JP3596517B2 - 電波到来方向推定装置、電波到来方向推定方法及び指向性可変送受信装置 - Google Patents
電波到来方向推定装置、電波到来方向推定方法及び指向性可変送受信装置 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はアレーアンテナを用いた電波到来方向推定装置、電波到来方向推定方法およびこれらによる電波到来方向推定結果を基にアンテナ指向性を可変する指向性可変送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを用いて、電波の到来方向を高精度で推定を行う一つの方法として、文献Ｒ．Ｏ．Ｓｃｈｍｉｄｔ、“Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｅｍｉｔｔｅｒ Ｌｏｃａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ”、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．，ＡＰ−３４，ｐｐ．２７６−２８０（１９８６）に開示されているＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ ＳＩｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）法がある。これは同一周波数帯の複数到来波の方向推定を高精度に行えるアルゴリズムである。
【０００３】
以下、図１９および図２０を用いて、従来のＭＵＳＩＣ法を用いた電波到来方向推定装置について説明する。図１９は電波到来方向推定装置の構成を示すブロック図である。Ｍ個（ただし、Ｍ＞１）のアンテナ素子９１−１〜９１−Ｍで受信した受信信号９２−１〜９２−Ｍは、各アンテナ素子９１−１〜９１−Ｍに接続された受信部９３−１〜９３−Ｍにおいて周波数変換され、その後に位相検波され直交するＩ、Ｑ信号からなる復調信号９４−１〜９４−Ｍに変換される。各復調信号９４−１〜９４−Ｍはアナログ／ディジタル変換器（以下Ａ／Ｄ変換器と呼ぶ。）９５−１〜９５−Ｍにより、サンプリングデータ９６−１〜９６−Ｍに変換され、方向推定処理部９８にデータ出力する。
【０００４】
図２０は方向推定処理部９８の構成を示すブロック図である。方向推定処理部９８はサンプリングデータ９６−１〜９６−Ｍを用いてＭＵＳＩＣ法に基づく方向推定を行う。相関行列演算部９９は、各アンテナ素子９１−１〜９１−Ｍで得られたサンプル時刻ｋΔＴ（ΔＴはサンプリング間隔、ｋは自然数）におけるサンプリングデータｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）、．．．、ｘＭ（ｋ）に対し、（数１）で示される受信ベクトルｘ（ｋ）を構成し、さらにサンプル時刻ｋ＝１〜Ｎまでの受信ベクトルｘ（ｋ）を用いて（数２）の相関行列Ｒを求める。なお相関行列Ｒは（Ｍ×Ｍ）行列である。
【０００５】
【数１】
【０００６】
【数２】
【０００７】
ここで、Ｔはベクトル転置、Ｈは複素共役転置を示す。固有値演算部１００は相関行列Ｒの固有値を降順に算出した固有値λ１〜λＭを求める。固有ベクトル演算部１０１は、固有値λ１〜λＭに対応する固有ベクトルｅ１〜ｅＭを算出する。到来波数がＳ個の場合、到来角評価部１０２は、（数３）の関係にある雑音固有ベクトル空間に属する（Ｍ−Ｓ）個の固有ベクトルを列ベクトルとする雑音固有空間行列ＥＮ＝［ｅｓ＋１、．．．、ｅＭ］を用い、固有ベクトルｅ１〜ｅＳが張る信号固有ベクトル空間Ｅｓ＝［ｅ１、．．．、ｅＳ］とＥＮが直交する性質を利用して到来角評価関数の評価値を求める。
【０００８】
【数３】
【０００９】
すなわち、方位θに対するアレーアンテナの複素応答を表すａ（θ）（以下、ステアリングベクトルと呼ぶ）におけるθを所定の角度範囲で可変した時のＥＮとの直交性を評価する到来角評価関数Ｆ（θ）を（数４）のように定義する。これにより、θが到来角に等しくなる場合、理想的には到来角評価関数Ｆ（θ）は無限大の値をとることになる。従って、θを可変した時のＦ（θ）の計算結果のピーク方向を到来波の到来角評価値とする。
【００１０】
【数４】
【００１１】
なお、一般に到来波数Ｓは未知であるため、到来波数を判定のため固有値の分布や文献Ｍ．Ｗａｘ ａｎｄ Ｔ．Ｋａｉｌａｔｈ，“Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌｓ ｂｙ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃ Ｃｒｉｔｅｒｉａ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．ＡＳＳＰ３３（２），ｐｐ．３８７−３９２，Ｆｅｂｒｕａｒｙ（１９８５）に記載されている信号個数判定基準を設け判定を行う。
【００１２】
以上のＭＵＳＩＣ法のようなアレー受信信号の相関行列の固有値展開を行うアルゴリズムを用いて信号処理により高精度に到来方向推定する電波到来方向推定装置においては、大地や建物等の反射より生じる多重波間の相対的な遅延時間がシンボル長に比べ短い場合、多重波間の相関が高くなる。この場合、相関行列Ｒのランクが低下し、到来波を高精度に分離できなくなる。その対処方法として、文献Ｐｉｌｌａｉ ｅｔ ａｌ， ”Ｆｏｒｗａｒｄ／Ｂａｃｋｗａｒｄ Ｓｐａｔｉａｌ Ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｓｉｇｎａｌ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ”， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ， ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ， ＶＯＬ．３７， ＮＯ．１， １９８９等に開示されている空間スムージング法が提案されている。
【００１３】
また、以上の説明では、アレーアンテナによる空間サンプルにより到来方向推定を行うが、周波数サンプルした受信信号に対しも同様にＭＵＳＩＣ法を適用することができ、受信波の遅延時間の高分解能推定が可能である。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
ＭＵＳＩＣ法では（数４）に示す到来角評価関数におけるθの可変ステップΔθにより到来方向推定の精度が変化する。Δθを大きくするとθを可変する全範囲にわたる演算量は減るが、正確に到来方向評価関数のピーク方向を検出することができず精度が劣化する。逆にΔθを小さくすることで、正確に到来方向評価関数のピーク方向を検出することが可能となるが、θを可変する全範囲にわたる演算量は増大するという課題を有する。
【００１５】
本発明は、到来方向の精度劣化を招くことなく、到来方向評価関数のトータルの演算量を削減する電波到来方向推定装置および電波到来方向推定方法を提供することを目的とする。
【００１６】
また、この電波到来方向推定装置および電波到来方向推定方法による電波到来方向の推定結果を利用して、アンテナ指向性制御を行うことで送受信品質改善を行う指向性可変送受信装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、雑音固有空間行列と雑音固有空間行列の共役転置行列の積を、上（または下）三角行列の積とすることで、到来方向推定を行う角度範囲全体での到来角評価関関数の演算量を低減することができ、ＭＵＳＩＣ法の角度スイープにおいて、大きな計算負荷を占める到来角評価関数による到来角評価を大幅に削減することができ、到来方向推定装置の処理の高速化または装置構成の簡易化が図れる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列を固有値分解することで雑音固有空間に属する固有ベクトルを列または行にもつ雑音固有空間行列を算出する雑音固有空間行列演算部と、前記雑音固有空間行列と前記雑音固有空間行列を共役転置した行列の積からなる行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００１９】
本発明の請求項２に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線状に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、相関行列に対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関行列に対し固有値分解することで雑音固有空間に属する固有ベクトルを列または行にもつ雑音固有空間行列を算出する雑音固有空間行列演算部と、前記雑音固有空間行列と前記雑音固有空間行列を共役転置した行列の積からなる行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができるという作用を有する。
【００２０】
本発明の請求項３に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、前記逆行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができるという作用を有する。
【００２１】
本発明の請求項４に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、前記上または下三角行列の逆行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができるという作用を有する。
【００２２】
本発明の請求項５に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、相関行列に対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関行列に対し逆行列を算出する逆行列演算部と、前記逆行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００２３】
本発明の請求項６に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、相関行列に対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、前記上または下三角行列の逆行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００２４】
本発明の請求項７に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００２５】
本発明の請求項８に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列に対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００２６】
本発明の請求項９に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号のうち、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出する相関ベクトル演算部と、前記相関ベクトルを用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００２７】
本発明の請求項１０に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号のうち１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出する相関ベクトル演算部と、前記相関ベクトルに対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関ベクトルを用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００２８】
本発明の請求項１１に記載の発明は、請求項１から６のいずれかに記載の相関行列演算部が、アンテナ素子間での相関演算ではなく、前記アンテナ素子の複素ディジタル信号の周波数伝達関数の離散値から周波数軸での相関行列を算出する到来方向推定装置で、到来波の遅延時間推定の演算処理を低減できるという作用を有する。
【００２９】
本発明の請求項１２に記載の発明は、請求項１から８のいずれかに記載の三角行列演算部が入力された行列Ｒをコレスキ分解により上三角行列Ｕの積ＵＨＵに分解する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００３０】
本発明の請求項１３に記載の発明は、請求項１から８のいずれかに記載の三角行列演算部が入力された行列Ｒをコレスキ分解により下三角行列Ｌの積ＬＬＨに分解する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００３１】
本発明の請求項１４に記載の発明は、請求項１から８のいずれかに記載の三角行列演算部が入力された行列を改訂コレスキ分解により上三角行列Ｕと対角行列Ｄの積ＵＨＤＵに分解する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００３２】
本発明の請求項１５に記載の発明は、請求項１から８のいずれかに記載の三角行列演算部が入力された行列を改訂コレスキ分解により下三角行列Ｌと対角行列Ｄの積ＬＤＬＨに分解する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００３３】
本発明の請求項１６に記載の発明は、請求項１から８のいずれかに記載の相関行列演算部が相関行列を算出し、さらに、相関行列に対し空間スムージング処理を施した行列を出力する到来方向推定装置で、相関波が存在した場合でも推定精度の劣化がなく演算量を低減できるという作用を有する。
【００３４】
本発明の請求項１７に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載の複数のアンテナ素子が等間隔で直線状に構成されるアレーアンテナである場合、アレーアンテナのボアサイト方向（直線アレー配置方向に対する法線方向）を角度の基準として、到来角評価部は正（または負）の角度θに対して到来角評価関数の評価値を算出する正（または負）領域評価部と、前記正（または負）領域評価部の評価結果から、負（または正）の角度−θに対する到来角評価値に変換する負（または正）領域評価変換部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができるという作用を有する。
【００３５】
本発明の請求項１８に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載のアレーアンテナが直線アレー形状である場合、到来角評価部での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出する到来方向推定装置で、推定精度が劣化するエンドファイア方向の不必要な演算を削減する作用を有する。
【００３６】
本発明の請求項１９に記載の発明は請求項１から１０のいずれかに記載の到来角判定部の出力として得られる到来角を中心に所定の角度範囲で、前記到来角評価部で演算する角度間隔よりも細かい角度間隔で到来角評価関数の評価値を算出する高精度到来角評価部と、前記高精度到来角評価部の評価値から高精度に到来角を判定する高精度到来角判定部とからなる到来方向推定装置で、到来角評価関数の演算量をいたずらに増大させることなく高精度の到来角推定を行うことができるという作用を有する。
【００３７】
本発明の請求項２０に記載の発明は請求項１から１０のいずれかに記載の受信部、Ａ／Ｄ変換器の代わりに、各アンテナ素子から得られる高周波信号を周波数変換及び位相検波することで中間周波数（ＩＦ）信号を出力するＩＦ受信部と、前記ＩＦ信号をＩＦディジタル信号に変換するＩＦ周波数Ａ／Ｄ変換器と、前記ＩＦディジタル信号をディジタル直交復調し、複素ディジタル信号を相関行列演算部に出力するディジタル直交検波部とを有する到来方向推定装置で、ＩＦ信号に対しデジタル処理による復調動作が可能となる作用を有する。
【００３８】
本発明の請求項２１に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列を固有値分解することで雑音固有空間に属する固有ベクトルを列または行にもつ雑音固有空間行列を算出し、前記雑音固有空間行列と前記雑音固有空間行列を共役転置した行列の積からなる行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００３９】
本発明の請求項２２に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列に対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関行列に対し固有値分解することで雑音固有空間に属する固有ベクトルを列または行にもつ雑音固有空間行列を算出し、前記雑音固有空間行列と前記雑音固有空間行列を共役転置した行列の積からなる行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価値から到来角を判定する到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４０】
本発明の請求項２３に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列の逆行列を算出し、前記逆行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４１】
本発明の請求項２４に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列の逆行列を算出し、前記上または下三角行列の逆行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４２】
本発明の請求項２５に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列に対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関行列に対し逆行列を算出し、前記逆行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４３】
本発明の請求項２６に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列に対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列の逆行列を算出し、前記上または下三角行列の逆行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４４】
本発明の請求項２７に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４５】
本発明の請求項２８に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列に対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４６】
本発明の請求項２９に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出し、前記相関ベクトルを用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４７】
本発明の請求項３０に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出し、前記相関ベクトルに対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関ベクトルを用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４８】
本発明の請求項３１に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載の電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから前記電波到来方向推定装置による推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、前記セクタスイッチの出力信号に対し復調動作を行う受信部とを有する指向性可変受信装置で、高い信号対雑音レベル比の受信信号が得られるという作用を有する。
【００４９】
本発明の請求項３２に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載の電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから前記電波到来方向推定装置による推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、前記セクタアンテナから周波数変換後に変調信号を送信する送信部とを有する指向性可変受信装置で、送信電力の低減及び不要方向へ電波を放射しないため他局間干渉を低減できる作用を有する。
