JP3537571B2 - オーディオ信号増幅回路 - Google Patents
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
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- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
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- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/34—Muting amplifier when no signal is present or when only weak signals are present, or caused by the presence of noise signals, e.g. squelch systems
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、オーディオ信号
増幅回路に関し、詳しくは、携帯用オーディオ機器やテ
レビ，ＶＴＲ等におけるオーディオ信号処理回路に用い
られる低電圧駆動のブートストラップ形の増幅回路であ
って、かつ、ミューティング機能を有する１チップＩＣ
のオーディオ信号増幅回路に関する。
増幅回路に関し、詳しくは、携帯用オーディオ機器やテ
レビ，ＶＴＲ等におけるオーディオ信号処理回路に用い
られる低電圧駆動のブートストラップ形の増幅回路であ
って、かつ、ミューティング機能を有する１チップＩＣ
のオーディオ信号増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】トランジスタ等を用いるオーディオ信号
処理回路では、パワースイッチの“ＯＮ”時に、いわゆ
るポップ音等の不快な異常音を伴い、最悪の場合にはパ
ワーアンプを介してスピーカを破損することもある。そ
こで、一般的には、ミュート回路を挿入してパワーアン
プ等が定常の安定状態に達するまで、オーディオ信号の
経路を強制的に遮断又は接地する。一方、低電圧駆動の
オーディオ増幅回路では、ドライブ段の飽和を防止する
ためにブートストラップ回路が用いられている。この種
の増幅回路では、ブートストラップ電源ラインと電源ラ
インＶccとの間にスイッチ回路を設けて、このスイッチ
回路をＯＮ／ＯＦＦすることで出力段をミュート状態に
することが行われる。このようなミュート回路を有する
オーディオ信号増幅回路の構成と動作を、図３のブロッ
ク図を参照しながら、具体的に説明する。
処理回路では、パワースイッチの“ＯＮ”時に、いわゆ
るポップ音等の不快な異常音を伴い、最悪の場合にはパ
ワーアンプを介してスピーカを破損することもある。そ
こで、一般的には、ミュート回路を挿入してパワーアン
プ等が定常の安定状態に達するまで、オーディオ信号の
経路を強制的に遮断又は接地する。一方、低電圧駆動の
オーディオ増幅回路では、ドライブ段の飽和を防止する
ためにブートストラップ回路が用いられている。この種
の増幅回路では、ブートストラップ電源ラインと電源ラ
インＶccとの間にスイッチ回路を設けて、このスイッチ
回路をＯＮ／ＯＦＦすることで出力段をミュート状態に
することが行われる。このようなミュート回路を有する
オーディオ信号増幅回路の構成と動作を、図３のブロッ
ク図を参照しながら、具体的に説明する。
【０００３】１は、このオーディオ信号増幅回路であっ
て、一点鎖線の枠で示す範囲で通常ＩＣ化されており、
出力アンプ２，ミュート回路３，ブートストラップの電
解コンデンサＣ、抵抗Ｒ、スイッチ回路４、出力コンデ
ンサＣo、スピーカ５等を有している。出力アンプ２
は、定電流源２０と、カレントミラー２１、入力段アン
プ２２、そして出力段アンプ２３とからなり、カレント
ミラー２１と出力段アンプ２３のドライブトランジスタ
Ｑ3とがブートストラップ電源ラインＶbsから電力を受
ける。なお、出力アンプ２のシンク側回路は、図では省
略してある。カレントミラー２１は、入力側トランジス
タＱ1，出力側トランジスタＱ2とからなり、トランジス
タＱ1が定電流源２０に接続されて電流Ｉを流出する。
その結果、出力側トランジスタＱ2に流出電流Ｉが流れ
る。入力段アンプ２２は、入力信号に応じて、この流出
電流Ｉの一部をシンクさせ、出力段アンプ２３のドライ
ブ段トランジスタＱ3のベースへとドライブ信号を供給
する。出力段アンプ２３の出力段トランジスタＱ4は、
トランジスタＱ3の出力電流をベースに受けて駆動され
る。２４は、トランジスタＱ4のエミッタが接続された
出力端子であって、その出力電圧がＶoである。また、
トランジスタＱ4のコレクタ側は、電源ラインＶccに接
