JPH07202964A - Ｋ相ｐｓｋ変調信号用蓄積一括復調装置 - Google Patents
Ｋ相ｐｓｋ変調信号用蓄積一括復調装置Info
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- JPH07202964A JPH07202964A JP33676593A JP33676593A JPH07202964A JP H07202964 A JPH07202964 A JP H07202964A JP 33676593 A JP33676593 A JP 33676593A JP 33676593 A JP33676593 A JP 33676593A JP H07202964 A JPH07202964 A JP H07202964A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 シンボル速度（１／Ｔ）に近い大きな周波数
オフセットの推定も可能とする。 【構成】 準同期検波された複素信号はそのシンボル中
央点ｉＴとわずかずれた点（ｉ＋ｒ）Ｔとでそれぞれサ
ンプリングされてＮ＋１個がメモリ１３，２４に記憶さ
れ、そのメモリ１３に入力される信号から初期位相誤差
θ′0 、周波数誤差Δω′が推定部１５で推定され、局
部発振器２５，２６でそれぞれ局部信号ｅｘｐ〔−ｊ
｛θ′0 ＋（Δω′＋２ｋπ／ＫＴ）ｉＴ｝〕、ｅｘｐ
〔−ｊ｛θ′ 0 ＋（Δω′＋２ｋπ／ＫＴ）（ｉ＋γ）
Ｔ｝〕が発生され、それぞれメモリ１３，２４の信号と
乗算器１７，２８で複素乗算される。後者の出力はフィ
ルタ２９でパターンジッタが除去され、これと前者との
距離の分散が推定部２７で求められ、その分散が最小と
なるｋ（４相ＰＳＫの場合−４〜３）の時の乗算器１７
の出力を復号器へ出力する。
オフセットの推定も可能とする。 【構成】 準同期検波された複素信号はそのシンボル中
央点ｉＴとわずかずれた点（ｉ＋ｒ）Ｔとでそれぞれサ
ンプリングされてＮ＋１個がメモリ１３，２４に記憶さ
れ、そのメモリ１３に入力される信号から初期位相誤差
θ′0 、周波数誤差Δω′が推定部１５で推定され、局
部発振器２５，２６でそれぞれ局部信号ｅｘｐ〔−ｊ
｛θ′0 ＋（Δω′＋２ｋπ／ＫＴ）ｉＴ｝〕、ｅｘｐ
〔−ｊ｛θ′ 0 ＋（Δω′＋２ｋπ／ＫＴ）（ｉ＋γ）
Ｔ｝〕が発生され、それぞれメモリ１３，２４の信号と
乗算器１７，２８で複素乗算される。後者の出力はフィ
ルタ２９でパターンジッタが除去され、これと前者との
距離の分散が推定部２７で求められ、その分散が最小と
なるｋ（４相ＰＳＫの場合−４〜３）の時の乗算器１７
の出力を復号器へ出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は無線通信システムにお
けるＫ相ＰＳＫ変調信号を準同期検波してベースバンド
信号とし、このベースバンド信号を、シンボル中央位置
でサンプリングしそのサンプル値をメモリに格納すると
共に、そのサンプル値を用いて初期位相差及び周波数オ
フセットを推定し、この結果に基づき局部発振器の位相
と周波数を設定し、この局部発振器の出力と上記メモリ
に格納されたサンプル値との複素乗算を行うことで復調
を行う蓄積一括復調装置に関する。
けるＫ相ＰＳＫ変調信号を準同期検波してベースバンド
信号とし、このベースバンド信号を、シンボル中央位置
でサンプリングしそのサンプル値をメモリに格納すると
共に、そのサンプル値を用いて初期位相差及び周波数オ
フセットを推定し、この結果に基づき局部発振器の位相
と周波数を設定し、この局部発振器の出力と上記メモリ
に格納されたサンプル値との複素乗算を行うことで復調
を行う蓄積一括復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の蓄積一括復調方式の構成図を図４
に示す。ただし、ここではＫ＝４とし、４相ＰＳＫ変調
信号の場合を示している。準同期検波された出力の同相
検波出力Ｉと直交検波出力Ｑとは入力端子１，２からそ
れぞれＡ／Ｄ変換器３，４に入力されて、クロック発生
器５からのクロックによりシンボル中央位置においてそ
れぞれサンプリングされてデジタル信号に変換され波形
整形用低域通過フィルタ６，７にそれぞれ通される。こ
れらフィルタ６，７からの（Ｎ＋１）個（Ｎは例えば５
０〜１００）の複素ベースバンド離散信号Ｉi ，Ｑ
i （ｉ＝０〜Ｎ）は位相誤差観測部１２に入力されると
ともに、（Ｎ＋１）シンボル分の複素信号を格納するメ
モリ１３に蓄積される。位相誤差観測部１２において
は、（Ｎ＋１）個の信号それぞれに対し、正接演算Ｑi
＝ｔａｎ-1（Ｑi ／Ｉi ）を行うことにより、その時点
での位相を観測するが、変調による位相回転分を除去
し、周波数オフセットによる位相回転のみを観測する必
要があるため、正接演算実施後、π／４で除し、その剰
余を観測する。この操作により変調による位相回転分は
除去される。剰余演算実施前及び実施後における入出力
位相誤差特性は図５Ａで表される。同図より明らかなよ
うに、位相が±π／４、±３π／４の時、位相誤差は０
となり、この位相誤差が０でない場合はその偏角に応じ
た位相誤差が位相誤差観測部１２より出力される。
に示す。ただし、ここではＫ＝４とし、４相ＰＳＫ変調
