JP3600371B2 - ラッチ集積回路 - Google Patents
ラッチ集積回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3600371B2 JP3600371B2 JP13627396A JP13627396A JP3600371B2 JP 3600371 B2 JP3600371 B2 JP 3600371B2 JP 13627396 A JP13627396 A JP 13627396A JP 13627396 A JP13627396 A JP 13627396A JP 3600371 B2 JP3600371 B2 JP 3600371B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- transistor
- electrode
- fet
- conducting
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/01—Details
- H03K3/012—Modifications of generator to improve response time or to decrease power consumption
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/353—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of field-effect transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/356—Bistable circuits
- H03K3/356104—Bistable circuits using complementary field-effect transistors
- H03K3/356113—Bistable circuits using complementary field-effect transistors using additional transistors in the input circuit
Landscapes
- Dram (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般には、論理回路および集積回路(IC)に用いられるR−S(リセット,セット)ラッチ回路、特に、高容量性負荷を高速かつ効率的にラッチするデバイスに関する。
【0002】
【従来の技術】
R−Sラッチ回路の動作は、技術上周知であり、“Introduction to Switching Theory and Logical Design”,Frederick J.Hill and Gerald R.Peterson,(2nd Ed.,John Willy & Sons,1974)に記載されている。一般に、ラッチ回路は、信号または信号の変化を検出し、信号が終了した後に出力を発生し続ける。出力は、異なる信号(例えば、変化信号)、または異なる信号の変化が回路によって検出されるまで、発生し続ける。ラッチ回路は、出力を記憶し、または出力を遅延させて、集積回路内の機能およびタイミングを制御する。
【0003】
あるラッチ回路は、信号が比較的高いレベルから比較的低いレベルへ移るときのような、信号の変化を検出し、他のラッチ回路は、信号レベルを検出し、信号が所定の(例えば、特定の)レベルに達するときのみ動作する。一般に、信号の遷移を検出するラッチ回路(例えば、遷移信号検出ラッチ回路)は、信号レベルラッチ回路よりも複雑であるので、大形で低速である。しかし、遷移信号検出ラッチ回路は、異なる信号の変化を判別する能力の故に、信号レベルラッチ回路よりも、一般的には望ましい。
【0004】
例えば、米国特許第4,806,786号明細書に示される従来のラッチ回路は、信号の遷移を検出し、2つの入力、すなわちセット信号とリセット信号を受信する。セット信号が遷移する(例えば、比較的低いレベルの信号から比較的高いレベルの信号へ変化する)と、特定の回路パスがイネーブルされ、ラッチ回路が高レベル信号を出力するようにする。ラッチ回路は、セット信号が低レベルに遷移して戻っても、高レベル信号を発生し続ける。ラッチ回路が、高レベルの出力信号を一旦発生すると、ラッチ回路はセット信号の働きを無視して、リセット信号のみを監視する。
【0005】
リセット信号が遷移する(例えば高レベルから低レベルへ変化する)と、異なる回路パスがイネーブルされて、ラッチ回路に低レベルを出力させる。セット信号に従って、ラッチ回路は、リセット信号の働きとは無関係に、低レベル信号を出力し続ける。ラッチ回路が低レベル信号を出力しているとき、ラッチ回路は、セット信号のみを見て、リセット信号を無視する。上述したように、セット信号が遷移すると、ラッチ回路はその出力を変化させる。
【0006】
他の従来のラッチ回路が、米国特許第4,825,100号明細書に示されており、入力段と,ダブルゲート・ラッチ段と,出力段とを有するR−Sラッチ回路を開示している。入力段は、1対のソース結合トランジスタと,1対のアクティブ負荷と,バイアス電流源とを有している。入力段の出力は、ラッチ段および出力段に接続されている。ラッチ段は、1対のソース結合ダブルゲート・トランジスタを有し、適切なセットまたはリセット・パルスを受信するまで、出力が変化するのを防止するラッチ機構を与える。
【0007】
前記米国特許第4,825,100号では、ラッチ段の1対のゲートが、反転セット・リセット入力に接続されている。この追加のゲート対は、QおよびQ出力が対称的に切換わるのを可能にし、したがって、QおよびQ出力間の遅延を防止する。
【0008】
従来の相補形金属酸化物半導体(CMOS)スタティック・ラッチ回路は、交差結合ゲートまたは交差結合インバータを備えている。このような回路は、非対称的な遅延および/または遷移時間を有している。このような回路が用いられて、大きな負荷(例えば、10〜100個あるいはそれ以上のゲートのような)を駆動するとき、これらの固有の問題が、特に高性能/最小遅延が重要なところでは、悪化する。バッファリングの追加の状態は、非対称についての問題を軽減するが、回路遅延を増大させるという犠牲を払っている。
【0009】
本発明の主な目的は、大きな容量性負荷に対して高性能を与えることにある。逆に、前記米国特許第4,806,786号における主な目的は、サイズが小さく、デバイスの総数の小さいラッチ回路を提供することにある。また、米国特許第4,825,100号のラッチ回路の目的は、対称的な出力トランジスタにある。大きな負荷を駆動する従来のラッチ回路については、これらラッチ回路は追加段を頼っているので、回路は多くのデバイスを有し、このことが回路を低速にしている。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
従来のシステムの前述した問題を鑑み、本発明の目的は、高性能動作を可能にし、対称的な切換え/遅延特性を与え、および大きな負荷を駆動するのに適した遷移タイプのラッチ回路の構造を提供することにある。
【0011】
本発明の他の目的は、従来のラッチ回路に比べて、入力に対して短い時間で応答する遷移タイプのラッチ回路の構造を提供することにある。
