JP3406494B2 - マルチレート化遅延多重方式スペクトル直接拡散通信システムにおける送信装置および受信装置並びにマルチレート化遅延多重方式スペクトル直接拡散通信システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散通
信に関し、より詳細には、多重数を可変とした（マルチ
レート化）スペクトル直接拡散多重通信において、送信
電力を一定とした当該通信システムに関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、スペクトル拡散通信方式は、新し
い通信方式として、注目されている。一般のデータ通信
に用いられる変調方式は、狭帯域変調方式であり、比較
的小型の回路で実現できるが、室内（オフィス、工場
等）のように、マルチパスや狭帯域の有色雑音に対して
は弱いという欠点をもつ。これに対して、スペクトル拡
散通信方式は、データのスペクトルを拡散符号によって
拡散し、広帯域で伝送するため、これらの欠点を解消で
きるという利点をもつ。

【０００３】しかし、反面、データの伝送速度に対し
て、幅広い帯域を必要とするため、高速のデータ伝送は
困難であった。例えば、１１チップの拡散符号で拡散し
て伝送する場合でＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift K
eying）変調を用いて伝送する場合を考えると、２Ｍｂ
ｐｓのデータ伝送に対して、２２ＭＨｚの帯域が必要と
なる。もし、１０Ｍｂｐｓのデータを送る場合には、１
１０ＭＨｚの帯域が必要になることになる。しかも、無
線で伝送できる帯域は限られているので、この面からも
高速データの伝送を困難なものとしていた。

【０００４】そこで、限られた帯域で高速伝送を行う手
段として、拡散した信号を遅延して多重する方式（以
下、遅延多重方式、と呼ぶ）が提案されている（特開平
９−５５７１４号公報、参照）。この方式を用いること
によって、限られた帯域で高速伝送ができるようにな
る。先程の例（２Ｍｂｐｓデータ、２２ＭＨｚ帯域）で
は、特開平９−５５７１４号公報開示の方法を用いた場
合、同じ帯域で２多重すると４Ｍｂｐｓのデータが、５
多重すると１０Ｍｂｐｓのデータ通信ができるようにな
る。

【０００５】図１６は、従来、提案されている遅延多重
方式に用いる回路の一例を示すブロック図である。図１
６において、データ発生部１１０で発生したデータは、
差動符号化部１１１で差動符号化され、その後、Ｓ／Ｐ
変換部１１２で多重する数にパラレル変換される。その
後、パラレルデータは、各乗算部（１１３−１〜１１３
−４）でＰＮ発生器１１４からのＰＮ符号をかけて拡散
された後に、遅延素子（１１５−１〜１１５−４）に
て、各々遅延する。次に、遅延されたデータを合波器１
１６で合波して、多値のデジタル信号になり、変調器１
１９にて発振器１２０の発振が変調されて、周波数変換
部１２２、電力増幅部１２３等を経て、送信される。こ
の結果、限られた帯域での高速伝送が可能になる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】このようなスペクトル
拡散を用いた通信システムは、送信信号が、１，−１で
あり、これを多重すると多重後に多重部では、多値を取
る。例えば、５多重においては、−５，−３，−１，
１，３，５の値を取る。これを図１７に示す。図１７に
示すように、多重後の演算値は、１重部と多重部で、大
きく異なってしまう。一方、通信システムでは、通常、
通信帯域であるＲＦ帯域まで、周波数変換して送信する
が、その場合、この演算値である、１重部の１，−１
と、５多重部の、−５，−３，−１，１，３，５では、
送信出力が１重部と多重部で同一とならなくなってしま
う状態になっていた。ところで、日本のスペクトル拡散
を用いた通信には、現状日本の帯域では、ＩＳＭ（Indu
strial Scientifie Medical）帯域を用いた通信システ
ムが、特定小電力の通信システムとして認められてお
り、ＲＣＲ−ＳＴＤ−３３（ＲＣＲ：Researeh and Dev
elopment Center for Radio System）として、規格化さ
れいる。

【０００７】この規格には使用できる帯域、電力等の物
理的な規格が決められており、送信出力についても、申
請した出力値に対して、その出力を守ることが規定され
ている（但し、いくつかの許容誤差がある）。このた
め、多重したままの値を同一増幅率で、増幅して出力す
ると、この規格に収まらない危険性を有している。ま
た、システム自体も、１重部分／多重部分で同一電力で
あることが、送信系の高出力アンプや、受信系のアンプ
にとっても望ましく、これらの条件を満足しないままシ
ステムを用いることが問題となっていた。