信号の場合を示している。準同期検波された出力の同相
検波出力Ｉと直交検波出力Ｑとは入力端子１，２からそ
れぞれＡ／Ｄ変換器３，４に入力されて、クロック発生
器５からのクロックによりシンボル中央位置においてそ
れぞれサンプリングされてデジタル信号に変換され波形
整形用低域通過フィルタ６，７にそれぞれ通される。こ
れらフィルタ６，７からの（Ｎ＋１）個（Ｎは例えば５
０〜１００）の複素ベースバンド離散信号Ｉi ，Ｑ
i （ｉ＝０〜Ｎ）は位相誤差観測部１２に入力されると
ともに、（Ｎ＋１）シンボル分の複素信号を格納するメ
モリ１３に蓄積される。位相誤差観測部１２において
は、（Ｎ＋１）個の信号それぞれに対し、正接演算Ｑi
＝ｔａｎ-1（Ｑi ／Ｉi ）を行うことにより、その時点
での位相を観測するが、変調による位相回転分を除去
し、周波数オフセットによる位相回転のみを観測する必
要があるため、正接演算実施後、π／４で除し、その剰
余を観測する。この操作により変調による位相回転分は
除去される。剰余演算実施前及び実施後における入出力
位相誤差特性は図５Ａで表される。同図より明らかなよ
うに、位相が±π／４、±３π／４の時、位相誤差は０
となり、この位相誤差が０でない場合はその偏角に応じ
た位相誤差が位相誤差観測部１２より出力される。
【０００３】この出力は、位相積分器１４において、
（Ｎ＋１）個分に渡り積分される。そして、ｉシンボル
目までの積分値Ａi （ｉ＝０〜Ｎ）がそれぞれ初期位相
誤差及び周波数オフセット推定部１５に供給される。こ
こで、積分値Ａi は時刻０から時刻ｉＴ（Ｔはシンボル
周期）までの位相回転量に相当することになる。図５Ｂ
に横軸を時間、縦軸をＡi とした場合の概念図を示す。
同図より明らかなようにオフセット推定部１５へ入力さ
れる各値（●で示す）は一定傾向をもって増加または減
少する。この（Ｎ＋１）点での値を基に、オフセット推
定部１５にて最小二乗法を用い、一次直線近似する。そ
して、この直線の傾斜が周波数オフセット量Δω、ｙ軸
との切片が初期位相誤差θ′0 として推定される。
（Ｎ＋１）個分に渡り積分される。そして、ｉシンボル
目までの積分値Ａi （ｉ＝０〜Ｎ）がそれぞれ初期位相
誤差及び周波数オフセット推定部１５に供給される。こ
こで、積分値Ａi は時刻０から時刻ｉＴ（Ｔはシンボル
周期）までの位相回転量に相当することになる。図５Ｂ
に横軸を時間、縦軸をＡi とした場合の概念図を示す。
同図より明らかなようにオフセット推定部１５へ入力さ
れる各値（●で示す）は一定傾向をもって増加または減
少する。この（Ｎ＋１）点での値を基に、オフセット推
定部１５にて最小二乗法を用い、一次直線近似する。そ
して、この直線の傾斜が周波数オフセット量Δω、ｙ軸
との切片が初期位相誤差θ′0 として推定される。
【０００４】この推定値を引数として局部信号発生部１
６より搬送波位相誤差除去用局部信号ｅｘｐ（−ｊ
（θ′0 ＋Δω′i Ｔ））を発生させ、これとメモリ１
３に蓄積されていた複素ベースバンド信号Ｉi ，Ｑi と
を乗算器１７において複素乗算する。その結果、入力信
号は周波数誤差、位相誤差が除去され、出力信号Ｉi ，
Ｑ i （ｉ＝０〜Ｎ）は復号器に供給される。
６より搬送波位相誤差除去用局部信号ｅｘｐ（−ｊ
（θ′0 ＋Δω′i Ｔ））を発生させ、これとメモリ１
３に蓄積されていた複素ベースバンド信号Ｉi ，Ｑi と
を乗算器１７において複素乗算する。その結果、入力信
号は周波数誤差、位相誤差が除去され、出力信号Ｉi ，
Ｑ i （ｉ＝０〜Ｎ）は復号器に供給される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】先述の通り、従来の４
相ＰＳＫ変調信号用の蓄積一括復調方式においては、変
調による位相回転分を除去するためにπ／４による剰余
演算を行う必要がある。したがって、周波数オフセット
量Δｆにより１シンボル周期における位相回転量の絶対
値｜２πΔｆＴ｜（Ｔはシンボル周期）が、主値の最大
値である１／（８Ｔ）（＝π／４）を越える場合、一意
的に周波数オフセット量Δｆを推定することは不可能だ
った。
相ＰＳＫ変調信号用の蓄積一括復調方式においては、変
調による位相回転分を除去するためにπ／４による剰余
演算を行う必要がある。したがって、周波数オフセット
量Δｆにより１シンボル周期における位相回転量の絶対
値｜２πΔｆＴ｜（Ｔはシンボル周期）が、主値の最大
値である１／（８Ｔ）（＝π／４）を越える場合、一意
的に周波数オフセット量Δｆを推定することは不可能だ
った。
【０００６】更にこの点について説明する。４相のＰＳ
Ｋ変調信号の場合に、１シンボル周期における位相回転
は図６に示すようになる。同図Ａは図４中の推定部１５
にて推定される周波数オフセットΔω′が正の場合、同
図Ｂは推定値Δω′が負の場合である。以下、図６Ａの
場合について述べる。最小二乗法により求まる角周波数
オフセット推定値をΔω′（＝２πΔｆ，Δｆは周波数
オフセット推定値）とすると、１シンボル期間における
位相回転推定値はΔω′Ｔとなる。これを同図のに示
す。ここで、○は１シンボル前での位相、●は現シンボ
ルでの位相を示す。従来の技術においてはこのΔω′Ｔ
に対し、Δω′Ｔ＜π／４という制約があり、これによ
り周波数オフセットを一意的に推定することが可能だっ