【0012】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的を達成するために、ラッチ回路を備える本発明による構造が提供される。ラッチ回路は、第1ないし第8の複数のFETトランジスタ(3)−(10)と、該第1のP型トランジスタ(5)のゲートに接続され、セット信号を受信するセット入力(12)と、前記第2のN型トランジスタ(8)のゲートに接続され、リセット信号を受信するリセット入力(13)と、前記セット入力)に接続された前記第3のN型トランジスタ(4)と、前記第1のトランジスタ(5)に直列接続された前記第4のP型トランジスタ(6)と、前記リセット入力(13)に接続された前記第5のN型トランジスタ(3)と、前記第2のトランジスタ(8)に直列接続された前記第6のN型トランジスタ(7)と、前記セット入力(12)及び前記リセット信号にそれぞれに応答して、ラッチ出力状態を一方から他方へ及び他方から一方へそれぞれ高速に切り換えるためのそれぞれインバータ及びP型FETの組及びインバータ及びN型FETから成る第1及び第2高速駆動パスと、出力手段(11)と前記第4のP型トランジスタ(6)と前記第6のN型トランジスタ(7)に接続されたノード(1)と、駆動能力の小さいインバータ(15)と前記出力手段(11)と前記ノード(1)と前記第4のトランジスタ(6)よりなる第1のフィードバック・ループと、前記インバータ(15)と前記出力手段と前記ノード(1)と前記第6のトランジスタ(7)とよりなる第2のフィードバック・ループとを有している。第1のフィードバック・ループは、第1の信号を連続して出力し、第2のフィードバック・ループは、第2の信号を連続して出力する。第1のトランジスタは、第2のフィードバック・ループが第2の信号を出力し、セット信号が第1の状態から第2の状態に変わるときに、第1のフィードバック・ループをイネーブルし、第2のフィードバック・ループをディスエーブルする。第2のトランジスタは、第1のフィードバック・ループが第1の信号を出力し、リセット信号が第2の状態から第1の状態に変わるときに、第2のフィードバック・ループをイネーブルし、第1のフィードバック・ループをディスエーブルする。
【0013】
本発明のこの構造により、高性能動作を可能にし、対称的な切換え/遅延特性と、大負荷を駆動する適応性とを与える、遷移タイプのラッチ回路が提供される。さらに、本発明による遷移タイプのラッチ回路は、従来のラッチ回路に比べて、かなり短い時間で応答する。したがって、本発明は、高速、高容量性負荷、小レイアウト領域のラッチ回路を提供する。
【0014】
本発明の他の利点は、出力状態を切換えるためのデバイスが、出力状態を保持するのに用いられるデバイスから分離されることである。これらデバイスの分離は、一時的にのみターンオンする大形デバイスの使用により、出力を特定の状態に切換えることを可能にする。大形デバイスは切り離され(shut off)、逆状態への出力の切換を、阻止しない。出力状態を保持するために用いられるデバイスは、駆動能力について寸法設定されず、したがって出力の切換えを阻止しない。これは、100個以上のゲートを有する大きな容量性負荷を切換えるとき、特に事実となりうる。
【0015】
本発明の他の利点は、セット/リセット・ラッチ論理を有する入力組合せ論理の組合せである。
【0016】
【発明の実施の形態】
図面、特に図1には、本発明の好適な実施例を示している。この実施例では、駆動トランジスタとスイッチ・フィードバックのダイナミックな切換えが実行され、対称的な切換/遅延特性および高速動作を与える。
【0017】
本発明のラッチ回路20は、セット信号Sを受信するセット入力12と、リセット信号Rを受信するリセット入力13とを有している。
【0018】
セット入力12は、ノード14を経て、トランジスタ4のゲートと、トランジスタ5のゲートとに接続されている。リセット入力13は、ノード16を経て、トランジスタ8のゲートと、トランジスタ3のゲートとに接続されている。
【0019】
トランジスタ3のソースは、電圧源に接続され、ゲートはノード16を経てリセット入力13に接続され、ドレインはノード19および1を経てインバータ15に接続されている。ノード1とノード19は、同じであり、したがって以降、ノード1と言うものとする。
【0020】
トランジスタ4のソースは接地され、ゲートはノード14を経てセット入力12に接続され、ドレインはノード1を経てインバータ15に接続されている。
【0021】
トランジスタ5のソースは、電圧源に接続され、ゲートはセット入力12に接続され、ドレインはトランジスタ6のソースに接続されている。トランジスタ8のソースは接地され、ゲートはリセット入力13に接続され、ドレインはトランジスタ7のソースに接続されている。
【0022】
インバータ15は、ノイズ・マージンのために出力信号Qを保持することができ、他方、インバータ17およびインバータ18は、切換え電力を与える。さらに、駆動パスは、高性能および対称的応答について、容易にスケールされ、最適化される。
【0023】
インバータ18(好ましくは比率型インバータ−ratioed inverter)の入力は、ノード14に接続され、インバータ18の出力は、トランジスタ10のゲートに接続されている。インバータ17(好ましくは逆比率型インバータ)の入力は、ノード16に接続され、インバータ17の出力は、トランジスタ9のゲートに接続されている。これらのパスは、フィードバックのない比率型論理を有しており、したがって高速パスである。
【0024】
トランジスタ6のソースは、トランジスタ5のドレインに接続されており、ゲートは、ノード2を経て出力11に接続されており、ドレインは、ノード1を経てインバータ15の入力に接続されている。
【0025】
トランジスタ7のソースは、トランジスタ8のドレインに接続され、ゲートは、ノード2を経て出力11に接続され、ドレインは、ノード1を経てインバータ15の入力に接続されている。
【0026】
トランジスタ3,5,6,10は、好ましくはp形トランジスタであり、トランジスタ4,7,8,9は、好ましくはn形トランジスタである。p形およびn形のトランジスタを用いることの利点は、それらが相補であることである。したがって、n形トランジスタのゲートに供給されたハイレベルは、n形トランジスタをターンオンし、他方、p形トランジスタのゲートに供給されたハイレベルは、p形トランジスタをターンオフする。
【0027】
動作中、高レベル信号状態と低レベル信号状態との間で変化するセット信号Sは、セット入力12に入力される。セット信号Sがアクティブならば、低信号レベルから高信号レベルに遷移し、ノード14は、高レベルにされる。ノード14の高レベル信号は、インバータ18に供給され、インバータ18に低レベル信号を出力させる。この低レベル信号は、トランジスタ10のゲートに供給され、トランジスタ10をターンオンさせる。トランジスタ10のドレインは、高レベル信号を発生し、したがって出力11は高レベル信号を発生する。この駆動パスは、比率型論理を有し、フィードバックを有さないので、高速パスである。
【0028】
“セット”されるラッチ回路に対して、従来技術の項で説明したように、リセット信号Rは高レベル状態にあり、セット信号Sは、低レベル信号から高レベル信号に変換する。セット信号Sがアクティブであると、ノード14には高レベル信号が存在し、トランジスタ5をターンオフする。したがって、トランジスタ5は、そのドレインによってトランジスタ6のソースになんらの信号も発生せず、トランジスタ6をディスエーブルする。同様に、リセット信号Rが高レベル状態であると、ノード16も高レベル状態にある。トランジスタ8のゲートは、ノード16に接続されており、高レベル信号はトランジスタ8をターンオンし、トランジスタ7をイネーブルする。
【0029】
セット・フィードバック・ループは、トランジスタ7,トランジスタ8,ノード1,ノード2,インバータ15を有している。トランジスタ10によってノード2に、高レベル信号が一旦形成されると、前述したように、その高レベル信号は、セット・フィードバック・ループにより保持される。リセット信号Rは高レベル状態にあるので、トランジスタ8はオンし、トランジスタ7がイネーブルされる。トランジスタ7のゲートは、ノード2に接続されており、高レベル信号がトランジスタ7をターンオンし、したがって、トランジスタ7はドレイン入力レベル信号を発生する。トランジスタ8のこの低レベル信号は、ノード1およびイネーブル15の入力にも存在する。前述したように、インバータ15は信号をノード2での高レベル信号に変換し、したがって出力は高レベル出力に保持される。ノード2の高レベル信号は、トランジスタ7をターンオンし、“ループ”が継続して、高レベル信号が出力11に保持される。
【0030】
従来技術で説明したように、ラッチ回路の利点は、セット信号が終わっても、“セット”状態を保持することである。前述したセット・フィードバック・ループは、セット信号Sが高レベルに保持されなくとも、動作し続ける。セット信号Sが高レベルから低レベルに変化し、リセット信号Rが高レベルに保持されると、ラッチ回路は、依然としてセット状態にあり、出力11に高レベル信号を発生し続ける。
【0031】