【００５０】
本発明の請求項３３に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載の電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから前記電波到来方向推定装置による推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、復調動作を行う受信部と、送信動作を行う送信部と、前記セクタスイッチに接続され、前記選択されたセクタアンテナからの出力信号を前記受信部に入力させるか、または前記送信部からの送信信号を前記選択されたセクタアンテナから出力させる送受切換器とを有する指向性可変受信装置で、高品質な通信が可能となる作用を有する。
【００５１】
本発明の請求項３４に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載の電波到来方向推定装置と、前記電波到来方向推定装置で得られた到来方向に対してアレーアンテナの指向性が向くように、復調信号に対し複素重み付け加算処理を行う指向性制御部と、前記指向性制御部の出力信号に対し復調動作を行う受信部とを有する指向性可変受信装置で、高い信号対雑音レベル比の受信信号が得られるという作用を有する。
【００５２】
本発明の請求項３５に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載の電波到来方向推定装置と、送信信号を生成する送信部と、前記送信信号を前記電波到来方向推定装置で得られた到来方向に対してアンテナ指向性が向くように、送信信号に対し複素重み付け加算処理を行う指向性制御部と、前記指向性制御部の出力を周波数変換する送信部と、前記送信部の出力を送信するアレーアンテナとを有する指向性可変受信装置で、送信電力の低減及び不要方向へ電波を放射しないため他局間干渉を低減できる作用を有する。
【００５３】
以下、本発明の実施の形態について、図面と共に詳細に説明する。
【００５４】
（実施の形態１）
図１は、本発明による電波到来方向推定装置の第１の実施の形態における構成を示すブロック図である。
【００５５】
アレーアンテナはＭ個（ただし、Ｍ＞１）のアンテナ素子１−１〜１−Ｍから構成される。各アンテナ素子１−１〜１−Ｍで受信した高周波信号２−１〜２−Ｍは、各アンテナ素子１−１〜１−Ｍに接続された受信部３−１〜３−Ｍにおいて周波数変換された後に直交復調され、直交するＩ、Ｑ信号からなる復調信号４−１〜４−Ｍに変換される。各復調信号４−１〜４−ＭはＡ／Ｄ変換器５−１〜５−Ｍにより、Ｉ信号及びＱ信号それぞれに対しサンプリングされ、Ｉ信号を実数部、Ｑ信号を虚数部として表現される複素ディジタル信号６−１〜６−Ｍに変換される。
【００５６】
相関行列演算部７は、複素ディジタル信号６−１〜６−Ｍからそれぞれ得られるサンプル時刻ｋΔＴ（ただし、ｋは自然数、ΔＴはサンプリング間隔）における複素ディジタル信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）、．．．、ｘＭ（ｋ）から（数１）で示される受信ベクトルｘ（ｋ）を構成し、さらに、所定Ｎサンプル期間毎に蓄積した受信ベクトルｘ（ｋ）を用いて（数２）の相関行列Ｒを求める。この場合、相関行列Ｒは（Ｍ×Ｍ）行列となる。
【００５７】
方向推定処理部１２は、雑音固有空間行列演算部８、三角行列演算部９、到来角評価部１０および到来角判定部１１から構成される。
【００５８】
雑音固有空間行列演算部８は、相関行列演算部７で得られた相関行列Ｒに対して固有値分解を行い、得られた固有値を降順に表した固有値λ１〜λＭと、それに対応する固有ベクトルをｅ１〜ｅＭとして表す。到来波数がＳ個の場合、（数３）の関係にある雑音部分空間に属する（Ｍ−Ｓ）個の固有ベクトルを列ベクトルとする雑音固有空間行列ＥＮ＝［ｅｓ＋１、．．．、ｅＭ］を出力する。
【００５９】
三角行列演算部９は、（数５）の関係にある雑音固有空間行列と雑音固有空間行列を複素共役転置した行列との積Ｕを求める。
【００６０】
【数５】
【００６１】
次に、行列Ｕは（Ｍ×Ｍ）の正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて、（数６）で表せる下三角行列Ｌを求める。
【００６２】
【数６】
【００６３】
到来角評価部１０は、（数４）の到来角評価関数に対し、下三角行列Ｌを用いて、（数７）のように変形した評価関数を用いて、所定の角度ステップΔθ毎に到来角評価を行う。ただし、｜｜ｘ｜｜はベクトルｘのノルムを表す。
【００６４】
【数７】
【００６５】
ここで、ａ（θ）はアレーアンテナの正規化されたステアリングベクトルである。Ｌは下三角行列であるため、下三角部分の要素以外は０であることから、（数４）の到来角評価関数に対して、（Ｍ＋３）／［２（Ｍ−Ｓ＋１）］の積和演算量となるため、到来波数ＳがＳ＜（Ｍ−１）／２でアレーば、演算量が低減できる。
【００６６】
図２は到来波数Ｓ＝１の場合の（数４）による到来角評価関数に対する（数７）の到来角評価関数の演算量を示す。図２より、アンテナ素子数の増加に伴い本発明における（数７）による演算削減量も増加していることがわかる。例えば、アンテナ素子数が６の場合、従来方法の７５％程度の演算量となる。
【００６７】
図３はコレスキ分解の演算量に対する（数４）による１つの到来角θｉに対するＦ（θｉ）の演算量の関係を示している。図３より、コレスキ分解の演算量は、アンテナ素子数２０であっても、５つの到来角に対する到来角評価関数の演算量にも満たない。通常、これ以上の回数にわたり到来角評価を行うため、コレスキ分解による演算量増大は、（数７）による角度スイープする全範囲での到来角評価の演算削減量に比べるとはるかに小さい量とみなすことができる。
【００６８】
到来角判定部１１は、Δθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基に、ピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【００６９】
以上のように本実施の形態では、三角行列演算部９で雑音固有空間行列と雑音固有空間行列を複素共役転置した行列との積Ｕに対してコレスキ分解をして得られる下三角行列Ｌを用いて、（数４）で与えられる到来角評価関数に等価な式変形を行って得られる（数７）の到来角評価関数Ｆ２（θ）を用いることで、到来波数ＳがＳ＜（Ｍ−１）／２の条件下で到来角評価の際の演算量を削減することができる。
【００７０】
なお、以上の説明では、ＭＵＳＩＣ法に基づく方向推定の例を示したが、受信波の遅延時間の高分解能推定を行う場合の周波数サンプルした受信信号に対しても（数４）と同様な評価関数を用いるため、本実施の形態での手法をそのまま適用することができる。
【００７１】
また、（数６）でコレスキ分解により下三角行列を求めたが、上三角行列を求めても同等な効果が得られるのは明らかである。またこれは、以降の実施の形態でも同様なことがいえる。
【００７２】
また、三角行列演算部９は、改訂コレスキ分解を用いて、（数８）で表せる下三角行列Ｌ及び対角行列Ｄを求めてもよい。改訂コレスキ分解を用いる場合、平方根の演算が不要になることから、計算時間の短縮化も図れる。
【００７３】
【数８】
【００７４】
この場合、到来角評価関数Ｆ２（θ）は、（数９）で表せる。ただし、ｂｋ、ｄｋは各々（数１０）、（数１１）に示すベクトルの要素である。ここでは下三角行列を用いたが、上三角行列を用いても同等な効果が得られるのは明らかである。またこれは、以降の実施の形態でも同様なことがいえる。
【００７５】
【数９】
【００７６】
【数１０】
【００７７】
【数１１】
【００７８】
また、相関行列演算部７において、相関波の抑圧のために相関行列に対し空間スムージング処理を加えることも可能であり、この場合、相関行列の代わりに、空間スムージングを施した相関行列を方向推定処理部１２への入力とすることで、本実施の形態の手法を同様に適用することができる。
【００７９】
また、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合、文献Ｍ．Ｈａａｒｄｔ ａｎｄ Ｊ．Ａ．Ｎｏｓｓｅｋ，“Ｕｎｉｔａｒｙ ＥＳＰＲＩＴ：Ｈｏｗ ｔｏ Ｏｂｔａｉｎ Ｉｎｃｒｅａｓｅｄ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ａｃｃｕｒａｃｙ ｗｉｔｈ ａ Ｒｅｄｕｃｅｄ Ｃｏｍｕｔａｔｉｏｎａｌ Ｂｕｒｄｅｎ，” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．４３，Ｎｏ．５，ｐｐ．１２３２−１２４２（１９９５）に掲載されているように、ステアリングベクトルの位相の共役中心対称性を用いて、（数１２）に示すようにユニタリ行列ＱＭを用いてステアリングベクトルを実数化する手法が適応できる。なお、ａ（θ）は位相中心をアレー中心においた場合のステアリングベクトルである。
【００８０】
【数１２】
【００８１】
この場合、方向推定処理部１２において、相関行列Ｒの代わりに、ＱＭ ＨＲＱＭの実部を用い、ステアリングベクトルａ（θ）の代わりに、ｂ（θ）を用いることで、本実施の形態と同様な手法を適用できる。
【００８２】
また、アレーアンテナが直線アレー形状である場合、エンドファイア方向の推定精度は劣化するため、到来角評価部１０での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出することで、演算量を低減することも可能である。
【００８３】
また、本実施の形態での受信部３、Ａ／Ｄ変換器５の代わりに、各アンテナ素子から得られる高周波信号を周波数変換及び位相検波することでＩＦ信号を出力するＩＦ受信部と、ＩＦ信号をディジタル信号に変換するＩＦ周波数Ａ／Ｄ変換器と、ディジタル信号をディジタル直交復調し、複素ディジタル信号を相関行列演算部に出力するディジタル直交検波部とを有する構成としてもよい。これは、以降の実施の形態でも同様に適応できる。
【００８４】
（実施の形態２）
図４は実施の形態１における方向推定処理部１２の他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。
【００８５】
方向推定処理部１２ａに相関行列Ｒが入力されるまでの動作は実施の形態１と同様である。逆行列演算部２０は相関行列Ｒの逆行列Ｒ−１を算出する。
【００８６】
三角行列演算部２１は、逆行列Ｒ−１が正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて、（数１３）で表せる下三角行列Ｌを求める。
【００８７】
【数１３】
【００８８】
到来角評価部２２は、文献Ｊ．Ｃａｐｏｎ，“Ｈｉｇｈ−Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｗａｖｅｎｕｍｂｅｒ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ａｎａｌｙｓｉｓ．”Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ，５７（８）、ｐｐ．１４０８−１４１８、１９６９に記載されている（数１４）で表せられるＣａｐｏｎ法による到来角評価関数に対し、（数１３）の下三角行列Ｌを用いて、（数１５）のように変形した評価関数を用いて、所定の角度ステップΔθ毎に到来角評価を行う。ただし、｜｜ｘ｜｜はベクトルｘのノルムを表す。
【００８９】
【数１４】
【００９０】
【数１５】
【００９１】
ここで、ａ（θ）はアレーアンテナの正規化されたステアリングベクトルである。Ｌは下三角行列であるため、下三角部分の要素以外は０であることから、従来のＣａｐｏｎ法の評価関数である（数１４）の到来角評価関数に対し、（数１５）による到来角評価関数は（Ｍ＋３）／［２（Ｍ＋１）］の積和演算の低減が可能である。また、コレスキ分解の演算量に対する（数１５）による、１つの到来角θｉに対するＦｃ２（θｉ）の演算量の関係は、実施の形態１で説明したものと同様の関係をもつため、コレスキ分解による演算量増大は、（数１５）による全角度範囲での到来角評価の演算削減量に比べると十分に小さい量とみなすことができる。
【００９２】
到来角判定部２３は、Δθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基に、ピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【００９３】
以上のように本実施の形態では、従来の（数１４）のＣａｐｏｎ法による到来角評価関数に比べ、三角行列演算部２１で相関行列の逆行列Ｒ−１に対してコレスキ分解をして得られる下三角行列Ｌを用いて、（数１４）で与えられる到来角評価関数に等価な式変形を行って得られる（数１５）の到来角評価関数Ｆｃ２（θ）を用いることで、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる。
【００９４】
なお、以上の説明では、Ｃａｐｏｎ法に基づく方向推定の例を示したが、受信波の遅延時間の高分解能推定を行う場合の周波数サンプルした受信信号に対しても（数１４）と同様な評価関数を用いるため、本実施例での手法をそのまま適用することができる。
【００９５】
また、相関行列演算部７において、相関波の抑圧のために相関行列に対し空間スムージング処理を加えることも可能であり、この場合、相関行列の代わりに、空間スムージングを施した相関行列を方向推定処理部への入力とすることで、本実施の形態の手法を同様に適用することができる。
【００９６】
また、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合、ステアリングベクトルの位相の共役中心対称性を用いて、（数１２）に示すようにユニタリ行列ＱＭを用いてステアリングベクトルを実数化する手法が適応できる。なお、ａ（θ）は位相中心をアレー中心においた場合のステアリングベクトルである。この場合、方向推定処理部１２ａにおいて、相関行列Ｒの代わりに、ＱＭ ＨＲＱＭの実部を用い、ステアリングベクトルａ（θ）の代わりに、ｂ（θ）を用いることで、本実施の形態と同様な手法を適用できる。
【００９７】
また、アレーアンテナが直線アレー形状である場合、ボアサイト方向の推定精度は劣化するため、到来角評価部２２での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出することで、演算量を低減することも可能である。
【００９８】
また、三角行列演算部２１は、改訂コレスキ分解を用いて、下三角行列Ｌ及び対角行列Ｄを求めてもよい。改訂コレスキ分解を用いる場合、平方根の演算が不要になることから、計算時間の短縮化も図れる。
【００９９】
（実施の形態３）
図５は実施の形態１における方向推定処理部１２の更に他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。方向推定処理部１２ｂに相関行列Ｒが入力されるまでの動作は、実施の形態１と同様である。
【０１００】
三角行列演算部２４は、相関行列Ｒが正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて、（数１６）で表せる下三角行列Ｌを求める。
【０１０１】
【数１６】
【０１０２】
逆行列演算部２５は、下三角行列Ｌの逆行列Ｌ−１を算出する。
【０１０３】
到来角評価部２６は、（数１４）で表されるＣａｐｏｎ法による到来角評価関数に対し、（数１６）の下三角行列Ｌを用いて、（数１７）のように変形した到来角評価関数Ｆｃ３（θ）を用いて、所定の角度ステップΔθ毎に到来角評価を行う。ただし、｜｜ｘ｜｜はベクトルｘのノルムを表す。
【０１０４】
【数１７】
【０１０５】
ここで、ａ（θ）はアレーアンテナの正規化されたステアリングベクトルである。Ｌは下三角行列であるため、下三角部分の要素以外は０であることから、従来のＣａｐｏｎ法の評価関数である（数１４）の到来角評価関数に対し、（数１７）による到来角評価関数は（Ｍ＋３）／［２（Ｍ＋１）］の積和演算の低減が可能である。また、コレスキ分解の演算量に対する（数１６）による、１つの到来角θｉに対するＦｃ２（θｉ）の演算量の関係は、実施の形態１で説明したものと同様の関係をもつため、コレスキ分解による演算量増大は、（数１７）による全角度範囲での到来角評価の演算削減量に比べるとはるかに小さい量とみなすことができる。
【０１０６】
到来角判定部２７は、Δθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基に、ピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０１０７】
以上のように本実施の形態では、従来の（数１４）のＣａｐｏｎ法による到来角評価関数に比べ、三角行列演算部２４で相関行列Ｒに対してコレスキ分解をして得られる下三角行列Ｌを用いて、（数１４）で与えられる到来角評価関数に等価な式変形を行って得られる（数１７）の到来角評価関数Ｆｃ３（θ）を用いることで、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる。
【０１０８】
なお、以上の説明では、Ｃａｐｏｎ法に基づく方向推定の例を示したが、受信波の遅延時間の高分解能推定を行う場合の周波数サンプルした受信信号に対しても（数１４）と同様な評価関数を用いるため、本実施例での手法をそのまま適用することができる。
【０１０９】
また、相関行列演算部７において、相関波の抑圧のために相関行列に対し空間スムージング処理を加えることも可能であり、この場合、相関行列の代わりに、空間スムージングを施した相関行列を方向推定処理部１２ａへの入力とすることで、本実施の形態の手法を同様に適用することができる。
【０１１０】
また、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合、ステアリングベクトルの位相の共役中心対称性を用いて、（数１２）に示すようにユニタリ行列ＱＭを用いてステアリングベクトルを実数化する手法が適応できる。なお、ａ（θ）は位相中心をアレー中心においた場合のステアリングベクトルである。この場合、方向推定処理部１２ｂにおいて、相関行列Ｒの代わりに、ＱＭ ＨＲＱＭの実部を用い、ステアリングベクトルａ（θ）の代わりに、ｂ（θ）を用いることで、本実施の形態と同様な手法を適用できる。
【０１１１】
また、アレーアンテナが直線アレー形状である場合、ボアサイト方向（直線アレー配置方向に対する法線方向）の推定精度は劣化するため、到来角評価部２６での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出することで、演算量を低減することも可能である。
【０１１２】
また、三角行列演算部２４は、改訂コレスキ分解を用いて、（数１８）で表せる下三角行列Ｌ及び対角行列Ｄを求めてもよい。改訂コレスキ分解を用いる場合、平方根の演算が不要になることから、計算時間の短縮化も図れる。
【０１１３】
【数１８】
【０１１４】
この場合、到来角評価関数は、（数１９）で表せる。ただし、ｂｋ、ｄｋは各々（数２０）、（数２１）に示すベクトルの要素である。ここでは下三角行列を用いたが、上三角行列を用いても同等な効果が得られるのは明らかである。またこれは、以降の実施の形態でも同様なことがいえる。
【０１１５】
【数１９】
【０１１６】
【数２０】
【０１１７】
【数２１】
【０１１８】
（実施の形態４）
図６は実施の形態１における方向推定処理部１２の更に他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。方向推定処理部１２ｃへ相関行列Ｒが入力されるまでの動作は、実施の形態１と同様である。
【０１１９】
三角行列演算部２８は、相関行列Ｒが正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて、（数２２）で表せる下三角行列Ｌを求める。
【０１２０】
【数２２】
【０１２１】
到来角評価部２９は、文献Ｍ．Ｓ．Ｂａｒｔｌｅｔｔ．“ＳｍｏｏｔｈｉｎｇＰｅｒｉｏｄｏｇｒａｍｓ ｆｒｏｍ Ｔｉｍｅ Ｓｅｒｉｅｓ ｗｉｔｈ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｓｐｅｃｔｒａ．”，Ｎａｔｕｒｅ，１６１，ｐｐ．６８６−６８７，（１９４８）に記載されている（数２３）で表されるフ−リエ法による到来角評価関数ＦＦ（θ）に対し、（数２２）の下三角行列Ｌを用いて、（数２４）のように変形した評価関数を用いて、所定の角度ステップΔθ毎に到来角評価を行う。ただし、｜｜ｘ｜｜はベクトルｘのノルムを表す。
【０１２２】
【数２３】
【０１２３】
【数２４】
【０１２４】
ここで、ａ（θ）はアレーアンテナの正規化されたステアリングベクトルである。Ｌは下三角行列であるため、下三角部分の要素以外は０であることから、従来のフ−リエ法の評価関数である（数２３）の到来角評価関数に対して、（数２４）による到来角評価関数は積和演算量を（Ｍ＋３）／［２（Ｍ＋１）］に低減することが可能である。また、コレスキ分解による演算量増大は、実施の形態１で説明したものと同様の関係をもつため、（数２４）による全角度範囲での到来角評価の演算削減量に比べると十分に小さい量となる。
【０１２５】
到来角判定部３０は、Δθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基にピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０１２６】
以上のように本実施の形態では、従来の（数２３）のフ−リエ法による到来角評価関数に比べ、三角行列演算部で相関行列に対してコレスキ分解をして得られる下三角行列Ｌを用いて、（数２３）で与えられる到来角評価関数に等価な式変形を行うことで得られる（数２４）の到来角評価関数ＦＦ２を用いることで、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる。
【０１２７】
また、相関行列演算部７において、相関波の抑圧のために相関行列に対し空間スムージング処理を加えることも可能であり、この場合、相関行列の代わりに、空間スムージングを施した相関行列を方向推定処理部１２ｃへの入力とすることで、本実施の形態の手法を同様に適用することができる。
【０１２８】
また、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合、ステアリングベクトルの位相の共役中心対称性を用いて、（数１２）に示すようにユニタリ行列ＱＭを用いてステアリングベクトルを実数化する手法が適応できる。なお、ａ（θ）は位相中心をアレー中心においた場合のステアリングベクトルである。この場合、方向推定処理部１２ｃにおいて、相関行列Ｒの代わりに、ＱＭ ＨＲＱＭの実部を用い、ステアリングベクトルａ（θ）の代わりに、ｂ（θ）を用いることで、本実施の形態と同様な手法を適用できる。
【０１２９】
また、アレーアンテナが直線アレー形状である場合、ボアサイト方向の推定精度は劣化するため、到来角評価部３０での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出することで、演算量を低減することも可能である。
【０１３０】
また、三角行列演算部２８は、改訂コレスキ分解を用いて、（数１８）で表せる下三角行列Ｌ及び対角行列Ｄを求めてもよい。改訂コレスキ分解を用いる場合、平方根の演算が不要になることから、計算時間の短縮化も図れる。この場合、到来角評価関数は、（数２５）で表せる。ただし、ｂｋ、ｄｋは各々（数２６）、（数２７）に示すベクトルの要素である。ここでは下三角行列を用いたが、上三角行列を用いても同等な効果が得られるのは明らかである。
【０１３１】
【数２５】
【０１３２】
【数２６】
【０１３３】
【数２７】
【０１３４】
（実施の形態５）
図７は実施の形態１における方向推定処理部１２の更に他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。複素ディジタル信号６が得られるまでの動作は実施の形態１と同様である。
【０１３５】
相関ベクトル演算部３１は、複素ディジタル信号６のうち、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出する。以下では基準アンテナをアンテナ素子１−１とした場合を説明する。各アンテナ素子１−１〜１−Ｍで得られたサンプル時刻ｔｏ＋ｋΔＴ（ただし、ｔｏは任意時刻、ΔＴはサンプリング間隔、ｋは自然数）におけるサンプリングデータｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）、．．．、ｘＭ（ｋ）に対し、サンプル時刻ｋ＝１〜Ｎまでのスナップショットデータを用いて（数２８）で表せるＭ次元の相関ベクトルＲｖを求める。ここで、＊は複素共役を示す。
【０１３６】
【数２８】
【０１３７】
到来角評価部３２は、（数２９）に示した評価関数を用いて、所定の角度ステップΔθ毎に到来角評価を行う。ただし、｜｜ｘ｜｜はベクトルｘのノルムを表す。
【０１３８】
ここで、ａ（θ）はアレーアンテナの正規化されたステアリングベクトルである。
【０１３９】
【数２９】
【０１４０】
到来角判定部３３は、Δθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基にピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０１４１】
以上のように本実施の形態では、従来の（数２３）のフ−リエ法に比べ、相関行列の代わりに相関ベクトルを用いて到来角評価を行うため、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる。
【０１４２】
また、アレーアンテナが直線アレー形状である場合、ボアサイト方向の推定精度は劣化するため、到来角評価部３２での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出することで、演算量を低減することも可能である。
【０１４３】
（実施の形態６）
図８は実施の形態１における方向推定処理部１２の更に他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。なお、本実施の形態はアレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合を扱う。
【０１４４】
複素ディジタル信号６が得られるまでの動作は実施の形態１と同様である。相関ベクトル演算部３４は、複素ディジタル信号６のうち、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出する。ここで基準アンテナをアンテナ素子１−１とした場合、各アンテナ素子１−１〜１−Ｍで得られたサンプル時刻ｔｏ＋ｋΔＴ（ただし、ｔｏは任意時刻、ΔＴはサンプリング間隔、ｋは自然数）におけるサンプリングデータｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）、．．．、ｘＭ（ｋ）に対し、サンプル時刻ｋ＝１〜Ｎまでのスナップショットデータを用いて（数２８）で表せるＭ次元の相関ベクトルＲｖを求める。ここで、＊は複素共役を示す。
【０１４５】
アレーアンテナが等間隔直線アレー形状であることから、ステアリングベクトルの位相の共役中心対称性を用いて、（数１２）に示すようにユニタリ行列ＱＭを用いてステアリングベクトルを実数化する手法が適応できる。なお、ａ（θ）は位相中心をアレー中心においた場合のステアリングベクトルである。ユニタリ変換部３５は、（数３０）、（数３１）に示すように相関ベクトルＲｖに対し、ユニタリ変換を行う。ただし、ｑｉ，ｊは行列ＱＭのｉ行ｊ列の成分、ｒｅａｌ（ｘ）はベクトルｘの各要素の実数成分からなるベクトルを表す。ただし、素子数Ｍが偶数のとき、ｍ＝Ｍ／２＋１、奇数のとき、ｍ＝（Ｍ＋１）／２＋１である。
【０１４６】
【数３０】
【０１４７】
【数３１】
【０１４８】
到来角評価部３６は、（数３２）に示した評価関数を用いて、所定の角度ステップΔθ毎に到来角評価を行う。ただし、実数化ステアリングベクトルｂ（θ）は（数１２）を用いてステアリングベクトルａ（θ）を実数化して求められる。また、ｂｋ（θ）は実数化ステアリングベクトルｂ（θ）の第ｋ番目の要素である。
【０１４９】
【数３２】
【０１５０】
到来角判定部３７は、Δθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基にピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０１５１】
以上のように本実施の形態では、従来の（数１３）のフ−リエ法に比べ、相関行列の代わりに相関ベクトルを用いることができ、さらにステアリングベクトルを実数化して到来角評価を行うため、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる。
【０１５２】
また、アレーアンテナが直線アレー形状である場合、ボアサイト方向の推定精度は劣化するため、到来角評価部３７での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出することで、演算量を低減することも可能である。
【０１５３】
（実施の形態７）
図９は実施の形態１における到来角評価部１０の別な構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。本実施の形態ではアレーアンテナ１のアンテナ素子１−１〜１−Ｍが等間隔直線配列であることを前提条件とする。到来角評価部１０ａへ三角行列Ｌが入力されるまでの動作は、実施の形態１と同様である。
【０１５４】
到来角評価部１０ａは、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状であることから、アレーアンテナのボアサイト方向を角度基準（θ＝０）として、正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する正領域評価部４０と、正領域評価部の評価結果から、もう一方の負領域（−９０°≦θ≦０°）の到来角評価値に変換する負領域評価変換部４１とから構成される。
【０１５５】
アレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合、ステアリングベクトルａ（θ）は（数３３）で表される複素ベクトルであり、θに関して、実部は偶関数、虚数部は奇関数となる。この性質を利用すると、（数７）は、０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し（数３４）のように変形することができる。ここで、Ｒｅ（ｘ）およびＩｍ（ｘ）は、それぞれベクトルまたは行列ｘの各要素の実部からなるベクトルおよび虚数部からなるベクトル、ｄはアンテナ素子間隔、λはキャリア周波数の波長である。
【０１５６】
【数３３】
【０１５７】
【数３４】
【０１５８】
ただし、ベクトルｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４は（数３５）から（数３８）で示される。
【０１５９】
【数３５】
【０１６０】
【数３６】
【０１６１】
【数３７】
【０１６２】
【数３８】
【０１６３】
正領域評価部４０は、上記の関係を利用して、所定の角度ステップΔθで正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する。０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し、まず、（数３５）から（数３８）で示されるベクトルｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４を計算し、その後、（数３９）に従い、正領域到来角評価値とする。そして、ベクトルｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４それぞれの計算結果を負領域評価変換部４１に出力する。
【０１６４】
【数３９】
【０１６５】
負領域評価変換部４１は、正領域評価部４０の出力であるベクトルｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４を用いて、（数４０）で示される計算式に従って、−θｌ方向の到来角評価値を算出する。
【０１６６】
【数４０】
【０１６７】
到来角判定部１１は、到来角評価部１０ａからのΔθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基にピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０１６８】
以上のように本実施の形態では、等間隔直線アレー形状のアレーアンテナを用いる場合、正領域の到来角評価値を得る際の計算値であるベクトルｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４を利用して、負領域の到来角評価値に変換することができ、実施の形態１での到来角評価の際の演算量をほぼ半減することができる。
【０１６９】
なお、本実施の形態では実施の形態１における（数７）の到来角評価関数を用いて説明を行ったが、等間隔直線アレー形状のアレーアンテナを用いる場合、他の実施の形態におけるステアリングベクトルａ（θ）を用いる到来角評価関数にも同様な式変形が可能であり、本実施の形態のように正領域の到来角評価値を得る際の計算値であるベクトルｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４を利用して、負領域の到来角評価値に変換することができ、到来角評価の際の演算量を従来法に比べほぼ半減することができるができる。
【０１７０】
（実施の形態８）
図１０は実施の形態１における方向推定処理部１２の別な構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。本実施の形態ではアレーアンテナ１のアンテナ素子１−１〜１−Ｍが等間隔直線配列であることを前提条件とする。相関行列演算部７により相関行列Ｒが出力されるまでの動作は、実施の形態１と同様である。
【０１７１】
ユニタリ変換部４２は、位相中心を直線アレーの中心として表現したときのステアリングベクトルを実数化できるユニタリ行列ＱＭを用いて、相関行列Ｒを（数４１）のように変換する。ここで、ｒｅａｌ（Ａ）は行列Ａの各要素の実部からなる要素の行列を表す。
【０１７２】
【数４１】
【０１７３】
雑音固有空間行列演算部８ａは、ユニタリ変換部４２で得られたユニタリ変換相関行列Ｒｒに対して固有値分解を行い、得られた固有値を降順に表した固有値λ１〜λＭと、それに対応する固有ベクトルをｅ１〜ｅＭとして表す。到来波数がＳ個の場合、（数３）の関係にある雑音部分空間に属する（Ｍ−Ｓ）個の固有ベクトルを列ベクトルとする雑音固有空間行列ＥＮ＝［ｅｓ＋１、．．．、ｅＭ］を出力する。
【０１７４】
三角行列演算部９ａは、（数５）の関係にある雑音固有空間行列と雑音固有空間行列を複素共役転置した行列との積Ｕを求める。次に、行列Ｕは正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて、（数６）で表せる下三角行列Ｌを求める。
【０１７５】
到来角評価部１０ａは、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状であることから、アレーアンテナのボアサイト方向を角度基準（θ＝０）として、正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する正領域評価部４０ａと、正領域評価部の評価結果から、もう一方の負領域（−９０°≦θ≦０°）の到来角評価値に変換する負領域評価変換部４１ａとから構成される。位相中心を直線アレーの中心としたステアリングベクトルａ（θ）をユニタリ行列ＱＭで変換した場合、（数４２）で表さる実数ベクトルｂ（θ）となる。
【０１７６】
【数４２】
【０１７７】
ここでμは（数４３）で表せる。ただし、ｄはアンテナ素子間隔、λはキャリア周波数の波長である。
【０１７８】
【数４３】
【０１７９】
（数４２）より、アンテナ素子数がＭ＝２ｍの場合、ｂ（θ）の要素１〜ｍに関して偶関数、要素ｍ＋１〜２ｍは奇関数となる。この性質を利用すると、（数７）は、０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し（数４４）のように変形することができる。ただし、ｃ１、ｃ２、ｂｅｖｅｎ（θ），ｂｏｄｄ（θ）は（数４５）から（数４８）で示される。
【０１８０】
【数４４】
【０１８１】
【数４５】
【０１８２】
【数４６】
【０１８３】
【数４７】
【０１８４】
【数４８】
【０１８５】
アンテナ素子数がＭ＝２ｍ＋１の場合も同様に、ｂ（θ）の要素１〜ｍに関して偶関数、要素ｍ＋２〜Ｍは奇関数となる。この性質を利用すると、（数７）は、０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し、（数４４）のように変形することができる。ただし、この場合のｂｅｖｅｎ（θ），ｂｏｄｄ（θ）は（数４９）、（数５０）で示される。
【０１８６】
【数４９】
【０１８７】
【数５０】
【０１８８】
正領域評価部４０ａは、上記の関係を利用して、所定の角度ステップΔθで、正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する。０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し、まず、（数４５）から（数４６）で示されるベクトルｃ１、ｃ２を計算し、その後、（数５１）に従い、正領域到来角評価値とする。そして、ベクトルｃ１、ｃ２をそれぞれの計算結果を負領域評価変換部４１ａに出力する。
【０１８９】
【数５１】
【０１９０】
負領域評価変換部４１ａは、正領域評価部４０ａの出力であるベクトルｃ１、ｃ２を用いて、（数５２）で示される計算式に従って、−θｌ方向の到来角評価値を算出する。
【０１９１】
【数５２】
【０１９２】
到来角判定部１１ａは、到来角評価部１０ａからのΔθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基に、ピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０１９３】
以上のように本実施の形態では、等間隔直線アレー形状のアレーアンテナを用いる場合、ユニタリ行列変換を行うことで、ステアリングベクトルを実数化した上で、正領域の到来角評価値を得る際の計算値であるベクトルｃ１、ｃ２を利用して、負領域の到来角評価値に変換することができ、実施の形態１での到来角評価の際の演算量をほぼ半減することができるができる。
【０１９４】
（実施の形態９）
図１１は実施の形態２デ説明した図４の方向推定処理部１２ａの他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１および２と異なる部分を主に説明する。本実施の形態ではアレーアンテナ１のアンテナ素子１−１〜１−Ｍが等間隔直線配列であることを前提条件とする。相関行列演算部７により相関行列Ｒが出力されるまでの動作は実施の形態１と同様である。
【０１９５】
ユニタリ変換部４２は、位相中心を直線アレーの中心として表現したときのステアリングベクトルを実数化できるユニタリ行列ＱＭを用いて、相関行列Ｒを（数４１）のように変換する。逆行列演算部２０ａは、ユニタリ変換部４２で得られたユニタリ変換相関行列Ｒｒの逆行列を算出する。三角行列演算部２１ａは、逆行列Ｒ−１が正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて、（数１３）で表せる下三角行列Ｌを求める。
【０１９６】
到来角評価部２２ａは、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状であることから、アレーアンテナのボアサイト方向を角度基準（θ＝０）として、正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する正領域評価部５３と、正領域評価部の評価結果から、もう一方の負領域（−９０°≦θ≦０°）の到来角評価値に変換する負領域評価変換部５４とから構成される。正領域評価部５３は、所定の角度ステップΔθで正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する。０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し、まず、（数４５）から（数４６）で示されるベクトルｃ１、ｃ２を計算し、その後、（数５３）に従い、正領域到来角評価値とする。そして、ベクトルｃ１、ｃ２をそれぞれの計算結果を負領域評価変換部５４に出力する。
【０１９７】
【数５３】
【０１９８】
負領域評価変換部５４は、正領域評価部５３の出力であるベクトルｃ１、ｃ２を用いて、（数５４）で示される計算式に従って、−θｌ方向の到来角評価値を算出する。
【０１９９】
【数５４】
【０２００】
到来角判定部２３は、到来角評価部２２ａからのΔθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基に、ピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０２０１】
以上のように本実施の形態では、等間隔直線アレー形状のアレーアンテナを用いる場合、ユニタリ行列変換を行うことで、ステアリングベクトルを実数化した上で、正領域の到来角評価値を得る際の計算値であるベクトルｃ１、ｃ２を利用して、負領域の到来角評価値に変換することができ、実施の形態１での到来角評価の際の演算量をほぼ半減することができるができる。
【０２０２】
また、本実施の形態は、実施の形態３で説明した到来角評価関数に対しても、同様に適用が可能である。
【０２０３】
（実施の形態１０）
図１２は実施の形態４で説明した図６における方向推定処理部１２ｃの他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１および４と異なる部分を主に説明する。本実施の形態ではアレーアンテナ１のアンテナ素子１−１〜１−Ｍが等間隔直線配列であることを前提条件とする。相関行列演算部７により相関行列Ｒが出力されるまでの動作は、実施の形態１と同様である。
【０２０４】
ユニタリ変換部４２は、位相中心を直線アレーの中心として表現したときのステアリングベクトルを実数化できるユニタリ行列ＱＭを用いて、相関行列Ｒを（数４１）のように変換する。
【０２０５】
三角行列演算部２４ａは、ユニタリ変換後の相関行列Ｒｒが正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて下三角行列Ｌを求める。
【０２０６】
到来角評価部２５ａは、アレーアンテナが直線アレー形状であることから、アレーアンテナのボアサイト方向を角度基準（θ＝０）として、正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する正領域評価部５５と、正領域評価部の評価結果から、もう一方の負領域（−９０°≦θ≦０°）の到来角評価値に変換する負領域評価変換部５６とから構成される。正領域評価部５５は、所定の角度ステップΔθで正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する。０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し、まず、（数４５）から（数４６）で示されるベクトルｃ１、ｃ２を計算し、その後、（数５５）に従い、正領域到来角評価値とする。そして、ベクトルｃ１、ｃ２をそれぞれの計算結果を負領域評価変換部５６に出力する。
【０２０７】
【数５５】
【０２０８】
負領域評価変換部５６は、正領域評価部５５の出力であるベクトルｃ１、ｃ２を用いて、（数５６）で示される計算式に従って、−θｌ方向の到来角評価値を算出する。
【０２０９】
【数５６】
【０２１０】
到来角判定部２６ａは、到来角評価部２５ａからのΔθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基にピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０２１１】
以上のように本実施の形態では、等間隔直線アレー形状のアレーアンテナを用いる場合、ユニタリ行列変換を行ってステアリングベクトルを実数化した上で、正領域の到来角評価値を得る際の計算値であるベクトルｃ１、ｃ２を利用して、負領域の到来角評価値に変換することができ、実施の形態１での到来角評価の際の演算量をほぼ半減することができるができる。
【０２１２】
また、本実施の形態は、実施の形態６に対しても同様な式変形を行うことで適用が可能である。
【０２１３】
（実施の形態１１）
図１３は実施の形態１における方向推定処理部１２の更に他の構成を示すブロック図である。本構成は、実施の形態１の方向推定処理部１２に、到来角評価部で演算する角度間隔よりも細かい角度間隔で到来角評価関数の評価値を算出する高精度到来角評価部６０と、高精度到来角評価部６０の評価値から高精度に到来角を判定する高精度到来角判定部６１とが追加されている。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。
【０２１４】
方向推定処理部１２ｋに相関行列Ｒが入力され、三角行列演算部９による三角行列Ｌの算出され、到来角判定部１１は、到来角評価部１０からのΔθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基に、ピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とするまでの動作は、実施の形態１と同様である。
【０２１５】
図１４は、高精度到来角評価部６０及び高精度到来角判定部６１の動作を説明するための模式図である。高精度到来角評価部６０は、到来角判定部１１の出力として得られるｋ個の到来角θｋ（ｋは自然数）に対し、（θｋ−Δθ）＜φ＜（θ＋Δθ）を満たすφの角度範囲Ｗｋ内で、到来角評価部１０での角度ステップΔθよりも細かい角度ステップΔφを用いて、再度、到来角評価関数による到来角評価を行い、その高精度到来角評価値を高精度到来角判定部６１に出力する。
【０２１６】
高精度到来角判定部６１は、ｋ個の角度範囲Ｗｋ内での評価値を基に、それぞれの角度範囲内Ｗｋでのピーク方向φｐｅａｋ，ｋを検出し、高精度到来角推定値として出力する。
【０２１７】
以上のように本実施の形態では、実施の形態１での効果に加え、到来角判定部１１での到来角を中心とした範囲内で限定して、到来角評価部１０での角度ステップΔθよりも細かくした高精度な到来角評価を行うことで、到来角評価関数の演算量をいたずらに増大させることなく高精度の到来角推定を行うことができる。
【０２１８】
なお、本実施の形態は、実施の形態１の方向推定処理部１２に追加する構成での動作説明を行ったが、実施の形態２〜１０の各方向推定処理部１２ａ〜１２ｈに追加する構成でも同様な効果が得られる。
【０２１９】
（実施の形態１２）
図１５は本発明における指向性可変受信装置の一例における構成を示すブロック図である。本実施の形態は、実施の形態１から１１において説明したいずれかの到来方向推定装置６３を用いた到来方向推定結果６４を基に主ビーム方向の異なる複数のセクタアンテナの選択を行い、指向性を可変にする指向性可変受信装置である。
【０２２０】
到来方向推定装置６３の動作に関しては実施の形態１〜１１において説明したものと同様であり、その説明は省略する。以下、付加された構成部に関して図１５を用いて説明を行う。
【０２２１】
本実施の形態における指向性可変受信装置は、到来方向推定装置と、主ビーム方向の異なるｍ本の（ｍ≧２）セクタアンテナ６５−１〜６５−ｍ、セクタスイッチ６６、セクタ制御部６７、受信部６８およびセクタスイッチの制御を行うセクタ制御信号６９からなる。
【０２２２】
複数のアンテナ素子１−１〜１−Ｍからなるアレーアンテナから得られた受信信号２−１〜２−Ｍを使用して電波到来方向推定する動作は、実施の形態１から１１で行った説明と同様であり、最終的に得られる到来方向推定結果６４はセクタ制御部６７に入力される。セクタ制御部６７は到来方向推定結果６４から、その推定方向に最も近い方向に主ビーム方向を持つ第ｍｓ番目のセクタアンテナを複数セクタアンテナ６５−１〜６５−ｍから選択し、セクタ制御信号６９によりセクタスイッチ６６を制御し、受信部６８に接続させる。受信部６８は接続された第ｍｓ番目のセクタアンテナによる受信信号７０に対し復調動作を行う。
【０２２３】
以上のような動作により、複数のセクタアンテナ６５−１〜６５−ｍから到来波方向に最も近い主ビーム方向をもつ最適なセクタアンテナを選択することができ、高い信号対雑音レベル比の受信信号７０が得られる。また、選択されたセクタアンテナの主ビーム方向以外の多重波が抑圧され符号間干渉を低減できるという効果が得られる。
【０２２４】
なお、本実施例では受信装置の構成を示したが、受信部６８を送信部に置き換えることで、送信装置としても適用できる。この場合、送信電力の低減及び不要方向へ電波を放射しないため他局間干渉を低減することができる。
【０２２５】
また、図１６に示すように、送受切換器７２を介して、受信部６８と送信部７１を接続することで、送受信の切換が可能な送受信装置としてもよい。
【０２２６】
（実施の形態１３）
図１７は本発明における指向性可変受信装置の他の例における構成を示すブロック図である。
【０２２７】
本実施の形態は、実施の形態１から１１において説明したいずれかの到来方向推定装置６３を用いた到来方向推定結果６４を基に指向性を可変にして受信を行う指向性可変受信装置である。
【０２２８】
到来方向推定装置６３の動作に関しては実施の形態１〜１１において説明したものと同様であり、その説明は省略する。以下、付加された構成部に関して図１５を用いて説明を行う。
【０２２９】
Ｌ個（ただし、Ｌ＞１）のアンテナ素子７５−１〜７５−Ｌは、図１のアンテナ素子１−１〜１−Ｍからの信号を２分配する構成でもよいが、異なるアンテナ素子の場合を以下説明する。
【０２３０】
各アンテナ素子７５−１〜７５−Ｌで受信した受信信号７６−１〜７６−Ｌは、各アンテナ素子７５−１〜７５−Ｌに接続された受信部７７−１〜７７−Ｌにおいて周波数変換され、その後に直交復調されて直交するＩ、Ｑ信号からなる復調信号７８−１〜Ｌに変換される。各復調信号７８−１〜７８−ＬはＡ／Ｄ変換器７９−１〜７９−Ｌにより、アナログ信号から複素ディジタル信号８０−１〜８０−Ｌに変換される。ここで、Ａ／Ｄ変換器８０−１〜８０−Ｌのサンプリング周波数ｆｓは、後続する処理において復調動作を行うため送信変調波の帯域ＷＢ（Ｈｚ）に対し、ｆｓ≧２ＷＢとなるナイキスト条件を満たす必要がある。複素ディジタル信号８０−１〜８０−Ｌに対し、指向性制御部８１は到来方向推定装置６３の到来方向推定結果６４に従い、指向性を制御するための複素重み付けを行う。受信部は重み付けられた信号に対し受信動作を行う。
【０２３１】
以上のような動作により、複数の複素ディジタル信号８０−１〜８０−Ｌに対し、複素重み付け合成する指向性制御部８１により、到来方向推定結果６４の方向に指向性ビームを持たせることができる。この場合、より最適な指向性パタ−ンを形成することができ、セクタアンテナを用いた場合よりも、さらに高品質な通信が可能となるという効果が得られる。
【０２３２】
なお、本実施の形態では、受信装置において指向性制御を行う構成を示したが、図１８に示すように、送信装置として指向性制御を行う構成でもよく、この場合、送信電力の低減及び不要方向へ電波を放射しないため、他局間干渉を低減することができる。
【０２３３】
図１８において、送信部７１からの送信信号８２は指向性制御部８３に入力される。指向性制御部８３は、送信信号８２をＬ分配し、到来方向推定装置６３の到来方向推定結果６４に従って指向性を制御するため、それぞれに送信信号８２に対し複素重み付けを行い、複素ディジタル信号８４−１〜８４−Ｌとして出力する。Ｄ／Ａ変換器８５−１〜８５−Ｌはディジタル信号をアナログ信号に変換しベ−スバンド信号８６−１〜８６−Ｌとして出力する。送信周波数変換部８７−１〜８７−Ｌはベ−スバンド信号８６−１〜８６−Ｌを送信周波数帯に周波数変換を行なった高周波信号８８−１〜８８−Ｌを出力し、アンテナ素子８９−１〜８９−Ｌから送信信号を放射する。
【０２３４】
さらに、図１７、図１８の機能をもつ送受信装置としての適用も可能であり、この場合、高品質な通信が可能となり、また、送信電力の低減及び不要方向へ電波を放射しないため他局間干渉を低減することができる。
【０２３５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、到来方向推定の精度劣化を招くことなく、到来方向評価関数による到来角度評価のトータルの演算量を削減する電波到来方向推定装置を実現でき、演算処理の高速化、あるいは装置構成の簡易化を可能とする。また、本到来方向推定装置の到来方向に指向性を向ける指向性制御機能を付加したアンテナを送信部あるいは受信部に付加した送受信装置とすることで、高品質な通信が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における電波到来方向推定装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１における演算量の改善を示す図
【図３】本発明の実施の形態１におけるコレスキ分解に要する演算量を示す図
【図４】本発明の実施の形態２における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態３における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態４における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態５における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態６における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態７における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態８における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の実施の形態９における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態１０における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の実施の形態１１における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図１４】本発明の実施の形態１１における方向推定処理の動作を説明するための模式図
【図１５】本発明の実施の形態１２における指向性可変受信装置の構成を示すブロック図
【図１６】本発明の実施の形態１２における指向性可変送受信装置の構成を示すブロック図
【図１７】本発明の実施の形態１３における指向性可変受信装置の構成を示すブロック図
【図１８】本発明の実施の形態１３における指向性可変受信装置を指向性可変送信装置に変換した場合の構成を示すブロック図
【図１９】従来の電波到来方向推定装置の一例における構成を示すブロック図
【図２０】従来の電波到来方向推定装置における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１ アレーアンテナ
１−１〜１−Ｍ、７５−１〜７５−Ｌ アンテナ素子
２−１〜２−Ｍ 高周波信号
３−１〜３−Ｍ 受信部
４−１〜４−Ｍ 復調信号
５−１〜５−Ｍ、７９−１〜７９−Ｌ Ａ／Ｄ変換器
６−１〜６−Ｍ 複素ディジタル信号
７ 相関行列演算部
８、８ａ 雑音固有空間行列演算部
９、９ａ、２１、２１ａ、２４、２４ａ、２８ 三角行列演算部
１０、１０ａ、２２、２５ａ、２６、２９、３２、３６ 到来角評価部
１１、１１ａ、２３、２６ａ、２７、３０、３３、３７ 到来角判定部
１２、１２ａ〜１２ｋ 方向推定処理部
２０、２０ａ、２５ 逆行列演算部
３１、３４ 相関ベクトル演算部
３５、４２ ユニタリ変換部
４０、４０ａ、５３、５５ 正領域評価部
４１、４１ａ、５４、５６ 負領域評価部
６０ 高精度到来角評価部
６１ 高精度到来角判定部
６３ 到来方向推定装置
６６ セクタスイッチ
６７ セクタ制御部
６８、７７−１〜７７−Ｌ 受信部
７１ 送信部
７２ 送受切換器
８１ 指向性制御部
【発明の属する技術分野】
本発明はアレーアンテナを用いた電波到来方向推定装置、電波到来方向推定方法およびこれらによる電波到来方向推定結果を基にアンテナ指向性を可変する指向性可変送受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを用いて、電波の到来方向を高精度で推定を行う一つの方法として、文献Ｒ．Ｏ．Ｓｃｈｍｉｄｔ、“Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｅｍｉｔｔｅｒ Ｌｏｃａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐａｒａｍｅｔｅｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ”、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．，ＡＰ−３４，ｐｐ．２７６−２８０（１９８６）に開示されているＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ ＳＩｇｎａｌ Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）法がある。これは同一周波数帯の複数到来波の方向推定を高精度に行えるアルゴリズムである。
【０００３】
以下、図１９および図２０を用いて、従来のＭＵＳＩＣ法を用いた電波到来方向推定装置について説明する。図１９は電波到来方向推定装置の構成を示すブロック図である。Ｍ個（ただし、Ｍ＞１）のアンテナ素子９１−１〜９１−Ｍで受信した受信信号９２−１〜９２−Ｍは、各アンテナ素子９１−１〜９１−Ｍに接続された受信部９３−１〜９３−Ｍにおいて周波数変換され、その後に位相検波され直交するＩ、Ｑ信号からなる復調信号９４−１〜９４−Ｍに変換される。各復調信号９４−１〜９４−Ｍはアナログ／ディジタル変換器（以下Ａ／Ｄ変換器と呼ぶ。）９５−１〜９５−Ｍにより、サンプリングデータ９６−１〜９６−Ｍに変換され、方向推定処理部９８にデータ出力する。
【０００４】
図２０は方向推定処理部９８の構成を示すブロック図である。方向推定処理部９８はサンプリングデータ９６−１〜９６−Ｍを用いてＭＵＳＩＣ法に基づく方向推定を行う。相関行列演算部９９は、各アンテナ素子９１−１〜９１−Ｍで得られたサンプル時刻ｋΔＴ（ΔＴはサンプリング間隔、ｋは自然数）におけるサンプリングデータｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）、．．．、ｘＭ（ｋ）に対し、（数１）で示される受信ベクトルｘ（ｋ）を構成し、さらにサンプル時刻ｋ＝１〜Ｎまでの受信ベクトルｘ（ｋ）を用いて（数２）の相関行列Ｒを求める。なお相関行列Ｒは（Ｍ×Ｍ）行列である。
【０００５】
【数１】
【数２】
ここで、Ｔはベクトル転置、Ｈは複素共役転置を示す。固有値演算部１００は相関行列Ｒの固有値を降順に算出した固有値λ１〜λＭを求める。固有ベクトル演算部１０１は、固有値λ１〜λＭに対応する固有ベクトルｅ１〜ｅＭを算出する。到来波数がＳ個の場合、到来角評価部１０２は、（数３）の関係にある雑音固有ベクトル空間に属する（Ｍ−Ｓ）個の固有ベクトルを列ベクトルとする雑音固有空間行列ＥＮ＝［ｅｓ＋１、．．．、ｅＭ］を用い、固有ベクトルｅ１〜ｅＳが張る信号固有ベクトル空間Ｅｓ＝［ｅ１、．．．、ｅＳ］とＥＮが直交する性質を利用して到来角評価関数の評価値を求める。
【０００８】
【数３】
すなわち、方位θに対するアレーアンテナの複素応答を表すａ（θ）（以下、ステアリングベクトルと呼ぶ）におけるθを所定の角度範囲で可変した時のＥＮとの直交性を評価する到来角評価関数Ｆ（θ）を（数４）のように定義する。これにより、θが到来角に等しくなる場合、理想的には到来角評価関数Ｆ（θ）は無限大の値をとることになる。従って、θを可変した時のＦ（θ）の計算結果のピーク方向を到来波の到来角評価値とする。
【００１０】
【数４】
なお、一般に到来波数Ｓは未知であるため、到来波数を判定のため固有値の分布や文献Ｍ．Ｗａｘ ａｎｄ Ｔ．Ｋａｉｌａｔｈ，“Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｉｇｎａｌｓ ｂｙ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃ Ｃｒｉｔｅｒｉａ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．ＡＳＳＰ３３（２），ｐｐ．３８７−３９２，Ｆｅｂｒｕａｒｙ（１９８５）に記載されている信号個数判定基準を設け判定を行う。
【００１２】
以上のＭＵＳＩＣ法のようなアレー受信信号の相関行列の固有値展開を行うアルゴリズムを用いて信号処理により高精度に到来方向推定する電波到来方向推定装置においては、大地や建物等の反射より生じる多重波間の相対的な遅延時間がシンボル長に比べ短い場合、多重波間の相関が高くなる。この場合、相関行列Ｒのランクが低下し、到来波を高精度に分離できなくなる。その対処方法として、文献Ｐｉｌｌａｉ ｅｔ ａｌ， ”Ｆｏｒｗａｒｄ／Ｂａｃｋｗａｒｄ Ｓｐａｔｉａｌ Ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｓｉｇｎａｌ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ”， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ， ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ， ＶＯＬ．３７， ＮＯ．１， １９８９等に開示されている空間スムージング法が提案されている。
【００１３】
また、以上の説明では、アレーアンテナによる空間サンプルにより到来方向推定を行うが、周波数サンプルした受信信号に対しも同様にＭＵＳＩＣ法を適用することができ、受信波の遅延時間の高分解能推定が可能である。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
ＭＵＳＩＣ法では（数４）に示す到来角評価関数におけるθの可変ステップΔθにより到来方向推定の精度が変化する。Δθを大きくするとθを可変する全範囲にわたる演算量は減るが、正確に到来方向評価関数のピーク方向を検出することができず精度が劣化する。逆にΔθを小さくすることで、正確に到来方向評価関数のピーク方向を検出することが可能となるが、θを可変する全範囲にわたる演算量は増大するという課題を有する。
【００１５】
本発明は、到来方向の精度劣化を招くことなく、到来方向評価関数のトータルの演算量を削減する電波到来方向推定装置および電波到来方向推定方法を提供することを目的とする。
【００１６】
また、この電波到来方向推定装置および電波到来方向推定方法による電波到来方向の推定結果を利用して、アンテナ指向性制御を行うことで送受信品質改善を行う指向性可変送受信装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、雑音固有空間行列と雑音固有空間行列の共役転置行列の積を、上（または下）三角行列の積とすることで、到来方向推定を行う角度範囲全体での到来角評価関関数の演算量を低減することができ、ＭＵＳＩＣ法の角度スイープにおいて、大きな計算負荷を占める到来角評価関数による到来角評価を大幅に削減することができ、到来方向推定装置の処理の高速化または装置構成の簡易化が図れる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列を固有値分解することで雑音固有空間に属する固有ベクトルを列または行にもつ雑音固有空間行列を算出する雑音固有空間行列演算部と、前記雑音固有空間行列と前記雑音固有空間行列を共役転置した行列の積からなる行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００１９】
本発明の請求項２に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線状に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、相関行列に対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関行列に対し固有値分解することで雑音固有空間に属する固有ベクトルを列または行にもつ雑音固有空間行列を算出する雑音固有空間行列演算部と、前記雑音固有空間行列と前記雑音固有空間行列を共役転置した行列の積からなる行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができるという作用を有する。
【００２０】
本発明の請求項３に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、前記逆行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができるという作用を有する。
【００２１】
本発明の請求項４に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、前記上または下三角行列の逆行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができるという作用を有する。
【００２２】
本発明の請求項５に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、相関行列に対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関行列に対し逆行列を算出する逆行列演算部と、前記逆行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００２３】
本発明の請求項６に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、相関行列に対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、前記上または下三角行列の逆行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００２４】
本発明の請求項７に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００２５】
本発明の請求項８に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列に対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００２６】
本発明の請求項９に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号のうち、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出する相関ベクトル演算部と、前記相関ベクトルを用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００２７】
本発明の請求項１０に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号のうち１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出する相関ベクトル演算部と、前記相関ベクトルに対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関ベクトルを用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価から到来角を判定する到来角判定部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００２８】
本発明の請求項１１に記載の発明は、請求項１から６のいずれかに記載の相関行列演算部が、アンテナ素子間での相関演算ではなく、前記アンテナ素子の複素ディジタル信号の周波数伝達関数の離散値から周波数軸での相関行列を算出する到来方向推定装置で、到来波の遅延時間推定の演算処理を低減できるという作用を有する。
【００２９】
本発明の請求項１２に記載の発明は、請求項１から８のいずれかに記載の三角行列演算部が入力された行列Ｒをコレスキ分解により上三角行列Ｕの積ＵＨＵに分解する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００３０】
本発明の請求項１３に記載の発明は、請求項１から８のいずれかに記載の三角行列演算部が入力された行列Ｒをコレスキ分解により下三角行列Ｌの積ＬＬＨに分解する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００３１】
本発明の請求項１４に記載の発明は、請求項１から８のいずれかに記載の三角行列演算部が入力された行列を改訂コレスキ分解により上三角行列Ｕと対角行列Ｄの積ＵＨＤＵに分解する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００３２】
本発明の請求項１５に記載の発明は、請求項１から８のいずれかに記載の三角行列演算部が入力された行列を改訂コレスキ分解により下三角行列Ｌと対角行列Ｄの積ＬＤＬＨに分解する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００３３】
本発明の請求項１６に記載の発明は、請求項１から８のいずれかに記載の相関行列演算部が相関行列を算出し、さらに、相関行列に対し空間スムージング処理を施した行列を出力する到来方向推定装置で、相関波が存在した場合でも推定精度の劣化がなく演算量を低減できるという作用を有する。
【００３４】
本発明の請求項１７に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載の複数のアンテナ素子が等間隔で直線状に構成されるアレーアンテナである場合、アレーアンテナのボアサイト方向（直線アレー配置方向に対する法線方向）を角度の基準として、到来角評価部は正（または負）の角度θに対して到来角評価関数の評価値を算出する正（または負）領域評価部と、前記正（または負）領域評価部の評価結果から、負（または正）の角度−θに対する到来角評価値に変換する負（または正）領域評価変換部とを有する到来方向推定装置で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができるという作用を有する。
【００３５】
本発明の請求項１８に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載のアレーアンテナが直線アレー形状である場合、到来角評価部での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出する到来方向推定装置で、推定精度が劣化するエンドファイア方向の不必要な演算を削減する作用を有する。
【００３６】
本発明の請求項１９に記載の発明は請求項１から１０のいずれかに記載の到来角判定部の出力として得られる到来角を中心に所定の角度範囲で、前記到来角評価部で演算する角度間隔よりも細かい角度間隔で到来角評価関数の評価値を算出する高精度到来角評価部と、前記高精度到来角評価部の評価値から高精度に到来角を判定する高精度到来角判定部とからなる到来方向推定装置で、到来角評価関数の演算量をいたずらに増大させることなく高精度の到来角推定を行うことができるという作用を有する。
【００３７】
本発明の請求項２０に記載の発明は請求項１から１０のいずれかに記載の受信部、Ａ／Ｄ変換器の代わりに、各アンテナ素子から得られる高周波信号を周波数変換及び位相検波することで中間周波数（ＩＦ）信号を出力するＩＦ受信部と、前記ＩＦ信号をＩＦディジタル信号に変換するＩＦ周波数Ａ／Ｄ変換器と、前記ＩＦディジタル信号をディジタル直交復調し、複素ディジタル信号を相関行列演算部に出力するディジタル直交検波部とを有する到来方向推定装置で、ＩＦ信号に対しデジタル処理による復調動作が可能となる作用を有する。
【００３８】
本発明の請求項２１に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列を固有値分解することで雑音固有空間に属する固有ベクトルを列または行にもつ雑音固有空間行列を算出し、前記雑音固有空間行列と前記雑音固有空間行列を共役転置した行列の積からなる行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００３９】
本発明の請求項２２に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列に対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関行列に対し固有値分解することで雑音固有空間に属する固有ベクトルを列または行にもつ雑音固有空間行列を算出し、前記雑音固有空間行列と前記雑音固有空間行列を共役転置した行列の積からなる行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価値から到来角を判定する到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４０】
本発明の請求項２３に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列の逆行列を算出し、前記逆行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４１】
本発明の請求項２４に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列の逆行列を算出し、前記上または下三角行列の逆行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４２】
本発明の請求項２５に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列に対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関行列に対し逆行列を算出し、前記逆行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４３】
本発明の請求項２６に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列に対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列の逆行列を算出し、前記上または下三角行列の逆行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４４】
本発明の請求項２７に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４５】
本発明の請求項２８に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列に対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４６】
本発明の請求項２９に記載の発明は、複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出し、前記相関ベクトルを用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４７】
本発明の請求項３０に記載の発明は、複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出し、前記相関ベクトルに対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関ベクトルを用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定する電波到来方向推定方法で、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる作用を有する。
【００４８】
本発明の請求項３１に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載の電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから前記電波到来方向推定装置による推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、前記セクタスイッチの出力信号に対し復調動作を行う受信部とを有する指向性可変受信装置で、高い信号対雑音レベル比の受信信号が得られるという作用を有する。
【００４９】
本発明の請求項３２に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載の電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから前記電波到来方向推定装置による推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、前記セクタアンテナから周波数変換後に変調信号を送信する送信部とを有する指向性可変受信装置で、送信電力の低減及び不要方向へ電波を放射しないため他局間干渉を低減できる作用を有する。
【００５０】
本発明の請求項３３に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載の電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから前記電波到来方向推定装置による推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、復調動作を行う受信部と、送信動作を行う送信部と、前記セクタスイッチに接続され、前記選択されたセクタアンテナからの出力信号を前記受信部に入力させるか、または前記送信部からの送信信号を前記選択されたセクタアンテナから出力させる送受切換器とを有する指向性可変受信装置で、高品質な通信が可能となる作用を有する。
【００５１】
本発明の請求項３４に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載の電波到来方向推定装置と、前記電波到来方向推定装置で得られた到来方向に対してアレーアンテナの指向性が向くように、復調信号に対し複素重み付け加算処理を行う指向性制御部と、前記指向性制御部の出力信号に対し復調動作を行う受信部とを有する指向性可変受信装置で、高い信号対雑音レベル比の受信信号が得られるという作用を有する。
【００５２】
本発明の請求項３５に記載の発明は、請求項１から１０のいずれかに記載の電波到来方向推定装置と、送信信号を生成する送信部と、前記送信信号を前記電波到来方向推定装置で得られた到来方向に対してアンテナ指向性が向くように、送信信号に対し複素重み付け加算処理を行う指向性制御部と、前記指向性制御部の出力を周波数変換する送信部と、前記送信部の出力を送信するアレーアンテナとを有する指向性可変受信装置で、送信電力の低減及び不要方向へ電波を放射しないため他局間干渉を低減できる作用を有する。
【００５３】
以下、本発明の実施の形態について、図面と共に詳細に説明する。
【００５４】
（実施の形態１）
図１は、本発明による電波到来方向推定装置の第１の実施の形態における構成を示すブロック図である。
【００５５】
アレーアンテナはＭ個（ただし、Ｍ＞１）のアンテナ素子１−１〜１−Ｍから構成される。各アンテナ素子１−１〜１−Ｍで受信した高周波信号２−１〜２−Ｍは、各アンテナ素子１−１〜１−Ｍに接続された受信部３−１〜３−Ｍにおいて周波数変換された後に直交復調され、直交するＩ、Ｑ信号からなる復調信号４−１〜４−Ｍに変換される。各復調信号４−１〜４−ＭはＡ／Ｄ変換器５−１〜５−Ｍにより、Ｉ信号及びＱ信号それぞれに対しサンプリングされ、Ｉ信号を実数部、Ｑ信号を虚数部として表現される複素ディジタル信号６−１〜６−Ｍに変換される。
【００５６】
相関行列演算部７は、複素ディジタル信号６−１〜６−Ｍからそれぞれ得られるサンプル時刻ｋΔＴ（ただし、ｋは自然数、ΔＴはサンプリング間隔）における複素ディジタル信号ｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）、．．．、ｘＭ（ｋ）から（数１）で示される受信ベクトルｘ（ｋ）を構成し、さらに、所定Ｎサンプル期間毎に蓄積した受信ベクトルｘ（ｋ）を用いて（数２）の相関行列Ｒを求める。この場合、相関行列Ｒは（Ｍ×Ｍ）行列となる。
【００５７】
方向推定処理部１２は、雑音固有空間行列演算部８、三角行列演算部９、到来角評価部１０および到来角判定部１１から構成される。
【００５８】
雑音固有空間行列演算部８は、相関行列演算部７で得られた相関行列Ｒに対して固有値分解を行い、得られた固有値を降順に表した固有値λ１〜λＭと、それに対応する固有ベクトルをｅ１〜ｅＭとして表す。到来波数がＳ個の場合、（数３）の関係にある雑音部分空間に属する（Ｍ−Ｓ）個の固有ベクトルを列ベクトルとする雑音固有空間行列ＥＮ＝［ｅｓ＋１、．．．、ｅＭ］を出力する。
【００５９】
三角行列演算部９は、（数５）の関係にある雑音固有空間行列と雑音固有空間行列を複素共役転置した行列との積Ｕを求める。
【００６０】
【数５】
次に、行列Ｕは（Ｍ×Ｍ）の正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて、（数６）で表せる下三角行列Ｌを求める。
【００６２】
【数６】
到来角評価部１０は、（数４）の到来角評価関数に対し、下三角行列Ｌを用いて、（数７）のように変形した評価関数を用いて、所定の角度ステップΔθ毎に到来角評価を行う。ただし、｜｜ｘ｜｜はベクトルｘのノルムを表す。
【００６４】
【数７】
ここで、ａ（θ）はアレーアンテナの正規化されたステアリングベクトルである。Ｌは下三角行列であるため、下三角部分の要素以外は０であることから、（数４）の到来角評価関数に対して、（Ｍ＋３）／［２（Ｍ−Ｓ＋１）］の積和演算量となるため、到来波数ＳがＳ＜（Ｍ−１）／２でアレーば、演算量が低減できる。
【００６６】
図２は到来波数Ｓ＝１の場合の（数４）による到来角評価関数に対する（数７）の到来角評価関数の演算量を示す。図２より、アンテナ素子数の増加に伴い本発明における（数７）による演算削減量も増加していることがわかる。例えば、アンテナ素子数が６の場合、従来方法の７５％程度の演算量となる。
【００６７】
図３はコレスキ分解の演算量に対する（数４）による１つの到来角θｉに対するＦ（θｉ）の演算量の関係を示している。図３より、コレスキ分解の演算量は、アンテナ素子数２０であっても、５つの到来角に対する到来角評価関数の演算量にも満たない。通常、これ以上の回数にわたり到来角評価を行うため、コレスキ分解による演算量増大は、（数７）による角度スイープする全範囲での到来角評価の演算削減量に比べるとはるかに小さい量とみなすことができる。
【００６８】
到来角判定部１１は、Δθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基に、ピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【００６９】
以上のように本実施の形態では、三角行列演算部９で雑音固有空間行列と雑音固有空間行列を複素共役転置した行列との積Ｕに対してコレスキ分解をして得られる下三角行列Ｌを用いて、（数４）で与えられる到来角評価関数に等価な式変形を行って得られる（数７）の到来角評価関数Ｆ２（θ）を用いることで、到来波数ＳがＳ＜（Ｍ−１）／２の条件下で到来角評価の際の演算量を削減することができる。
【００７０】
なお、以上の説明では、ＭＵＳＩＣ法に基づく方向推定の例を示したが、受信波の遅延時間の高分解能推定を行う場合の周波数サンプルした受信信号に対しても（数４）と同様な評価関数を用いるため、本実施の形態での手法をそのまま適用することができる。
【００７１】
また、（数６）でコレスキ分解により下三角行列を求めたが、上三角行列を求めても同等な効果が得られるのは明らかである。またこれは、以降の実施の形態でも同様なことがいえる。
【００７２】
また、三角行列演算部９は、改訂コレスキ分解を用いて、（数８）で表せる下三角行列Ｌ及び対角行列Ｄを求めてもよい。改訂コレスキ分解を用いる場合、平方根の演算が不要になることから、計算時間の短縮化も図れる。
【００７３】
【数８】
この場合、到来角評価関数Ｆ２（θ）は、（数９）で表せる。ただし、ｂｋ、ｄｋは各々（数１０）、（数１１）に示すベクトルの要素である。ここでは下三角行列を用いたが、上三角行列を用いても同等な効果が得られるのは明らかである。またこれは、以降の実施の形態でも同様なことがいえる。
【００７５】
【数９】
【数１０】
【数１１】
また、相関行列演算部７において、相関波の抑圧のために相関行列に対し空間スムージング処理を加えることも可能であり、この場合、相関行列の代わりに、空間スムージングを施した相関行列を方向推定処理部１２への入力とすることで、本実施の形態の手法を同様に適用することができる。
【００７９】
また、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合、文献Ｍ．Ｈａａｒｄｔ ａｎｄ Ｊ．Ａ．Ｎｏｓｓｅｋ，“Ｕｎｉｔａｒｙ ＥＳＰＲＩＴ：Ｈｏｗ ｔｏ Ｏｂｔａｉｎ Ｉｎｃｒｅａｓｅｄ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ Ａｃｃｕｒａｃｙ ｗｉｔｈ ａ Ｒｅｄｕｃｅｄ Ｃｏｍｕｔａｔｉｏｎａｌ Ｂｕｒｄｅｎ，” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．４３，Ｎｏ．５，ｐｐ．１２３２−１２４２（１９９５）に掲載されているように、ステアリングベクトルの位相の共役中心対称性を用いて、（数１２）に示すようにユニタリ行列ＱＭを用いてステアリングベクトルを実数化する手法が適応できる。なお、ａ（θ）は位相中心をアレー中心においた場合のステアリングベクトルである。
【００８０】
【数１２】
この場合、方向推定処理部１２において、相関行列Ｒの代わりに、ＱＭ ＨＲＱＭの実部を用い、ステアリングベクトルａ（θ）の代わりに、ｂ（θ）を用いることで、本実施の形態と同様な手法を適用できる。
【００８２】
また、アレーアンテナが直線アレー形状である場合、エンドファイア方向の推定精度は劣化するため、到来角評価部１０での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出することで、演算量を低減することも可能である。
【００８３】
また、本実施の形態での受信部３、Ａ／Ｄ変換器５の代わりに、各アンテナ素子から得られる高周波信号を周波数変換及び位相検波することでＩＦ信号を出力するＩＦ受信部と、ＩＦ信号をディジタル信号に変換するＩＦ周波数Ａ／Ｄ変換器と、ディジタル信号をディジタル直交復調し、複素ディジタル信号を相関行列演算部に出力するディジタル直交検波部とを有する構成としてもよい。これは、以降の実施の形態でも同様に適応できる。
【００８４】
（実施の形態２）
図４は実施の形態１における方向推定処理部１２の他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。
【００８５】
方向推定処理部１２ａに相関行列Ｒが入力されるまでの動作は実施の形態１と同様である。逆行列演算部２０は相関行列Ｒの逆行列Ｒ−１を算出する。
【００８６】
三角行列演算部２１は、逆行列Ｒ−１が正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて、（数１３）で表せる下三角行列Ｌを求める。
【００８７】
【数１３】
到来角評価部２２は、文献Ｊ．Ｃａｐｏｎ，“Ｈｉｇｈ−Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｗａｖｅｎｕｍｂｅｒ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ａｎａｌｙｓｉｓ．”Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ，５７（８）、ｐｐ．１４０８−１４１８、１９６９に記載されている（数１４）で表せられるＣａｐｏｎ法による到来角評価関数に対し、（数１３）の下三角行列Ｌを用いて、（数１５）のように変形した評価関数を用いて、所定の角度ステップΔθ毎に到来角評価を行う。ただし、｜｜ｘ｜｜はベクトルｘのノルムを表す。
【００８９】
【数１４】
【数１５】
ここで、ａ（θ）はアレーアンテナの正規化されたステアリングベクトルである。Ｌは下三角行列であるため、下三角部分の要素以外は０であることから、従来のＣａｐｏｎ法の評価関数である（数１４）の到来角評価関数に対し、（数１５）による到来角評価関数は（Ｍ＋３）／［２（Ｍ＋１）］の積和演算の低減が可能である。また、コレスキ分解の演算量に対する（数１５）による、１つの到来角θｉに対するＦｃ２（θｉ）の演算量の関係は、実施の形態１で説明したものと同様の関係をもつため、コレスキ分解による演算量増大は、（数１５）による全角度範囲での到来角評価の演算削減量に比べると十分に小さい量とみなすことができる。
【００９２】
到来角判定部２３は、Δθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基に、ピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【００９３】
以上のように本実施の形態では、従来の（数１４）のＣａｐｏｎ法による到来角評価関数に比べ、三角行列演算部２１で相関行列の逆行列Ｒ−１に対してコレスキ分解をして得られる下三角行列Ｌを用いて、（数１４）で与えられる到来角評価関数に等価な式変形を行って得られる（数１５）の到来角評価関数Ｆｃ２（θ）を用いることで、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる。
【００９４】
なお、以上の説明では、Ｃａｐｏｎ法に基づく方向推定の例を示したが、受信波の遅延時間の高分解能推定を行う場合の周波数サンプルした受信信号に対しても（数１４）と同様な評価関数を用いるため、本実施例での手法をそのまま適用することができる。
【００９５】
また、相関行列演算部７において、相関波の抑圧のために相関行列に対し空間スムージング処理を加えることも可能であり、この場合、相関行列の代わりに、空間スムージングを施した相関行列を方向推定処理部への入力とすることで、本実施の形態の手法を同様に適用することができる。
【００９６】
また、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合、ステアリングベクトルの位相の共役中心対称性を用いて、（数１２）に示すようにユニタリ行列ＱＭを用いてステアリングベクトルを実数化する手法が適応できる。なお、ａ（θ）は位相中心をアレー中心においた場合のステアリングベクトルである。この場合、方向推定処理部１２ａにおいて、相関行列Ｒの代わりに、ＱＭ ＨＲＱＭの実部を用い、ステアリングベクトルａ（θ）の代わりに、ｂ（θ）を用いることで、本実施の形態と同様な手法を適用できる。
【００９７】
また、アレーアンテナが直線アレー形状である場合、ボアサイト方向の推定精度は劣化するため、到来角評価部２２での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出することで、演算量を低減することも可能である。
【００９８】
また、三角行列演算部２１は、改訂コレスキ分解を用いて、下三角行列Ｌ及び対角行列Ｄを求めてもよい。改訂コレスキ分解を用いる場合、平方根の演算が不要になることから、計算時間の短縮化も図れる。
【００９９】
（実施の形態３）
図５は実施の形態１における方向推定処理部１２の更に他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。方向推定処理部１２ｂに相関行列Ｒが入力されるまでの動作は、実施の形態１と同様である。
【０１００】
三角行列演算部２４は、相関行列Ｒが正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて、（数１６）で表せる下三角行列Ｌを求める。
【０１０１】
【数１６】
逆行列演算部２５は、下三角行列Ｌの逆行列Ｌ−１を算出する。
【０１０３】
到来角評価部２６は、（数１４）で表されるＣａｐｏｎ法による到来角評価関数に対し、（数１６）の下三角行列Ｌを用いて、（数１７）のように変形した到来角評価関数Ｆｃ３（θ）を用いて、所定の角度ステップΔθ毎に到来角評価を行う。ただし、｜｜ｘ｜｜はベクトルｘのノルムを表す。
【０１０４】
【数１７】
ここで、ａ（θ）はアレーアンテナの正規化されたステアリングベクトルである。Ｌは下三角行列であるため、下三角部分の要素以外は０であることから、従来のＣａｐｏｎ法の評価関数である（数１４）の到来角評価関数に対し、（数１７）による到来角評価関数は（Ｍ＋３）／［２（Ｍ＋１）］の積和演算の低減が可能である。また、コレスキ分解の演算量に対する（数１６）による、１つの到来角θｉに対するＦｃ２（θｉ）の演算量の関係は、実施の形態１で説明したものと同様の関係をもつため、コレスキ分解による演算量増大は、（数１７）による全角度範囲での到来角評価の演算削減量に比べるとはるかに小さい量とみなすことができる。
【０１０６】
到来角判定部２７は、Δθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基に、ピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０１０７】
以上のように本実施の形態では、従来の（数１４）のＣａｐｏｎ法による到来角評価関数に比べ、三角行列演算部２４で相関行列Ｒに対してコレスキ分解をして得られる下三角行列Ｌを用いて、（数１４）で与えられる到来角評価関数に等価な式変形を行って得られる（数１７）の到来角評価関数Ｆｃ３（θ）を用いることで、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる。
【０１０８】
なお、以上の説明では、Ｃａｐｏｎ法に基づく方向推定の例を示したが、受信波の遅延時間の高分解能推定を行う場合の周波数サンプルした受信信号に対しても（数１４）と同様な評価関数を用いるため、本実施例での手法をそのまま適用することができる。
【０１０９】
また、相関行列演算部７において、相関波の抑圧のために相関行列に対し空間スムージング処理を加えることも可能であり、この場合、相関行列の代わりに、空間スムージングを施した相関行列を方向推定処理部１２ａへの入力とすることで、本実施の形態の手法を同様に適用することができる。
【０１１０】
また、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合、ステアリングベクトルの位相の共役中心対称性を用いて、（数１２）に示すようにユニタリ行列ＱＭを用いてステアリングベクトルを実数化する手法が適応できる。なお、ａ（θ）は位相中心をアレー中心においた場合のステアリングベクトルである。この場合、方向推定処理部１２ｂにおいて、相関行列Ｒの代わりに、ＱＭ ＨＲＱＭの実部を用い、ステアリングベクトルａ（θ）の代わりに、ｂ（θ）を用いることで、本実施の形態と同様な手法を適用できる。
【０１１１】
また、アレーアンテナが直線アレー形状である場合、ボアサイト方向（直線アレー配置方向に対する法線方向）の推定精度は劣化するため、到来角評価部２６での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出することで、演算量を低減することも可能である。
【０１１２】
また、三角行列演算部２４は、改訂コレスキ分解を用いて、（数１８）で表せる下三角行列Ｌ及び対角行列Ｄを求めてもよい。改訂コレスキ分解を用いる場合、平方根の演算が不要になることから、計算時間の短縮化も図れる。
【０１１３】
【数１８】
この場合、到来角評価関数は、（数１９）で表せる。ただし、ｂｋ、ｄｋは各々（数２０）、（数２１）に示すベクトルの要素である。ここでは下三角行列を用いたが、上三角行列を用いても同等な効果が得られるのは明らかである。またこれは、以降の実施の形態でも同様なことがいえる。
【０１１５】
【数１９】
【数２０】
【数２１】
（実施の形態４）
図６は実施の形態１における方向推定処理部１２の更に他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。方向推定処理部１２ｃへ相関行列Ｒが入力されるまでの動作は、実施の形態１と同様である。
【０１１９】
三角行列演算部２８は、相関行列Ｒが正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて、（数２２）で表せる下三角行列Ｌを求める。
【０１２０】
【数２２】
到来角評価部２９は、文献Ｍ．Ｓ．Ｂａｒｔｌｅｔｔ．“ＳｍｏｏｔｈｉｎｇＰｅｒｉｏｄｏｇｒａｍｓ ｆｒｏｍ Ｔｉｍｅ Ｓｅｒｉｅｓ ｗｉｔｈ Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｓｐｅｃｔｒａ．”，Ｎａｔｕｒｅ，１６１，ｐｐ．６８６−６８７，（１９４８）に記載されている（数２３）で表されるフ−リエ法による到来角評価関数ＦＦ（θ）に対し、（数２２）の下三角行列Ｌを用いて、（数２４）のように変形した評価関数を用いて、所定の角度ステップΔθ毎に到来角評価を行う。ただし、｜｜ｘ｜｜はベクトルｘのノルムを表す。
【０１２２】
【数２３】
【数２４】
ここで、ａ（θ）はアレーアンテナの正規化されたステアリングベクトルである。Ｌは下三角行列であるため、下三角部分の要素以外は０であることから、従来のフ−リエ法の評価関数である（数２３）の到来角評価関数に対して、（数２４）による到来角評価関数は積和演算量を（Ｍ＋３）／［２（Ｍ＋１）］に低減することが可能である。また、コレスキ分解による演算量増大は、実施の形態１で説明したものと同様の関係をもつため、（数２４）による全角度範囲での到来角評価の演算削減量に比べると十分に小さい量となる。
【０１２５】
到来角判定部３０は、Δθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基にピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０１２６】
以上のように本実施の形態では、従来の（数２３）のフ−リエ法による到来角評価関数に比べ、三角行列演算部で相関行列に対してコレスキ分解をして得られる下三角行列Ｌを用いて、（数２３）で与えられる到来角評価関数に等価な式変形を行うことで得られる（数２４）の到来角評価関数ＦＦ２を用いることで、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる。
【０１２７】
また、相関行列演算部７において、相関波の抑圧のために相関行列に対し空間スムージング処理を加えることも可能であり、この場合、相関行列の代わりに、空間スムージングを施した相関行列を方向推定処理部１２ｃへの入力とすることで、本実施の形態の手法を同様に適用することができる。
【０１２８】
また、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合、ステアリングベクトルの位相の共役中心対称性を用いて、（数１２）に示すようにユニタリ行列ＱＭを用いてステアリングベクトルを実数化する手法が適応できる。なお、ａ（θ）は位相中心をアレー中心においた場合のステアリングベクトルである。この場合、方向推定処理部１２ｃにおいて、相関行列Ｒの代わりに、ＱＭ ＨＲＱＭの実部を用い、ステアリングベクトルａ（θ）の代わりに、ｂ（θ）を用いることで、本実施の形態と同様な手法を適用できる。
【０１２９】
また、アレーアンテナが直線アレー形状である場合、ボアサイト方向の推定精度は劣化するため、到来角評価部３０での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出することで、演算量を低減することも可能である。
【０１３０】
また、三角行列演算部２８は、改訂コレスキ分解を用いて、（数１８）で表せる下三角行列Ｌ及び対角行列Ｄを求めてもよい。改訂コレスキ分解を用いる場合、平方根の演算が不要になることから、計算時間の短縮化も図れる。この場合、到来角評価関数は、（数２５）で表せる。ただし、ｂｋ、ｄｋは各々（数２６）、（数２７）に示すベクトルの要素である。ここでは下三角行列を用いたが、上三角行列を用いても同等な効果が得られるのは明らかである。
【０１３１】
【数２５】
【数２６】
【数２７】
（実施の形態５）
図７は実施の形態１における方向推定処理部１２の更に他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。複素ディジタル信号６が得られるまでの動作は実施の形態１と同様である。
【０１３５】
相関ベクトル演算部３１は、複素ディジタル信号６のうち、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出する。以下では基準アンテナをアンテナ素子１−１とした場合を説明する。各アンテナ素子１−１〜１−Ｍで得られたサンプル時刻ｔｏ＋ｋΔＴ（ただし、ｔｏは任意時刻、ΔＴはサンプリング間隔、ｋは自然数）におけるサンプリングデータｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）、．．．、ｘＭ（ｋ）に対し、サンプル時刻ｋ＝１〜Ｎまでのスナップショットデータを用いて（数２８）で表せるＭ次元の相関ベクトルＲｖを求める。ここで、＊は複素共役を示す。
【０１３６】
【数２８】
到来角評価部３２は、（数２９）に示した評価関数を用いて、所定の角度ステップΔθ毎に到来角評価を行う。ただし、｜｜ｘ｜｜はベクトルｘのノルムを表す。
【０１３８】
ここで、ａ（θ）はアレーアンテナの正規化されたステアリングベクトルである。
【０１３９】
【数２９】
到来角判定部３３は、Δθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基にピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０１４１】
以上のように本実施の形態では、従来の（数２３）のフ−リエ法に比べ、相関行列の代わりに相関ベクトルを用いて到来角評価を行うため、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる。
【０１４２】
また、アレーアンテナが直線アレー形状である場合、ボアサイト方向の推定精度は劣化するため、到来角評価部３２での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出することで、演算量を低減することも可能である。
【０１４３】
（実施の形態６）
図８は実施の形態１における方向推定処理部１２の更に他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。なお、本実施の形態はアレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合を扱う。
【０１４４】
複素ディジタル信号６が得られるまでの動作は実施の形態１と同様である。相関ベクトル演算部３４は、複素ディジタル信号６のうち、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出する。ここで基準アンテナをアンテナ素子１−１とした場合、各アンテナ素子１−１〜１−Ｍで得られたサンプル時刻ｔｏ＋ｋΔＴ（ただし、ｔｏは任意時刻、ΔＴはサンプリング間隔、ｋは自然数）におけるサンプリングデータｘ１（ｋ）、ｘ２（ｋ）、．．．、ｘＭ（ｋ）に対し、サンプル時刻ｋ＝１〜Ｎまでのスナップショットデータを用いて（数２８）で表せるＭ次元の相関ベクトルＲｖを求める。ここで、＊は複素共役を示す。
【０１４５】
アレーアンテナが等間隔直線アレー形状であることから、ステアリングベクトルの位相の共役中心対称性を用いて、（数１２）に示すようにユニタリ行列ＱＭを用いてステアリングベクトルを実数化する手法が適応できる。なお、ａ（θ）は位相中心をアレー中心においた場合のステアリングベクトルである。ユニタリ変換部３５は、（数３０）、（数３１）に示すように相関ベクトルＲｖに対し、ユニタリ変換を行う。ただし、ｑｉ，ｊは行列ＱＭのｉ行ｊ列の成分、ｒｅａｌ（ｘ）はベクトルｘの各要素の実数成分からなるベクトルを表す。ただし、素子数Ｍが偶数のとき、ｍ＝Ｍ／２＋１、奇数のとき、ｍ＝（Ｍ＋１）／２＋１である。
【０１４６】
【数３０】
【数３１】
到来角評価部３６は、（数３２）に示した評価関数を用いて、所定の角度ステップΔθ毎に到来角評価を行う。ただし、実数化ステアリングベクトルｂ（θ）は（数１２）を用いてステアリングベクトルａ（θ）を実数化して求められる。また、ｂｋ（θ）は実数化ステアリングベクトルｂ（θ）の第ｋ番目の要素である。
【０１４９】
【数３２】
到来角判定部３７は、Δθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基にピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０１５１】
以上のように本実施の形態では、従来の（数１３）のフ−リエ法に比べ、相関行列の代わりに相関ベクトルを用いることができ、さらにステアリングベクトルを実数化して到来角評価を行うため、到来角評価の際の演算量を大幅に削減することができる。
【０１５２】
また、アレーアンテナが直線アレー形状である場合、ボアサイト方向の推定精度は劣化するため、到来角評価部３７での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出することで、演算量を低減することも可能である。
【０１５３】
（実施の形態７）
図９は実施の形態１における到来角評価部１０の別な構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。本実施の形態ではアレーアンテナ１のアンテナ素子１−１〜１−Ｍが等間隔直線配列であることを前提条件とする。到来角評価部１０ａへ三角行列Ｌが入力されるまでの動作は、実施の形態１と同様である。
【０１５４】
到来角評価部１０ａは、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状であることから、アレーアンテナのボアサイト方向を角度基準（θ＝０）として、正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する正領域評価部４０と、正領域評価部の評価結果から、もう一方の負領域（−９０°≦θ≦０°）の到来角評価値に変換する負領域評価変換部４１とから構成される。
【０１５５】
アレーアンテナが等間隔直線アレー形状である場合、ステアリングベクトルａ（θ）は（数３３）で表される複素ベクトルであり、θに関して、実部は偶関数、虚数部は奇関数となる。この性質を利用すると、（数７）は、０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し（数３４）のように変形することができる。ここで、Ｒｅ（ｘ）およびＩｍ（ｘ）は、それぞれベクトルまたは行列ｘの各要素の実部からなるベクトルおよび虚数部からなるベクトル、ｄはアンテナ素子間隔、λはキャリア周波数の波長である。
【０１５６】
【数３３】
【数３４】
ただし、ベクトルｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４は（数３５）から（数３８）で示される。
【０１５９】
【数３５】
【数３６】
【数３７】
【数３８】
正領域評価部４０は、上記の関係を利用して、所定の角度ステップΔθで正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する。０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し、まず、（数３５）から（数３８）で示されるベクトルｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４を計算し、その後、（数３９）に従い、正領域到来角評価値とする。そして、ベクトルｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４それぞれの計算結果を負領域評価変換部４１に出力する。
【０１６４】
【数３９】
負領域評価変換部４１は、正領域評価部４０の出力であるベクトルｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４を用いて、（数４０）で示される計算式に従って、−θｌ方向の到来角評価値を算出する。
【０１６６】
【数４０】
到来角判定部１１は、到来角評価部１０ａからのΔθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基にピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０１６８】
以上のように本実施の形態では、等間隔直線アレー形状のアレーアンテナを用いる場合、正領域の到来角評価値を得る際の計算値であるベクトルｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４を利用して、負領域の到来角評価値に変換することができ、実施の形態１での到来角評価の際の演算量をほぼ半減することができる。
【０１６９】
なお、本実施の形態では実施の形態１における（数７）の到来角評価関数を用いて説明を行ったが、等間隔直線アレー形状のアレーアンテナを用いる場合、他の実施の形態におけるステアリングベクトルａ（θ）を用いる到来角評価関数にも同様な式変形が可能であり、本実施の形態のように正領域の到来角評価値を得る際の計算値であるベクトルｃ１、ｃ２、ｃ３、ｃ４を利用して、負領域の到来角評価値に変換することができ、到来角評価の際の演算量を従来法に比べほぼ半減することができるができる。
【０１７０】
（実施の形態８）
図１０は実施の形態１における方向推定処理部１２の別な構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。本実施の形態ではアレーアンテナ１のアンテナ素子１−１〜１−Ｍが等間隔直線配列であることを前提条件とする。相関行列演算部７により相関行列Ｒが出力されるまでの動作は、実施の形態１と同様である。
【０１７１】
ユニタリ変換部４２は、位相中心を直線アレーの中心として表現したときのステアリングベクトルを実数化できるユニタリ行列ＱＭを用いて、相関行列Ｒを（数４１）のように変換する。ここで、ｒｅａｌ（Ａ）は行列Ａの各要素の実部からなる要素の行列を表す。
【０１７２】
【数４１】
雑音固有空間行列演算部８ａは、ユニタリ変換部４２で得られたユニタリ変換相関行列Ｒｒに対して固有値分解を行い、得られた固有値を降順に表した固有値λ１〜λＭと、それに対応する固有ベクトルをｅ１〜ｅＭとして表す。到来波数がＳ個の場合、（数３）の関係にある雑音部分空間に属する（Ｍ−Ｓ）個の固有ベクトルを列ベクトルとする雑音固有空間行列ＥＮ＝［ｅｓ＋１、．．．、ｅＭ］を出力する。
【０１７４】
三角行列演算部９ａは、（数５）の関係にある雑音固有空間行列と雑音固有空間行列を複素共役転置した行列との積Ｕを求める。次に、行列Ｕは正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて、（数６）で表せる下三角行列Ｌを求める。
【０１７５】
到来角評価部１０ａは、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状であることから、アレーアンテナのボアサイト方向を角度基準（θ＝０）として、正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する正領域評価部４０ａと、正領域評価部の評価結果から、もう一方の負領域（−９０°≦θ≦０°）の到来角評価値に変換する負領域評価変換部４１ａとから構成される。位相中心を直線アレーの中心としたステアリングベクトルａ（θ）をユニタリ行列ＱＭで変換した場合、（数４２）で表さる実数ベクトルｂ（θ）となる。
【０１７６】
【数４２】
ここでμは（数４３）で表せる。ただし、ｄはアンテナ素子間隔、λはキャリア周波数の波長である。
【０１７８】
【数４３】
（数４２）より、アンテナ素子数がＭ＝２ｍの場合、ｂ（θ）の要素１〜ｍに関して偶関数、要素ｍ＋１〜２ｍは奇関数となる。この性質を利用すると、（数７）は、０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し（数４４）のように変形することができる。ただし、ｃ１、ｃ２、ｂｅｖｅｎ（θ），ｂｏｄｄ（θ）は（数４５）から（数４８）で示される。
【０１８０】
【数４４】
【数４５】
【数４６】
【数４７】
【数４８】
アンテナ素子数がＭ＝２ｍ＋１の場合も同様に、ｂ（θ）の要素１〜ｍに関して偶関数、要素ｍ＋２〜Ｍは奇関数となる。この性質を利用すると、（数７）は、０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し、（数４４）のように変形することができる。ただし、この場合のｂｅｖｅｎ（θ），ｂｏｄｄ（θ）は（数４９）、（数５０）で示される。
【０１８６】
【数４９】
【数５０】
正領域評価部４０ａは、上記の関係を利用して、所定の角度ステップΔθで、正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する。０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し、まず、（数４５）から（数４６）で示されるベクトルｃ１、ｃ２を計算し、その後、（数５１）に従い、正領域到来角評価値とする。そして、ベクトルｃ１、ｃ２をそれぞれの計算結果を負領域評価変換部４１ａに出力する。
【０１８９】
【数５１】
負領域評価変換部４１ａは、正領域評価部４０ａの出力であるベクトルｃ１、ｃ２を用いて、（数５２）で示される計算式に従って、−θｌ方向の到来角評価値を算出する。
【０１９１】
【数５２】
到来角判定部１１ａは、到来角評価部１０ａからのΔθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基に、ピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０１９３】
以上のように本実施の形態では、等間隔直線アレー形状のアレーアンテナを用いる場合、ユニタリ行列変換を行うことで、ステアリングベクトルを実数化した上で、正領域の到来角評価値を得る際の計算値であるベクトルｃ１、ｃ２を利用して、負領域の到来角評価値に変換することができ、実施の形態１での到来角評価の際の演算量をほぼ半減することができるができる。
【０１９４】
（実施の形態９）
図１１は実施の形態２デ説明した図４の方向推定処理部１２ａの他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１および２と異なる部分を主に説明する。本実施の形態ではアレーアンテナ１のアンテナ素子１−１〜１−Ｍが等間隔直線配列であることを前提条件とする。相関行列演算部７により相関行列Ｒが出力されるまでの動作は実施の形態１と同様である。
【０１９５】
ユニタリ変換部４２は、位相中心を直線アレーの中心として表現したときのステアリングベクトルを実数化できるユニタリ行列ＱＭを用いて、相関行列Ｒを（数４１）のように変換する。逆行列演算部２０ａは、ユニタリ変換部４２で得られたユニタリ変換相関行列Ｒｒの逆行列を算出する。三角行列演算部２１ａは、逆行列Ｒ−１が正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて、（数１３）で表せる下三角行列Ｌを求める。
【０１９６】
到来角評価部２２ａは、アレーアンテナが等間隔直線アレー形状であることから、アレーアンテナのボアサイト方向を角度基準（θ＝０）として、正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する正領域評価部５３と、正領域評価部の評価結果から、もう一方の負領域（−９０°≦θ≦０°）の到来角評価値に変換する負領域評価変換部５４とから構成される。正領域評価部５３は、所定の角度ステップΔθで正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する。０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し、まず、（数４５）から（数４６）で示されるベクトルｃ１、ｃ２を計算し、その後、（数５３）に従い、正領域到来角評価値とする。そして、ベクトルｃ１、ｃ２をそれぞれの計算結果を負領域評価変換部５４に出力する。
【０１９７】
【数５３】
負領域評価変換部５４は、正領域評価部５３の出力であるベクトルｃ１、ｃ２を用いて、（数５４）で示される計算式に従って、−θｌ方向の到来角評価値を算出する。
【０１９９】
【数５４】
到来角判定部２３は、到来角評価部２２ａからのΔθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基に、ピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０２０１】
以上のように本実施の形態では、等間隔直線アレー形状のアレーアンテナを用いる場合、ユニタリ行列変換を行うことで、ステアリングベクトルを実数化した上で、正領域の到来角評価値を得る際の計算値であるベクトルｃ１、ｃ２を利用して、負領域の到来角評価値に変換することができ、実施の形態１での到来角評価の際の演算量をほぼ半減することができるができる。
【０２０２】
また、本実施の形態は、実施の形態３で説明した到来角評価関数に対しても、同様に適用が可能である。
【０２０３】
（実施の形態１０）
図１２は実施の形態４で説明した図６における方向推定処理部１２ｃの他の構成を示すブロック図である。以下、実施の形態１および４と異なる部分を主に説明する。本実施の形態ではアレーアンテナ１のアンテナ素子１−１〜１−Ｍが等間隔直線配列であることを前提条件とする。相関行列演算部７により相関行列Ｒが出力されるまでの動作は、実施の形態１と同様である。
【０２０４】
ユニタリ変換部４２は、位相中心を直線アレーの中心として表現したときのステアリングベクトルを実数化できるユニタリ行列ＱＭを用いて、相関行列Ｒを（数４１）のように変換する。
【０２０５】
三角行列演算部２４ａは、ユニタリ変換後の相関行列Ｒｒが正定値行列であることから、コレスキ分解を用いて下三角行列Ｌを求める。
【０２０６】
到来角評価部２５ａは、アレーアンテナが直線アレー形状であることから、アレーアンテナのボアサイト方向を角度基準（θ＝０）として、正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する正領域評価部５５と、正領域評価部の評価結果から、もう一方の負領域（−９０°≦θ≦０°）の到来角評価値に変換する負領域評価変換部５６とから構成される。正領域評価部５５は、所定の角度ステップΔθで正の角度領域（０°≦θ≦９０°）の到来角評価関数を算出する。０≦θｌ≦９０°を満たすθｌに対し、まず、（数４５）から（数４６）で示されるベクトルｃ１、ｃ２を計算し、その後、（数５５）に従い、正領域到来角評価値とする。そして、ベクトルｃ１、ｃ２をそれぞれの計算結果を負領域評価変換部５６に出力する。
【０２０７】
【数５５】
負領域評価変換部５６は、正領域評価部５５の出力であるベクトルｃ１、ｃ２を用いて、（数５６）で示される計算式に従って、−θｌ方向の到来角評価値を算出する。
【０２０９】
【数５６】
到来角判定部２６ａは、到来角評価部２５ａからのΔθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基にピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とする。
【０２１１】
以上のように本実施の形態では、等間隔直線アレー形状のアレーアンテナを用いる場合、ユニタリ行列変換を行ってステアリングベクトルを実数化した上で、正領域の到来角評価値を得る際の計算値であるベクトルｃ１、ｃ２を利用して、負領域の到来角評価値に変換することができ、実施の形態１での到来角評価の際の演算量をほぼ半減することができるができる。
【０２１２】
また、本実施の形態は、実施の形態６に対しても同様な式変形を行うことで適用が可能である。
【０２１３】
（実施の形態１１）
図１３は実施の形態１における方向推定処理部１２の更に他の構成を示すブロック図である。本構成は、実施の形態１の方向推定処理部１２に、到来角評価部で演算する角度間隔よりも細かい角度間隔で到来角評価関数の評価値を算出する高精度到来角評価部６０と、高精度到来角評価部６０の評価値から高精度に到来角を判定する高精度到来角判定部６１とが追加されている。以下、実施の形態１と異なる部分を主に説明する。
【０２１４】
方向推定処理部１２ｋに相関行列Ｒが入力され、三角行列演算部９による三角行列Ｌの算出され、到来角判定部１１は、到来角評価部１０からのΔθ毎にθの可変範囲で到来角評価した結果を基に、ピーク方向を検出し、到来波の到来角推定値とするまでの動作は、実施の形態１と同様である。
【０２１５】
図１４は、高精度到来角評価部６０及び高精度到来角判定部６１の動作を説明するための模式図である。高精度到来角評価部６０は、到来角判定部１１の出力として得られるｋ個の到来角θｋ（ｋは自然数）に対し、（θｋ−Δθ）＜φ＜（θ＋Δθ）を満たすφの角度範囲Ｗｋ内で、到来角評価部１０での角度ステップΔθよりも細かい角度ステップΔφを用いて、再度、到来角評価関数による到来角評価を行い、その高精度到来角評価値を高精度到来角判定部６１に出力する。
【０２１６】
高精度到来角判定部６１は、ｋ個の角度範囲Ｗｋ内での評価値を基に、それぞれの角度範囲内Ｗｋでのピーク方向φｐｅａｋ，ｋを検出し、高精度到来角推定値として出力する。
【０２１７】
以上のように本実施の形態では、実施の形態１での効果に加え、到来角判定部１１での到来角を中心とした範囲内で限定して、到来角評価部１０での角度ステップΔθよりも細かくした高精度な到来角評価を行うことで、到来角評価関数の演算量をいたずらに増大させることなく高精度の到来角推定を行うことができる。
【０２１８】
なお、本実施の形態は、実施の形態１の方向推定処理部１２に追加する構成での動作説明を行ったが、実施の形態２〜１０の各方向推定処理部１２ａ〜１２ｈに追加する構成でも同様な効果が得られる。
【０２１９】
（実施の形態１２）
図１５は本発明における指向性可変受信装置の一例における構成を示すブロック図である。本実施の形態は、実施の形態１から１１において説明したいずれかの到来方向推定装置６３を用いた到来方向推定結果６４を基に主ビーム方向の異なる複数のセクタアンテナの選択を行い、指向性を可変にする指向性可変受信装置である。
【０２２０】
到来方向推定装置６３の動作に関しては実施の形態１〜１１において説明したものと同様であり、その説明は省略する。以下、付加された構成部に関して図１５を用いて説明を行う。
【０２２１】
本実施の形態における指向性可変受信装置は、到来方向推定装置と、主ビーム方向の異なるｍ本の（ｍ≧２）セクタアンテナ６５−１〜６５−ｍ、セクタスイッチ６６、セクタ制御部６７、受信部６８およびセクタスイッチの制御を行うセクタ制御信号６９からなる。
【０２２２】
複数のアンテナ素子１−１〜１−Ｍからなるアレーアンテナから得られた受信信号２−１〜２−Ｍを使用して電波到来方向推定する動作は、実施の形態１から１１で行った説明と同様であり、最終的に得られる到来方向推定結果６４はセクタ制御部６７に入力される。セクタ制御部６７は到来方向推定結果６４から、その推定方向に最も近い方向に主ビーム方向を持つ第ｍｓ番目のセクタアンテナを複数セクタアンテナ６５−１〜６５−ｍから選択し、セクタ制御信号６９によりセクタスイッチ６６を制御し、受信部６８に接続させる。受信部６８は接続された第ｍｓ番目のセクタアンテナによる受信信号７０に対し復調動作を行う。
【０２２３】
以上のような動作により、複数のセクタアンテナ６５−１〜６５−ｍから到来波方向に最も近い主ビーム方向をもつ最適なセクタアンテナを選択することができ、高い信号対雑音レベル比の受信信号７０が得られる。また、選択されたセクタアンテナの主ビーム方向以外の多重波が抑圧され符号間干渉を低減できるという効果が得られる。
【０２２４】
なお、本実施例では受信装置の構成を示したが、受信部６８を送信部に置き換えることで、送信装置としても適用できる。この場合、送信電力の低減及び不要方向へ電波を放射しないため他局間干渉を低減することができる。
【０２２５】
また、図１６に示すように、送受切換器７２を介して、受信部６８と送信部７１を接続することで、送受信の切換が可能な送受信装置としてもよい。
【０２２６】
（実施の形態１３）
図１７は本発明における指向性可変受信装置の他の例における構成を示すブロック図である。
【０２２７】
本実施の形態は、実施の形態１から１１において説明したいずれかの到来方向推定装置６３を用いた到来方向推定結果６４を基に指向性を可変にして受信を行う指向性可変受信装置である。
【０２２８】
到来方向推定装置６３の動作に関しては実施の形態１〜１１において説明したものと同様であり、その説明は省略する。以下、付加された構成部に関して図１５を用いて説明を行う。
【０２２９】
Ｌ個（ただし、Ｌ＞１）のアンテナ素子７５−１〜７５−Ｌは、図１のアンテナ素子１−１〜１−Ｍからの信号を２分配する構成でもよいが、異なるアンテナ素子の場合を以下説明する。
【０２３０】
各アンテナ素子７５−１〜７５−Ｌで受信した受信信号７６−１〜７６−Ｌは、各アンテナ素子７５−１〜７５−Ｌに接続された受信部７７−１〜７７−Ｌにおいて周波数変換され、その後に直交復調されて直交するＩ、Ｑ信号からなる復調信号７８−１〜Ｌに変換される。各復調信号７８−１〜７８−ＬはＡ／Ｄ変換器７９−１〜７９−Ｌにより、アナログ信号から複素ディジタル信号８０−１〜８０−Ｌに変換される。ここで、Ａ／Ｄ変換器８０−１〜８０−Ｌのサンプリング周波数ｆｓは、後続する処理において復調動作を行うため送信変調波の帯域ＷＢ（Ｈｚ）に対し、ｆｓ≧２ＷＢとなるナイキスト条件を満たす必要がある。複素ディジタル信号８０−１〜８０−Ｌに対し、指向性制御部８１は到来方向推定装置６３の到来方向推定結果６４に従い、指向性を制御するための複素重み付けを行う。受信部は重み付けられた信号に対し受信動作を行う。
【０２３１】
以上のような動作により、複数の複素ディジタル信号８０−１〜８０−Ｌに対し、複素重み付け合成する指向性制御部８１により、到来方向推定結果６４の方向に指向性ビームを持たせることができる。この場合、より最適な指向性パタ−ンを形成することができ、セクタアンテナを用いた場合よりも、さらに高品質な通信が可能となるという効果が得られる。
【０２３２】
なお、本実施の形態では、受信装置において指向性制御を行う構成を示したが、図１８に示すように、送信装置として指向性制御を行う構成でもよく、この場合、送信電力の低減及び不要方向へ電波を放射しないため、他局間干渉を低減することができる。
【０２３３】
図１８において、送信部７１からの送信信号８２は指向性制御部８３に入力される。指向性制御部８３は、送信信号８２をＬ分配し、到来方向推定装置６３の到来方向推定結果６４に従って指向性を制御するため、それぞれに送信信号８２に対し複素重み付けを行い、複素ディジタル信号８４−１〜８４−Ｌとして出力する。Ｄ／Ａ変換器８５−１〜８５−Ｌはディジタル信号をアナログ信号に変換しベ−スバンド信号８６−１〜８６−Ｌとして出力する。送信周波数変換部８７−１〜８７−Ｌはベ−スバンド信号８６−１〜８６−Ｌを送信周波数帯に周波数変換を行なった高周波信号８８−１〜８８−Ｌを出力し、アンテナ素子８９−１〜８９−Ｌから送信信号を放射する。
【０２３４】
さらに、図１７、図１８の機能をもつ送受信装置としての適用も可能であり、この場合、高品質な通信が可能となり、また、送信電力の低減及び不要方向へ電波を放射しないため他局間干渉を低減することができる。
【０２３５】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、到来方向推定の精度劣化を招くことなく、到来方向評価関数による到来角度評価のトータルの演算量を削減する電波到来方向推定装置を実現でき、演算処理の高速化、あるいは装置構成の簡易化を可能とする。また、本到来方向推定装置の到来方向に指向性を向ける指向性制御機能を付加したアンテナを送信部あるいは受信部に付加した送受信装置とすることで、高品質な通信が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における電波到来方向推定装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１における演算量の改善を示す図
【図３】本発明の実施の形態１におけるコレスキ分解に要する演算量を示す図
【図４】本発明の実施の形態２における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図５】本発明の実施の形態３における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態４における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態５における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図８】本発明の実施の形態６における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図９】本発明の実施の形態７における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態８における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の実施の形態９における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態１０における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の実施の形態１１における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【図１４】本発明の実施の形態１１における方向推定処理の動作を説明するための模式図
【図１５】本発明の実施の形態１２における指向性可変受信装置の構成を示すブロック図
【図１６】本発明の実施の形態１２における指向性可変送受信装置の構成を示すブロック図
【図１７】本発明の実施の形態１３における指向性可変受信装置の構成を示すブロック図
【図１８】本発明の実施の形態１３における指向性可変受信装置を指向性可変送信装置に変換した場合の構成を示すブロック図
【図１９】従来の電波到来方向推定装置の一例における構成を示すブロック図
【図２０】従来の電波到来方向推定装置における方向推定処理部の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１ アレーアンテナ
１−１〜１−Ｍ、７５−１〜７５−Ｌ アンテナ素子
２−１〜２−Ｍ 高周波信号
３−１〜３−Ｍ 受信部
４−１〜４−Ｍ 復調信号
５−１〜５−Ｍ、７９−１〜７９−Ｌ Ａ／Ｄ変換器
６−１〜６−Ｍ 複素ディジタル信号
７ 相関行列演算部
８、８ａ 雑音固有空間行列演算部
９、９ａ、２１、２１ａ、２４、２４ａ、２８ 三角行列演算部
１０、１０ａ、２２、２５ａ、２６、２９、３２、３６ 到来角評価部
１１、１１ａ、２３、２６ａ、２７、３０、３３、３７ 到来角判定部
１２、１２ａ〜１２ｋ 方向推定処理部
２０、２０ａ、２５ 逆行列演算部
３１、３４ 相関ベクトル演算部
３５、４２ ユニタリ変換部
４０、４０ａ、５３、５５ 正領域評価部
４１、４１ａ、５４、５６ 負領域評価部
６０ 高精度到来角評価部
６１ 高精度到来角判定部
６３ 到来方向推定装置
６６ セクタスイッチ
６７ セクタ制御部
６８、７７−１〜７７−Ｌ 受信部
７１ 送信部
７２ 送受切換器
８１ 指向性制御部
Claims (35)
- 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列を固有値分解することで雑音固有空間に属する固有ベクトルを列または行にもつ雑音固有空間行列を算出する雑音固有空間行列演算部と、前記雑音固有空間行列と前記雑音固有空間行列を共役転置した行列の積からなる行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
- 複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、相関行列に対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関行列に対し固有値分解することで雑音固有空間に属する固有ベクトルを列または行にもつ雑音固有空間行列を算出する雑音固有空間行列演算部と、前記雑音固有空間行列と前記雑音固有空間行列を共役転置した行列の積からなる行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
- 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、前記逆行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
- 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、前記上または下三角行列の逆行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
- 複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、相関行列に対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関行列に対し逆行列を算出する逆行列演算部と、前記逆行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
- 複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、相関行列に対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、前記上または下三角行列の逆行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
- 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
- 複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号の前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出する相関行列演算部と、前記相関行列に対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関行列を上または下三角行列の積に分解する三角行列演算部と、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価から到来角を判定する到来角判定部とを有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
- 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号のうち、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出する相関ベクトル演算部と、前記相関ベクトルを用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価部の評価結果から到来角を判定する到来角判定部とを有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
- 複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナと、前記アレーアンテナの各アンテナ素子で受信された高周波信号を周波数変換後に復調処理することで復調信号を出力する受信部と、前記復調信号を複素ディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記複素ディジタル信号のうち、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出する相関ベクトル演算部と、前記相関ベクトルに対しユニタリ変換を行うユニタリ変換部と、前記ユニタリ変換後の相関ベクトルを用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算する到来角評価部と、前記到来角評価から到来角を判定する到来角判定部とを有することを特徴とする電波到来方向推定装置。
- 相関行列演算部が、アンテナ素子間での相関演算ではなく、前記アンテナ素子の複素ディジタル信号の周波数伝達関数の離散値から周波数軸での相関行列を算出することを特徴とする請求項１から６記載の電波到来遅延時間推定装置。
- 三角行列演算部は入力された行列Ｒをコレスキ分解により上三角行列Ｕの積ＵＨＵに分解することを特徴とする請求項１から８記載の電波到来方向推定装置。
- 三角行列演算部は入力された行列Ｒをコレスキ分解により下三角行列Ｌの積ＬＬＨに分解することを特徴とする請求項１から８記載の電波到来方向推定装置。
- 三角行列演算部は入力された行列を改訂コレスキ分解により上三角行列Ｕと対角行列Ｄの積ＵＨＤＵに分解することを特徴とする請求項１から８記載の電波到来方向推定装置。
- 三角行列演算部は入力された行列を改訂コレスキ分解により下三角行列Ｌと対角行列Ｄの積ＬＤＬＨに分解することを特徴とする請求項１から８記載の電波到来方向推定装置。
- 相関行列演算部が、相関行列を算出し、さらに、相関行列に対し空間スムージング処理を施した行列を出力することを特徴とする請求項１から８記載の電波到来方向推定装置。
- 複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナである場合、アレーアンテナのボアサイト方向を角度の基準として、到来角評価部は正（または負）の角度θに対して到来角評価関数の評価値を算出する正（または負）領域評価部と、前記正（または負）領域評価部の評価結果から、負（または正）の角度−θに対する到来角評価値に変換する負（または正）領域評価変換部とを有することを特徴とする請求項１から１０記載の電波到来方向推定装置。
- アレーアンテナが直線アレー形状である場合、到来角評価部での評価値演算において、アレーアンテナのエンドファイア方向の角度間隔をボアサイト方向よりも粗くして、到来角評価関数の評価値を算出することを特徴とする請求項１から１０記載の電波到来方向推定装置。
- 到来角判定部の出力として得られる到来角を中心に所定の角度範囲で、前記到来角評価部で演算する角度間隔よりも細かい角度間隔で到来角評価関数の評価値を算出する高精度到来角評価部と、前記高精度到来角評価部の評価値から高精度に到来角を判定する高精度到来角判定部とからなることを特徴とする請求項１から１０記載の電波到来方向推定装置。
- 受信部、Ａ／Ｄ変換器の代わりに、各アンテナ素子から得られる高周波信号を周波数変換及び位相検波することで中間周波数（ＩＦ）信号を出力するＩＦ受信部と、前記ＩＦ信号をＩＦディジタル信号に変換するＩＦ周波数Ａ／Ｄ変換器と、前記ＩＦディジタル信号をディジタル直交復調し、複素ディジタル信号を相関行列演算部に出力するディジタル直交検波部とを有することを特徴とする請求項１から１０記載の電波到来方向推定装置。
- 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列を固有値分解することで雑音固有空間に属する固有ベクトルを列または行にもつ雑音固有空間行列を算出し、前記雑音固有空間行列と前記雑音固有空間行列を共役転置した行列の積からなる行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定することを特徴とする電波到来方向推定方法。
- 複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列に対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関行列に対し固有値分解することで雑音固有空間に属する固有ベクトルを列または行にもつ雑音固有空間行列を算出し、前記雑音固有空間行列と前記雑音固有空間行列を共役転置した行列の積からなる行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価値から到来角を判定することを特徴とする電波到来方向推定方法。
- 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列の逆行列を算出し、前記逆行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定することを特徴とする電波到来方向推定方法。
- 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列の逆行列を算出し、前記上または下三角行列の逆行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定することを特徴とする電波到来方向推定方法。
- 複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列に対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関行列に対し逆行列を算出し、前記逆行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定することを特徴とする電波到来方向推定方法。
- 複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列に対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列の逆行列を算出し、前記上または下三角行列の逆行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定することを特徴とする電波到来方向推定方法。
- 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定することを特徴とする電波到来方向推定方法。
- 複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、前記アンテナ素子間での相関演算を行うことで相関行列を算出し、前記相関行列に対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関行列を上または下三角行列の積に分解し、前記上または下三角行列を用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定することを特徴とする電波到来方向推定方法。
- 複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出し、前記相関ベクトルを用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定することを特徴とする電波到来方向推定方法。
- 複数のアンテナ素子が等間隔で直線上に構成されるアレーアンテナで受信された受信信号に対し、１つのアンテナ素子を基準として他のアンテナ素子間での相関演算を行うことで相関ベクトルを算出し、前記相関ベクトルに対しユニタリ変換を行い、前記ユニタリ変換後の相関ベクトルを用いて表せる到来角評価関数の所定角度毎の評価値を演算し、前記所定角度毎の評価結果から到来角を判定することを特徴とする電波到来方向推定方法。
- 請求項１から１０記載のうち１つの電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから前記電波到来方向推定装置による推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、前記セクタスイッチの出力信号に対し復調動作を行う受信部とを有することを特徴とする指向性可変受信装置。
- 請求項１から１０記載のうち１つの電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから前記電波到来方向推定装置による推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、前記セクタアンテナから周波数変換後に変調信号を送信する送信部とを有することを特徴とする指向性可変送信装置。
- 請求項１から１０記載のうち１つの電波到来方向推定装置と、異なる主ビーム方向をもつ複数のセクタアンテナと、前記複数のセクタアンテナから前記電波到来方向推定装置による推定方向にビーム方向をもつ１つのセクタアンテナを選択するセクタ制御信号を出力するセクタ制御部と、前記セクタ制御信号に基づきセクタアンテナを択一的に接続するセクタスイッチと、復調動作を行う受信部と、送信動作を行う送信部と、前記セクタスイッチに接続され、前記選択されたセクタアンテナからの出力信号を前記受信部に入力させるか、または前記送信部からの送信信号を前記選択されたセクタアンテナから出力させる送受切換器とを有することを特徴とする指向性可変送受信装置。
- 請求項１から１０記載のうち１つの電波到来方向推定装置と、前記電波到来方向推定装置で得られた到来方向に対してアレーアンテナの指向性が向くように、復調信号に対し複素重み付け加算処理を行う指向性制御部と、前記指向性制御部の出力信号に対し復調動作を行う受信部とを有することを特徴とする指向性可変受信装置。
- 請求項１から１０記載のうち１つの電波到来方向推定装置と、送信信号を生成する送信部と、前記送信信号を前記電波到来方向推定装置で得られた到来方向に対してアンテナ指向性が向くように、送信信号に対し複素重み付け加算処理を行う指向性制御部と、前記指向性制御部の出力を周波数変換する送信部と、前記送信部の出力を送信するアレーアンテナとを有することを特徴とする指向性可変送信装置。
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