た。しかしここで、真の周波数オフセットとして、シン
ボル速度Ｒ＝１／Ｔまでの場合が存在するとすれば、１
シンボル期間における位相回転量はを含め図に示すよ
うに、〜の８通りの可能性が存在することになり、
真の位相回転量をΔωＴとすると、位相回転推定値との
間に、 ΔωＴ＝Δω′Ｔ＋（π／２）ｋ Δｆ＝Δｆ′＋ｋＲ／４ の関係が成立する。ただし、ｋは−４から３までの整数
である。Δω′が負の場合、すなわち図６Ｂの場合も同
様なことが言える。ただし、この場合、ｋは−３から４
までの整数となる。
Ｋ変調信号の場合に、１シンボル周期における位相回転
は図６に示すようになる。同図Ａは図４中の推定部１５
にて推定される周波数オフセットΔω′が正の場合、同
図Ｂは推定値Δω′が負の場合である。以下、図６Ａの
場合について述べる。最小二乗法により求まる角周波数
オフセット推定値をΔω′（＝２πΔｆ，Δｆは周波数
オフセット推定値）とすると、１シンボル期間における
位相回転推定値はΔω′Ｔとなる。これを同図のに示
す。ここで、○は１シンボル前での位相、●は現シンボ
ルでの位相を示す。従来の技術においてはこのΔω′Ｔ
に対し、Δω′Ｔ＜π／４という制約があり、これによ
り周波数オフセットを一意的に推定することが可能だっ
た。しかしここで、真の周波数オフセットとして、シン
ボル速度Ｒ＝１／Ｔまでの場合が存在するとすれば、１
シンボル期間における位相回転量はを含め図に示すよ
うに、〜の８通りの可能性が存在することになり、
真の位相回転量をΔωＴとすると、位相回転推定値との
間に、 ΔωＴ＝Δω′Ｔ＋（π／２）ｋ Δｆ＝Δｆ′＋ｋＲ／４ の関係が成立する。ただし、ｋは−４から３までの整数
である。Δω′が負の場合、すなわち図６Ｂの場合も同
様なことが言える。ただし、この場合、ｋは−３から４
までの整数となる。
【０００７】一例として、シンボル速度Ｒが６４ｋＨｚ
で、最小二乗法による周波数オフセット推定値Δｆ′が
２ｋＨｚの場合の、真の周波数オフセットΔｆがとりう
る値は図７Ａに示すようになる。この図より明らかなよ
うに、ｋを−３から４まで変化させることにより、Δｆ
がとりうる値としては、−６２ｋＨｚから５０ｋＨｚま
での８通りの可能性がある。ここで、真の周波数オフセ
ットΔｆを３４ｋＨｚとし、ｋを変化させた場合の残留
周波数オフセット量、すなわち真の値と推定値との差は
図７Ｂに示すようになる。この場合、ｋ＝２で残留オフ
セット量は０となり、それ以外の場合の残留オフセット
量は１６ｋＨｚの整数倍となる。したがって、ｋを変化
させるとともに、その際に得られる残留オフセット量が
０であるか、それとも１６ｋＨｚの整数倍であるかを判
定すればよい。
で、最小二乗法による周波数オフセット推定値Δｆ′が
２ｋＨｚの場合の、真の周波数オフセットΔｆがとりう
る値は図７Ａに示すようになる。この図より明らかなよ
うに、ｋを−３から４まで変化させることにより、Δｆ
がとりうる値としては、−６２ｋＨｚから５０ｋＨｚま
での８通りの可能性がある。ここで、真の周波数オフセ
ットΔｆを３４ｋＨｚとし、ｋを変化させた場合の残留
周波数オフセット量、すなわち真の値と推定値との差は
図７Ｂに示すようになる。この場合、ｋ＝２で残留オフ
セット量は０となり、それ以外の場合の残留オフセット
量は１６ｋＨｚの整数倍となる。したがって、ｋを変化
させるとともに、その際に得られる残留オフセット量が
０であるか、それとも１６ｋＨｚの整数倍であるかを判
定すればよい。
【０００８】しかし、１シンボル期間に１サンプルとっ
て周波数オフセットの推定を行う場合、以下に述べる理
由からその判定は不可能となる。図８Ａに周波数オフセ
ットΔｆが０の場合の信号配置を示す。波形整形用低域
通過フィルタとしてはロールオフ率０．４のナイキスト
フィルタを用いている。同図より分かるように、周波数
オフセットΔｆが存在しない場合、各サンプル値は○で
示す４点に集中する。しかし、先述の例に従い、推定値
Δｆ′を補正し、残留周波数オフセット量として１６ｋ
Ｈｚの整数倍が生じた場合も、図８Ｂに示すようにサン
プル値は同様に４点に集中する。
て周波数オフセットの推定を行う場合、以下に述べる理
由からその判定は不可能となる。図８Ａに周波数オフセ
ットΔｆが０の場合の信号配置を示す。波形整形用低域
通過フィルタとしてはロールオフ率０．４のナイキスト
フィルタを用いている。同図より分かるように、周波数
オフセットΔｆが存在しない場合、各サンプル値は○で
示す４点に集中する。しかし、先述の例に従い、推定値
Δｆ′を補正し、残留周波数オフセット量として１６ｋ
Ｈｚの整数倍が生じた場合も、図８Ｂに示すようにサン
プル値は同様に４点に集中する。
【０００９】このためｋを変化させても、前記８通りの
周波数オフセットの何れが真の周波数オフセットである
か判別することはできない。以上は４相ＰＳＫ変調信号
（Ｋ＝４）の場合について述べたが、一般にＫ相ＰＳＫ
変調信号の場合、従来方式においては周波数オフセット
の推定可能範囲は１／（２ＫＴ）が限界とされていた。
この発明の目的は、先に述べた周波数オフセットの推定
限界を解消し、シンボル速度に近いような大きな周波数
オフセットに対してもその推定を可能とするＫ相ＰＳＫ
信号用蓄積一括復調装置を提案することにある。
周波数オフセットの何れが真の周波数オフセットである