セット状態のラッチ回路は、高レベル信号を発生し続ける。というのは、セット・ループが一旦アクティベートされると、セット・ループはセット信号Sの変化とは隔離されるからである。セット信号Sの立下りは、ノード14に低レベル信号を発生する。低レベル信号は、トランジスタ5のゲートに入力され、トランジスタ5もターンオンし、トランジスタ6をイネーブルする。しかしながら、トランジスタ6はセット・ループとは干渉せず、ノード1は低レベル信号を保持する。というのは、トランジスタ6は、ノード2に接続されたゲートに、高レベル信号を受信し続けるからである。トランジスタ6のゲートでの高レベル信号は、前述したように、トランジスタ6がp形トランジスタであるので、トランジスタ6をオフしたままである。
【0032】
また、ノード14での低レベル信号は、インバータ18から高レベル信号を発生し、トランジスタ10をターンオフする。したがって、セット信号“S”の立下りは、トランジスタ10がセット・フィードバック・ループに影響するのを許さない。
【0033】
リセット信号Rの遷移(高レベル信号から低レベル信号への)は、セット・フィードバック・ループをディスエーブルし、出力11の信号を、高レベル状態から低レベル状態に変化させる。リセット信号Rがアクティブのとき、高レベル信号から低レベル信号に遷移し、ノード16は同じ低レベルとなる。インバータ17に接続されたノード16の低レベル信号は、インバータ17に高レベル信号を出力させる。高レベル信号は、トランジスタ9のゲートに供給されて、トランジスタ9をターンオンする。トランジスタ9のドレインは、低レベル信号を発生し、したがって出力11は低レベル信号を発生する。この駆動パスは、比率型論理を有し、フィードバックを含まないので、高速である。
【0034】
“リセット”されるラッチ回路に対しては、セット信号Sは低レベル状態となり、従来技術の項で説明したように、リセット信号Rは、高レベル信号から低レベル信号へと変化する。リセット信号Rがアクティブならば、低レベル信号がノード16に存在して、トランジスタ8をターンオフする。したがって、トランジスタ8は、そのドレイン、したがってトランジスタ7のソースになんらの信号も発生せず、トランジスタ7をディスエーブルする。同様に、セット信号信号Sが低レベル状態にあれば、ノード14も低レベル状態にある。トランジスタ5のゲートは、ノード14に接続されており、低レベル信号は、トランジスタ5をターンオンし、トランジスタ6をイネーブルする。
【0035】
リセット・フィードバック・ループは、トランジスタ6,トランジスタ5,ノード1,ノード2,インバータ15を有している。トランジスタ9によってノード2に低レベル信号が一旦形成されると、その低レベル信号は、リセット・フィードバック・ループによって保持される。セット信号Sは、低レベル状態であるので、トランジスタ5がオンされて、トランジスタ6がイネーブルされる。トランジスタ6のゲートは、ノード2に接続されており、低レベル信号はトランジスタ6をターンオンし、その結果トランジスタ6は、そのドレインに高レベル信号を発生する。トランジスタ6のドレインでのこの高レベル信号は、ノード1とインバータ15の入力とに存在する。前述したように、インバータ15は信号をノード2での低レベル信号に変換し、したがって出力11は低レベル出力に保持される。再び、ノード2の低レベル信号は、トランジスタ6をターンオンし、“ループ”が継続し、低レベル信号が出力11に保持される。
【0036】
従来技術の項で説明したように、ラッチ回路の利点の1つは、リセット信号が終わっても、“リセット”状態を保持することである。前述したリセット・フィードバック・ループは、リセット信号Rが低レベルに保持されなくとも、動作し続ける。リセット信号Rが低レベルから高レベルに変化し、セット信号Sが低レベルに保持されるならば、ラッチ回路は、依然としてリセット状態にあり、出力11に低レベル信号を発生し続ける。
【0037】
リセット状態にあるラッチ回路は、低レベル信号を発生し続ける。というのは、リセットループは、セット・ループが一旦アクティベートされると、リセット信号Rの変化から隔離される。リセット信号Rの立上りは、ノード16に高レベル信号を発生する。高レベル信号は、トランジスタ8のゲートに入力され、トランジスタ8をターンオンし、トランジスタ7をイネーブルする。しかし、トランジスタ7は、セット・ループとは干渉せず、ノード1は高レベル信号に保持される。というのは、トランジスタ7が、ノード2に接続されたゲートに低レベル信号を受信し続けるからである。トランジスタ7のゲートでの低レベル信号は、トランジスタ7をオフに保持する。前述したように、トランジスタ7は、n形トランジスタだからである。
【0038】
また、ノード16での高レベル信号は、インバータ17から低レベル信号を発生し、トランジスタ9をターンオフする。したがって、リセット信号Rの増大は、トランジスタ9がセット・フィードバック・ループに影響を与えることを許さない。
【0039】
さらに、トランジスタ3およびトランジスタ4は、セットからリセットへ、あるいはリセットからセットへの遷移が行われるときに、ノード1の信号状態の高速な切換えを与える。特に、ラッチ回路がセットからリセットへ遷移するとき、セット信号Sは低レベルであり、リセット信号Rは、高レベルから低レベルへ遷移する。リセット信号Rが遷移すると、ノード16は低レベルを有する。ノード16は、低レベル信号をトランジスタ3のゲートに送り、トランジスタ3をターンオンする。トランジスタ3は、高レベルをノード1に出力する。これは、インバータ15により反転されて、出力11によって低レベル信号として出力される。トランジスタ4は、このプロセスとは干渉しない。というのは、セット信号Sが低レベルであり、トランジスタ4のゲートに接続されたノード14が、低レベルであり、したがってトランジスタ4がオフしているからである。ノード16での低レベルは、トランジスタ8をターンオフし、セット・フィードバック・ループを破壊する。
【0040】
同様に、ラッチ回路がリセット状態からセット状態へ遷移するときに、同じ高速の切換えが生じる。ラッチ回路が、リセットからセットへ遷移するとき、リセット信号Rは高レベルであり、セット信号Sは、低レベルから高レベルへ遷移する。セット信号Sが遷移すると、ノード14は高レベル信号を有する。ノード14は、高レベル信号をトランジスタ4のゲートに送り、トランジスタ4をターンオンする。トランジスタ4は、低レベル信号をノード1に出力する。この信号は、インバータ15により反転されて、高レベル信号として出力11により出力される。ノード14での高レベル信号は、トランジスタ5をターンオフし、セット・フィードバック・ループを切断する。
【0041】
交差電流が存在しないので、この回路配置は、インバータまたはゲート配置よりも高速であり、従来のラッチ回路に比べてかなり優れた性能を与える。したがって、インバータ17およびインバータ18は、比率化される(ratioed)ので、これらインバータは、インバータ15よりも高速で切換わる。インバータ17は、バイアスされて、高レベル信号よりもより高速に低レベル信号を反転し、したがって高レベル信号がトランジスタ9をターンオンすることを可能にし、もしインバータ15が駆動および帰還の両機能を実行するならば、インバータ15よりもより高速に、低レベル信号をノード2に送る。同様に、インバータ18がバイアスされて、インバータ15よりもより高速に低レベル信号を反転し、ノード2が、インバータ15よりも高速に高レベル信号を与えることを可能にする。このように、この構成は、より大きな利得および能力が、大きな負荷を駆動することを可能にする。
【0042】
図2は、前記ラッチ回路の入力および出力の真理値表を示している。入力セット信号(S)信号および入力リセット(R)信号を表す欄SおよびRにおいて、“1”は低レベル信号状態から高レベル信号状態への遷移を示し、“0”は高レベル信号状態から低レベル信号状態への遷移を示している。ラッチ回路の出力を表す欄Qにおいて、“1”は高レベル信号状態を、“0”は低レベル信号状態を、記号Qは前の出力の連続を示し、記号Xは不定出力を表す。
【0043】
動作において、真理値表は、信号Sおよび信号Rが、低レベル信号状態から高レベル信号状態へ遷移すると、ラッチ回路が高レベル信号状態を出力することを示している。信号Sおよび信号Rが、高レベル信号状態から低レベル信号状態へ遷移すると、ラッチ回路が低レベル信号状態を出力する。
【0044】
信号Sが高レベル信号状態から低レベル信号状態に遷移し、信号Rが低レベル信号状態から高レベル信号状態に遷移すると、ラッチ回路の出力は、前の出力と同じ出力を保持する。もしラッチ回路が高レベル信号状態を出力するならば、ラッチ回路は高レベル信号状態を出力し続けるであろう。もしラッチ回路が低レベル信号状態を出力するならば、低レベル信号状態を出力し続けるであろう。
