本発明の変換手
段に、パルス発生回路１４Ａが本発明のパルス発生手段
に、ＡＮＤ回路１４Ｂ（ＮＡＮＤ回路１４Ｂ’）が本発
明の出力手段に、スイッチ素子２０が本発明のスイッチ
ング手段に、各々相当する。

【００５９】以上のように構成された高圧電源装置１０
では、電圧検出回路２２から入力されている電圧モニタ
信号Ｖ_monに基づいてＣＰＵ３０により次のように定電
圧制御を行う。

【００６０】すなわち、ＣＰＵ３０は、電圧検出回路２
２からＡ／Ｄ変換器３６を介して入力されている電圧モ
ニタ信号Ｖ_monが示す電圧モニタ値（出力電圧値を示す
デジタル値）が目標値と一致するようにパルス発振器３
４によって生成されるＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティを
制御する。

【００６１】より具体的には、電圧モニタ値が上記目標
値より小さな場合は出力電圧値が大きくなるように、
又、電圧モニタ値が上記目標値より大きな場合は出力電
圧値が小さくなるように、ＰＷＭ信号ＰＷＭのデューテ
ィを制御する。ここで、出力電圧値を大きくする場合は
ＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティを大きくし、出力電圧値
を小さくする場合にはＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティを
小さくすればよい。このＰＷＭ信号ＰＷＭはＰＷＭ信号
変換回路１４によって変換されてスイッチ素子駆動信号
としてスイッチ素子２０に入力され、該入力されたスイ
ッチ素子駆動信号のデューティに応じてスイッチ素子２
０がオン／オフを繰り返すことによって出力電圧値が上
記目標値と一致するように制御される。

【００６２】次に、図４乃至図６を参照して、上記のよ
うな定電圧制御が行われている際の各種デューティ（３
０％、８０％、１００％）のＰＷＭ信号ＰＷＭに応じた
高圧電源部１２の動作について詳細に説明する。

【００６３】なお、ここでは一例として、ＰＷＭ信号Ｐ
ＷＭの周波数を２０ｋＨｚに、スイッチ素子駆動信号の
デューティの上限値を６０％に、各々設定した場合につ
いて説明する。従って、ＰＷＭ信号ＰＷＭの周波数が２
０ｋＨｚでデューティの上限値を６０％とするために、
抵抗６２の抵抗値及びコンデンサ６４の容量は、出力信
号のパルス幅ｔが３０μＳ（＝１／２０ｋＨｚ×６０
％）となるように上記（１）式から逆算して予め決定さ
れている。また、図４乃至図６は、図３に示すように高
圧電源部１２の所定の５箇所の各位置を各々Ｓ１〜Ｓ５
で表し、各位置Ｓ１〜Ｓ５における信号の状態を示すタ
イムチャートである。なお、上記スイッチ素子駆動信号
のデューティの上限値が本発明の所定デューティ値に相
当する。

【００６４】まず、図４を参照して、ＰＷＭ信号ＰＷＭ
のデューティが３０％である場合について説明する。

【００６５】ＰＷＭ信号ＰＷＭの周波数は２０ｋＨｚで
あるので、ＰＷＭ信号ＰＷＭの周期は５０μＳとなって
いる。

【００６６】このようなＰＷＭ信号ＰＷＭを入力したパ
ルス発生回路１４Ａでは、微分回路５０の出力信号（以
下、微分回路出力信号という）として、ＰＷＭ信号ＰＷ
Ｍの立上り及び立下りに対応したワンショットパルスを
発生する。このワンショットパルスのデューティはＰＷ
Ｍ信号ＰＷＭのデューティには殆ど依存することがな
く、常に安定した信号として発生される。

【００６７】この微分回路出力信号のうちのＰＷＭ信号
ＰＷＭの立上りに対応して発生されたワンショットパル
スは抵抗５６、抵抗５８、抵抗６０、及びトランジスタ
５２によって構成された反転回路によって反転されてト
リガー入力信号としてタイマー回路５４のトリガー端子
に入力される。ここで、ワンショットパルスを反転する
のは、トリガー入力信号の立下りで動作するタイマー回
路５４をＰＷＭ信号ＰＷＭの立上りのタイミングに同期
させるためである。