か判別することはできない。以上は４相ＰＳＫ変調信号
（Ｋ＝４）の場合について述べたが、一般にＫ相ＰＳＫ
変調信号の場合、従来方式においては周波数オフセット
の推定可能範囲は１／（２ＫＴ）が限界とされていた。
この発明の目的は、先に述べた周波数オフセットの推定
限界を解消し、シンボル速度に近いような大きな周波数
オフセットに対してもその推定を可能とするＫ相ＰＳＫ
信号用蓄積一括復調装置を提案することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明は、従来のＫ相
ＰＳＫ変調信号用蓄積一括復調装置に対し、シンボル中
央位置以外のサンプル点（ｉ＋ｒ）Ｔ（−０．５＜ｒ＜
０．５、ｒ≠０）においても、入力複素ベースバンド信
号をサンプリングする手段と、これらのサンプル値を
（Ｎ＋１）シンボルに渡ってメモリに格納する手段と、
シンボル中央位置に対しｒＴずれたタイミングに対する
搬送波位相誤差除去用局部信号を発生する手段と、その
局部信号と上記メモリから流出された信号とを複素乗算
する手段と、その複素乗算出力に対し変調パターンジッ
タを除去する手段と、このジッタ除去された信号のばら
つきから、これが小さくなるようにｋの値を推定・設定
する手段とが設けられ、かつ搬送波位相誤差除去用局部
信号は、そのシンボル中央に対するもの、またｒＴずれ
たものの何れに対しても、推定値ΔＦ′に２πｋ／ＫＴ
の周波数誤差が更に加えられて発生される。
ＰＳＫ変調信号用蓄積一括復調装置に対し、シンボル中
央位置以外のサンプル点（ｉ＋ｒ）Ｔ（−０．５＜ｒ＜
０．５、ｒ≠０）においても、入力複素ベースバンド信
号をサンプリングする手段と、これらのサンプル値を
（Ｎ＋１）シンボルに渡ってメモリに格納する手段と、
シンボル中央位置に対しｒＴずれたタイミングに対する
搬送波位相誤差除去用局部信号を発生する手段と、その
局部信号と上記メモリから流出された信号とを複素乗算
する手段と、その複素乗算出力に対し変調パターンジッ
タを除去する手段と、このジッタ除去された信号のばら
つきから、これが小さくなるようにｋの値を推定・設定
する手段とが設けられ、かつ搬送波位相誤差除去用局部
信号は、そのシンボル中央に対するもの、またｒＴずれ
たものの何れに対しても、推定値ΔＦ′に２πｋ／ＫＴ
の周波数誤差が更に加えられて発生される。
【００１１】
【実施例】図１にこの発明の実施例を示し、図４と対応
する部分に同一符号を付けてある。この発明において
は、入力端子１，２からの準同期検波された複素ベース
バンド４相ＰＳＫ信号はＡ／Ｄ変換器１８，１９でシン
ボル中央値ｉＴからｒＴ（−０．５＜ｒ＜０．５、ｒ≠
０）ずれたタイミング（ｉ＋ｒ）Ｔでサンプリングされ
る。このサンプリングクロックはクロック発生器５のク
ロックが遅延回路２０でｒＴだけ遅延されたものが用い
られる。これらＡ／Ｄ変換器１８，１９からのサンプル
値Ｉ′i (r) ，Ｑi (r) （ｉ＝０〜Ｎ）はそれぞれ波形
整形用低域通過フィルタ２１，２２を通じてメモリ２４
に格納される。一方、局部発振器２５，２６が設けら
れ、これらに対して推定部１５で推定された初期位相誤
差θ′0 、周波数オフセット量Δω′が設定され、かつ
ｋ設定・推定部２７からｋが設定される。局部発振器２
５から局部信号ｅｘｐ（−ｊ｛θ′0 ＋（Δω′＋２ｋ
π／ＫＴ）ｉＴ｝）が発生され、局部発振器２６から局
部信号ｅｘｐ（−ｊ｛θ′0＋（Δω′＋２ｋπ／Ｋ
Ｔ）（ｉ＋ｒ）Ｔ｝）が発生される。つまりこれら局部
信号は、図４の場合に対し、２ｋπ／ＫＴも周波数誤差
として加えられている。
する部分に同一符号を付けてある。この発明において
は、入力端子１，２からの準同期検波された複素ベース
バンド４相ＰＳＫ信号はＡ／Ｄ変換器１８，１９でシン
ボル中央値ｉＴからｒＴ（−０．５＜ｒ＜０．５、ｒ≠
０）ずれたタイミング（ｉ＋ｒ）Ｔでサンプリングされ
る。このサンプリングクロックはクロック発生器５のク
ロックが遅延回路２０でｒＴだけ遅延されたものが用い
られる。これらＡ／Ｄ変換器１８，１９からのサンプル
値Ｉ′i (r) ，Ｑi (r) （ｉ＝０〜Ｎ）はそれぞれ波形
整形用低域通過フィルタ２１，２２を通じてメモリ２４
に格納される。一方、局部発振器２５，２６が設けら
れ、これらに対して推定部１５で推定された初期位相誤
差θ′0 、周波数オフセット量Δω′が設定され、かつ
ｋ設定・推定部２７からｋが設定される。局部発振器２
５から局部信号ｅｘｐ（−ｊ｛θ′0 ＋（Δω′＋２ｋ
π／ＫＴ）ｉＴ｝）が発生され、局部発振器２６から局
部信号ｅｘｐ（−ｊ｛θ′0＋（Δω′＋２ｋπ／Ｋ
Ｔ）（ｉ＋ｒ）Ｔ｝）が発生される。つまりこれら局部
信号は、図４の場合に対し、２ｋπ／ＫＴも周波数誤差
として加えられている。
【００１２】これら局部発振器２５及び２６は例えば図
２に示すように構成される。演算部３１に初期位相誤差
θ′0 、周波数オフセット推定値Δω′、ｋの値及び入
力信号の入力時刻を示すｉまたは（ｉ＋ｒ）が入力され
てθ′＋（Δω′＋２ｋπ／ＫＴ）ｉＴが演算され、そ
の演算結果に対し、割算部３２において２πで割った残
りを求める剰余演算がされ、その出力が局部信号の指数
関数の引数となり、ＲＯＭテーブル３３にアドレスとし
て与えられる。ＲＯＭテーブル３３では、この入力アド