【0045】
換言すれば、高レベル信号状態から低レベル信号状態へ遷移する信号Sは、ラッチ回路の出力を変化させない。同様に、低レベル信号状態から高レベル信号状態へ遷移する信号Rは、ラッチ回路の出力を変化させない。
【0046】
信号Sが低レベル信号状態から高レベル信号状態へ遷移し、信号Rが高レベル信号状態から低レベル信号状態へ遷移すると、ラッチ回路は依存性信号を出力せず、したがって不定出力を発生する。これは、セット・フィードバック・ループおよびリセット・フィードバック・ループが切断され、および信号が競合するために生じる。
【0047】
本発明の上記実施例は、ノード1をセットおよびリセットするために、トランジスタ3のダイナミック動作を利用している。セット入力12またはリセット入力13のアクティベーションは、ノード1を、高レベル信号状態から低レベル信号状態へ、あるいは低レベル信号状態から高レベル信号状態へ変化させる。
【0048】
トランジスタ3およびトランジスタ4は交差要素を有していないので、この段は、インバータまたはゲートよりも高速である。
【0049】
ノード1が切換わる際、トランジスタ5/トランジスタ6およびトランジスタ7/トランジスタ8により構成され、入力信号が終了した後、ノード1の信号状態を保持するために通常用いられる、フィードバック・デバイスが、フィードバックがディスエーブルされるように接続される。
【0050】
したがって、フィードバック・パスの遅延の影響はほとんど排除される。出力11が次の信号状態をとると、フィードバック・パスは、再びイネーブルされて、ラッチ回路の状態を保持する。フィードバックの切換え動作の故に、遅延の影響は最小となり、ノイズ・マージンについてのラッチ安定性が増大する。
【0051】
本発明の回路は、相補リセット入力と、非交差駆動とを用いて、対称的出力遷移に対し最小の回路遅延を得ている。さらに、本発明の回路は、切換えフィードバックを用いて、回路のノイズ・マージンを改善しながら、回路速度をさらに改善している。
【0052】
本発明のラッチ回路の利点は、回路遅延が最小であり、回路応答が対称的であり、回路が大きな容量性負荷を駆動するのに格別に適していることである。
【0053】
本発明を、高レベル信号および低レベル信号について説明したが、ラッチ回路を、従来技術の項で説明したように、1つの状態から他の状態へ遷移する他の種類の信号に対して用いることができる。
【0054】
本発明を好適な実施例によって説明したが、当業者であれば、本発明の趣旨と範囲内で本発明を変形できることがわかる。
【図面の簡単な説明】
【図1】高性能動作、対称的な切換え/遅延特性、大形負荷を駆動する能力を可能にするために、トランジスタおよび切換えフィードバックをダイナミックに切換える手段を有する、本発明のラッチ回路を示す図である。
【図2】図1に示されるラッチ回路に対する種々の入力により生じる出力を示す真理値表である。
【符号の説明】
1,2,14,16 ノード
3,4,5,6,7,8,9,10 トランジスタ
12 セット信号
13 リセット信号
15,17,18 インバータ
20 ラッチ回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般には、論理回路および集積回路(IC)に用いられるR−S(リセット,セット)ラッチ回路、特に、高容量性負荷を高速かつ効率的にラッチするデバイスに関する。
【0002】
【従来の技術】
R−Sラッチ回路の動作は、技術上周知であり、“Introduction to Switching Theory and Logical Design”,Frederick J.Hill and Gerald R.Peterson,(2nd Ed.,John Willy & Sons,1974)に記載されている。一般に、ラッチ回路は、信号または信号の変化を検出し、信号が終了した後に出力を発生し続ける。出力は、異なる信号(例えば、変化信号)、または異なる信号の変化が回路によって検出されるまで、発生し続ける。ラッチ回路は、出力を記憶し、または出力を遅延させて、集積回路内の機能およびタイミングを制御する。
【0003】
あるラッチ回路は、信号が比較的高いレベルから比較的低いレベルへ移るときのような、信号の変化を検出し、他のラッチ回路は、信号レベルを検出し、信号が所定の(例えば、特定の)レベルに達するときのみ動作する。一般に、信号の遷移を検出するラッチ回路(例えば、遷移信号検出ラッチ回路)は、信号レベルラッチ回路よりも複雑であるので、大形で低速である。しかし、遷移信号検出ラッチ回路は、異なる信号の変化を判別する能力の故に、信号レベルラッチ回路よりも、一般的には望ましい。
【0004】
例えば、米国特許第4,806,786号明細書に示される従来のラッチ回路は、信号の遷移を検出し、2つの入力、すなわちセット信号とリセット信号を受信する。セット信号が遷移する(例えば、比較的低いレベルの信号から比較的高いレベルの信号へ変化する)と、特定の回路パスがイネーブルされ、ラッチ回路が高レベル信号を出力するようにする。ラッチ回路は、セット信号が低レベルに遷移して戻っても、高レベル信号を発生し続ける。ラッチ回路が、高レベルの出力信号を一旦発生すると、ラッチ回路はセット信号の働きを無視して、リセット信号のみを監視する。
【0005】
リセット信号が遷移する(例えば高レベルから低レベルへ変化する)と、異なる回路パスがイネーブルされて、ラッチ回路に低レベルを出力させる。セット信号に従って、ラッチ回路は、リセット信号の働きとは無関係に、低レベル信号を出力し続ける。ラッチ回路が低レベル信号を出力しているとき、ラッチ回路は、セット信号のみを見て、リセット信号を無視する。上述したように、セット信号が遷移すると、ラッチ回路はその出力を変化させる。
【0006】
他の従来のラッチ回路が、米国特許第4,825,100号明細書に示されており、入力段と,ダブルゲート・ラッチ段と,出力段とを有するR−Sラッチ回路を開示している。入力段は、1対のソース結合トランジスタと,1対のアクティブ負荷と,バイアス電流源とを有している。入力段の出力は、ラッチ段および出力段に接続されている。ラッチ段は、1対のソース結合ダブルゲート・トランジスタを有し、適切なセットまたはリセット・パルスを受信するまで、出力が変化するのを防止するラッチ機構を与える。
【0007】
前記米国特許第4,825,100号では、ラッチ段の1対のゲートが、反転セット・リセット入力に接続されている。この追加のゲート対は、QおよびQ出力が対称的に切換わるのを可能にし、したがって、QおよびQ出力間の遅延を防止する。
【0008】
従来の相補形金属酸化物半導体(CMOS)スタティック・ラッチ回路は、交差結合ゲートまたは交差結合インバータを備えている。このような回路は、非対称的な遅延および/または遷移時間を有している。このような回路が用いられて、大きな負荷(例えば、10〜100個あるいはそれ以上のゲートのような)を駆動するとき、これらの固有の問題が、特に高性能/最小遅延が重要なところでは、悪化する。バッファリングの追加の状態は、非対称についての問題を軽減するが、回路遅延を増大させるという犠牲を払っている。
【0009】
本発明の主な目的は、大きな容量性負荷に対して高性能を与えることにある。逆に、前記米国特許第4,806,786号における主な目的は、サイズが小さく、デバイスの総数の小さいラッチ回路を提供することにある。また、米国特許第4,825,100号のラッチ回路の目的は、対称的な出力トランジスタにある。大きな負荷を駆動する従来のラッチ回路については、これらラッチ回路は追加段を頼っているので、回路は多くのデバイスを有し、このことが回路を低速にしている。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
従来のシステムの前述した問題を鑑み、本発明の目的は、高性能動作を可能にし、対称的な切換え/遅延特性を与え、および大きな負荷を駆動するのに適した遷移タイプのラッチ回路の構造を提供することにある。
【0011】
本発明の他の目的は、従来のラッチ回路に比べて、入力に対して短い時間で応答する遷移タイプのラッチ回路の構造を提供することにある。