続されている。出力端子２４とブートストラップ電源ラ
インＶbsとの間には、ブートストラップコンデンサＣが
設けられている。２５は、入力段アンプ２２に設けられ
た入力端子であって、ここに前段からオーディオ信号が
供給される。
て、一点鎖線の枠で示す範囲で通常ＩＣ化されており、
出力アンプ２，ミュート回路３，ブートストラップの電
解コンデンサＣ、抵抗Ｒ、スイッチ回路４、出力コンデ
ンサＣo、スピーカ５等を有している。出力アンプ２
は、定電流源２０と、カレントミラー２１、入力段アン
プ２２、そして出力段アンプ２３とからなり、カレント
ミラー２１と出力段アンプ２３のドライブトランジスタ
Ｑ3とがブートストラップ電源ラインＶbsから電力を受
ける。なお、出力アンプ２のシンク側回路は、図では省
略してある。カレントミラー２１は、入力側トランジス
タＱ1，出力側トランジスタＱ2とからなり、トランジス
タＱ1が定電流源２０に接続されて電流Ｉを流出する。
その結果、出力側トランジスタＱ2に流出電流Ｉが流れ
る。入力段アンプ２２は、入力信号に応じて、この流出
電流Ｉの一部をシンクさせ、出力段アンプ２３のドライ
ブ段トランジスタＱ3のベースへとドライブ信号を供給
する。出力段アンプ２３の出力段トランジスタＱ4は、
トランジスタＱ3の出力電流をベースに受けて駆動され
る。２４は、トランジスタＱ4のエミッタが接続された
出力端子であって、その出力電圧がＶoである。また、
トランジスタＱ4のコレクタ側は、電源ラインＶccに接
続されている。出力端子２４とブートストラップ電源ラ
インＶbsとの間には、ブートストラップコンデンサＣが
設けられている。２５は、入力段アンプ２２に設けられ
た入力端子であって、ここに前段からオーディオ信号が
供給される。
【０００４】スイッチ回路４は、ＰＮＰ形のトランジス
タＱ5からなり、そのエミッタが電源ラインＶccに、そ
のコレクタが抵抗Ｒを介してブートストラップ電源ライ
ンＶbsに接続され、そのベースにミュート回路３からＨ
ＩＧＨレベルのミュート信号Ｍを受けてＯＦＦし、ミュ
ート信号Ｍを受けていないときには、これがＬＯＷレベ
ルとなってＯＮになる。ミュート回路３は、パワースイ
ッチの“ＯＮ”時に、あるいはマニュアル操作によりミ
ュートスイッチが操作されたときにミュート信号Ｍを発
生する。
タＱ5からなり、そのエミッタが電源ラインＶccに、そ
のコレクタが抵抗Ｒを介してブートストラップ電源ライ
ンＶbsに接続され、そのベースにミュート回路３からＨ
ＩＧＨレベルのミュート信号Ｍを受けてＯＦＦし、ミュ
ート信号Ｍを受けていないときには、これがＬＯＷレベ
ルとなってＯＮになる。ミュート回路３は、パワースイ
ッチの“ＯＮ”時に、あるいはマニュアル操作によりミ
ュートスイッチが操作されたときにミュート信号Ｍを発
生する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ここで、スイッチ回路
４のトランジスタＱ5は、低電圧駆動の場合、通常、ブ
ートストラップ回路を十分に動作させる電流駆動能力を
持ち、Ｖsat（コレクタ−エミッタ間飽和電圧）が小さ
いＰＮＰトランジスタが使用される。その結果、ＩＣ化
した場合には、その占有面積が大きくなる欠点がある。
このような問題を回避するために、トランジスタＱ5に
換えて、ＮＰＮ形ダーリントン接続トランジスタをスイ
ッチ回路として使用される。しかし、ＮＰＮトランジス
タを用いると、１Ｖf（ベース−エミッタ間順方向電圧
降下）分だけ電圧降下が発生するために、せっかくブー
トストラップ回路を用いても、最低駆動の電源電圧が１
Ｖf分高くなってしまう欠点がある。この発明の目的
は、このような従来技術の問題点を解決するものであ
り、ミュート用のスイッチングトランジスタをＩＣ化し
た場合にその占有面積を大きくすることなく、低電圧で
駆動可能な１チップＩＣ化に適するオーディオ信号増幅
回路を提供することを目的とする。
４のトランジスタＱ5は、低電圧駆動の場合、通常、ブ
ートストラップ回路を十分に動作させる電流駆動能力を
持ち、Ｖsat（コレクタ−エミッタ間飽和電圧）が小さ
いＰＮＰトランジスタが使用される。その結果、ＩＣ化
した場合には、その占有面積が大きくなる欠点がある。
このような問題を回避するために、トランジスタＱ5に
換えて、ＮＰＮ形ダーリントン接続トランジスタをスイ
ッチ回路として使用される。しかし、ＮＰＮトランジス
タを用いると、１Ｖf（ベース−エミッタ間順方向電圧
降下）分だけ電圧降下が発生するために、せっかくブー
トストラップ回路を用いても、最低駆動の電源電圧が１
Ｖf分高くなってしまう欠点がある。この発明の目的
は、このような従来技術の問題点を解決するものであ
り、ミュート用のスイッチングトランジスタをＩＣ化し
た場合にその占有面積を大きくすることなく、低電圧で
駆動可能な１チップＩＣ化に適するオーディオ信号増幅