レスに対応した複素指数データを出力する。その出力の
うち、正弦成分については乗算部３４において（−１）
と乗算されて出力される。
２に示すように構成される。演算部３１に初期位相誤差
θ′0 、周波数オフセット推定値Δω′、ｋの値及び入
力信号の入力時刻を示すｉまたは（ｉ＋ｒ）が入力され
てθ′＋（Δω′＋２ｋπ／ＫＴ）ｉＴが演算され、そ
の演算結果に対し、割算部３２において２πで割った残
りを求める剰余演算がされ、その出力が局部信号の指数
関数の引数となり、ＲＯＭテーブル３３にアドレスとし
て与えられる。ＲＯＭテーブル３３では、この入力アド
レスに対応した複素指数データを出力する。その出力の
うち、正弦成分については乗算部３４において（−１）
と乗算されて出力される。
【００１３】図１の説明に戻って、メモリ１３から読出
された各サンプル値Ｉi ，Ｑi は局部発振器２５からの
局部信号が乗算量１７で複素乗算されてｋ設定・推定部
２７に供給される。またメモリ２４から読出された各サ
ンプル値Ｉi (r) ，Ｑi (r)は局部発振器２６からの局
部信号が乗算器２８で複素乗算される。この乗算出力に
変調パータンジッタ除去用フィルタ２９により、タイミ
ング（ｉ＋ｒ）Ｔにおける変調にもとずくばらつき（ジ
ッタ）が除去されてｋ設定・推定部２７に供給される。
された各サンプル値Ｉi ，Ｑi は局部発振器２５からの
局部信号が乗算量１７で複素乗算されてｋ設定・推定部
２７に供給される。またメモリ２４から読出された各サ
ンプル値Ｉi (r) ，Ｑi (r)は局部発振器２６からの局
部信号が乗算器２８で複素乗算される。この乗算出力に
変調パータンジッタ除去用フィルタ２９により、タイミ
ング（ｉ＋ｒ）Ｔにおける変調にもとずくばらつき（ジ
ッタ）が除去されてｋ設定・推定部２７に供給される。
【００１４】ところで周波数オフセットが存在しない場
合のアイパターンは図９Ａに示すようにシンボル中央位
置ｉＴ、すなわちアイ開口部においてサンプリングを行
うと、その値は＋１または−１となる。しかし（ｉ＋
ｒ）Ｔ点でサンプリングを行うと、変調パターンによる
影響で、そのサンプル値はジッタをもつ。このジッタを
除去するために用いられるフィルタ２９の周波数特性
は、送受信総合での波形整用フィルタのインパルス応答
を、シンボル中央位置からｒＴだけずらし、Ｔ間隔で離
散化し、それをフーリエ変換して求まる周波数特性の逆
特性を有するものであり、これに（ｉ＋ｒ）Ｔのサンプ
ル値を通すことにより、（ｉ＋ｒ）Ｔ点におけるサンプ
ル値は変調パターンの影響によるジッタが除去されるた
め、そのアイパターンは図９Ｂに示すように、ｉＴ点で
はジッタをもつようになるが、（ｉ＋ｒ）Ｔ点では＋１
又は−１をとることになる。この特性は図１０Ａの信号
配置図においても明らかである。●が（ｉ＋ｒ）Ｔ点で
のサンプル値である。このサンプル値が４点のいずれか
をとることが分かる。図１０Ａは周波数オフセットΔｆ
が０の場合であるが、例えば先の例に従って１６ｋＨｚ
の残留オフセットが存在する場合、その特性は図１０Ｂ
に示すように変化する。（ｉ＋ｒ）Ｔ点でのサンプル
値、すなわち●で示す値がばらつきをもつことが分か
る。したがって、この発明では各ｋにおいてこのばらつ
きの状況等を観ることにより、ばらつきの最も小さいｋ
を決定し、残留オフセット量を０とする。
合のアイパターンは図９Ａに示すようにシンボル中央位
置ｉＴ、すなわちアイ開口部においてサンプリングを行
うと、その値は＋１または−１となる。しかし（ｉ＋
ｒ）Ｔ点でサンプリングを行うと、変調パターンによる
影響で、そのサンプル値はジッタをもつ。このジッタを
除去するために用いられるフィルタ２９の周波数特性
は、送受信総合での波形整用フィルタのインパルス応答
を、シンボル中央位置からｒＴだけずらし、Ｔ間隔で離
散化し、それをフーリエ変換して求まる周波数特性の逆
特性を有するものであり、これに（ｉ＋ｒ）Ｔのサンプ
ル値を通すことにより、（ｉ＋ｒ）Ｔ点におけるサンプ
ル値は変調パターンの影響によるジッタが除去されるた
め、そのアイパターンは図９Ｂに示すように、ｉＴ点で
はジッタをもつようになるが、（ｉ＋ｒ）Ｔ点では＋１
又は−１をとることになる。この特性は図１０Ａの信号
配置図においても明らかである。●が（ｉ＋ｒ）Ｔ点で
のサンプル値である。このサンプル値が４点のいずれか
をとることが分かる。図１０Ａは周波数オフセットΔｆ
が０の場合であるが、例えば先の例に従って１６ｋＨｚ
の残留オフセットが存在する場合、その特性は図１０Ｂ
に示すように変化する。（ｉ＋ｒ）Ｔ点でのサンプル
値、すなわち●で示す値がばらつきをもつことが分か
る。したがって、この発明では各ｋにおいてこのばらつ
きの状況等を観ることにより、ばらつきの最も小さいｋ
を決定し、残留オフセット量を０とする。
【００１５】ｋ設定・推定部２７における処理手順の一
例を図３に示す。ｋ推定に要するサンプル数はメモリ１
３，２４に格納された（Ｎ＋１）サンプルのうち、ｉs
番目からＩe 番目までの（Ｉe −ｉs ＋１）サンプルと
する。まずｋ＝０とし（Ｓ1）、またｉ＝ｉs とする
（Ｓ2 ）、次に設定されたｋに基づきｋ設定・推定部２
７に入力されるサンプル点ｉＴでの複素データ（Ｉki，
Ｑki）とサンプル点（ｉ＋ｒ）Ｔでの複素データ（Ｉki