【0012】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的を達成するために、ラッチ回路を備える本発明による構造が提供される。ラッチ回路は、第1ないし第8の複数のFETトランジスタ(3)−(10)と、該第1のP型トランジスタ(5)のゲートに接続され、セット信号を受信するセット入力(12)と、前記第2のN型トランジスタ(8)のゲートに接続され、リセット信号を受信するリセット入力(13)と、前記セット入力)に接続された前記第3のN型トランジスタ(4)と、前記第1のトランジスタ(5)に直列接続された前記第4のP型トランジスタ(6)と、前記リセット入力(13)に接続された前記第5のN型トランジスタ(3)と、前記第2のトランジスタ(8)に直列接続された前記第6のN型トランジスタ(7)と、前記セット入力(12)及び前記リセット信号にそれぞれに応答して、ラッチ出力状態を一方から他方へ及び他方から一方へそれぞれ高速に切り換えるためのそれぞれインバータ及びP型FETの組及びインバータ及びN型FETから成る第1及び第2高速駆動パスと、出力手段(11)と前記第4のP型トランジスタ(6)と前記第6のN型トランジスタ(7)に接続されたノード(1)と、駆動能力の小さいインバータ(15)と前記出力手段(11)と前記ノード(1)と前記第4のトランジスタ(6)よりなる第1のフィードバック・ループと、前記インバータ(15)と前記出力手段と前記ノード(1)と前記第6のトランジスタ(7)とよりなる第2のフィードバック・ループとを有している。第1のフィードバック・ループは、第1の信号を連続して出力し、第2のフィードバック・ループは、第2の信号を連続して出力する。第1のトランジスタは、第2のフィードバック・ループが第2の信号を出力し、セット信号が第1の状態から第2の状態に変わるときに、第1のフィードバック・ループをイネーブルし、第2のフィードバック・ループをディスエーブルする。第2のトランジスタは、第1のフィードバック・ループが第1の信号を出力し、リセット信号が第2の状態から第1の状態に変わるときに、第2のフィードバック・ループをイネーブルし、第1のフィードバック・ループをディスエーブルする。
【0013】
本発明のこの構造により、高性能動作を可能にし、対称的な切換え/遅延特性と、大負荷を駆動する適応性とを与える、遷移タイプのラッチ回路が提供される。さらに、本発明による遷移タイプのラッチ回路は、従来のラッチ回路に比べて、かなり短い時間で応答する。したがって、本発明は、高速、高容量性負荷、小レイアウト領域のラッチ回路を提供する。
【0014】
本発明の他の利点は、出力状態を切換えるためのデバイスが、出力状態を保持するのに用いられるデバイスから分離されることである。これらデバイスの分離は、一時的にのみターンオンする大形デバイスの使用により、出力を特定の状態に切換えることを可能にする。大形デバイスは切り離され(shut off)、逆状態への出力の切換を、阻止しない。出力状態を保持するために用いられるデバイスは、駆動能力について寸法設定されず、したがって出力の切換えを阻止しない。これは、100個以上のゲートを有する大きな容量性負荷を切換えるとき、特に事実となりうる。
【0015】
本発明の他の利点は、セット/リセット・ラッチ論理を有する入力組合せ論理の組合せである。
【0016】
【発明の実施の形態】
図面、特に図1には、本発明の好適な実施例を示している。この実施例では、駆動トランジスタとスイッチ・フィードバックのダイナミックな切換えが実行され、対称的な切換/遅延特性および高速動作を与える。
【0017】
本発明のラッチ回路20は、セット信号Sを受信するセット入力12と、リセット信号Rを受信するリセット入力13とを有している。
【0018】
セット入力12は、ノード14を経て、トランジスタ4のゲートと、トランジスタ5のゲートとに接続されている。リセット入力13は、ノード16を経て、トランジスタ8のゲートと、トランジスタ3のゲートとに接続されている。
【0019】
トランジスタ3のソースは、電圧源に接続され、ゲートはノード16を経てリセット入力13に接続され、ドレインはノード19および1を経てインバータ15に接続されている。ノード1とノード19は、同じであり、したがって以降、ノード1と言うものとする。
【0020】
トランジスタ4のソースは接地され、ゲートはノード14を経てセット入力12に接続され、ドレインはノード1を経てインバータ15に接続されている。
【0021】
トランジスタ5のソースは、電圧源に接続され、ゲートはセット入力12に接続され、ドレインはトランジスタ6のソースに接続されている。トランジスタ8のソースは接地され、ゲートはリセット入力13に接続され、ドレインはトランジスタ7のソースに接続されている。
【0022】
インバータ15は、ノイズ・マージンのために出力信号Qを保持することができ、他方、インバータ17およびインバータ18は、切換え電力を与える。さらに、駆動パスは、高性能および対称的応答について、容易にスケールされ、最適化される。
【0023】
インバータ18(好ましくは比率型インバータ−ratioed inverter)の入力は、ノード14に接続され、インバータ18の出力は、トランジスタ10のゲートに接続されている。インバータ17(好ましくは逆比率型インバータ)の入力は、ノード16に接続され、インバータ17の出力は、トランジスタ9のゲートに接続されている。これらのパスは、フィードバックのない比率型論理を有しており、したがって高速パスである。
【0024】
トランジスタ6のソースは、トランジスタ5のドレインに接続されており、ゲートは、ノード2を経て出力11に接続されており、ドレインは、ノード1を経てインバータ15の入力に接続されている。
【0025】
トランジスタ7のソースは、トランジスタ8のドレインに接続され、ゲートは、ノード2を経て出力11に接続され、ドレインは、ノード1を経てインバータ15の入力に接続されている。
【0026】
トランジスタ3,5,6,10は、好ましくはp形トランジスタであり、トランジスタ4,7,8,9は、好ましくはn形トランジスタである。p形およびn形のトランジスタを用いることの利点は、それらが相補であることである。したがって、n形トランジスタのゲートに供給されたハイレベルは、n形トランジスタをターンオンし、他方、p形トランジスタのゲートに供給されたハイレベルは、p形トランジスタをターンオフする。
【0027】
動作中、高レベル信号状態と低レベル信号状態との間で変化するセット信号Sは、セット入力12に入力される。セット信号Sがアクティブならば、低信号レベルから高信号レベルに遷移し、ノード14は、高レベルにされる。ノード14の高レベル信号は、インバータ18に供給され、インバータ18に低レベル信号を出力させる。この低レベル信号は、トランジスタ10のゲートに供給され、トランジスタ10をターンオンさせる。トランジスタ10のドレインは、高レベル信号を発生し、したがって出力11は高レベル信号を発生する。この駆動パスは、比率型論理を有し、フィードバックを有さないので、高速パスである。
【0028】
“セット”されるラッチ回路に対して、従来技術の項で説明したように、リセット信号Rは高レベル状態にあり、セット信号Sは、低レベル信号から高レベル信号に変換する。セット信号Sがアクティブであると、ノード14には高レベル信号が存在し、トランジスタ5をターンオフする。したがって、トランジスタ5は、そのドレインによってトランジスタ6のソースになんらの信号も発生せず、トランジスタ6をディスエーブルする。同様に、リセット信号Rが高レベル状態であると、ノード16も高レベル状態にある。トランジスタ8のゲートは、ノード16に接続されており、高レベル信号はトランジスタ8をターンオンし、トランジスタ7をイネーブルする。
【0029】
セット・フィードバック・ループは、トランジスタ7,トランジスタ8,ノード1,ノード2,インバータ15を有している。トランジスタ10によってノード2に、高レベル信号が一旦形成されると、前述したように、その高レベル信号は、セット・フィードバック・ループにより保持される。リセット信号Rは高レベル状態にあるので、トランジスタ8はオンし、トランジスタ7がイネーブルされる。トランジスタ7のゲートは、ノード2に接続されており、高レベル信号がトランジスタ7をターンオンし、したがって、トランジスタ7はドレイン入力レベル信号を発生する。トランジスタ8のこの低レベル信号は、ノード1およびイネーブル15の入力にも存在する。前述したように、インバータ15は信号をノード2での高レベル信号に変換し、したがって出力は高レベル出力に保持される。ノード2の高レベル信号は、トランジスタ7をターンオンし、“ループ”が継続して、高レベル信号が出力11に保持される。
