JP3485733B2 - ミュート回路 - Google Patents
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Description
入力信号を導通、減衰及び遮断するミュート回路に関す
るもので、特に差動増幅器を使用してミュートを行う際
になだらかにミュート可能なミュート回路に関する。
号のミュートを行うミュート回路が考えられる。2重平
衡型差動増幅器は、制御を行っても出力信号のDCレベ
ルが変動することがないため用いられる。図2は、その
ような2重平衡型差動増幅器を使用して入力信号のミュ
ートを行うミュート回路を示す。図2の(1)は、2重
平衡型差動増幅器を示し、(2)は2重平衡型差動増幅
器(1)を制御する制御信号を発生する制御部である。
入力端子(3)(4)には入力信号が印加され、トラン
ジスタQ10とトランジスタQ5を介して出力端子
(5)に導出される。
スタQ3乃至Q6を備えており、トランジスタQ3乃至
Q6の働きにより、出力端子(5)の直流レベルが調整
されるようになっている。2重平衡型差動増幅器(1)
の動作は、一般に知られているので、その詳細な説明は
省略する。トランジスタQ3及びQ6のベース電圧を増
加させることにより、出力信号レベルは大きくなり、逆
にトランジスタQ3及びQ6のベース電圧を低下させる
ことにより、出力信号レベルは小さくなる。
(a)の如き矩形波が印加される。図3(a)の矩形波
は、スイッチ(7)(8)を開閉する。インバータ
(9)の働きにより、スイッチ(7)とスイッチ(8)
は、逆の動作となる。例えば、図3の期間T0には、ス
イッチ(7)が閉じて、スイッチ(8)が開く。スイッ
チ(7)が閉じると、定電流源(10)の定電流がコン
デンサ(11)に流れ、スイッチ(8)が開くと定電流
源(15)の定電流は遮断される。
(11)に流れると、コンデンサ(11)が充電され、
その端子電圧は図3(b)のように上昇する。期間T1
となり、スイッチ(7)が開いて、スイッチ(8)が閉
じるとコンデンサ(11)は放電する。この為、トラン
ジスタ(12)のベースには図3(b)の信号が印加さ
れる。図3(b)の信号は、トランジスタ(12)のコ
レクタを介してトランジスタQ1のベースに印加され
る。トランジスタQ1及びQ2は、差動増幅器(13)
を構成する。
設定されておりトランジスタQ1及びQ2のコレクタか
らミュート用の制御信号が発生する。具体的には、トラ
ンジスタQ1のコレクタ電圧が高くなり、トランジスタ
Q2のコレクタ電圧が低くなる。すると、トランジスタ
Q3の導通度が低下し、トランジスタQ10のコレクタ
信号が伝達されなくなる。
差動増幅器を使用して入力信号のミュートを行うミュー
ト回路が提供できる。
回路では、ミュートを行う際になだらかにミュートする
ことができない、という問題があった。その様子を図3
及び図4を利用して説明する。図4(a)は入力信号を
示し、図4(b)はミュートされた該入力信号を示す。
期間T2及びT3は、ミュートの移行期間を示してい
る。期間T2は信号を減衰させる時、T3は信号をミュ
ート解除させる時である。この期間T2及びT3は、希
望によりある一定時間が必要となる。
には図3(c)に示すように移行期間がT4のように狭
くなってしまう、という問題がある。これは、差動増幅
器(13)を使用していることに起因する。差動増幅器
(13)は、2重平衡型差動増幅器(1)を制御するに
は欠かせない。そこで、図2の回路ではできるだけ差動
増幅器(13)の利得を低下させているが十分ではな
い。
みなされたもので、エミッタに入力信号が印加されベー
スに制御信号が印加されるトランジスタを含み、前記制
御信号に応じて前記入力信号をミュートする差動増幅器
と、ミュート用の制御信号に応じて傾斜信号を作成する
傾斜信号作成回路と、該傾斜信号作成回路からの傾斜信
号に応じた2つの信号電流を発生する電流ミラー回路
と、該電流ミラー回路の一方の電流の変化量が逆極性に
変化する電流を発生する電流変換回路と、前記電流ミラ
ー回路の他方の電流変化を電圧変化に変換する第2のP
N接合素子と、前記電流変換回路の出力電流変化を電圧
変化に変換する第1のPN接合素子とを備え、該第1及
び第2のPN接合素子の電圧変化を前記制御信号として
前記差動増幅器に印加するようにしたことを特徴とす
る。
もので、(20)はミュート用の制御信号に応じて傾斜
信号を作成する傾斜信号作成回路、(21)はトランジ
スタQ1乃至Q5を備え傾斜信号作成回路(20)から
の傾斜信号に応じた2つの信号電流を発生する電流ミラ
ー回路、(Q9)はベースに定電圧が印加されエミッタ
に電流ミラー回路(21)の一方の電流が供給される第
1トランジスタ、(Q8)はベースに前記電流ミラー回
路(21)の他方の電流が供給される第2トランジス
タ、(Q6)は該第2トランジスタ(Q8)のコレクタ
電流の電流変化を電圧変化に変換する第2のPN接合素
子、(Q7)は前記第1トランジスタ(Q9)のコレク
タ電流の電流変化を電圧変化に変換する第1のPN接合
素子、(22)(23)はダイオード接続されたトラン
ジスタ、(24)は電圧リミッタ、(25)はレベルシ
フト用のトランジスタである。(Q10)乃至(Q1
3)は図2の2重平衡型差動増幅器(1)を構成する。
(1)を制御するのに差動増幅器は使用していない。2
重平衡型差動増幅器(1)を制御するのに傾斜信号に応
じた2つの信号電流を発生する電流ミラー回路(21)
と、第1トランジスタ(Q9)と、第2トランジスタ
(Q8)を使用している。電流ミラー回路(21)によ
り、傾斜信号に応じた2つの信号電流を発生させる。該
2つの信号電流は、そのままでは同一極性なので2重平
衡型差動増幅器(1)を安定に制御できない。
ッタに定電流が流れるように設定し、そのエミッタに2
つの信号電流の一方を流し込んでいる。すると、第1ト
ランジスタ(Q9)のコレクタには、電流の変化量が逆
極性に変化する電流を発生させることができる。この
為、第1トランジスタ(Q9)と、第2トランジスタ
(Q8)のコレクタ電流により、2重平衡型差動増幅器
(1)を制御できる。
(4)に入力信号を印加し、出力端子(5)に導出させ
る場合について説明する。この場合には、スイッチ
(7)が開いて、スイッチ(8)が閉じる。スイッチ
(8)が閉じると、コンデンサ(11)の一端Aの電圧
が低下し、定電流源(15)を構成するトランジスタの
電圧VCEsat(飽和電圧)まで低下する。すると、トラ
ンジスタ(12)のエミッタには電圧VCEsatを抵抗
(26)の値で割った電流が流れる。しかし、この電流
は微少値であり、電流ミラー回路(21)は、実質的に
不動作となる。
と、第1トランジスタ(Q9)のエミッタと、第2トラ
ンジスタ(Q8)のベースには電流が流れ込まなくな
る。すると、第1トランジスタ(Q9)のコレクタには
トランジスタ(22)(23)のバイアスにより定まる
電流が全て流れる。点Bの電圧は、第1のPN接合素子
(Q7)に流れる電流で定まるので、第1トランジスタ
(Q9)のコレクタ電流値が大きいと、点Bの電圧は低
下する。
に電流が流れ込まなくなると、第2トランジスタ(Q
8)はオフする。第2トランジスタ(Q8)がオフする
と、第2のPN接合素子(Q6)のエミッタ電流は、全
てトランジスタQ10のベースに流れる。その結果、2
重平衡型差動増幅器(1)のトランジスタ(Q10)
(Q13)がオンし、トランジスタ(Q11)(Q1
2)がオフする。すると、トランジスタ(Q14)から
の信号は、トランジスタ(Q10)のコレクタ・エミッ
タ路を介して出力端子(5)に導出される。
図1のコンデンサ(11)の一端には傾斜信号作成回路
(20)の働きにより図2のそれと同様の電圧が発生す
る。尚、電圧リミッタ(24)は、コンデンサ(11)
の一端Aの電圧が所定値以上にならないように制限す
る。その様子を図5に示す。図5の基準電源(30)の
電圧はVCC/2に設定されている。トランジスタ(3
1)乃至(33)のベース・エミッタ間電圧をVBEとす
ると、端子(34)には電圧(VCC/2−VBE)が発生
し、それ以上にはならないように動作する。この為、点
Aの電圧はミュート時、VCC/2−VBEとなり、トラン
ジスタ(12)のベース電圧はVCC/2となる。そこ
で、抵抗(26)の値をRとすると、VCC/(2R)の
電流が電流ミラー回路(21)に流れる。
れると、第1トランジスタ(Q9)のエミッタと、第2
トランジスタ(Q8)のコレクタに前記定電流が流れ
る。更に第2のPN接合素子(Q6)のエミッタにも前
記定電流が流れる。この為、点Cの電圧は低下する。第
1トランジスタ(Q9)のベースには電圧VCC/2が印
加されるようにしており、抵抗(27)の値をRに設定
すると、第1トランジスタ(Q9)のエミッタにも前記
定電流と同じ電流が流れる。(トランジスタ(Q5)の
コレクタ電流がないとき)いま、トランジスタ(Q5)
のコレクタから抵抗(27)に定電流が流し込まれたす
ると、第1トランジスタ(Q9)のコレクタにはほとん
ど電流が流れなくなり、点Bの電圧は上昇する。
号は、トランジスタ(Q11)をパスすることになり、
出力端子(5)には導出されない。
ミラー回路により、傾斜信号に応じた2つの信号電流を
発生させ、一方の電流の変化量が逆極性に変化する電流
を発生させている。そして、該電流と他方の電流とによ
り差動増幅器でミュートを行っているので、ゆるやかな
変化量でミュートを行うことができる。
めの回路図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 エミッタに入力信号が印加されベースに
制御信号が印加されるトランジスタを含み、前記制御信
号に応じて前記入力信号をミュートする差動増幅器と、 ミュート用の制御信号に応じて傾斜信号を作成する傾斜
信号作成回路と、 該傾斜信号作成回路からの傾斜信号に応じた2つの信号
電流を発生する電流ミラー回路と、 該電流ミラー回路の一方の電流の変化量が逆極性に変化
する電流を発生する電流変換回路と、 前記電流ミラー回路の他方の電流変化を電圧変化に変換
する第2のPN接合素子と、 前記電流変換回路の出力電流変化を電圧変化に変換する
第1のPN接合素子と、を備え、該第1及び第2のPN
接合素子の電圧変化を前記制御信号として前記差動増幅
器に印加するようにしたことを特徴とするミュート回
路。 - 【請求項2】 エミッタに入力信号が印加されベースに
制御信号が印加されるトランジスタを含み、前記制御信
号に応じて前記入力信号をミュートする差動増幅器と、 ミュート用の制御信号に応じて傾斜信号を作成する傾斜
信号作成回路と、 該傾斜信号作成回路からの傾斜信号に応じた2つの信号
電流を発生する電流ミラー回路と、 ベースに定電圧が印加されエミッタに電流ミラー回路の
一方の電流が供給される第1トランジスタと、 前記電流ミラー回路の他方の電流変化を電圧変化に変換
する第2のPN接合素子と、 前記第1トランジスタのコレクタ電流の電流変化を電圧
変化に変換する第1のPN接合素子とを備え、該第1及
び第2のPN接合素子の電圧変化を前記制御信号として
前記差動増幅器に印加するようにしたことを特徴とする
ミュート回路。 - 【請求項3】 エミッタに入力信号が印加されベースに
制御信号が印加されるトランジスタを含み、前記制御信
号に応じて前記入力信号をミュートする差動増幅器と、 ミュート用の制御信号に応じて傾斜信号を作成する傾斜
信号作成回路と、 該傾斜信号作成回路からの傾斜信号に応じた2つの信号
電流を発生する電流ミラー回路と、 ベースに定電圧が印加されエミッタに電流ミラー回路の
一方の電流が供給される第1トランジスタと、 ベースに前記電流ミラー回路の他方の電流が供給される
第2トランジスタと、 該第2トランジスタのコレクタ電流の電流変化を電圧変
化に変換する第2のPN接合素子と、 前記第1トランジスタのコレクタ電流の電流変化を電圧
変化に変換する第1のPN接合素子とを備え、該第1及
び第2のPN接合素子の電圧変化を前記制御信号として
前記差動増幅器に印加するようにしたことを特徴とする
ミュート回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP25963396A JP3485733B2 (ja) | 1996-09-30 | 1996-09-30 | ミュート回路 |
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JP25963396A JP3485733B2 (ja) | 1996-09-30 | 1996-09-30 | ミュート回路 |
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JPH10107550A JPH10107550A (ja) | 1998-04-24 |
JP3485733B2 true JP3485733B2 (ja) | 2004-01-13 |
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JP4712489B2 (ja) * | 2005-08-29 | 2011-06-29 | 三洋電機株式会社 | ミュート回路 |
JP4874881B2 (ja) * | 2007-07-02 | 2012-02-15 | 株式会社東芝 | 集積回路装置及びオーディオシステム |
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1996
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