(r) , Ｑki (r) ）との信号点間の距離ｄkiが算出される
（Ｓ3 ）。この距離ｄkiの計算はｉがｉｅになるまでｉ
を更新して行う（Ｓ4 ，Ｓ5 ）。次にこれら（Ｉe −ｉ
s ＋１）サンプルに渡る距離ｄkiの分散σ k 2 をとる
（Ｓ6 ）。
例を図３に示す。ｋ推定に要するサンプル数はメモリ１
３，２４に格納された（Ｎ＋１）サンプルのうち、ｉs
番目からＩe 番目までの（Ｉe −ｉs ＋１）サンプルと
する。まずｋ＝０とし（Ｓ1）、またｉ＝ｉs とする
（Ｓ2 ）、次に設定されたｋに基づきｋ設定・推定部２
７に入力されるサンプル点ｉＴでの複素データ（Ｉki，
Ｑki）とサンプル点（ｉ＋ｒ）Ｔでの複素データ（Ｉki
(r) , Ｑki (r) ）との信号点間の距離ｄkiが算出される
（Ｓ3 ）。この距離ｄkiの計算はｉがｉｅになるまでｉ
を更新して行う（Ｓ4 ，Ｓ5 ）。次にこれら（Ｉe −ｉ
s ＋１）サンプルに渡る距離ｄkiの分散σ k 2 をとる
（Ｓ6 ）。
【００１６】その分散σk 2 が今までに計算した分散の
中での最小値σk ,2より小さいかをチェックし
（Ｓ7 ）、σk 2 がσk ,2より小さい場合は、そのσk
2 をσk ,2（Ｓ8 ）、これに対応した（Ｉki，Ｑki）を
（Ｉk , i ，Ｑk , i ）として格納しておく（Ｓ9 ）。
この処理をとりうるすべてのｋ（≦Ｋ）において繰り返
し（Ｓ 10，Ｓ11）、最終的に分散σk 2 が最小となる
（Ｉk , i ，Ｑk , i ）を復調出力（Ｉk , i ，Ｑk ,
i ）として出力し（Ｓ12）、これが復号器に供給され
る。
中での最小値σk ,2より小さいかをチェックし
（Ｓ7 ）、σk 2 がσk ,2より小さい場合は、そのσk
2 をσk ,2（Ｓ8 ）、これに対応した（Ｉki，Ｑki）を
（Ｉk , i ，Ｑk , i ）として格納しておく（Ｓ9 ）。
この処理をとりうるすべてのｋ（≦Ｋ）において繰り返
し（Ｓ 10，Ｓ11）、最終的に分散σk 2 が最小となる
（Ｉk , i ，Ｑk , i ）を復調出力（Ｉk , i ，Ｑk ,
i ）として出力し（Ｓ12）、これが復号器に供給され
る。
【００１７】以上は複素信号間距離ｄkiの分散σk 2 を
比較してそれが最小となるｋを求めたが、このうちの実
成分すなわち（Ｉki−Ｉki (r) ）の絶対値または虚数成
分すなわち（Ｑki−Ｑki (r) ）の絶対値の分散を比較し
てその分散が最小となるｋを求めてもよい。この場合は
演算量の削減が図られる。また、以上の例ではとりうる
全てのｋについて分散の大小比較を行っているが、ある
しきい値を設定し、分散値がこのしきい値以下となった
場合、それに対応する（Ｉki，Ｑki）を（Ｉk , i ，Ｑ
k , i ）として出力してもよい。この場合、ｋ推定に要
する時間の短縮が図られる。さらに、以上示した例はサ
ンプル点ｉＴでの複素データ（Ｉki，Ｑ ki）とサンプル
点（ｉ＋ｒ）Ｔでの複素データ（Ｉki (r) ，Ｑki (r) ）
との両方のデータを基に分散値の計算を行ったが、ｉ＝
ｉs 〜Ｉe での（Ｉki (r) ，Ｑki (r) ）の分散値が最小
となるｋを推定してもよい。
比較してそれが最小となるｋを求めたが、このうちの実
成分すなわち（Ｉki−Ｉki (r) ）の絶対値または虚数成
分すなわち（Ｑki−Ｑki (r) ）の絶対値の分散を比較し
てその分散が最小となるｋを求めてもよい。この場合は
演算量の削減が図られる。また、以上の例ではとりうる
全てのｋについて分散の大小比較を行っているが、ある
しきい値を設定し、分散値がこのしきい値以下となった
場合、それに対応する（Ｉki，Ｑki）を（Ｉk , i ，Ｑ
k , i ）として出力してもよい。この場合、ｋ推定に要
する時間の短縮が図られる。さらに、以上示した例はサ
ンプル点ｉＴでの複素データ（Ｉki，Ｑ ki）とサンプル
点（ｉ＋ｒ）Ｔでの複素データ（Ｉki (r) ，Ｑki (r) ）
との両方のデータを基に分散値の計算を行ったが、ｉ＝
ｉs 〜Ｉe での（Ｉki (r) ，Ｑki (r) ）の分散値が最小
となるｋを推定してもよい。
【００１８】以上のようにして正しいｋが推定され、位
相誤差及び周波数誤差が完全に除去された場合は、変調
パターンジッタ除去フィルタ２９の出力（Ｉik (r) ，Ｑ
ik ( r)）にジッタは生じないものとなる。上述におい
て、シンボル中央位置とｒＴずれた位置の各サンプル値
を得るため、それぞれ各別のＡ／Ｄ変換器を設けたが、
例えば１サンプルを４サンプルずつサンプリングし、そ
のうちの２番目（中央位置）のものと、３番目（中央位
置からｒＴ（ｒ＝０．２５）ずれた位置）のものとして
用いてもよい。あるいは例えば電子情報通信学会論文誌
Ｂ，Ｖｏｌ．Ｊ７１−Ｂ、Ｎｏ，４、ｐｐ，５４０〜５
４６「ＰＳＫ信号蓄積一括復調方式におけるタイミング
抽出とキャリヤ抽出」中に述べている手法においては１
シンボル中を多数サンプリングするがこのサンプル点中
の中央位置と、これからｒＴずれた位置のものとを用い
るようにしてもよい。
相誤差及び周波数誤差が完全に除去された場合は、変調
パターンジッタ除去フィルタ２９の出力（Ｉik (r) ，Ｑ
ik ( r)）にジッタは生じないものとなる。上述におい
て、シンボル中央位置とｒＴずれた位置の各サンプル値
