JP3417628B2 - マルチサブキャリア直交変調信号の既知信号検出方法 - Google Patents
マルチサブキャリア直交変調信号の既知信号検出方法Info
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Description
交変調信号の既知信号検出方法に関する。さらに詳しく
いえば、本発明は、マルチサブキャリア直交変調信号を
使用する通信において、受信同期を取得するために必要
とされる既知信号を検出するためのマルチサブキャリア
直交変調信号の既知信号検出方法に関する。
定される移動体通信の受信同期取得方法に適用可能であ
るが、それのみに限定されない。
信号を検出するマルチサブキャリア直交変調信号の既知
信号検出方法においては、ベースバンド信号を復調し、
復調したベースバンド信号と既知信号とを比較すること
が提案されている。
に基づいて説明する。200 は送信信号である。マルチサ
ブキャリア直交変調信号である送信信号200 は、 Σi mi (t) ・EXP(jωc ・t)・EXP(jωsi・t) で示される。ここで、 mi (t) :ベースバンド信号(i番目) ωc :搬送波角周波数 ωsi:サブキャリア角周波数(i番目) t:時間 である。なお、Σi はiについての総和、EXP (x) は自
然対数の底eのx乗、jは虚数単位を意味する。
でフェージングの影響を受けるため、受信信号202 は、 Σi fi (t) ・mi (t) ・EXP(jωc ・t)・EXP(jωsi
・t) で示される。ここで、 fi (t) :フェージング成分(i番目のサブキャリアに
対する) である。
結果205 は、 Σi fi (t) ・mi (t) ・EXP(jωsi・t)・EXP(j
φc ) となる。
送信信号200 には同期していないので、 ΔTc =t −t' として、 EXP(jφc ) =EXP(jωc ・ΔTc ) とした。
乗じ、それぞれベースバンドフィルタ208 を通過させて
所定帯域を濾過すると、その結果得られる分離信号209
は、 fi (t) ・mi (t) ・EXP(jφc ) ・EXP(jωsi・Δ
T) となる。
送信信号200 には同期していないので、 ΔT=t −t'' とした。なお、本明細書においては、前記回転複素ベク
トル206 をサブキャリア分離用ローカルと記す。また、
このようにして得られる分離信号209 を、サブキャリア
分離信号と記す。
サブキャリア分離信号209 と既知信号Si とを比較すれ
ば、マルチサブキャリア直交変調信号の既知信号を検出
することができるとされている。同図においては、この
ような比較手段がベクトル照合手段211 として示されて
いる。
は、 EXP(jφc ) が含まれていて、このままでは実用的な既知信号検出率
が得られないということから、既知信号Si のサブキャ
リア間の関係と前記サブキャリア分離信号209 のサブキ
ャリア間の関係とを比較することも提案されている。
リア分離信号をhi として、 Z( Si ,Sj ) =Z( hi ,hj ) を判定して既知信号が検出できるとされている。ここ
で、Z( A,B)は、複素ベクトルAと複素ベクトルB
との特定な関係を意味する。
は、 EXP(jωsi・ΔT) も含まれているので、このままでは実用的な既知信号検
出率が得られないということから、ΔTを求めてこの項
を打ち消すことも提案されている。なお、本明細書にお
いては、EXP(jωsi・ΔT) を、(送受信間)位相偏差
と記す。
も、前記サブキャリア分離信号209に含まれるfi (t)
の影響が既知信号検出率を低下させるということから、
前記のような照合において検出判定範囲を拡げることが
提案されている。
出方法においては、遅延分散が大きくなり、フェージン
グ成分fi (t) がサブキャリア毎に異なる幅が大きくな
るほど、前記検出判定範囲を拡げて既知信号検出率を維
持することが必要とされる。
知信号誤検出率の増加を伴うので、拡大範囲に限界があ
り、好ましい手段とは考えられていない。
ブキャリア分離信号間の関係を正しく復元できなくなる
ため、位相偏差を正確に求めることも望まれている。
リア直交変調信号の既知信号検出方法においては、 ・遅延分散によるフェージング成分の影響を少なくする
こと ・位相偏差を正確に求めること を行って、既知信号検出率を向上させ、既知信号誤検出
率を低下させることが課題となっている。
着目し、マルチサブキャリア直交変調信号の既知信号検
出方法において、既知信号検出率を向上させ、既知信号
誤検出率を低下させることにある。
理を説明する信号フロー図である。なお、図1には、請
求範囲以外のものも図示されているが、それによって本
発明を限定するものではない。
号の既知信号検出方法は、サブキャリア分離信号にサブ
キャリア分離用ローカルの複素共役ベクトルと既知信号
の逆数とを乗じて乗算結果を求める。
号、7がサブキャリア分離用ローカル、11がその複素共
役ベクトルを発生するところである。また、14が既知信
号、15がその逆数を乗じるところ(つまり、既知信号で
除算するところ)である。
交変調信号の既知信号検出方法は、サブキャリア間の前
記乗算結果の複素平面上における位置関係が直線等間隔
関係に近い度合いを求める。同図においては、直線等間
隔条件検出手段17がこれに相当する。16は、他のサブキ
ャリアにおける前記乗算結果である。
号の既知信号検出方法は、前記乗算結果を所定順序に並
べて2次差分を求め、前記2次差分の絶対値の自乗を前
記乗算結果の絶対値の自乗の総和で割って除算結果を求
め、前記除算結果を前記直線等間隔関係に近い度合いと
する。
影響を与えるフェージング成分fi (t) は、キャリアの
周波数に対してサブキャリアの周波数間隔が十分小さい
場合には、図2(a) に示すように、複素平面上でおおよ
そ直線等間隔になることが分かった。なお、同図(a) は
4つのサブキャリアの場合を示しているが、これによっ
て本発明におけるサブキャリア数を限定するものではな
い。
交変調信号の既知信号検出方法は、サブキャリア分離信
号にサブキャリア分離用ローカルの複素共役ベクトルを
乗じることによって、位相偏差を含まない信号を得て、
位相偏差を求める必要性自体をなくし、位相偏差の誤差
が既知信号検出率、既知信号誤検出率に与える影響をな
くす。
ャリア直交変調信号の既知信号検出方法は、既知信号の
逆数を乗じてフェージング成分を抽出し、抽出したフェ
ージング成分が複素平面上で直線等間隔に近くなる度合
いを判定することによって、既知信号検出率を向上させ
る。
フェージング成分fi (t) の直線等間隔関係は基本的に
保たれる。従って、遅延分散の大きさと検出判定範囲と
の直接的な関係はなくなり、大きな遅延分散によるフェ
ージング影響下における既知信号検出率を維持するため
に、検出判定範囲を拡げる必然性はなくなる。
ア直交変調信号の既知信号検出方法は、遅延分散の大き
さによる検出判定範囲を拡げる必然性をなくして、既知
信号誤検出率を低下させる。
グが影響すると、その受信信号3は、 Σi fi (t) ・mi (t) ・EXP(jωc ・t)・EXP(jωsi
・t) で示される。
段5の乗算結果6は、 Σi fi (t) ・mi (t) ・EXP(jωsi・t)・EXP(j
φc ) EXP(jφc ) =EXP(jωc ・ΔTC ) で示される。
乗算手段8の乗算結果をベースバンドフィルタ9に通過
させると、 fi (t) ・mi (t) ・EXP(jφc ) ・EXP(jωsi・Δ
T) で示されるサブキャリア分離信号10が得られる。
ーカル7の複素共役を発生することが行われる。この複
素共役11を前記サブキャリア分離信号10に乗じると、こ
の乗算手段12の乗算結果13は、 fi (t) ・mi (t) ・EXP(jφc ) ・EXP(jωsi・t) で示される。この信号は位相偏差を含まない。
信号Si で割ると、既知信号受信時刻t0 においては、 fi (t0)・EXP(jφc ) ・EXP(jωsi・t0) が得られる。
相と呼べば、時刻t0 におけるサブキャリア位相が通信
規約によって定められていれば、これを各サブキャリア
毎にΨi0として、 fi (t0)・EXP(jφc ) ・Ψi0 が得られることになる。
毎に予め決定される定数であるから除去するのは容易で
ある。また、EXP(jφc ) は全サブキャリアに等しく掛
かるので、fi (t0)の前記直線等間隔関係を乱すもので
はない。
ャリアのfi (t0)・EXP(jφc ) が直線等間隔関係に近
ければ、時刻t0 において既知信号Si を受信したこと
が導かれる。同図においては、このような判定が直線等
間隔条件検出手段17で行われることが示されている。16
は、他のサブキャリアのfk (t0)・EXP(jφc ) であ
る。
(Si ・Ψi0) をηi (t) として、ηi (t) のサブキャリア間の2次差
分の絶対値の自乗を、η i (t) の絶対値の自乗の総和で
割ったeAV 2 の性質について説明する。
分が複素平面上で正確に直線等間隔関係にあるとする
と、前記時刻t0 においては、前記ηi (t) の2次差分
が0になることから、前記eAV 2 も0になる。それらが
直線等間隔関係からずれると、前記eAV 2 は正値を取る
ようになる。
て、ベースバンド信号mi (t) が既知信号Si に十分に
近く、フェージング成分fi (t) がfi (t0)に十分近い
時刻tzを想定する。
リア分離信号は殆ど同じ値を取る。そのため、従来のよ
うに前記サブキャリア分離信号を基に既知信号を検出す
る原理においては、このような時刻tzから前記時刻t0
を求めることは困難である。
eAV 2 は、前記2次差分にEXP jω si・t を含むため、
図2(b) に示すように、前記時刻t0 を極小値とする谷
を描いて変動する。
交変調信号の既知信号検出方法は、このような計算を行
うことによって、既知信号受信時刻を極値とする特性を
有する評価値を得ることを可能とし、既知信号検出時刻
の精度を向上させる。
とすることで、(t0 ±τB ) の精度で既知信号検出時刻
を得ることが可能であることが示されている。
変調信号の既知信号検出方法が、実際上どのように具体
化されるのかを、実施例で説明する。
QAMを使用する移動無線受信機に本発明を適用する場
合を想定して、図3(a) に示すブロック図に基づいて実
施例の構成について説明する。なお、M16QAMにお
いては、既知信号は同期シンボルと呼ばれ、転送単位で
あるスロットの先頭に付加される。
て受信される無線信号は、受信部51に入力する。該受信
部51においては、無線信号に同調して受信周波数帯の信
号を抽出すること、抽出した受信周波数帯の信号を直交
復調してサンプリングし、DSP52のポート52a に出力
することが行われる。
の転送間隔をTS として、 TM =TS /KS KS :定数 に設定される。
ングデータはレジスタ52b に記憶され、該レジスタ52b
の記憶内容は演算部52c に読込まれる。該演算部52c に
おいては、後述する制御が実行される。
ては、それらが接続するバス53を介して、相互にデータ
転送が行われる。前記ROM54には、前記演算部52c に
よって実行される制御の制御手順が記憶される。前記R
AM55には、該制御に必要なデータが記憶される。
に示す。同図(b) は、前記受信部51から出力されるサン
プリングデータを記憶する領域である。該領域Wx に
は、(2KS +1)のサンプリングデータが記憶され
る。サフィックスxは、サブキャリア番号である。な
お、該領域Wx の傍に付した番号は該領域Wx のインデ
ックスである。
領域である。サフィックスuは同期シンボル番号を表
し、サフィックスxはサブキャリア番号を表す。該領域
Fuxの個数は(u*x)個確保される。
明 〕次に、図4に基づいて、本例において想定するM
16QAMの通信規約について説明する。
スロットの先頭には、3つの同期シンボルF1 、F2 、
F3 が付加される。それら同期シンボルの後には、デー
タGが転送される。
キャリア位相は0度、つまり、(1+j0)である。ま
た、前記同期シンボルF1 、F2 、F3 、データGの転
送間隔はTS である。
いる。ベクトルの先端に付されている()内の数字はサ
ブキャリア番号である。同期シンボルにおいては、形状
が異なっても、各ベースバンドの絶対値は同じになるよ
うに選択される。
サブキャリア順の位相をΨ11、Ψ12、Ψ13、Ψ14とす
る。同様に、前記同期シンボルF2 、F3 のサブキャリ
ア順の位相を、Ψ21、Ψ22、Ψ23、Ψ24、Ψ31、Ψ32、
Ψ33、Ψ34とする。
〕次に、図5に示すフローチャートに基づいて、前記
演算部52c において実行される同期シンボル検出制御に
ついて説明する。該制御は、前記受信部51から出力され
るサンプリングデータが前記レジスタ52b にセットされ
るたびに、上位制御によって起動される。
(r+1)番目をr番目に移すことが行われる。ここ
で、rは0〜(2KS −1)である。また、このデータ
移動は各サブキャリアについて行われる。
算Aを計算することが行われる。続くステップH62にお
いては、前記RAM55に記憶される変数nに、1が加え
られる。なお、該変数nは別に実行される初期化制御
(詳細は説明せず)において0に初期設定される。
と定数NC とが比較される。該定数NC は、 EXP(jωs ・NC ・TM ) =1 となるように設定される。ここで、ωs は各サブキャリ
アの基底となる角周波数である。
制御はステップH64に移行する。そうでなければ、制御
はステップH65に移行する。ステップH64においては、
前記変数nが0に設定される。そして、制御はステップ
H65に移行する。
トルAの絶対値を意味する。
65で求めたEAV11 2 、EAV12 2 、E AV21 2 、EAV22 2 、
EAV31 2 、EAV32 2 と定数α2 とがそれぞれ比較され
る。これらが全て定数α2 以下であれば、制御はステッ
プH67に移行する。ひとつでも定数α2 よりもおおきい
ものがあれば、該制御は終了する。
同期シンボルが検出できたことが記憶され、フェージン
グ補償処理、復号処理などが行われる。そして、該制御
は終了する。
〕次に、前記ステップH61で計算される演算Aについ
て、図6に示すデータフロー図に基づいて説明する。
は、80の複素共役、つまり、 EXP(−jωs ・n・TM ) が計算される。
に記憶されるサンプリングデータと前記複素共役81との
乗算が行われる。該乗算結果は、LPF84に入力する。
該LPF84においては、ベースバンドフィルタ特性を有
する信号処理が行われる。
力と前記回転複素ベクトル80との乗算が行われる。該乗
算結果は、前記領域W3(2KS ) に記憶される。なお、
()内は前記インデックスを意味する。
に記憶されるサンプリングデータと前記回転複素ベクト
ル80との乗算が行われる。該乗算結果は、LPF85に入
力する。該LPF85においては、ベースバンドフィルタ
特性を有する信号処理が行われる。
力と前記複素共役81との乗算が行われる。該乗算結果
は、前記領域W2(2KS ) に記憶される。
は、90の複素共役、つまり、 EXP(−j3ωs ・n・TM ) が計算される。
に記憶されるサンプリングデータと前記複素共役91との
乗算が行われる。該乗算結果は、LPF94に入力する。
該LPF94においては、ベースバンドフィルタ特性を有
する信号処理が行われる。
力と前記回転複素ベクトル90との乗算が行われる。該乗
算結果は、前記領域W4(2KS ) に記憶される。
に記憶されるサンプリングデータと前記回転複素ベクト
ル90との乗算が行われる。該乗算結果は、LPF95に入
力する。該LPF95においては、ベースバンドフィルタ
特性を有する信号処理が行われる。
力と前記複素共役91との乗算が行われる。該乗算結果
は、前記領域W1(2KS ) に記憶される。
は、それぞれ、前記領域W3(2KS) 、W2(2KS ) 、
W4(2KS ) 、W1(2KS ) に、 EXP(−j2ωS ・T S ) EXP( j2ωS ・T S ) EXP(−j6ωS ・T S ) EXP( j6ωS ・T S ) を乗じることが行われる。
乗算結果には、それぞれ、乗算手段101 、103 、105 、
107 において、 EXP(−Ψ33) ,EXP(−Ψ32) ,EXP(−Ψ34) ,EXP(−Ψ
31) が乗じられ、その乗算結果は前記領域F33、F32、
F34、F31に記憶される。
は、それぞれ、前記領域W3(KS )、W2(KS ) 、W
4(KS ) 、W1(KS ) に、 EXP(−jωS ・T S ) EXP( jωS ・T S ) EXP(−j3ωS ・T S ) EXP( j3ωS ・T S ) を乗じることが行われる。
乗算結果には、それぞれ、乗算手段109 、111 、113 、
115 において、 EXP(−Ψ23) ,EXP(−Ψ22) ,EXP(−Ψ24) ,EXP(−Ψ
21) が乗じられ、その乗算結果は前記領域F23、F22、
F24、F21に記憶される。
は、それぞれ、前記領域W3(0) 、W2(0) 、W4(0)
、W1(0) に、 EXP(−Ψ13) ,EXP(−Ψ12) ,EXP(−Ψ14) ,EXP(−Ψ
11) が乗じられ、その乗算結果は前記領域F13、F12、
F14、F11に記憶される。
信号の既知信号検出方法は、前記のように、サブキャリ
ア分離信号にサブキャリア分離用ローカルの複素共役ベ
クトルと既知信号の逆数とを乗じるので、従来とは異な
って、既知信号検出率、既知信号誤検出率に送受信間位
相偏差の推定誤差が影響することはなくなった。
知信号誤検出率に送受信間位相偏差の推定誤差が影響す
ることがなくなったので、既知信号検出率、既知信号誤
検出率は向上した。
変調信号の既知信号検出方法は、前記のように、フェー
ジング成分を抽出し、抽出したフェージング成分が複素
平面上で直線等間隔関係にあるかどうかを判定するの
で、従来とは異なって、遅延分散が大きくなっても検出
判定範囲を狭く設定したまま既知信号検出率を向上させ
ることが可能になった。
設定することが可能になったので、既知信号誤検出率も
低下させることが可能になった。
号の既知信号検出方法は、前記のように、サブキャリア
分離信号にサブキャリア分離用ローカルの複素共役ベク
トルと既知信号の逆数とを乗じて乗算結果を求め、その
乗算結果のサブキャリア間の2次差分の絶対値の自乗を
前記乗算結果の絶対値の自乗の総和で割るので、既知信
号受信時刻に極値をとる評価値を得ることができた。
で、既知信号検出時刻の正確さを向上させることができ
た。
フローチャートである。
図である。
信号検出方法を説明する信号フロー図である。
Claims (2)
- 【請求項1】 マルチサブキャリア直交変調信号の既知
信号を検出するためのマルチサブキャリア直交変調信号
の既知信号検出方法であって、 サブキャリア分離信号にサブキャリア分離用ローカルの
複素共役ベクトルと既知信号の逆数とを乗じて乗算結果
を求め、 サブキャリア間の前記乗算結果の複素平面上における位
置関係が直線等間隔関係に近い度合いを求めることを特
徴とするマルチサブキャリア直交変調信号の既知信号検
出方法。 - 【請求項2】 請求項1のマルチサブキャリア直交変調
信号の既知信号検出方法において、 前記乗算結果を所定順序に並べて2次差分を求め、 前記2次差分の絶対値の自乗を前記乗算結果の絶対値の
自乗の総和で割って除算結果を求め、前記除算結果を前
記直線等間隔関係に近い度合いとすることを特徴とする
マルチサブキャリア直交変調信号の既知信号検出方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30531693A JP3417628B2 (ja) | 1993-12-06 | 1993-12-06 | マルチサブキャリア直交変調信号の既知信号検出方法 |
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH07162472A JPH07162472A (ja) | 1995-06-23 |
JP3417628B2 true JP3417628B2 (ja) | 2003-06-16 |
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ID=17943643
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-
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- 1993-12-06 JP JP30531693A patent/JP3417628B2/ja not_active Expired - Fee Related
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