【0030】
従来技術で説明したように、ラッチ回路の利点は、セット信号が終わっても、“セット”状態を保持することである。前述したセット・フィードバック・ループは、セット信号Sが高レベルに保持されなくとも、動作し続ける。セット信号Sが高レベルから低レベルに変化し、リセット信号Rが高レベルに保持されると、ラッチ回路は、依然としてセット状態にあり、出力11に高レベル信号を発生し続ける。
【0031】
セット状態のラッチ回路は、高レベル信号を発生し続ける。というのは、セット・ループが一旦アクティベートされると、セット・ループはセット信号Sの変化とは隔離されるからである。セット信号Sの立下りは、ノード14に低レベル信号を発生する。低レベル信号は、トランジスタ5のゲートに入力され、トランジスタ5もターンオンし、トランジスタ6をイネーブルする。しかしながら、トランジスタ6はセット・ループとは干渉せず、ノード1は低レベル信号を保持する。というのは、トランジスタ6は、ノード2に接続されたゲートに、高レベル信号を受信し続けるからである。トランジスタ6のゲートでの高レベル信号は、前述したように、トランジスタ6がp形トランジスタであるので、トランジスタ6をオフしたままである。
【0032】
また、ノード14での低レベル信号は、インバータ18から高レベル信号を発生し、トランジスタ10をターンオフする。したがって、セット信号“S”の立下りは、トランジスタ10がセット・フィードバック・ループに影響するのを許さない。
【0033】
リセット信号Rの遷移(高レベル信号から低レベル信号への)は、セット・フィードバック・ループをディスエーブルし、出力11の信号を、高レベル状態から低レベル状態に変化させる。リセット信号Rがアクティブのとき、高レベル信号から低レベル信号に遷移し、ノード16は同じ低レベルとなる。インバータ17に接続されたノード16の低レベル信号は、インバータ17に高レベル信号を出力させる。高レベル信号は、トランジスタ9のゲートに供給されて、トランジスタ9をターンオンする。トランジスタ9のドレインは、低レベル信号を発生し、したがって出力11は低レベル信号を発生する。この駆動パスは、比率型論理を有し、フィードバックを含まないので、高速である。
【0034】
“リセット”されるラッチ回路に対しては、セット信号Sは低レベル状態となり、従来技術の項で説明したように、リセット信号Rは、高レベル信号から低レベル信号へと変化する。リセット信号Rがアクティブならば、低レベル信号がノード16に存在して、トランジスタ8をターンオフする。したがって、トランジスタ8は、そのドレイン、したがってトランジスタ7のソースになんらの信号も発生せず、トランジスタ7をディスエーブルする。同様に、セット信号信号Sが低レベル状態にあれば、ノード14も低レベル状態にある。トランジスタ5のゲートは、ノード14に接続されており、低レベル信号は、トランジスタ5をターンオンし、トランジスタ6をイネーブルする。
【0035】
リセット・フィードバック・ループは、トランジスタ6,トランジスタ5,ノード1,ノード2,インバータ15を有している。トランジスタ9によってノード2に低レベル信号が一旦形成されると、その低レベル信号は、リセット・フィードバック・ループによって保持される。セット信号Sは、低レベル状態であるので、トランジスタ5がオンされて、トランジスタ6がイネーブルされる。トランジスタ6のゲートは、ノード2に接続されており、低レベル信号はトランジスタ6をターンオンし、その結果トランジスタ6は、そのドレインに高レベル信号を発生する。トランジスタ6のドレインでのこの高レベル信号は、ノード1とインバータ15の入力とに存在する。前述したように、インバータ15は信号をノード2での低レベル信号に変換し、したがって出力11は低レベル出力に保持される。再び、ノード2の低レベル信号は、トランジスタ6をターンオンし、“ループ”が継続し、低レベル信号が出力11に保持される。
【0036】
従来技術の項で説明したように、ラッチ回路の利点の1つは、リセット信号が終わっても、“リセット”状態を保持することである。前述したリセット・フィードバック・ループは、リセット信号Rが低レベルに保持されなくとも、動作し続ける。リセット信号Rが低レベルから高レベルに変化し、セット信号Sが低レベルに保持されるならば、ラッチ回路は、依然としてリセット状態にあり、出力11に低レベル信号を発生し続ける。
【0037】
リセット状態にあるラッチ回路は、低レベル信号を発生し続ける。というのは、リセットループは、セット・ループが一旦アクティベートされると、リセット信号Rの変化から隔離される。リセット信号Rの立上りは、ノード16に高レベル信号を発生する。高レベル信号は、トランジスタ8のゲートに入力され、トランジスタ8をターンオンし、トランジスタ7をイネーブルする。しかし、トランジスタ7は、セット・ループとは干渉せず、ノード1は高レベル信号に保持される。というのは、トランジスタ7が、ノード2に接続されたゲートに低レベル信号を受信し続けるからである。トランジスタ7のゲートでの低レベル信号は、トランジスタ7をオフに保持する。前述したように、トランジスタ7は、n形トランジスタだからである。
【0038】
また、ノード16での高レベル信号は、インバータ17から低レベル信号を発生し、トランジスタ9をターンオフする。したがって、リセット信号Rの増大は、トランジスタ9がセット・フィードバック・ループに影響を与えることを許さない。
【0039】
さらに、トランジスタ3およびトランジスタ4は、セットからリセットへ、あるいはリセットからセットへの遷移が行われるときに、ノード1の信号状態の高速な切換えを与える。特に、ラッチ回路がセットからリセットへ遷移するとき、セット信号Sは低レベルであり、リセット信号Rは、高レベルから低レベルへ遷移する。リセット信号Rが遷移すると、ノード16は低レベルを有する。ノード16は、低レベル信号をトランジスタ3のゲートに送り、トランジスタ3をターンオンする。トランジスタ3は、高レベルをノード1に出力する。これは、インバータ15により反転されて、出力11によって低レベル信号として出力される。トランジスタ4は、このプロセスとは干渉しない。というのは、セット信号Sが低レベルであり、トランジスタ4のゲートに接続されたノード14が、低レベルであり、したがってトランジスタ4がオフしているからである。ノード16での低レベルは、トランジスタ8をターンオフし、セット・フィードバック・ループを破壊する。
【0040】
同様に、ラッチ回路がリセット状態からセット状態へ遷移するときに、同じ高速の切換えが生じる。ラッチ回路が、リセットからセットへ遷移するとき、リセット信号Rは高レベルであり、セット信号Sは、低レベルから高レベルへ遷移する。セット信号Sが遷移すると、ノード14は高レベル信号を有する。ノード14は、高レベル信号をトランジスタ4のゲートに送り、トランジスタ4をターンオンする。トランジスタ4は、低レベル信号をノード1に出力する。この信号は、インバータ15により反転されて、高レベル信号として出力11により出力される。ノード14での高レベル信号は、トランジスタ5をターンオフし、セット・フィードバック・ループを切断する。
【0041】
交差電流が存在しないので、この回路配置は、インバータまたはゲート配置よりも高速であり、従来のラッチ回路に比べてかなり優れた性能を与える。したがって、インバータ17およびインバータ18は、比率化される(ratioed)ので、これらインバータは、インバータ15よりも高速で切換わる。インバータ17は、バイアスされて、高レベル信号よりもより高速に低レベル信号を反転し、したがって高レベル信号がトランジスタ9をターンオンすることを可能にし、もしインバータ15が駆動および帰還の両機能を実行するならば、インバータ15よりもより高速に、低レベル信号をノード2に送る。同様に、インバータ18がバイアスされて、インバータ15よりもより高速に低レベル信号を反転し、ノード2が、インバータ15よりも高速に高レベル信号を与えることを可能にする。このように、この構成は、より大きな利得および能力が、大きな負荷を駆動することを可能にする。
【0042】