を得るため、それぞれ各別のＡ／Ｄ変換器を設けたが、
例えば１サンプルを４サンプルずつサンプリングし、そ
のうちの２番目（中央位置）のものと、３番目（中央位
置からｒＴ（ｒ＝０．２５）ずれた位置）のものとして
用いてもよい。あるいは例えば電子情報通信学会論文誌
Ｂ，Ｖｏｌ．Ｊ７１−Ｂ、Ｎｏ，４、ｐｐ，５４０〜５
４６「ＰＳＫ信号蓄積一括復調方式におけるタイミング
抽出とキャリヤ抽出」中に述べている手法においては１
シンボル中を多数サンプリングするがこのサンプル点中
の中央位置と、これからｒＴずれた位置のものとを用い
るようにしてもよい。
【００１９】
【発明の効果】以上述べたように従来においては周波数
オフセットの推定範囲は１／２ＫＴ（Ｋ：変調相数、Ｔ
シンボル周期）が限界であったが、この発明によればシ
ンボル速度に近いような大きな周波数オフセットに対し
ても推定することができる。この発明は低軌道衛星を用
いた衛星通信システムのようにドプラシフトの影響によ
り大きな搬送周波数オフセットが生じる無線通信システ
ムに適用して効果的である。
オフセットの推定範囲は１／２ＫＴ（Ｋ：変調相数、Ｔ
シンボル周期）が限界であったが、この発明によればシ
ンボル速度に近いような大きな周波数オフセットに対し
ても推定することができる。この発明は低軌道衛星を用
いた衛星通信システムのようにドプラシフトの影響によ
り大きな搬送周波数オフセットが生じる無線通信システ
ムに適用して効果的である。
【図１】この発明の実施例を示すブロック図。
【図２】図１中の局部発振器２５（２６）の構成例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図３】図１中のｋ設定・推定部２７における処理手順
の一例を示す流れ図。
の一例を示す流れ図。
【図４】従来の４相ＰＳＫ変調信号用蓄積一括復調装置
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図５】Ａは従来装置における変調成分除去のための剰
余演算時の瞬時位相の入出力特性図、Ｂは従来装置にお
ける周波数誤差、初期位相誤差の推定に用いる最小二乗
法に関する概念図である。
余演算時の瞬時位相の入出力特性図、Ｂは従来装置にお
ける周波数誤差、初期位相誤差の推定に用いる最小二乗
法に関する概念図である。
【図６】４相ＰＳＫ変調信号の１シンボル周期内の位相
回転を示す図。
回転を示す図。
【図７】Ａは推定周波数オフセットΔｆ′と真の周波数
オフセット量との関係例を示す図、Ｂは真のオフセット
が３４ｋＨｚの場合の残留周波数オフセットの例を示す
図である。
オフセット量との関係例を示す図、Ｂは真のオフセット
が３４ｋＨｚの場合の残留周波数オフセットの例を示す
図である。
【図８】周波数オフセットが０及びシンボル速度の１／
４倍のときの４相ＰＳＫ変調信号の信号配置を示す図。
４倍のときの４相ＰＳＫ変調信号の信号配置を示す図。
【図９】変調パターンジッタ除去用フィルタ２９（図
１）通過前及び通過後における信号のアイパターンを示
す図。
１）通過前及び通過後における信号のアイパターンを示
す図。
【図１０】周波数オフセットが０及びシンボル速度の１
／４倍のときの変調パターンジッタ除去用フィルタ通過
後における信号配置を示す図。
／４倍のときの変調パターンジッタ除去用フィルタ通過
後における信号配置を示す図。
Claims (1)
- 【請求項１】 準同期検波された複素ベースバンドＫ相
ＰＳＫ信号に対し、シンボル中央位置ｉＴ（ｉは０≦ｉ
≦Ｎの整数、Ｔはシンボル周期）でサンプリングし、こ
のサンプル値を（Ｎ＋１）シンボルに渡ってメモリに格
納すると共に、上記サンプル値を用いて初期位相差及び
周波数誤差を推定し、これら推定結果に基づき局部発振
器の位相及び周波数を設定し、この局部発振器の出力
を、上記メモリに格納されているサンプル値と複素乗算
して復調を行うＫ相ＰＳＫ変調信号用蓄積一括復調装置
において、 上記推定周波数誤差に２ｋπ／ＫＴ（ｋは整数）を加算
したものが上記局部発振器に周波数誤差として設定さ
れ、 上記シンボル中央位置以外のサンプル点（ｉ＋ｒ）Ｔ
（−０．５＜ｒ＜０．５，ｒ≠０）で上記複素ベースバ
ンドＫ相ＰＳＫ信号をサンプリングする手段と、 そのサンプリング手段よりのサンプル値を（Ｎ＋１）シ
ンボルに渡って第２メモリに格納する手段と、 上記局部発振器の出力に対し、ｒＴ位相がずれた信号を
出力する第２局部発振器と、 その第２局部発振器の出力を上記第２メモリのサンプル
値に複素乗算する乗算手段と、 その乗算手段の乗算出力に対する変調パターンジッタを
除去する手段と、 そのパターンジッタ除去された信号を用い、そのばらつ
きが小さくなるように上記ｋを設定・推定するｋ設定・
推定手段と、 が設けられていることを特徴とするＫ相ＰＳＫ変調信号
用蓄積一括復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33676593A JPH07202964A (ja) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | Ｋ相ｐｓｋ変調信号用蓄積一括復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33676593A JPH07202964A (ja) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | Ｋ相ｐｓｋ変調信号用蓄積一括復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07202964A true JPH07202964A (ja) | 1995-08-04 |
Family
ID=18302498
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33676593A Pending JPH07202964A (ja) | 1993-12-28 | 1993-12-28 | Ｋ相ｐｓｋ変調信号用蓄積一括復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07202964A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100315343B1 (ko) * | 1998-08-03 | 2002-02-19 | 김진찬 | 위성통신시스템용채널모뎀의에러추정방법및그장치 |
| US6996156B1 (en) | 1999-06-29 | 2006-02-07 | Nec Corporation | CDMA receiver capable of estimation of frequency offset in high precision |
| JP2009534955A (ja) * | 2006-05-03 | 2009-09-24 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 試験受信機における位相補正 |
| JP2009538054A (ja) * | 2006-05-15 | 2009-10-29 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | ノイズ変動を計算するシステム及び方法 |
| WO2010021041A1 (ja) * | 2008-08-21 | 2010-02-25 | 富士通株式会社 | 受信機および受信方法 |
| JP2017513417A (ja) * | 2014-03-28 | 2017-05-25 | オリンパス株式会社 | 変調信号の符号タイミングを回復する周波数及び位相オフセット補償 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04365245A (ja) * | 1991-06-12 | 1992-12-17 | Mitsubishi Electric Corp | 蓄積一括復調装置 |
-
1993
- 1993-12-28 JP JP33676593A patent/JPH07202964A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04365245A (ja) * | 1991-06-12 | 1992-12-17 | Mitsubishi Electric Corp | 蓄積一括復調装置 |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100315343B1 (ko) * | 1998-08-03 | 2002-02-19 | 김진찬 | 위성통신시스템용채널모뎀의에러추정방법및그장치 |
| US6996156B1 (en) | 1999-06-29 | 2006-02-07 | Nec Corporation | CDMA receiver capable of estimation of frequency offset in high precision |
| JP2009534955A (ja) * | 2006-05-03 | 2009-09-24 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 試験受信機における位相補正 |
| JP2009538054A (ja) * | 2006-05-15 | 2009-10-29 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | ノイズ変動を計算するシステム及び方法 |
| WO2010021041A1 (ja) * | 2008-08-21 | 2010-02-25 | 富士通株式会社 | 受信機および受信方法 |
| US8243858B2 (en) | 2008-08-21 | 2012-08-14 | Fujitsu Limited | Receiver and method for receiving |
| JP5067485B2 (ja) * | 2008-08-21 | 2012-11-07 | 富士通株式会社 | 受信機および受信方法 |
| JP2017513417A (ja) * | 2014-03-28 | 2017-05-25 | オリンパス株式会社 | 変調信号の符号タイミングを回復する周波数及び位相オフセット補償 |
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