【０００８】また、当該通信システムにおける別の回路
方式を図１８及び図１９に示す。図１８において、上述
した図１６に示す回路との相違は、多重数の違いと、付
加的な手段として検波・コントロール部１２１ｃと利得
可変増幅器１２１をさらに備えた点にある。また、図１
９は、拡散，遅延，加算演算をデジタルで行うようにす
るために、図１８の構成を変更したもので、それぞれデ
ジタル動作を行う乗算器１１３′−１〜１１３′−５，
遅延素子１１５′−１〜１１５′−５及び演算部１１７
を用い遅延多重化した後で、Ｄ／Ａ変換部１１８でＤ／
Ａ変換して変調器１１９へ入力するという手段をとって
いるが、その点を除き図１８と変わりがない。図１８，
図１９に示すように、通信システムによっては、送信系
の電力を検知し、送信出力を一定に制御する検波・コン
トロール部１２１ｃからの制御信号で利得を変える利得
可変増幅器１２１を有するものがある。これは、素子間
のばらつき，温度特性，素子の経年変化になる出力低下
等のシステムのばらつきをなくし、一定の出力にするた
めのもので変調器１１９の後に利得可変増幅器１２１を
設ける。そして、通常、検波・コントロール部１２１ｃ
は、変調器１１９後のＲＦ信号かＩＦ信号部分にて電力
を検波して、被制御信号として検出し、これをもとに検
波後の電力を一定に保つように利得可変増幅器１２１を
コントロールしている。

【０００９】この制御動作は、本来はシステムのばらつ
きを吸収するためのものであるので、ノイズ等でばらつ
かないように積分の時定数は比較的長く取っている。こ
の回路において、１重部／多重部をもつ信号を入力した
場合の特性を図２０に示す。図２０（Ａ）は、利得可変
増幅器１２１の入力側の出力電力変化を示し、図２０
（Ｃ）は、利得を可変制御した場合の出力を示す。図２
０（Ｂ）は、上述した積分の時定数を比較的長く取った
場合のコントロール電圧を示す。図２０（Ｃ）に示すよ
うに、かなりの時間経過後においては、送信電力は一定
になるように保たれるが、過渡期において、積分区間
分、送信出力が大きく増大してしまう問題点を有してい
た。

【００１０】この発明は、こうした従来技術における問
題点に鑑みてなされたもので、多重数が変わるマルチレ
ート化した遅延多重化方式によるスペクトル直接拡散通
信システムにおいて、送信電力の一定化を行う場合に、
出力変動を小さく抑え、制御動作を可及的に早く行うよ
うにした当該システムを提供することをその解決すべき
課題とする。

【００１１】

【００１２】

【００１３】

【００１４】

【００１５】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、同一
の拡散符号で直接拡散した信号それぞれを任意のチップ
数ずつ遅延させた複数系列の信号を多重する遅延多重化
手段と、該遅延多重化手段による多重化後の信号を変調
し、帯域変換し送信信号を生成する送信処理手段とを備
え、１重部分と所定数の多重部分を持ったフォーマット
でマルチレートの送信信号の生成動作を行うマルチレー
ト化遅延多重方式スペクトル直接拡散通信システムにお
ける送信装置であり、かつ、送信電力を一定にコントロ
ールするコントロール手段を有し、異なった多重数、あ
るいは１重、多重、相互間の送信電力が一定に保たれて
いるシステムにおいて、前記コントロール手段からのコ
ントロール信号の大きさを前記フォーマットによる多重
化信号に基づいて変換する手段を設け、前記遅延多重化
手段にデジタル演算を用いる場合に、前記コントロール
手段の一手段として、前記デジタル演算における結果の
多重化データの変更により平均振幅を制御する際、参照
する数値テーブルを用い、該数値テーブル参照後のデー
タをＤ／Ａ変換するＤ／Ａコンバータとして、１１チッ
プのバーカー符号を多重して８ビットのＤ／Ａコンバー
タを用いる場合に、該Ｄ／Ａコンバータに与える数値が
離散値においても、変換後の送信電力を一定とする数値
をもつものとして多重数ごとに、 １多重 −３８，３８ ２多重 −５４，０，５４ ３多重 −６６，−２２，２２，６６ ４多重 −７６，−３８，０，３８，７６ ５多重 −８５，−５１，−１７，１７，５１，８５ の数値を前記数値テーブルとして用意し、前記フォーマ
ットによる多重数信号に応じ前記数値テーブルの変更を
行うことにより送信電力の一定化を行うデータを出力さ
せ ることを特徴としたものである。

【００１６】

【００１７】

【００１８】

【００１９】

【００２０】請求項２の発明は、拡散符号で拡散した信
号を、任意のチップ数ずつ遅延した複数系列の信号を所
定数で多重した多重部分と１重部分とを持ったフォーマ
ットでマルチレート化し、送信出力が多重数に関わらず
同一になるように制御された信号を受信する受信処理手
段を有し、該受信処理手段における受信時の利得調整を
相関出力値を用いて行うマルチレート化遅延多重方式ス
ペクトル直接拡散通信システムにおける受信装置におい
て、利得調整のコントロール信号を生成するために前記
相関出力値と比較される基準比較値を前記フォーマット
による多重切り換え部分からその多重数の電力比に応じ
た比較値に設定することを特徴としたものである。

【００２１】請求項３の発明は、拡散符号で拡散した信
号を、任意のチップ数ずつ遅延した複数系列の信号を所
定数で多重した多重部分と１重部分とを持ったフォーマ
ットでマルチレート化し、送信出力が多重数に関わらず
同一になるように制御された信号を受信する受信処理手
段を有し、該受信処理手段における受信時の利得調整を
相関出力値を用いて行うマルチレート化遅延多重方式ス
ペクトル直接拡散通信システムにおける受信装置におい
て、利得調整のコントロール信号を生成するために用い
る基準比較値と比較される前記相関出力値として前記フ
ォーマットによる多重切り換え部分から受信信号として
得られた相関信号をその多重数の電力比に応じて変換し
た相関出力値を用いることを特徴としたものである。

【００２２】請求項４の発明は、請求項１記載の送信装
置と、請求項２又は３記載の受信装置と、をシステム要
素として有するマルチレート化遅延多重方式スペクトル
直接拡散通信システムを構成するものである。

【００２３】

【発明の実施の形態】図１に、本発明の第１の実施形態
としてのマルチレート化遅延多重方式スペクトル直接拡
散通信システムの送信装置を示す。ここでは、従来例の
図１８に対応するもので、変調器１９の後に、利得可変
増幅器２１を用い、電力増幅部２３の出力を検波した検
波信号にもとづいて生成されるコントロール信号により
利得可変増幅器２１をコントロールする。それは、検波
・コントロール部２１ｃにおいて行われ、通常、検波
は、ダイオード等によって検波し、積分器等により平均
電力を電圧として求め、比較電圧と比較することにより
生成するコントロール信号で、利得可変増幅器２１の出
力が比較電圧と同一になるようにコントロールする。コ
ントロール信号の生成に際しては、制御信号によって、
検波・コントロール部２１ｃにおける積分の時定数を一
定時間だけ短くすることを特徴とする。

【００２４】本実施形態においては、１重／多重部分を
示す制御信号により、この時定数を一定時間だけ小さく
する。その結果、切り換え部分において、急速に電力制
御が行えるようになる。この制御信号は、送信部で、多
重切り換えを行っている回路部分、あるいはそれをコン
トロールしている上位層からの信号を利用することがで
きる。また、時定数の切り換えには、容量の違うコンデ
ンサを切り換える等の手段にて容易に実現できる。ま
た、切り換えを行っているこの一定時間は、短くした時
定数によって安定化する時間を考慮して、実験等によっ
て決められる。

【００２５】この時の制御結果について図２に示す。図
２（Ａ）には利得可変増幅器２１の入力側の電力変化を
示し、図２（Ｂ）に上述した積分の時定数を小さく（積
分区間を短く）した場合のコントロール信号の電圧の変
化を示し、図２（Ｃ）に制御された送信出力の電力の変
化を示す。図２に示されるように、従来例（図２０，参
照）に比べて、多重に切り換えた後、時定数が小さく
（積分区間が短く）なったことによって、コントロール
電圧の変化が、積分の時定数の小さい分だけ過渡状態も
短くでき、出力電力もすばやく一定化できることが分か
る。この結果、多重切り換え時の課題を解決できる。こ
こでは、一重／多重の例を示したが、これは多重／多重
（例えば、２多重／５多重）でも、同様に実施できる。
また、この場合、制御信号によって、時定数を短くし、
また一定時間後、時定数を大きくしたが、１重部分の時
間が短い場合には、受信スタート時から時定数を短く
し、多重切り換え後の一定時間後に時定数を切り換える
ように制御することもできる。１重部／多重部から構成
されるデータフォーマットにおいては、１重部のデータ
部分の長さは比較的短い。時定数を短くしている場合に
は、いくぶんの安定感を欠き、多少の変動成分は残る
が、やはり一定の電力にすることができ、短い期間で
は、性能のわずかな劣化が起きる程度とすることができ
る。この結果、時定数の切り換えは１回でよくなり、制
御が簡単となる。また、制御信号も、この一定時間後に
与えることによって、コントロール電圧発生部で一定時
間をカウントする必要をなくすことができる。