回路を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るためのこの発明のオーディオ信号増幅回路の構成は、
電源ラインＶccとブートストラップ電源ラインとの間に
設けられたスイッチ回路と、ブートストラップ電源ライ
ンと出力端子との間に設けられたブートストラップ用の
コンデンサとを有し、スイッチ回路がミュート信号を受
けてＯＮからＯＦＦにされるオーディオ信号増幅回路に
おいて、スイッチ回路として出力段がＮＰＮ形とされそ
のエミッタがブートストラップ電源ライン側に接続さ
れ、そのコレクタが電源ライン側に接続されるダーリン
トン接続トランジスタからなる第１のスイッチ回路と、
そのエミッタが電源ラインＶ cc 側に接続され、そのコレ
クタがブートストラップ電源ライン側に接続されるＰＮ
Ｐ形トランジスタからなる第２のスイッチ回路とを備え
ていて、第１および第２のスイッチ回路にミュート信号
を入力し、第１のスイッチ回路のトランジスタの定格電
流値と第２のスイッチ回路のトランジスタの定格電流と
の和がブートストラップ電源ラインへの最大供給電流値
以上とされ、第２のスイッチ回路のトランジスタの定格
電流値が第１のスイッチ回路のトランジスタの定格電流
値よりも小さな値に選択されているものである。
るためのこの発明のオーディオ信号増幅回路の構成は、
電源ラインＶccとブートストラップ電源ラインとの間に
設けられたスイッチ回路と、ブートストラップ電源ライ
ンと出力端子との間に設けられたブートストラップ用の
コンデンサとを有し、スイッチ回路がミュート信号を受
けてＯＮからＯＦＦにされるオーディオ信号増幅回路に
おいて、スイッチ回路として出力段がＮＰＮ形とされそ
のエミッタがブートストラップ電源ライン側に接続さ
れ、そのコレクタが電源ライン側に接続されるダーリン
トン接続トランジスタからなる第１のスイッチ回路と、
そのエミッタが電源ラインＶ cc 側に接続され、そのコレ
クタがブートストラップ電源ライン側に接続されるＰＮ
Ｐ形トランジスタからなる第２のスイッチ回路とを備え
ていて、第１および第２のスイッチ回路にミュート信号
を入力し、第１のスイッチ回路のトランジスタの定格電
流値と第２のスイッチ回路のトランジスタの定格電流と
の和がブートストラップ電源ラインへの最大供給電流値
以上とされ、第２のスイッチ回路のトランジスタの定格
電流値が第１のスイッチ回路のトランジスタの定格電流
値よりも小さな値に選択されているものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】このように、電源ラインＶccとブ
ートストラップ電源ラインＶbsとの間に設けられるミュ
ート用のスイッチ回路として、ダーリントン接続された
ＮＰＮ形のトランジスタのスイッチ回路を第１として設
け、さらにこれに並列にＰＮＰ形のトランジスタのスイ
ッチ回路を第２として設けて、これらの和の定格電流値
をブートストラップ電源ラインＶbsへの供給最大電流値
以上とする。そして、第１のスイッチ回路のトランジス
タの定格電流値を主体とし、第２のスイッチ回路のトラ
ンジスタの定格電流を小さく採ることによりその集積化
の際の占有面積を小さくする。
ートストラップ電源ラインＶbsとの間に設けられるミュ
ート用のスイッチ回路として、ダーリントン接続された
ＮＰＮ形のトランジスタのスイッチ回路を第１として設
け、さらにこれに並列にＰＮＰ形のトランジスタのスイ
ッチ回路を第２として設けて、これらの和の定格電流値
をブートストラップ電源ラインＶbsへの供給最大電流値
以上とする。そして、第１のスイッチ回路のトランジス
タの定格電流値を主体とし、第２のスイッチ回路のトラ
ンジスタの定格電流を小さく採ることによりその集積化
の際の占有面積を小さくする。
【０００８】また、前記の構成においては、出力信号が
下側の半サイクルにあるときには、まず、出力信号の振
幅がブートストラップ電源ラインＶbsと電源ラインＶcc
との差が１Ｖｆ程度低下するまでの小さい振幅出力の間
は、第２のスイッチ回路から駆動電流とブートストラッ
プコンデンサ等に電流が供給され、１Ｖｆ以上に低下さ
せる大きな振幅出力のときには、大きな電流を流せる第
１のスイッチ回路のトランジスタをさらにＯＮさせて電
流を供給する。このとき、第１のスイッチ回路は、ダー
リントン接続の出力段トランジスタのエミッタがブート
ストラップ電源ライン側に接続されている以上、たと
え、大きな電流を流せたとしても、その動作開始には、
電源ラインＶ cc とブートストラップ電源ラインとの間に
１Ｖｆ以上の電圧が必要になる。この点、第２のスイッ
チ回路が動作可能な電圧は、そのＰＮＰトランジスタの
エミッタが電源ラインＶ cc 側に接続されているので、こ
れがＯＮしたときには電源ラインＶ cc とブートストラッ
プ電源ラインとの間の電圧をこのトランジスタのエミッ
タ−コレクタ間電圧にできる。すなわち、電源電圧から
の電圧降下がほぼ０．２Ｖ程度（Ｖsat）で済むので、
電源ラインＶccとの差を１Ｖｆ以下に抑えることがで
き、これにより低電圧駆動のオーディオ増幅回路を実現
できる。
下側の半サイクルにあるときには、まず、出力信号の振
幅がブートストラップ電源ラインＶbsと電源ラインＶcc
との差が１Ｖｆ程度低下するまでの小さい振幅出力の間
は、第２のスイッチ回路から駆動電流とブートストラッ
プコンデンサ等に電流が供給され、１Ｖｆ以上に低下さ
せる大きな振幅出力のときには、大きな電流を流せる第
１のスイッチ回路のトランジスタをさらにＯＮさせて電
流を供給する。このとき、第１のスイッチ回路は、ダー
リントン接続の出力段トランジスタのエミッタがブート
ストラップ電源ライン側に接続されている以上、たと
え、大きな電流を流せたとしても、その動作開始には、
電源ラインＶ cc とブートストラップ電源ラインとの間に
１Ｖｆ以上の電圧が必要になる。この点、第２のスイッ
チ回路が動作可能な電圧は、そのＰＮＰトランジスタの
エミッタが電源ラインＶ cc 側に接続されているので、こ
れがＯＮしたときには電源ラインＶ cc とブートストラッ
プ電源ラインとの間の電圧をこのトランジスタのエミッ
タ−コレクタ間電圧にできる。すなわち、電源電圧から
の電圧降下がほぼ０．２Ｖ程度（Ｖsat）で済むので、
電源ラインＶccとの差を１Ｖｆ以下に抑えることがで
き、これにより低電圧駆動のオーディオ増幅回路を実現
できる。
【０００９】
【実施例】図１は、この発明のオーディオ信号増幅回路
の一実施例のブロック図、図２は、そのブートストラッ
プ電圧と出力信号との関係の説明図である。なお、図３
と同一の構成は、同一の符号で示しその説明を割愛す
る。図１におけるオーディオ増幅回路１０は、図３のス
イッチ回路４に換えて、スイッチ回路４０を設けて１チ
ップＩＣ化したものである。その他の構成は図３と同様
である。スイッチ回路４０は、図３のトランジスタＱ5
に換えて、ＰＮＰトランジスタＱ6を入力側（入力段）
に持ち、出力側（出力段）にＮＰＮトランジスタＱ7を
持つダーリントン接続トランジスタからなる第１のスイ
ッチ回路４１と、ＰＮＰトランジスタＱ8を持つ第２の
スイッチ回路４２とからなる。
の一実施例のブロック図、図２は、そのブートストラッ
プ電圧と出力信号との関係の説明図である。なお、図３
と同一の構成は、同一の符号で示しその説明を割愛す
る。図１におけるオーディオ増幅回路１０は、図３のス
イッチ回路４に換えて、スイッチ回路４０を設けて１チ
ップＩＣ化したものである。その他の構成は図３と同様
である。スイッチ回路４０は、図３のトランジスタＱ5
に換えて、ＰＮＰトランジスタＱ6を入力側（入力段）
に持ち、出力側（出力段）にＮＰＮトランジスタＱ7を
持つダーリントン接続トランジスタからなる第１のスイ
ッチ回路４１と、ＰＮＰトランジスタＱ8を持つ第２の
スイッチ回路４２とからなる。
【００１０】ＰＮＰトランジスタＱ6のベースは、抵抗
Ｒ1を介してミュート回路３からミュート信号Ｍを受
け、そのエミッタは、電源ラインＶccに接続され、その
コレクタがトランジスタＱ7のベースに接続されてい
る。トランジスタＱ7のコレクタは、電源ラインＶccに
接続され、そのエミッタは抵抗Ｒを介してブートストラ
ップ電源ラインＶbsに接続されている。また、トランジ
スタＱ8は、抵抗Ｒ2を介してミュート回路３からミュー
ト信号Ｍを受け、そのエミッタは電源ラインＶccに接続
され、コレクタは、抵抗ＲとトランジスタＱ7のエミッ
タとの接続点に接続され、これによりスイッチ回路４１
に並列に挿入される。
Ｒ1を介してミュート回路３からミュート信号Ｍを受
け、そのエミッタは、電源ラインＶccに接続され、その
コレクタがトランジスタＱ7のベースに接続されてい
る。トランジスタＱ7のコレクタは、電源ラインＶccに
接続され、そのエミッタは抵抗Ｒを介してブートストラ
ップ電源ラインＶbsに接続されている。また、トランジ
スタＱ8は、抵抗Ｒ2を介してミュート回路３からミュー
ト信号Ｍを受け、そのエミッタは電源ラインＶccに接続
され、コレクタは、抵抗ＲとトランジスタＱ7のエミッ
タとの接続点に接続され、これによりスイッチ回路４１
に並列に挿入される。
【００１１】トランジスタＱ8の定格電流値は、従来の
図３に示すＰＮＰトランジスタＱ5よりもはるかに小さ
いものであって、無信号時と出力段の出力信号の振幅が
下側の半サイクルにおいて、ブートストラップ電源ライ
ンＶbsと電源ラインＶccとの差が１Ｖｆ程度低下するま
での間にブートストラップ電源ラインＶbsに必要な電流
値を供給するので、その電流値を確保すればよい程度の
容量のものである。そして、トランジスタＱ6，Ｑ7から
なるダーリントントランジスタの定格電流値とトランジ
スタＱ8から供給される電流値の和は、出力段の出力信
号の振幅が下側の半サイクルにブートストラップ回路と
して動作を可能とする最大電流を供給し、ブートストラ
ップコンデンサＣを充電するだけの容量のものである。
したがって、ブートストラップ回路として動作を可能と
する電流の主たるものは、トランジスタＱ6，Ｑ7からな
るダーリントントランジスタ側（スイッチ回路４１）か
ら供給される。また、これら第１および第２のスイッチ
回路４１，４２の各トランジスタＱ6，Ｑ7，Ｑ8の定格
電流値の和がブートストラップ電源ラインへの最大供給
電流値以上になる。なお、ダーリントントランジスタの
バイアス抵抗Ｒ1と、トランジスタＱ8の駆動電流を流す
バイアス抵抗Ｒ2、そして抵抗Ｒは、それぞれのトラン
ジスタＱ6，Ｑ7，Ｑ8がＯＮ状態のときに流れる電流が
定格電流値か、あるいはそれ以下になるように選択され
ている。
図３に示すＰＮＰトランジスタＱ5よりもはるかに小さ
いものであって、無信号時と出力段の出力信号の振幅が
下側の半サイクルにおいて、ブートストラップ電源ライ
ンＶbsと電源ラインＶccとの差が１Ｖｆ程度低下するま
での間にブートストラップ電源ラインＶbsに必要な電流
値を供給するので、その電流値を確保すればよい程度の
容量のものである。そして、トランジスタＱ6，Ｑ7から
なるダーリントントランジスタの定格電流値とトランジ
スタＱ8から供給される電流値の和は、出力段の出力信
号の振幅が下側の半サイクルにブートストラップ回路と
して動作を可能とする最大電流を供給し、ブートストラ
ップコンデンサＣを充電するだけの容量のものである。
したがって、ブートストラップ回路として動作を可能と
する電流の主たるものは、トランジスタＱ6，Ｑ7からな
るダーリントントランジスタ側（スイッチ回路４１）か
ら供給される。また、これら第１および第２のスイッチ
回路４１，４２の各トランジスタＱ6，Ｑ7，Ｑ8の定格
電流値の和がブートストラップ電源ラインへの最大供給
電流値以上になる。なお、ダーリントントランジスタの
バイアス抵抗Ｒ1と、トランジスタＱ8の駆動電流を流す
バイアス抵抗Ｒ2、そして抵抗Ｒは、それぞれのトラン
ジスタＱ6，Ｑ7，Ｑ8がＯＮ状態のときに流れる電流が
定格電流値か、あるいはそれ以下になるように選択され
ている。
【００１２】このような回路にあっては、前段からのオ
ーディオ信号が入力端子２５に入力されていない無信号
時は、トランジスタＱ8（スイッチ回路４２）がＯＮす
ることによりブートストラップコンデンサＣに電流が供
給される。また、アイドリング程度の駆動電流もこのト
ランジスタＱ8を介してカレントミラー２１とトランジ
スタＱ3等のドライブ回路に供給される。無信号時にお
いては、大きな電流が必要とされないので、トランジス
タＱ8は、小さな定格電流値のトランジスタで足りる。
一方、入力端子２５にオーディオ信号の入力がある有信
号時には、出力段をドライブする信号が発生し、出力電
圧信号Ｖoの振幅が下側の半サイクルになったときに、
ブートストラップコンデンサＣを充電するとともに駆動
電流を供給する。このとき、出力端子２４の電圧が下側
の半サイクルにおいて、トランジスタＱ8の電流能力が
足りなくなると、ブートストラップ電源ラインＶbsが下
がるが、それが電源ラインＶccに対してこれよりも１Ｖ
ｆ程度低下させるまでの間は、トランジスタＱ8のみに
より各回路とブートストラップコンデンサＣに電流が供
給される。そして、下側の半サイクルにおいて、さらに
出力端子２４の電圧が低下したときには、トランジスタ
Ｑ6，Ｑ7からなるダーリントン接続トランジスタがＯＮ
状態となって、トランジスタＱ8と合わせてドライブ電
流とブートストラップコンデンサＣに対する充電のため
の電流を、これらトランジスタにより供給する。
ーディオ信号が入力端子２５に入力されていない無信号
時は、トランジスタＱ8（スイッチ回路４２）がＯＮす
ることによりブートストラップコンデンサＣに電流が供
給される。また、アイドリング程度の駆動電流もこのト
ランジスタＱ8を介してカレントミラー２１とトランジ
スタＱ3等のドライブ回路に供給される。無信号時にお
いては、大きな電流が必要とされないので、トランジス
タＱ8は、小さな定格電流値のトランジスタで足りる。
一方、入力端子２５にオーディオ信号の入力がある有信
号時には、出力段をドライブする信号が発生し、出力電
圧信号Ｖoの振幅が下側の半サイクルになったときに、
ブートストラップコンデンサＣを充電するとともに駆動
電流を供給する。このとき、出力端子２４の電圧が下側
の半サイクルにおいて、トランジスタＱ8の電流能力が
足りなくなると、ブートストラップ電源ラインＶbsが下
がるが、それが電源ラインＶccに対してこれよりも１Ｖ
ｆ程度低下させるまでの間は、トランジスタＱ8のみに
より各回路とブートストラップコンデンサＣに電流が供
給される。そして、下側の半サイクルにおいて、さらに
出力端子２４の電圧が低下したときには、トランジスタ
Ｑ6，Ｑ7からなるダーリントン接続トランジスタがＯＮ
状態となって、トランジスタＱ8と合わせてドライブ電
流とブートストラップコンデンサＣに対する充電のため
の電流を、これらトランジスタにより供給する。
【００１３】また、出力電圧信号Ｖoの上側半サイクル
出力のときには、ブートストラップコンデンサＣから電
力が供給されて、最大でこのコンデンサＣの電圧Ｖc分
だけ電源ラインＶccを越えてた振幅の信号がドライブ信
号として発生して出力段トランジスタＱ4が駆動され
る。その結果、ブートストラップ電源ラインＶbsの電圧
は、図２（ｂ）の出力端子２４の出力電圧Ｖoに対し
て、（ａ）に示すような変化になる。この場合、出力信
号の下側半サイクルにおいて、斜線で示す電源ラインＶ
ccとの電位差が約０．２Ｖ（＝Ｖsat）程度から動作し
て０．９Ｖの手前の範囲までがトランジスタＱ8のみが
ＯＮになってこれにより電流供給がなされる範囲であ
り、直線状態の電圧として示す約０．９Ｖ（＝１Ｖf＋
Ｖsat＝０．７Ｖ＋０．２Ｖ）の範囲がダーリントン接
続トランジスタ（スイッチ回路４１）がＯＮ状態となっ
て、トランジスタＱ6，Ｑ7，Ｑ8により電流が供給され
る範囲である。なお、前記の各電圧値は、抵抗Ｒの電圧
降下を考慮していないものである。
出力のときには、ブートストラップコンデンサＣから電
力が供給されて、最大でこのコンデンサＣの電圧Ｖc分
だけ電源ラインＶccを越えてた振幅の信号がドライブ信
号として発生して出力段トランジスタＱ4が駆動され
る。その結果、ブートストラップ電源ラインＶbsの電圧
は、図２（ｂ）の出力端子２４の出力電圧Ｖoに対し
て、（ａ）に示すような変化になる。この場合、出力信
号の下側半サイクルにおいて、斜線で示す電源ラインＶ
ccとの電位差が約０．２Ｖ（＝Ｖsat）程度から動作し
て０．９Ｖの手前の範囲までがトランジスタＱ8のみが
ＯＮになってこれにより電流供給がなされる範囲であ
り、直線状態の電圧として示す約０．９Ｖ（＝１Ｖf＋
Ｖsat＝０．７Ｖ＋０．２Ｖ）の範囲がダーリントン接
続トランジスタ（スイッチ回路４１）がＯＮ状態となっ
て、トランジスタＱ6，Ｑ7，Ｑ8により電流が供給され
る範囲である。なお、前記の各電圧値は、抵抗Ｒの電圧
降下を考慮していないものである。
【００１４】そして、出力電圧信号Ｖoの上側半サイク
ル出力においては、第１および第２のスイッチ回路４
１，４２は、ブートストラップ電源ラインＶbsに電流を
供給できなくなる。このとき、トランジスタＱ1，Ｑ2，
Ｑ3等のドライブ回路に供給される電流は、ブートスト
ラップコンデンサＣの充電電荷を放電することで供給さ
れ、ブートストラップコンデンサＣからのこの放電電流
分は、次の下側半サイクルで充電される。なお、このと
き、出力トランジスタＱ4の電流は、電源ラインＶccか
ら供給されるので、ブートストラップコンデンサＣから
は、ドライブ電流だけとなる。
ル出力においては、第１および第２のスイッチ回路４
１，４２は、ブートストラップ電源ラインＶbsに電流を
供給できなくなる。このとき、トランジスタＱ1，Ｑ2，
Ｑ3等のドライブ回路に供給される電流は、ブートスト
ラップコンデンサＣの充電電荷を放電することで供給さ
れ、ブートストラップコンデンサＣからのこの放電電流
分は、次の下側半サイクルで充電される。なお、このと
き、出力トランジスタＱ4の電流は、電源ラインＶccか
ら供給されるので、ブートストラップコンデンサＣから
は、ドライブ電流だけとなる。
【００１５】以上説明してきたが、実施例では、ダーリ
ントン接続トランジスタの入力段をＰＮＰ形トランジス
タにしているが、これは、共通にミュート信号Ｍを受け
て動作させるためであり、入力段をＮＰＮトランジスタ
のダーリントン接続トランジスタとするときには、ミュ
ート信号Ｍを反転させて受ければよいので、ダーリント
ン接続トランジスタは、実施例の構成に限定されない。
ントン接続トランジスタの入力段をＰＮＰ形トランジス
タにしているが、これは、共通にミュート信号Ｍを受け
て動作させるためであり、入力段をＮＰＮトランジスタ
のダーリントン接続トランジスタとするときには、ミュ
ート信号Ｍを反転させて受ければよいので、ダーリント
ン接続トランジスタは、実施例の構成に限定されない。
【００１６】
【発明の効果】以上の説明から理解できるように、この
発明のオーディオ信号増幅回路にあっては、電源ライン
Ｖccとブートストラップ電源ラインＶbsとの間に設けら
れるミュート用のスイッチ回路として、ダーリントン接
続されたＮＰＮ形のトランジスタのスイッチ回路を第１
として設け、さらにこれに並列にＰＮＰ形のトランジス
タのスイッチ回路を第２として設けて、これらの和の定
格電流値をブートストラップ電源ラインＶbsへの供給最
大電流値以上とする。そして、第１のスイッチ回路のト
ランジスタの定格電流値を主体とし、第２のスイッチ回
路のトランジスタの定格電流を小さく採ることによりそ
の集積化の際の占有面積を小さくすることができる。こ
のとき、第２のスイッチ回路が動作可能な電圧は、電源
電圧からの電圧降下がほぼ０．２Ｖ程度（Ｖsat）で済
むので、電源ラインＶccとの差を１Ｖｆ以下に抑えるこ
とができる。その結果、電源電圧を低くしても動作でき
るようなオーディオ増幅回路が実現でき、ミュート用の
ＰＮＰトランジスタをスイッチ回路に用いるときと同等
でかつこれをＩＣ化した場合よりもその占有面積を小さ
くできるので、１チップ化に適するオーディオ増幅回路
を実現することができる。
発明のオーディオ信号増幅回路にあっては、電源ライン
Ｖccとブートストラップ電源ラインＶbsとの間に設けら
れるミュート用のスイッチ回路として、ダーリントン接
続されたＮＰＮ形のトランジスタのスイッチ回路を第１
として設け、さらにこれに並列にＰＮＰ形のトランジス
タのスイッチ回路を第２として設けて、これらの和の定
格電流値をブートストラップ電源ラインＶbsへの供給最
大電流値以上とする。そして、第１のスイッチ回路のト
ランジスタの定格電流値を主体とし、第２のスイッチ回
路のトランジスタの定格電流を小さく採ることによりそ
の集積化の際の占有面積を小さくすることができる。こ
のとき、第２のスイッチ回路が動作可能な電圧は、電源
電圧からの電圧降下がほぼ０．２Ｖ程度（Ｖsat）で済
むので、電源ラインＶccとの差を１Ｖｆ以下に抑えるこ
とができる。その結果、電源電圧を低くしても動作でき
るようなオーディオ増幅回路が実現でき、ミュート用の
ＰＮＰトランジスタをスイッチ回路に用いるときと同等
でかつこれをＩＣ化した場合よりもその占有面積を小さ
くできるので、１チップ化に適するオーディオ増幅回路
を実現することができる。
【図１】図１は、この発明のオーディオ信号増幅回路の
一実施例のブロック図である。
一実施例のブロック図である。
【図２】図２は、そのブートストラップ電圧と出力信号
との関係の説明図である。
との関係の説明図である。
【図３】図３は、従来の構成のオーディオ信号増幅回路
のブロック図である。
のブロック図である。
１，１０…オーディオ信号増幅回路
２…出力アンプ２，３…ミュート回路、４，４０…スイ
ッチ回路、２０…定電流源、２１…カレントミラー２
１、２２…入力段アンプ、２３…出力段アンプ、２４…
出力端子、２５…入力端子、Ｑ1〜Ｑ8…トランジスタ。
ッチ回路、２０…定電流源、２１…カレントミラー２
１、２２…入力段アンプ、２３…出力段アンプ、２４…
出力端子、２５…入力端子、Ｑ1〜Ｑ8…トランジスタ。
Claims (2)
- 【請求項１】電源ラインＶccとブートストラップ電源ラ
インとの間に設けられたスイッチ回路と、前記ブートス
トラップ電源ラインと出力端子との間に設けられたブー
トストラップ用のコンデンサとを有し、前記スイッチ回
路がミュート信号を受けてＯＮからＯＦＦにされるオー
ディオ信号増幅回路において、前記スイッチ回路として
出力段がＮＰＮ形とされそのエミッタが前記ブートスト
ラップ電源ライン側に接続され、そのコレクタが前記電
源ライン側に接続されるダーリントン接続トランジスタ
からなる第１のスイッチ回路と、そのエミッタが前記電
源ラインＶ cc 側に接続され、そのコレクタが前記ブート
ストラップ電源ライン側に接続されるＰＮＰ形トランジ
スタからなる第２のスイッチ回路とを備え、前記第１お
よび第２のスイッチ回路に前記ミュート信号を入力し、
前記第１のスイッチ回路のトランジスタの定格電流値と
前記第２のスイッチ回路のトランジスタの定格電流との
和が前記ブートストラップ電源ラインへの最大供給電流
値以上とされ、前記第２のスイッチ回路のトランジスタ
の定格電流値が前記第１のスイッチ回路のトランジスタ
の定格電流値よりも小さな値に選択されているオーディ
オ信号増幅回路。 - 【請求項２】前記第１のスイッチ回路は、入力段がＰＮ
Ｐ形トランジスタであり、出力段がＮＰＮ形のダーリン
トン接続トランジスタであり、前記入力段のトランジス
タのベースと前記第２のスイッチ回路のＰＮＰ形トラン
ジスタのベースとに前記ミュート信号が入力される請求
項１記載のオーディオ信号増幅回路。
Priority Applications (3)
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|---|---|---|---|
| JP34458195A JP3537571B2 (ja) | 1995-12-05 | 1995-12-05 | オーディオ信号増幅回路 |
| US08/759,952 US5825251A (en) | 1995-12-05 | 1996-12-03 | Audio signal amplifying circuit |
| KR1019960062002A KR100421077B1 (ko) | 1995-12-05 | 1996-12-05 | 오디오신호증폭회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34458195A JP3537571B2 (ja) | 1995-12-05 | 1995-12-05 | オーディオ信号増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09162647A JPH09162647A (ja) | 1997-06-20 |
| JP3537571B2 true JP3537571B2 (ja) | 2004-06-14 |
Family
ID=18370383
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34458195A Expired - Fee Related JP3537571B2 (ja) | 1995-12-05 | 1995-12-05 | オーディオ信号増幅回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5825251A (ja) |
| JP (1) | JP3537571B2 (ja) |
| KR (1) | KR100421077B1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| GB2322746A (en) * | 1997-02-26 | 1998-09-02 | Thomson Multimedia Sa | Preventing pop noise in TV sound |
| US6040740A (en) * | 1997-04-09 | 2000-03-21 | Lsi Logic Corporation | Audio transient suppression device |
| JP4129108B2 (ja) * | 2000-02-25 | 2008-08-06 | 三菱電機株式会社 | マイクロフォン用フィルタおよびマイクロフォン装置 |
| TWI259735B (en) * | 2004-10-13 | 2006-08-01 | Princeton Technology Corp | Muting circuit of audio amplifier |
| TWI275312B (en) * | 2005-05-02 | 2007-03-01 | Asustek Comp Inc | Anti-pop circuit |
| US8218793B2 (en) * | 2006-12-11 | 2012-07-10 | Mediatek Inc. | Apparatus and muting circuit |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5717204A (en) * | 1980-07-04 | 1982-01-28 | Fujitsu Ltd | Transient sound prevention type power amplifying circuit |
| EP0576770B1 (en) * | 1992-05-22 | 1999-12-22 | STMicroelectronics S.r.l. | Audio Amplifier turn-off control circuit |
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1995
- 1995-12-05 JP JP34458195A patent/JP3537571B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-12-03 US US08/759,952 patent/US5825251A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-12-05 KR KR1019960062002A patent/KR100421077B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR970055268A (ko) | 1997-07-31 |
| KR100421077B1 (ko) | 2004-05-31 |
| US5825251A (en) | 1998-10-20 |
| JPH09162647A (ja) | 1997-06-20 |
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Legal Events
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