図2は、前記ラッチ回路の入力および出力の真理値表を示している。入力セット信号(S)信号および入力リセット(R)信号を表す欄SおよびRにおいて、“1”は低レベル信号状態から高レベル信号状態への遷移を示し、“0”は高レベル信号状態から低レベル信号状態への遷移を示している。ラッチ回路の出力を表す欄Qにおいて、“1”は高レベル信号状態を、“0”は低レベル信号状態を、記号Qは前の出力の連続を示し、記号Xは不定出力を表す。
【0043】
動作において、真理値表は、信号Sおよび信号Rが、低レベル信号状態から高レベル信号状態へ遷移すると、ラッチ回路が高レベル信号状態を出力することを示している。信号Sおよび信号Rが、高レベル信号状態から低レベル信号状態へ遷移すると、ラッチ回路が低レベル信号状態を出力する。
【0044】
信号Sが高レベル信号状態から低レベル信号状態に遷移し、信号Rが低レベル信号状態から高レベル信号状態に遷移すると、ラッチ回路の出力は、前の出力と同じ出力を保持する。もしラッチ回路が高レベル信号状態を出力するならば、ラッチ回路は高レベル信号状態を出力し続けるであろう。もしラッチ回路が低レベル信号状態を出力するならば、低レベル信号状態を出力し続けるであろう。
【0045】
換言すれば、高レベル信号状態から低レベル信号状態へ遷移する信号Sは、ラッチ回路の出力を変化させない。同様に、低レベル信号状態から高レベル信号状態へ遷移する信号Rは、ラッチ回路の出力を変化させない。
【0046】
信号Sが低レベル信号状態から高レベル信号状態へ遷移し、信号Rが高レベル信号状態から低レベル信号状態へ遷移すると、ラッチ回路は依存性信号を出力せず、したがって不定出力を発生する。これは、セット・フィードバック・ループおよびリセット・フィードバック・ループが切断され、および信号が競合するために生じる。
【0047】
本発明の上記実施例は、ノード1をセットおよびリセットするために、トランジスタ3のダイナミック動作を利用している。セット入力12またはリセット入力13のアクティベーションは、ノード1を、高レベル信号状態から低レベル信号状態へ、あるいは低レベル信号状態から高レベル信号状態へ変化させる。
【0048】
トランジスタ3およびトランジスタ4は交差要素を有していないので、この段は、インバータまたはゲートよりも高速である。
【0049】
ノード1が切換わる際、トランジスタ5/トランジスタ6およびトランジスタ7/トランジスタ8により構成され、入力信号が終了した後、ノード1の信号状態を保持するために通常用いられる、フィードバック・デバイスが、フィードバックがディスエーブルされるように接続される。
【0050】
したがって、フィードバック・パスの遅延の影響はほとんど排除される。出力11が次の信号状態をとると、フィードバック・パスは、再びイネーブルされて、ラッチ回路の状態を保持する。フィードバックの切換え動作の故に、遅延の影響は最小となり、ノイズ・マージンについてのラッチ安定性が増大する。
【0051】
本発明の回路は、相補リセット入力と、非交差駆動とを用いて、対称的出力遷移に対し最小の回路遅延を得ている。さらに、本発明の回路は、切換えフィードバックを用いて、回路のノイズ・マージンを改善しながら、回路速度をさらに改善している。
【0052】
本発明のラッチ回路の利点は、回路遅延が最小であり、回路応答が対称的であり、回路が大きな容量性負荷を駆動するのに格別に適していることである。
【0053】
本発明を、高レベル信号および低レベル信号について説明したが、ラッチ回路を、従来技術の項で説明したように、1つの状態から他の状態へ遷移する他の種類の信号に対して用いることができる。
【0054】
本発明を好適な実施例によって説明したが、当業者であれば、本発明の趣旨と範囲内で本発明を変形できることがわかる。
【図面の簡単な説明】
【図1】高性能動作、対称的な切換え/遅延特性、大形負荷を駆動する能力を可能にするために、トランジスタおよび切換えフィードバックをダイナミックに切換える手段を有する、本発明のラッチ回路を示す図である。
【図2】図1に示されるラッチ回路に対する種々の入力により生じる出力を示す真理値表である。
【符号の説明】
1,2,14,16 ノード
3,4,5,6,7,8,9,10 トランジスタ
12 セット信号
13 リセット信号
15,17,18 インバータ
20 ラッチ回路
Claims (1)
- (イ)電圧源に接続された一方の通電電極、セット入力に接続されたゲート電極及び他方の通電電極を有するP導電型の第1FET(5)と、
(ロ)該第1FETの前記他方の通電電極に接続された一方の通電電極、出力ノード(2)に接続されたゲート電極及び他方の通電電極を有するP導電型の第2FET(6)と、
(ハ)該第2FETの前記他方の通電電極に接続された一方の通電電極、前記出力ノード(2)に接続されたゲート電極及び他方の通電電極を有するN導電型の第3FET(7)と、
(ニ)該第3FETの前記他方の通電電極に接続された一方の通電電極、リセット入力(13)に接続されたゲート電極及び接地された他方の通電電極を有するN導電型の第4FET(8)と、
(ホ)前記第2FETの前記他方の通電電極と前記第3FETの前記一方の通電電極との接続点(1)と前記出力ノード(2)との間に接続された駆動能力の小さい第1インバータ(15)と、
(ヘ)前記電圧源に接続された一方の通電電極、前記リセット入力(13)に接続されたゲート電極及び前記接続点(1)に接続された他方の通電電極を有するP導電型の第5FET(3)と、
(ト)前記接続点(1)に接続された一方の通電電極、前記セット入力(12)に接続されたゲート電極及び接地された他方の通電電極を有するN導電型の第6FET(4)と、
(チ)前記電圧源に接続された一方の通電電極、ゲート電極及び前記出力ノード(2)に接続された他方の通電電極を有するP導電型の第7FET(10)と、
(リ)前記セット入力(12)及び前記第7FETの前記ゲート電極の間に接続された第2インバータ(18)と、
(ヌ)前記出力ノード(2)に接続された一方の通電電極、ゲート電極及び接地された他方の通電電極を有するN導電型の第8FET(9)と、
(ル)前記リセット入力(13)及び前記第8FETの前記ゲート電極の間に接続された第3インバータ(17)と、
を備え、
前記第2インバータ及び前記第7FETの組並びに前記第3インバータ及び前記第8FETの組は、セット信号及びリセット信号に応答して、それぞれ、ラッチ出力状態を一方から他方へ及び他方から一方へ高速に切換えるための第1及び第2の高速駆動パスを構成することを特徴とする、ラッチ集積回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/487,205 US5541881A (en) | 1995-06-07 | 1995-06-07 | High gain feedback latch |
US487205 | 1995-06-07 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH098615A JPH098615A (ja) | 1997-01-10 |
JP3600371B2 true JP3600371B2 (ja) | 2004-12-15 |
Family
ID=23934800
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13627396A Expired - Fee Related JP3600371B2 (ja) | 1995-06-07 | 1996-05-30 | ラッチ集積回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (2) | US5541881A (ja) |
JP (1) | JP3600371B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE69517807T2 (de) * | 1995-07-28 | 2001-02-15 | St Microelectronics Srl | Generatorschaltung zur Modulierung der Neigung eines Signals, insbesondere für Lesedatenverriegelungsschaltungen |
US5828608A (en) * | 1996-11-26 | 1998-10-27 | Xilinx, Inc. | Selectively decoupled I/O latch |