【００２６】本発明の第２の実施形態としてのマルチレ
ート化遅延多重方式スペクトル直接拡散通信システムに
おける送信装置を図３に示す。図３において、変調器１
９の出力を検波・コントロール部２１ｃ′に入力し検波
した信号にもとづいて生成されるコントロール信号に、
レベル変換部２１ｔでレベル変換を行い利得可変増幅器
２１への制御信号として入力するようにしている以外
は、変調器１９の後に利得可変増幅器２１を用いる送信
装置としての基本構成は、上述の図１の実施形態と変わ
らない。本実施形態においては、１重部／多重部の制御
信号をレベル変換部２１ｔに入力することによって検波
・コントロール部２１ｃ′からのコントロール電圧のレ
ベルを変換することを特徴とする。上記したところで、
１重部と多重部の振幅レベルが異なることを示したが、
その振幅レベルの平均は、線形和となっているので、例
えば５多重の場合、電力の平均値は５倍となる。従っ
て、検波後の信号振幅は（√５）となる。そこで、本発
明においては、予めわかっている多重数に基づいて、検
波・コントロール部２１ｃ′から出力されるコントロー
ル電圧をその分レベル変換する手段を有する。具体的に
は、 １多重…そのまま ２多重…１／（√２） ３多重…１／（√３） ４多重…１／（√４）… となるので、その比例分だけコントロール電圧をかえる
ようにする。

【００２７】この制御動作の様子を図４に示す。図４
（Ａ）は利得可変増幅器２１の入力側の電力変化を示
し、図４（Ｂ）にコントロール電圧の変化を示し、図４
（Ｃ）に制御された送信出力の電力の変化を示す。この
場合、検波信号は、利得可変増幅器２１の前の信号を用
いる。その結果、多重部分からの検波電力は、５倍とな
っている（図４（Ａ）参照）。そこで、本実施形態にお
けるレベル変換部２１ｔを用いて、コントロール電圧を
その分下げている（図４（Ｂ）参照）。ここで、利得可
変増幅器２１は、電圧に比例して、増幅率があがるタイ
プのものとしている。その結果、利得可変増幅器２１後
の出力電力は一定となり（図４（Ｃ）参照）、多重切り
換え時の課題を解決できる。また、実際の回路において
は、コントロール電圧と増幅率が、比例関係（１次特
性）にないものも多くあるので、コントロール電圧と増
幅率の特性に合わせて、コントロール電圧のレベル変換
を行うことが一般的となる。

【００２８】次に、本発明の第３の実施形態としてのマ
ルチレート化遅延多重方式スペクトル直接拡散通信シス
テムにおける送信装置を図５ないし図８を参照して説明
する。上述の第１及び第２の実施形態においては、変調
後のアナログ信号部分において処理を施していた。しか
し、回路方式によっては、拡散，遅延，加算演算をデジ
タルで行った後、Ｄ／Ａ変換器等でアナログ変換して変
調器へ入力している場合がある。そこで、本実施形態に
おいては、Ｄ／Ａ変換する前のデジタル信号部分におい
て、レベル変換を行う。このレベル変換に関する点以外
は、この実施形態では、従来例の図１９に対応するもの
である。

【００２９】図５のＤ／Ａ変換部１８の前にある演算部
１７において、デジタル信号の形でレベル変換がなされ
るが、そのために演算部１７に対して、外部より多重数
に応じる制御信号が入力されている。図６は、演算部１
７のより詳細な回路構成を示す。演算部１７では、各々
遅延した拡散信号を多重化するために加算する加算器１
７ａと、レベル変換を行うための乗算演算部１７ｍと、
１重部／多重部の制御信号を受け、レベル変換するとき
に乗ずる乗数の乗数発生部１７ｉからなる。図７及び図
８は、演算機能を説明する波形図で、５多重している場
合の乗算演算部１７ｍの演算前の波形（図７）及び演算
後の波形（図８）を示す。乗算演算部１７ｍの前では、
５，３，１，−１，−３，−５の６値であったが、乗算
演算部１７ｍの後には、（５／√５）ｋ，（３／√５）
ｋ，（１／√５）ｋ，（−１／√５）ｋ，（−３／√
５）ｋ，（−５／√５）ｋの６値になっている。この結
果、振幅のレベル変換が行われることになる。このと
き、１重部の値は、ｋ，−ｋとなる。この結果、平均電
力は１重部と多重部で等しくなる。

【００３０】なお、ｋは、Ｄ／Ａ変換器に与える信号の
量子化誤差が小さくなるように設定される。これは、比
例乗数なしに、加算後の出力を５／√５等でそのまま演
算すると、値は、２.２３６，１.３４２，０.４４７，
−０.４４７，−１.３４２，−２.２３６となり、６値
発生するが、Ｄ／Ａ変換の場合には、整数の離散値に対
してアナログ値が対応するために、演算結果をそのまま
四捨五入すると、２，１，０，０，−１，２となって、
量子化時の誤差が大きくなり、均等に６レベルが発生し
ない。そこで、ｋを例えば、１００程度に選べば、分解
能があがり、量子化誤差を１／１００にすることができ
る。このｋは、Ｄ／Ａ変換器の量子化ビット数に応じて
選ばれる。例えば、８ビットＤ／Ａ変換器か、１０ビッ
トＤ／Ａ変換器かで異なってくる。このように、デジタ
ル部の加算結果に演算を施すことで、送信出力を一定に
できる。また、前記実施例のようにデジタル部でレベル
変換することで、積分器等の時定数回路の影響を受けな
いので、制御信号に対してリアルタイムでレベル変換で
き、過渡期の出力誤差も小さくすることができる。

【００３１】本発明の第４の実施形態としてのマルチレ
ート化遅延多重方式スペクトル直接拡散通信システムに
おける送信装置を説明する。前記実施形態においては、
ｋを選ぶことで、Ｄ／Ａ変換器の量子化誤差を小さくし
たが、多少の量子化誤差が残留してしまう。そこで、前
記第３の実施形態と第１の実施形態，第２の実施形態の
送信出力のレベルコントロールとを組み合わせること
で、この残量誤差を吸収してしまうことができる。この
実施形態のより具体的な構成を図９，図１０に例示す
る。

【００３２】図９の装置は、図５に示す装置の検波・コ
ントロール部を１重部／多重部の制御信号で動作させる
（なお、この動作は、図１の検波・コントロール部２１
ｃと同じ）ようにしたものである。また、図１０の装置
は、検波・コントロール部を図３に示す検波・コントロ
ール部２１ｃ′とレベル変換部２１ｔで動作させるよう
にしたものである。すなわち、図１，図３において、合
波器を演算部に置き換え、これを制御信号によって、コ
ントロールすることになる。こうすることによって、量
子化の残留誤差を上記第１，第２の実施形態の効果で吸
収できる。特に、Ｄ／Ａコンバータのビット数が小さい
ときには有効である。

【００３３】本発明の第５の実施形態としてのマルチレ
ート化遅延多重方式スペクトル直接拡散通信システムに
おける送信装置を図１１に示す。図１１には、演算部の
みを示しており、この演算部を第３の実施形態（図５，
図６参照）、第４の実施形態（図９，図１０参照）の演
算部に用いるものとする。図１１に示す演算部１７は、
各々遅延した信号を加算する加算器１７ａと、選択信号
によって数値テーブルの中から使用するテーブルを選ぶ
テーブル選択回路１７ｓと、数値テーブル１７ｔから構
成される。上記第３の実施形態（図５，参照）において
は、各多重数ごとに乗数を選び、乗算していた。しか
し、多重数は、せいぜい数種類であるので、その時の乗
算後の値を予め求めておき、数値テーブル１７ｔとして
保有しておくことで、乗算器をなくすことができるよう
になる。一般に乗算器は回路が大きく、特に√に関わる
演算を行うには、演算ビット数が多く必要で、演算時間
も長くかかる。この演算部１７では、制御信号によりテ
ーブル選択回路１７ｓを動作させ選択信号を生成し選択
するテーブル１７ｔにおける多重数のテーブルを決め加
算器１７ａの加算値で数値テーブル１７ｔをアクセスし
てその出力を得る。このような動作をする数値テーブル
を予め用意することで、回路を小さくでき、また、テー
ブルから選択するだけなので、速度も速くなる。

【００３４】この一例を以下に示す。１１チップのバー
カー符号を多重して８ビットのＤ／Ａコンバータを用い
る場合には、その数値は、 １多重 −３８，３８ ２多重 −５４，０，５４ ３多重 −６６，−２２，２２，６６ ４多重 −７６，−３８，０，３８，７６ ５多重 −８５，−５１，−１７，１７，５１，８５ とすることができる。このときの平均振幅誤差は、 １多重 １.００００ ２多重 １.００９７ ３多重 １.００５５ ４多重 １.００００ ５多重 １.０００７ であり、十分に小さく抑えられていることがわかる。

【００３５】本発明によるマルチレート化遅延多重方式
スペクトル直接拡散通信システムにおける受信装置を示
す第６の実施形態を説明する。上述の発明、あるいは従
来例においても示した方法で、送信時の送信出力を一定
に保っているシステムにおいて、受信装置側で利得制御
増幅器により受信出力を一定化するという方法で対応し
ているが、スペクトル拡散した信号は、一般にＣ／Ｎが
低く、時にはマイナスの時があり、相関前の信号では、
ＡＧＣが正常に動作しない場合がある。こうしたことか
ら、本発明においては、ＡＧＣを行う場合に受信した相
関出力よりそのレベルを一定に保つようにするシステム
を構成してこの問題点を解決する。

【００３６】このような構成をとる本発明による一実施
形態を図１２に示す。アンテナで受信した信号は、周波
数変換部５０にて、ＩＦ信号に変換される。変換された
ＩＦ信号に対し増幅を行う利得制御増幅器５１があり、
増幅率のコントロールができるようにしている。なお、
図１２中には、その他の増幅器やフィルタは省略して示
している。増幅されたのち、周波数変換部５２で周波数
変換し、ベースバンド信号にしてから、Ａ／Ｄ変換部５
３でデジタル化し、コリレータ５４にて相関をとる。コ
リレータ５４の出力は、復調に用いられるが、同時に、
相関同期回路５５に入力し、相関タイミングの抽出を行
う。一方、利得制御増幅器５１をコントロールするた
め、コリレータ５４の出力が入力される比較器５１ｓを
用い、その出力をフィルタ５１ｆとコントロール回路５
１ｃを通すことにより、利得制御増幅器５１のコントロ
ール信号を生成する。すなわち、相関同期回路５５にお
ける相関同期タイミング時の相関スパイクタイミング
で、比較器５１ｓで設定値と比較を行い、比較結果に応
じた値をコントロール信号とし、利得制御増幅器５１を
制御し、かかる系で相関出力が一定になるようにコント
ロールする。ここでは、相関出力をフィードバックし、
コントロール信号を生成するので、制御後の相関出力
は、受信した信号成分に比例するので、拡散したままの
信号に対して検波し、制御するよりも、高いＣ／Ｎで制
御できるため、コントロール精度を上げることができる
ようになる。

【００３７】しかしながら、１重部，多重部を持つ構成
において、送信電力が一定の場合には、そのまま受信し
た場合、１重部に対して、多重部は、相関出力が下がっ
てしまう。この点を説明するものとして、１重，５多重
での相関出力の例がモデル化し図１３に示されている。
ここでは、１重部での相関出力に対して、５多重部で
は、（１／√５）しか振幅がないことになる。このよう
にして得た値にもとづいて利得制御を行った場合、多重
部からは受信利得を√５倍にあげてしまうことから不都
合が生じていた。

【００３８】この問題点を解決するためになされた本発
明の第７の実施形態を図１４に示す。なお、図１４に示
す実施形態は、図１２の実施形態において制御信号によ
り設定値を可変とした設定値発生部５１ｇを付加した点
以外は、基本的に図１２と変わらない。本実施形態にお
いては、多重数を表わす制御信号により設定値発生部５
１ｇの設定を変え、比較器５１ｓ′に与える設定値を多
重部分から切り換えることを特徴とする。ここでは、多
重数に応じて、設定値を１，√２，√３，√４，√５等
に切り換える。この結果、多重切り換え後においても、
受信電力を均一に保つことができるようになる。この制
御信号の発生タイミングは、受信時に復調した信号から
切り換えのタイミングを判断する、あるいは予め決まっ
たデータ長で切り換えること等の方法がある。なお、実
際の多重時の最適受信振幅は、多少変わることがあるの
で、実験・シミュレーション等のデータをもとに、多少
前記設定値を前後させることがある。このように本実施
形態を用いることにより、多重が切り替わった場合で
も、受信時の復調電力を一定に保つことができるように
なる。

【００３９】また、受信装置側の利得制御を別の方法で
行う第８の実施形態を図１５に示す。図１５に示す実施
形態は、図１２の実施形態において、制御信号で制御さ
れる相関値変換部５６を付加し、比較器５１ｓへの相関
値入力を相関値変換部５６からの出力値としているが、
その点以外は、図１２と基本的には変わらない。上記第
７の実施形態においては、設定値を切り換えることを特
徴としたがこれに対して、相関出力を変えることもで
き、このためにこの相関値変換部５６を備える。図１５
において、制御信号により相関値変換部５６を動作さ
せ、比較器５１ｓに入力する相関信号の出力を多重数に
応じて変換することにより、同様に多重切り換え後にお
いても、受信電力を均一に保つことができるようにな
る。この制御信号の発生タイミングも同様に得ることが
できる。この場合も、実際の多重時の最適受信振幅は、
多少変わることがあるので、実験・シミュレーション等
のデータをもとに、多少前記設定値を大小させ調整する
ことがある。このとき、変換の方法は、相関出力の除
算、変換テーブル等の利用が考えられる。この場合
も、多重が切り替わった場合でも、受信時の復調電力を
一定に保つことができるようになる。

【００４０】

【発明の効果】本発明によると、マルチレート化可能な
遅延多重方式による送信信号において、多重しない（一
重）部分とこの方式で多重する部分を持ったフォーマッ
トを有する場合に、１重／多重、および各多重数につい
て、相互間の送信電力が一定になるように、多重数に応
じてコントロールすることで、日本の電波法の規格に対
応してその特性を満足するようになり、また、出力増幅
器等の負荷を軽くすることできる。

【００４１】更に、送信電力が一定になるようにコント
ロールする手法として、送信出力の電力を検知しアンプ
出力をコントロールする手段を用いる場合に、多重数の
切り換え時の過渡期において、検知手段の積分の時定数
を小さくすることで、過渡期の出力変動を小さく抑える
ことができ、従来多重数の切り換え時の過渡期において
生じた送信出力が増大してしまうという不利益を可及的
に少なくできる。また、１重部分の始めから時定数を小
さくすることで、１重部分に続く多重部分の切り換え時
の時定数の制御を省略することもできる。

【００４２】更に、アンプの利得をコントロールするコ
ントロール電圧のレベルを多重数の切り換えに応じて変
換することで、より早く過渡期の出力変動を小さく抑え
ることができる。

【００４３】

【００４４】更に、多重数ごとのＤ／Ａコンバータに与
える数値を数値テーブルとして有することで、乗算等の
演算が不要になり、回路を簡易化できる。また、１１チ
ップのバーカー符号および８ビットのＤ／Ａコンバータ
を用いる場合に適した数値が示され、有効な具体化手段
が提供される。

【００４５】また、マルチレート化された遅延多重方式
において送信電力を一定にして送信された信号を受信す
る受信側で受信時の利得調整を相関出力を用いて行って
いる場合において、その基準とする比較値を多重切り換
え部分から電力比に応じた値に設定すること、あるいは
ＡＧＣに与える値を多重切り換え部分から電力比に応じ
た値に演算することで、１重／多重部の構成の通信信号
においても、相関出力を用いた振幅制御方法を用いるこ
とができるようになる。

【００４６】また、本発明の送信装置及び受信装置の効
果を有効に用いた通信システムが提供される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるマルチレート化遅延多重方式スペ
クトル直接拡散通信システムにおける送信装置の一実施
形態を示す回路ブロックの図である。

【図２】本発明の送信出力制御動作を説明するための図
で、利得可変増幅器への入力、コントロール電圧および
送信出力を示す。

【図３】本発明によるマルチレート化遅延多重方式スペ
クトル直接拡散通信システムにおける送信装置の他の実
施形態を示す回路ブロック図である。

【図４】本発明の送信出力制御動作を説明するための図
で、利得可変増幅器への入力、コントロール電圧および
送信出力を示す。

【図５】本発明によるマルチレート化遅延多重方式スペ
クトル直接拡散通信システムにおける送信装置のさらに
他の実施形態を示す回路ブロック図である。

【図６】図５の実施形態における演算部をより詳細にを
示す回路図である。

【図７】図６の演算部における演算機能を説明するため
の波形図である。

【図８】図６の演算部における演算機能を説明するため
の波形図である。

【図９】図５に示す装置の検波・コントロール部を１重
部／多重部の制御信号で動作させるようにした装置の回
路ブロック図である。

【図１０】図５に示す装置の検波・コントロール部を図
３に示す検波・コントロール部とレベル変換部２１ｔで
動作させる装置の回路ブロック図を示す。

【図１１】本発明によるマルチレート化遅延多重方式ス
ペクトル直接拡散通信システムにおける送信装置のさら
に他の実施形態を示す回路ブロック図である。

【図１２】遅延多重方式スペクトル直接拡散通信システ
ムにおける受信装置の先行例を示す回路ブロック図であ
る。

【図１３】図１２の受信装置において受信した１重／多
重時の相関出力を多重数５を例にして示した図である。

【図１４】本発明によるさらに他の実施形態として、マ
ルチレート化遅延多重方式スペクトル直接拡散通信シス
テムにおける受信装置を示す回路ブロック図である。

【図１５】本発明によるさらに他の実施形態として、マ
ルチレート化遅延多重方式スペクトル直接拡散通信シス
テムにおける受信装置を示す回路ブロック図である。

【図１６】遅延多重方式によるスペクトル直接拡散通信
システムの従来例を示す送信側回路ブロック図である。

【図１７】１重と５多重した場合の各多重部の信号振幅
の演算値を示した図である。

【図１８】遅延多重方式によるスペクトル直接拡散通信
システムの他の従来例を示す送信側回路ブロック図であ
る。

【図１９】遅延多重方式スペクトル直接拡散通信システ
ムのさらに他の従来例を示す送信側回路ブロック図であ
る。

【図２０】図１８，図１９の従来例の送信動作時の送信
出力制御による出力の特性を説明するための図である。

【符号の説明】

１０，１１０…データ発生部、１１，１１１…差動符号
化部、１２，１１２…Ｓ／Ｐ変換部、１３−１〜１３−
５，１３′−１〜１３′−５，１１３−１〜１１３−
４，１１３′−１〜１１３′−５…乗算器、１４，１
４′，１１４，１１４′…ＰＮ発生器、１５−１〜１５
−５，１５′−１〜１５′−５，１１５−１〜１１５−
４，１１５′−１〜１１５′−５…遅延素子、１６，１
１６…合波器、１７，１１７…演算部、１７ａ…加算
器、１７ｉ…乗数発生部、１７ｍ…乗算演算部、１７ｓ
…テーブル選択回路、１７ｔ…数値テーブル、１８，１
１８…Ｄ／Ａ変換部、１９，１１９…変調器、２０，１
２０…発振器、２１，１２１…利得可変増幅器、２１
ｃ，２１ｃ′，２１ｃ″，１２１ｃ，１２１ｃ′…検波
・コントロール部、２１ｔ…レベル変換部、２２，５
０，５２，１２２…周波数変換部、２３，１２３…電力
増幅部、５１…利得制御増幅器、５１ｃ…コントロール
回路，５１ｆ…フィルタ、５１ｇ…設定値発生部、５１
ｓ，５１ｓ′…比較器、５３…Ａ／Ｄ変換部、５４…コ
リレータ、５５…相関同期回路、５６…相関値変換部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平９−55714（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−335929（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−46223（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−200080（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−88595（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−254236（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−177126（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−274752（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−298491（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713 H04B 1/04

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 同一の拡散符号で直接拡散した信号それ
   ぞれを任意のチップ数ずつ遅延させた複数系列の信号を
   多重する遅延多重化手段と、 該遅延多重化手段による多重化後の信号を変調し、帯域
   変換し送信信号を生成する送信処理手段とを備え、 １重部分と所定数の多重部分を持ったフォーマットでマ
   ルチレートの送信信号の生成動作を行うマルチレート化
   遅延多重方式スペクトル直接拡散通信システムにおける
   送信装置であり、かつ、 送信電力を一定にコントロールするコントロール手段を
   有し、異なった多重数、あるいは１重、多重、相互間の
   送信電力が一定に保たれているシステムにおいて、 前記コントロール手段からのコントロール信号の大きさ
   を前記フォーマットによる多重化信号に基づいて変換す
   る手段を設け、 前記遅延多重化手段にデジタル演算を用いる場合に、 前記コントロール手段の一手段として、前記デジタル演
   算における結果の多重化データの変更により平均振幅を
   制御する際、参照する数値テーブルを用い、 該数値テーブル参照後のデータをＤ／Ａ変換するＤ／Ａ
   コンバータとして、１１チップのバーカー符号を多重し
   て８ビットのＤ／Ａコンバータを用いる場合に、該Ｄ／
   Ａコンバータに与える数値が離散値においても、変換後
   の送信電力を一定とする数値をもつものとして多重数ご
   とに、 １多重 −３８，３８ ２多重 −５４，０，５４ ３多重 −６６，−２２，２２，６６ ４多重 −７６，−３８，０，３８，７６ ５多重 −８５，−５１，−１７，１７，５１，８５ の数値を前記数値テーブルとして用意し、 前記フォーマットによる多重数信号に応じ前記数値テー
   ブルの変更を行うことにより送信電力の一定化を行うデ
   ータを出力させ ることを特徴とするマルチレート化遅延
   多重方式スペクトル直接拡散通信システムにおける送信
   装置。
2. 【請求項２】 拡散符号で拡散した信号を、任意のチッ
   プ数ずつ遅延した複数系列の信号を所定数で多重した多
   重部分と１重部分とを持ったフォーマットでマルチレー
   ト化し、送信出力が多重数に関わらず同一になるように
   制御された信号を受信する受信処理手段を有し、 該受信処理手段における受信時の利得調整を相関出力値
   を用いて行うマルチレート化遅延多重方式スペクトル直
   接拡散通信システムにおける受信装置において、 利得調整のコントロール信号を生成するために前記相関
   出力値と比較される基準比較値を前記フォーマットによ
   る多重切り換え部分からその多重数の電力比に応じた比
   較値に設定することを特徴とするマルチレート化遅延多
   重方式スペクトル直接拡散通信システムにおける受信装
   置。
3. 【請求項３】 拡散符号で拡散した信号を、任意のチッ
   プ数ずつ遅延した複数系列の信号を所定数で多重した多
   重部分と１重部分とを持ったフォーマットでマルチレー
   ト化し、送信出力が多重数に関わらず同一になるように
   制御された信号を受信する受信処理手段を有し、 該受信処理手段における受信時の利得調整を相関出力値
   を用いて行うマルチレート化遅延多重方式スペクトル直
   接拡散通信システムにおける受信装置において、 利得調整のコントロール信号を生成するために用いる基
   準比較値と比較される前記相関出力値として前記フォー
   マットによる多重切り換え部分から受信信号として得ら
   れた相関信号をその多重数の電力比に応じて変換した相
   関出力値を用いることを特徴とするマルチレート化遅延
   多重方式スペクトル直接拡散通信システムにおける受信
   装置。
4. 【請求項４】 請求項１記載の送信装置と、請求項２又
   は３記載の受信装置と、 をシステム要素として有するマルチレート化遅延多重方
   式スペクトル直接拡散通信システム。