【００６８】トリガー入力信号が入力されたタイマー回
路５４は、抵抗６２の抵抗値及びコンデンサ６４の容量
に基づいて決定されるパルス幅ｔ（本実施形態では３０
μＳ）であるパルスを出力する。このパルスは次のトリ
ガー入力信号のパルスが入力された時点で再度出力され
るので、ＰＷＭ信号ＰＷＭが入力され続ける限りＰＷＭ
信号ＰＷＭに同期し、かつデューティが６０％のパルス
信号（以下、タイマー回路出力パルス信号という）を発
生する。

【００６９】従って、ＮＡＮＤ回路１４Ｂ’には、デュ
ーティが３０％のＰＷＭ信号ＰＷＭと、該ＰＷＭ信号Ｐ
ＷＭに同期し、かつデューティが６０％のタイマー回路
出力パルス信号とが入力される。

【００７０】ＮＡＮＤ回路１４Ｂ’は、入力されている
信号が双方ともハイレベルのときにのみローレベルの信
号を出力し、その他のときにはハイレベルの信号を出力
する。従って、この場合は、ＮＡＮＤ回路１４Ｂ’は図
４に示すようにＰＷＭ信号ＰＷＭを反転させた信号（以
下、ＮＡＮＤ回路出力パルス信号という）を出力する。

【００７１】すなわち、ＮＡＮＤ回路１４Ｂ’の特性
上、ＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティがタイマー回路出力
パルス信号のデューティより小さなときはＰＷＭ信号Ｐ
ＷＭを反転させた信号が出力され、ＰＷＭ信号ＰＷＭの
デューティがタイマー回路出力パルス信号のデューティ
より大きなときはタイマー回路出力パルス信号を反転さ
せた信号が出力されることになる。

【００７２】ＮＡＮＤ回路出力パルス信号は、抵抗７
２、抵抗７６、及びトランジスタ７４によって構成され
た反転回路によって反転されて、スイッチ素子駆動信号
としてスイッチ素子２０に供給される。この結果、ＰＷ
Ｍ信号ＰＷＭと同様のデューティ（３０％）であるスイ
ッチ素子駆動信号によってスイッチ素子２０のＦＥＴ８
８はスイッチングされる。

【００７３】次に、図５を参照して、ＰＷＭ信号ＰＷＭ
のデューティが８０％である場合について説明する。な
お、パルス発生回路１４ＡからＮＡＮＤ回路１４Ｂ’に
対して出力されるタイマー回路出力パルス信号の発生ま
での動作は、上述したＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティが
３０％である場合と同様であるので、その説明を省略す
る。

【００７４】ＮＡＮＤ回路１４Ｂ’には、デューティが
８０％のＰＷＭ信号ＰＷＭと、該ＰＷＭ信号ＰＷＭに同
期し、かつデューティが６０％のタイマー回路出力パル
ス信号とが入力される。

【００７５】この場合、ＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティ
（８０％）がタイマー回路出力パルス信号のデューティ
（６０％）より大きいので、図５に示すように、ＮＡＮ
Ｄ回路１４Ｂ’はＮＡＮＤ回路出力パルス信号としてタ
イマー回路出力パルス信号を反転させた信号を出力す
る。

【００７６】ＮＡＮＤ回路出力パルス信号は、抵抗７
２、抵抗７６、及びトランジスタ７４によって構成され
た反転回路によって反転されて、スイッチ素子駆動信号
としてスイッチ素子２０に供給される。この結果、タイ
マー回路出力パルス信号と同様のデューティ（６０％）
であるスイッチ素子駆動信号によってスイッチ素子２０
のＦＥＴ８８はスイッチングされる。

【００７７】次に、図６を参照して、ＰＷＭ信号ＰＷＭ
のデューティが１００％である場合について説明する。

【００７８】同図に示すように、この場合はデューティ
が１００％のＰＷＭ信号ＰＷＭ、すなわち直流電圧が入
力されるので、微分回路５０は微分回路出力信号として
ＰＷＭ信号ＰＷＭの最初の立上り時のみにワンショット
パルスを出力する。

【００７９】この１つのみのワンショットパルスが抵抗
５６、抵抗５８、抵抗６０、及びトランジスタ５２によ
って構成された反転回路によって反転されてトリガー入
力信号としてタイマー回路５４のトリガー端子に入力さ
れる。

【００８０】このトリガー入力信号が入力されたタイマ
ー回路５４はタイマー回路出力パルス信号として、３０
μＳの間ハイレベルとなり、その後ローレベルとなるパ
ルスを１回のみ出力する。すなわち、この場合は、トリ
ガーパルスが１回しか入力されないのでタイマー回路５
４から出力されるパルスは１つのみとなる。

【００８１】従って、ＮＡＮＤ回路１４Ｂ’には、デュ
ーティが１００％のＰＷＭ信号ＰＷＭ（直流電圧）と、
上記のようなパルス幅が３０μＳの１パルスのみのタイ
マー回路出力パルス信号とが入力される。この場合はＰ
ＷＭ信号ＰＷＭが常にハイレベルであるため、ＮＡＮＤ
回路出力パルス信号は図６に示すようにタイマー回路出
力パルス信号を反転させた信号となる。

【００８２】このＮＡＮＤ回路出力パルス信号は、抵抗
７２、抵抗７６、及びトランジスタ７４によって構成さ
れた反転回路によって反転されて、スイッチ素子駆動信
号としてスイッチ素子２０に供給される。この結果、１
回のみ６０％のデューティでスイッチ素子２０のＦＥＴ
８８がスイッチングされるが、その後は完全にスイッチ
ング動作が停止される。

【００８３】以上の図４乃至図６を参照して示した高圧
電源部１２のスイッチング動作をまとめると次の表１の
ようになる。

【００８４】

【表１】

【００８５】すなわち、ＰＷＭ信号ＰＷＭと本第１実施
形態に係るＰＷＭ信号変換回路１４によって生成される
スイッチ素子駆動信号との各々のデューティの関係は図
７に示すようになる。

【００８６】以上詳細に説明したように、本第１実施形
態に係る高圧電源装置では、ＰＷＭ信号のデューティが
所定デューティ値（本実施形態では６０％）を越えたと
き、ＰＷＭ信号変換回路によってＰＷＭ信号のデューテ
ィを上記所定デューティ値に変換することによって得ら
れたスイッチ素子駆動信号によってスイッチ素子をスイ
ッチングしているので、ＰＷＭ信号に異常が発生しても
装置を構成する部品や負荷の破損を確実に防止すること
ができる。

【００８７】また、本第１実施形態に係る高圧電源装置
では、抵抗６２の抵抗値及びコンデンサ６４の容量によ
ってスイッチ素子駆動信号のデューティの上限値を設定
しているので、抵抗６２及びコンデンサ６４の精度を上
げることによってスイッチ素子駆動信号のデューティの
上限値を容易に精度よく任意に設定することができる。

【００８８】また、本第１実施形態に係る高圧電源装置
では、ＮＡＮＤ回路１４Ｂ’によってＰＷＭ信号とタイ
マー回路出力パルス信号とを比較しているので、ＰＷＭ
信号の振幅が変動してもスイッチ素子駆動信号のデュー
ティの上限値が変動することがなく、かつＰＷＭ信号の
異常状態の発生に高速に対応することができる（応答性
が良い）。

【００８９】さらに、本第１実施形態に係る高圧電源装
置では、ＰＷＭ信号のデューティが上限値を越えたとき
にスイッチ素子駆動信号のデューティは上記上限値を維
持しているので、ＰＷＭ信号のデューティの異常に対し
てスイッチ素子の駆動を完全に停止することがなく、本
高圧電源装置を画像形成装置に適用した場合における不
要な白紙の出力を防止することができる。即ち、ファク
シミリ、プリンタ、複写機等の画像形成装置では一般
に、高圧電源装置は画像を形成する部分に用いられてお
り、この場合、画像形成動作中に高圧電源装置の出力が
停止すると白紙が出力される場合が多いが、本第１実施
形態に係る高圧電源装置を上記のような画像形成装置の
電源装置として用いた場合には、ＰＷＭ信号のデューテ
ィの異常に対してスイッチ素子の駆動を完全に停止する
ことがないため、白紙の出力を防止することができる。

【００９０】なお、本第１実施形態では、本発明を定電
圧制御を行う装置に適用した場合について説明したが、
本発明はこれに限定されるものではなく、本発明は定電
流制御を行う装置に適用することもできる。この場合、
図３における電圧検出回路２２を電流検出回路２４（図
２も参照）に置き換える必要がある。

【００９１】また、本第１実施形態では、パルス発生回
路１４Ａをタイマー回路５４を用いた回路によって構成
した場合について説明したが、本発明はこれに限定され
るものではなく、パルス発生回路１４ＡはＰＷＭ信号に
同期した所定のデューティであるパルス信号を発生でき
るものであれば如何なる構成としてもよい。

【００９２】また、本第１実施形態において図３に示し
た高圧電源部１２を構成する整流平滑回路１８、スイッ
チ素子２０、及び電圧検出回路２２等の各回路構成は一
例であり、上記各部の機能を実現することができる回路
構成であれば如何なるものでも適用することができる。

【００９３】〔第２実施形態〕次に、本発明の第２実施
形態について詳細に説明する。まず、図８を参照して、
本第２実施形態に係る高圧電源装置１０’の構成につい
て説明する。なお、図８における図２と同様の部分につ
いては同一の符号を付して、その説明を省略する。

【００９４】図８に示すように、本第２実施形態に係る
高圧電源装置１０’は、上述した第１実施形態に係る高
圧電源装置１０に比較して、ＰＷＭ信号変換回路１４が
積分回路１４Ｃ、増幅器１４Ｄ、及び比較器１４Ｅを含
んで構成されたＰＷＭ信号変換回路１４’とされている
点のみが相違している。

【００９５】積分回路１４Ｃの出力端は増幅器１４Ｄの
入力端に接続されており、増幅器１４Ｄの出力端は比較
器１４Ｅの一方の入力端に接続されており、比較器１４
Ｅの出力端はスイッチ素子２０の入力端に接続されてい
る。

【００９６】一方、積分回路１４Ｃの入力端及び比較器
１４Ｅの他方の入力端はパルス発振器３４の出力端に接
続されている。

【００９７】図９は、図８に示した高圧電源部１２’の
具体的な回路構成の一例を示したものである。なお、図
９は定電圧制御を行う場合の回路構成例であり、図８に
おける電流検出回路２４に相当する部分は含まれていな
い。また、図９における図３と同様の部分については同
一の符号を付して、その説明を省略する。

【００９８】図９に示すように、積分回路１４Ｃは抵抗
１１４及びコンデンサ１１６を含んで構成されており、
抵抗１１４の一方の端子はパルス発振器３４の出力端に
接続されており、ＰＷＭ信号ＰＷＭが入力される。ま
た、抵抗１１４の他方の端子はコンデンサ１１６の一方
の端子に接続されており、コンデンサ１１６の他方の端
子は接地されている。

【００９９】また、増幅器１４Ｄはオペアンプ１１８を
含んで構成されており、オペアンプ１１８の非反転入力
端は抵抗１１４の他方の端子に接続されており、オペア
ンプ１１８の反転入力端は抵抗１２０を介してオペアン
プ１１８の出力端に接続されていると共に、抵抗１２２
を介して接地されている。

【０１００】すなわち、本第２実施形態における増幅器
１４Ｄはオペアンプ１１８を用いた非反転増幅回路とし
て構成されており、このときの増幅率は抵抗１２０及び
抵抗１２２の各抵抗値によって決定される。

【０１０１】更に、比較器１４Ｅはコンパレータ１２４
によって構成されており、コンパレータ１２４の非反転
入力端は抵抗１２６を介してオペアンプ１１８の出力端
に接続されており、コンパレータ１２４の反転入力端は
抵抗１２８を介してパルス発振器３４の出力端に接続さ
れており、更にコンパレータ１２４の出力端は、図３と
同様に抵抗７２を介してトランジスタ７４のベース端子
に接続されている。

【０１０２】ＰＷＭ信号変換回路１４’が本発明の変換
手段に、積分回路１４Ｃ及び増幅器１４Ｄが本発明の三
角波生成手段に、比較器１４Ｅ及び抵抗７２、抵抗７
６、トランジスタ７４により構成される反転回路が本発
明の比較出力手段に、スイッチ素子２０が本発明のスイ
ッチング手段に、各々相当する。

【０１０３】以上のように構成された高圧電源装置１
０’では、電圧検出回路２２から入力されている電圧モ
ニタ信号Ｖ_monに基づいてＣＰＵ３０により、上記第１
実施形態に係る高圧電源装置１０と同様に、次のように
定電圧制御を行う。

【０１０４】すなわち、ＣＰＵ３０は、電圧検出回路２
２からＡ／Ｄ変換器３６を介して入力されている電圧モ
ニタ信号Ｖ_monが示す出力電圧値が目標値と一致するよ
うにＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティを制御する。

【０１０５】より具体的には、電圧モニタ値が上記目標
値より小さな場合は出力電圧値が大きくなるように、
又、電圧モニタ値が上記目標値より大きな場合は出力電
圧値が小さくなるように、ＰＷＭ信号ＰＷＭのデューテ
ィを制御する。ここで、出力電圧値を大きくする場合は
ＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティを大きくし、出力電圧値
を小さくする場合にはＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティを
小さくすればよい。このＰＷＭ信号ＰＷＭはＰＷＭ信号
変換回路１４’によって変換されてスイッチ素子駆動信
号としてスイッチ素子２０に入力され、該入力されたス
イッチ素子駆動信号のデューティに応じてスイッチ素子
２０がオン／オフを繰り返すことによって出力電圧値が
目標値と一致するように制御される。

【０１０６】次に、図１０及び図１１を参照して、上記
のような定電圧制御が行われている際の高圧電源部１
２’の動作について詳細に説明する。なお、図１０及び
図１１は、図９に示すように高圧電源部１２’の所定の
４箇所の各位置を各々Ｔ１〜Ｔ４で表し、各位置Ｔ１〜
Ｔ４における信号の観測結果を示す波形図である。

【０１０７】パルス発振器３４から入力されたＰＷＭ信
号ＰＷＭは、積分回路１４Ｃによって整流される。ここ
で、積分回路１４Ｃを構成する抵抗１１４の抵抗値及び
コンデンサ１１６の容量値は、この積分回路１４Ｃによ
って整流された信号（以下、積分回路出力信号という）
が三角波となるように、ＰＷＭ信号ＰＷＭの周波数との
関係から設定されている（図１０（Ａ）参照）。このと
きの三角波の電圧は、ＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティが
大きくなるほど高くなることは言うまでもない。

【０１０８】積分回路出力信号は増幅器１４Ｄによって
増幅され、該増幅された信号（以下、増幅器出力信号と
いう）は比較器１４Ｅのコンパレータ１２４の非反転入
力端に入力される。なお、図１０（Ｂ）に同図に示す積
分回路出力信号に対する増幅器出力信号の一例を示す。

【０１０９】一方、コンパレータ１２４の反転入力端に
はＰＷＭ信号ＰＷＭが入力されている。ここで、比較器
１４Ｅは、入力されている２つの信号（増幅器出力信号
及びＰＷＭ信号ＰＷＭ）の比較結果に基づいて、出力信
号が次の状態となるように構成されている。 ・ＰＷＭ信号の電圧値＞増幅器出力信号の電圧値→ロー
レベル ・ＰＷＭ信号の電圧値＜増幅器出力信号の電圧値→ハイ
レベル 従って、比較器１４Ｅの出力信号はＰＷＭ信号に対して
次のようになる。 （ａ）ＰＷＭ信号のハイレベルの電圧値＞増幅器出力信
号の頂点の電圧値である場合（図１０（Ｂ）に示す状態
である場合）：この場合は、ＰＷＭ信号がハイレベルで
あるときは常に［ＰＷＭ信号の電圧値＞増幅器出力信号
の電圧値］の関係にあるので比較器１４Ｅの出力信号は
ローレベルとなり、逆にＰＷＭ信号がローレベルである
ときは常に［ＰＷＭ信号の電圧値＜増幅器出力信号の電
圧値］の関係にあるので比較器１４Ｅの出力信号はハイ
レベルとなる。

【０１１０】従って比較器１４Ｅの出力信号はＰＷＭ信
号ＰＷＭを反転させたものとなる。 （ｂ）ＰＷＭ信号のハイレベルの電圧値＜増幅器出力信
号の頂点の電圧値である場合（図１０（Ｃ）に示す状態
である場合）：この場合は、ＰＷＭ信号がハイレベルで
あるときは増幅器出力信号がＰＷＭ信号のハイレベル電
圧と交差する部分を境として、［ＰＷＭ信号の電圧値＞
増幅器出力信号の電圧値］となる部分の比較器１４Ｅの
出力信号はローレベルとなり、［ＰＷＭ信号の電圧値＜
増幅器出力信号の電圧値］となる部分の比較器１４Ｅの
出力信号はハイレベルとなる。

【０１１１】一方、ＰＷＭ信号がローレベルであるとき
は常に［ＰＷＭ信号の電圧値＜増幅器出力信号の電圧
値］の関係にあるので比較器１４Ｅの出力信号はハイレ
ベルとなる。

【０１１２】従って比較器１４Ｅの出力信号はＰＷＭ信
号ＰＷＭのデューティを減少させて反転させたものとな
る。

【０１１３】その後、比較器１４Ｅの出力信号は、抵抗
７２、抵抗７６、トランジスタ７４によって構成された
反転回路によって反転されて、スイッチ素子駆動信号
（図１０（Ｂ）及び図１０（Ｃ）参照）としてスイッチ
素子２０に供給される。

【０１１４】この結果、上記（ａ）の場合にはＰＷＭ信
号ＰＷＭと同様のデューティであるスイッチ素子駆動信
号によってスイッチ素子２０のＦＥＴ８８はスイッチン
グされ、上記（ｂ）の場合にはＰＷＭ信号ＰＷＭよりも
小さなデューティであるスイッチ素子駆動信号によって
スイッチ素子２０のＦＥＴ８８はスイッチングされる。

【０１１５】図１１（Ａ）〜図１１（Ｇ）には、パルス
発振器３４から入力されるＰＷＭ信号ＰＷＭのデューテ
ィが各々１０％、２０％、３０％、４０％、５０％、６
０％、及び７０％である場合の増幅器出力信号、ＰＷＭ
信号ＰＷＭ、及びスイッチ素子駆動信号の状態が示され
ている。なお、同図では、増幅器出力信号をＴ２、ＰＷ
Ｍ信号ＰＷＭをＴ３、スイッチ素子駆動信号をＴ４、と
いうように図９に示す各位置に対応付けて表している。

【０１１６】同図に示すように、ＰＷＭ信号ＰＷＭのハ
イレベルの電圧値が増幅器出力信号の頂点の電圧値より
大きな場合のスイッチ素子駆動信号は、ＰＷＭ信号ＰＷ
Ｍと同様のデューティとなる。一方、ＰＷＭ信号のハイ
レベルの電圧値が増幅器出力信号の頂点の電圧値より小
さな場合のスイッチ素子駆動信号は、ＰＷＭ信号ＰＷＭ
のデューティが増加するに従ってデューティが減少され
たものとなる。

【０１１７】すなわち、ＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティ
が増加すると、増幅器出力信号の頂点の電圧が増加し、
該頂点の電圧がＰＷＭ信号ＰＷＭのハイレベルの電圧に
達するときのＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティがスイッチ
素子駆動信号のデューティの上限値となり、該上限値を
ＰＷＭ信号ＰＷＭのデューティが越えた場合に、ＰＷＭ
信号ＰＷＭのデューティの増加に伴ってスイッチ素子駆
動信号のデューティが減少される。なお、上記スイッチ
素子駆動信号のデューティの上限値が本発明の所定デュ
ーティ値に相当する。

【０１１８】従って、ＰＷＭ信号ＰＷＭと本第２実施形
態に係るＰＷＭ信号変換回路１４’によって生成される
スイッチ素子駆動信号との各々のデューティの関係は図
１２に示すようになる。

【０１１９】以上詳細に説明したように、本第２実施形
態に係る高圧電源装置では、ＰＷＭ信号のデューティが
所定デューティ値を越えたとき、ＰＷＭ信号変換回路に
よって、ＰＷＭ信号のデューティが大きくなるに従って
デューティが小さくなるようにスイッチ素子駆動信号を
生成してスイッチ素子をスイッチングしているので、Ｐ
ＷＭ信号に異常が発生しても装置を構成する部品や負荷
の破損を確実に防止することができる。

【０１２０】また、本第２実施形態に係る高圧電源装置
では、抵抗１１４、１２０、１２２の各抵抗値及びコン
デンサ１１６の容量によってスイッチ素子駆動信号のデ
ューティの上限値を設定しているので、抵抗１１４、１
２０、１２２とコンデンサ１１６の精度を上げることに
よってスイッチ素子駆動信号のデューティの上限値を容
易に精度よく任意に設定することができる。

【０１２１】また、本第２実施形態に係る高圧電源装置
では、比較器１４Ｅによって比較する信号が共に主制御
部２８から入力されたＰＷＭ信号に基づく信号であるの
で、ＰＷＭ信号の振幅が変動してもスイッチ素子駆動信
号のデューティの上限値が変動することがない。

【０１２２】さらに、本第２実施形態に係る高圧電源装
置では、比較器１４Ｅによって比較対象とされる増幅器
出力信号を三角波としているので、次のような効果を奏
することができる。 ・ＰＷＭ信号の異常状態の発生に高速に対応することが
できる（応答性が良い）。 ・直流レベルに整流したときには基準値と整流値が同等
となる付近でノイズ等に起因して高周波発振が発生する
場合があるが、これを防止することができる。 ・ＰＷＭ信号のデューティが上限値を越えたときにスイ
ッチ素子駆動信号のデューティは上記上限値より小さく
されているので、上記第１実施形態と同様に、ＰＷＭ信
号のデューティの異常に対してスイッチ素子の駆動を完
全に停止することがなく、本高圧電源装置を画像形成装
置に適用した場合における不要な白紙の出力を防止する
ことができる。

【０１２３】なお、本第２実施形態では、本発明を定電
圧制御を行う装置に適用した場合について説明したが、
本発明はこれに限定されるものではなく、本発明は定電
流制御を行う装置に適用することもできる。この場合、
図９における電圧検出回路２２を電流検出回路２４（図
８も参照）に置き換える必要がある。

【０１２４】また、本第２実施形態において図９に示し
た高圧電源部１２’を構成する積分回路１４Ｃ、増幅器
１４Ｄ、比較器１４Ｅ、整流平滑回路１８、スイッチ素
子２０、電圧検出回路２２等の各回路構成は一例であ
り、上記各部の機能を実現することができる回路構成で
あれば如何なるものでも適用することができる。

【０１２５】また、上記各実施形態では、本発明をデジ
タル制御方式の電源装置に適用した場合について説明し
たが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば
アナログ制御方式の電源装置に適用する形態としてもよ
い。本発明を図１３（Ｂ）に示す従来のアナログ制御方
式の電源装置に適用する場合は、図１３（Ｂ）における
制御回路とスイッチ素子２０との間に上記各実施形態に
おけるＰＷＭ信号変換回路１４又は１４’又は各ＰＷＭ
信号変換回路と同様に作用する回路を挿入すればよい。

【０１２６】

【発明の効果】本発明によれば、電源出力の大きさが所
定値以上になるとき、制御信号を電源出力の大きさが上
記所定値以下となるように変換しているので、上記所定
値を構成部品や負荷を破損することのない値とすること
により、当初の制御信号に異常が発生しても構成部品や
負荷の破損を確実に防止することができる、という効果
が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明をデジタル制御方式の高圧電源装置に
適用した場合の該高圧電源装置の基本的な構成を示すブ
ロック図である。

【図２】 第１実施形態に係る高圧電源装置の概略構成
を示すブロック図である。

【図３】 第１実施形態に係る高圧電源装置の高圧電源
部の回路構成の一例を示す回路図である。

【図４】 ＰＷＭ信号のデューティが３０％であるとき
の第１実施形態に係る高圧電源部の各位置における信号
の波形の状態を示すタイミングチャートである。

【図５】 ＰＷＭ信号のデューティが８０％であるとき
の第１実施形態に係る高圧電源部の各位置における信号
の波形の状態を示すタイミングチャートである。

【図６】 ＰＷＭ信号のデューティが１００％であると
きの第１実施形態に係る高圧電源部の各位置における信
号の波形の状態を示すタイミングチャートである。

【図７】 第１実施形態に係る高圧電源装置のＰＷＭ信
号のデューティとスイッチ素子駆動信号のデューティの
関係を示すグラフである。

【図８】 第２実施形態に係る高圧電源装置の概略構成
を示すブロック図である。

【図９】 第２実施形態に係る高圧電源装置の高圧電源
部の回路構成の一例を示す回路図である。

【図１０】 第２実施形態に係る高圧電源部の各位置に
おける信号の波形の観測結果を示す波形図である。

【図１１】 （Ａ）〜（Ｇ）は各々、ＰＷＭ信号のデュ
ーティを各々１０％から７０％まで１０％毎に変化させ
たときの第２実施形態に係る高圧電源部の各位置におけ
る信号の波形の観測結果を示す波形図である。

【図１２】 第２実施形態に係る高圧電源装置のＰＷＭ
信号のデューティとスイッチ素子駆動信号のデューティ
の関係を示すグラフである。

【図１３】 従来の電源装置の概略構成を示す図であ
り、（Ａ）はデジタル制御方式の電源装置の構成例を、
（Ｂ）はアナログ制御方式の電源装置の構成例を、各々
示すブロック図である。

【符号の説明】

１０、１０’ 高圧電源装置 １２、１２’ 高圧電源部 １４、１４’ ＰＷＭ信号変換回路（変換手段） １４Ａ パルス発生回路（パルス発生手段） １４Ｂ ＡＮＤ回路（出力手段） １４Ｃ 積分回路（三角波生成手段） １４Ｄ 増幅器（三角波生成手段） １４Ｅ 比較器（比較出力手段） １６ 昇圧トランス １８ 整流平滑回路 ２０ スイッチ素子（スイッチング手段） ２２ 電圧検出回路 ２４ 電流検出回路 ２６ 直流電源 ２８ 主制御部 ３０ ＣＰＵ ３２ 演算器 ３４ パルス発振器 ３６ Ａ／Ｄ変換器 ４０ 負荷

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA20 AS04 BB21 BB43 BB57 DD04 DD28 EE02 EE07 FD01 FD31 FF06 FF09 FG05 XX09 XX11 XX41 XX42

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力された制御信号に基づいて電源入力
   をスイッチングして前記制御信号に応じた大きさの電源
   出力を得るスイッチング手段と、 前記電源出力の大きさが所定値以上になるとき、前記ス
   イッチング手段に入力される制御信号を前記電源出力の
   大きさが前記所定値以下となるように変換する変換手段
   と、 を備えた電源装置。
2. 【請求項２】 入力されたパルス幅変調信号に基づいて
   電源入力をスイッチングして前記パルス幅変調信号に応
   じた大きさの電源出力を得るスイッチング手段と、 前記スイッチング手段に入力されるパルス幅変調信号の
   デューティが所定デューティ値を越えたとき、該パルス
   幅変調信号のデューティが前記所定デューティ値以下と
   なるように変換する変換手段と、 を備えた電源装置。
3. 【請求項３】 前記変換手段が、 前記パルス幅変調信号に同期し、かつデューティが前記
   所定デューティ値のパルス信号を発生するパルス発生手
   段と、 前記パルス信号及び前記パルス幅変調信号の双方がハイ
   レベルであるときにのみハイレベルを出力する出力手段
   と、 を備えていることを特徴とする請求項２記載の電源装
   置。
4. 【請求項４】 前記変換手段が、 前記パルス幅変調信号に同期し、かつ前記パルス幅変調
   信号のデューティの大きさに応じて頂点部の値が大きく
   なる三角波を生成する三角波生成手段と、 前記パルス幅変調信号と前記三角波とを比較して、前記
   パルス幅変調信号の大きさが前記三角波の大きさより大
   きなときはハイレベルを出力し、前記パルス幅変調信号
   の大きさが前記三角波の大きさより小さなときはローレ
   ベルを出力する比較出力手段と、 を備えていることを特徴とする請求項２記載の電源装
   置。
5. 【請求項５】 入力された制御信号に基づいて電源入力
   をスイッチングして前記制御信号に応じた大きさの電源
   出力を得る電源出力制御方法であって、 前記電源出力の大きさが所定値以上になるとき、前記制
   御信号を前記電源出力の大きさが前記所定値以下となる
   ように変換する電源出力制御方法。