US6018260A (en) * | 1997-08-06 | 2000-01-25 | Lucent Technologies Inc. | High-speed clock-enabled latch circuit |
DE19743347C2 (de) * | 1997-09-30 | 1999-08-12 | Siemens Ag | RS-Flip-Flop mit Enable-Eingängen |
GB2345206A (en) * | 1998-12-22 | 2000-06-28 | Sharp Kk | Set-reset bistable with symmetrical delay times |
AU2002240163A1 (en) * | 2001-01-26 | 2002-08-06 | John George Maneatis | Phase-locked loop with conditioned charge pump output |
Family Cites Families (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3558931A (en) * | 1968-04-05 | 1971-01-26 | Westinghouse Electric Corp | Flip-flop circuit particularly for integration |
US3886381A (en) * | 1972-06-27 | 1975-05-27 | Siemens Ag | Electronic storage circuit for digital data processing devices with high fault safety in particular for railroad safety systems |
GB8321549D0 (en) * | 1983-08-10 | 1983-09-14 | British Telecomm | Electronic switch |
US4806786A (en) * | 1987-11-02 | 1989-02-21 | Motorola, Inc. | Edge set/reset latch circuit having low device count |
US4825100A (en) * | 1988-04-04 | 1989-04-25 | Tektronix, Inc. | High speed R-S latch |
US4970407A (en) * | 1988-06-09 | 1990-11-13 | National Semiconductor Corporation | Asynchronously loadable D-type flip-flop |
JPH04219012A (ja) * | 1990-12-19 | 1992-08-10 | Toshiba Corp | 半導体集積回路 |
US5332931A (en) * | 1991-06-24 | 1994-07-26 | Harris Corporation | High speed differential comparator |
JP3244340B2 (ja) * | 1993-05-24 | 2002-01-07 | 三菱電機株式会社 | 同期型半導体記憶装置 |
US5592435A (en) * | 1994-06-03 | 1997-01-07 | Intel Corporation | Pipelined read architecture for memory |
-
1995
- 1995-06-07 US US08/487,205 patent/US5541881A/en not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-05-14 US US08/645,768 patent/US5644536A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-05-30 JP JP13627396A patent/JP3600371B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5541881A (en) | 1996-07-30 |
US5644536A (en) | 1997-07-01 |
JPH098615A (ja) | 1997-01-10 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100226177B1 (ko) | 용량성 부하 구동용 로우-하이 전압 cmos 구동기 회로 | |
US6087886A (en) | Hybrid dual threshold transistor multiplexer | |
JP3504172B2 (ja) | 交差型電圧レベルシフト回路 | |
JP3614125B2 (ja) | Cpフリップフロップ | |
EP0661811B1 (en) | Level shifter circuit | |
US5598114A (en) | High speed reduced area multiplexer | |
JPH10190438A (ja) | レベルシフタ | |
US4831284A (en) | Two level differential current switch MESFET logic | |
EP0164360A1 (en) | INPUT BUFFER CIRCUIT FOR RECORDING INPUT VOLTAGES AT MULTIPLE LEVELS. | |
US6404229B1 (en) | Complementary level shifting logic circuit with improved switching time | |
US5304872A (en) | TTL/CMOS input buffer operable with three volt and five volt power supplies | |
KR930018855A (ko) | 높은 동적 전류 및 낮은 정적 전류용 2중 한계기능을 갖는 "트랜지스터 트랜지스터로직(ttl)-상보형 금속 산화물 반도체(cmos)" 변환 입력 버퍼 회로 | |
US6373291B1 (en) | Pass transistor logic circuit for reducing power consumption | |
KR100658911B1 (ko) | 고성능 이중-스테이지 감지 증폭기 회로 | |
JP3600371B2 (ja) | ラッチ集積回路 | |
US5469097A (en) | Translator circuit with symmetrical switching delays | |
US6573758B2 (en) | Fast, symmetrical XOR/XNOR gate | |
JP3143750B2 (ja) | クロック回路 | |
JP2004260242A (ja) | 電圧レベルシフタ | |
US5089726A (en) | Fast cycle time clocked amplifier | |
US20020036528A1 (en) | High speed flip-flop | |
JPH0690163A (ja) | Cmosオフチップ・ドライバ回路 | |
EP0621691B1 (en) | Complementary-signal BiCMOS line driver with low skew | |
JPH05122049A (ja) | 出力バツフア回路 | |
KR970004057B1 (ko) | 입력버퍼 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040623 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040916 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |