JP3391828B2 - デジタル発振器 - Google Patents
デジタル発振器Info
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- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
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- H03J7/18—Automatic scanning over a band of frequencies
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- H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Gyroscopes (AREA)
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmitters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル入力信号と同
期化される制御可能なデジタル発振器に関する。
期化される制御可能なデジタル発振器に関する。
【0002】
【従来の技術】デジタル形式の搬送周波数信号が復調さ
れる場合にはデジタル発振器が必要となる。この場合発
振器は、送信された信号の搬送周波数と同期化されてい
なければならない。
れる場合にはデジタル発振器が必要となる。この場合発
振器は、送信された信号の搬送周波数と同期化されてい
なければならない。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】本発明が解決しようと
する課題は、追従制御回路を備えたデジタル発振器を次
のように改善することである。すなわち位相においてデ
ジタル入力信号と同期化され、しかもコストがかからな
いように改善することである。
する課題は、追従制御回路を備えたデジタル発振器を次
のように改善することである。すなわち位相においてデ
ジタル入力信号と同期化され、しかもコストがかからな
いように改善することである。
【0004】
【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によ
り、前記出力信号の第1の瞬時の値が第1の加算段にお
いて、前記位相差の極性に依存して増大又は低減され、
同時に、前記デジタル発振器の出力信号の第2の瞬時の
値が前記第1の瞬時の値の絶対値と同じまたは絶対値よ
りも大きいということを比較器が示し、且つ和形成段に
おいて該第1の瞬時の値及び該第2の瞬時の値の二乗の
和が予め与えられた第1の値を上回るないし予め与えら
れた第2の値を下回る場合には、第1の遅延素子におい
て1クロック単位だけ遅延された、先行の第2の瞬時の
値が第2の加算段において反復的に変えられ、ここで前
記予め与えられた第1の値は前記予め与えられた第2の
値よりも大きく、反復を行うために、変えられた第2の
瞬時の値が、第2の遅延素子においてさらに1クロック
単位だけ遅延された後に、第1の加算段に第1の瞬時の
値として再び供給されるように構成されて解決される。
り、前記出力信号の第1の瞬時の値が第1の加算段にお
いて、前記位相差の極性に依存して増大又は低減され、
同時に、前記デジタル発振器の出力信号の第2の瞬時の
値が前記第1の瞬時の値の絶対値と同じまたは絶対値よ
りも大きいということを比較器が示し、且つ和形成段に
おいて該第1の瞬時の値及び該第2の瞬時の値の二乗の
和が予め与えられた第1の値を上回るないし予め与えら
れた第2の値を下回る場合には、第1の遅延素子におい
て1クロック単位だけ遅延された、先行の第2の瞬時の
値が第2の加算段において反復的に変えられ、ここで前
記予め与えられた第1の値は前記予め与えられた第2の
値よりも大きく、反復を行うために、変えられた第2の
瞬時の値が、第2の遅延素子においてさらに1クロック
単位だけ遅延された後に、第1の加算段に第1の瞬時の
値として再び供給されるように構成されて解決される。
【0005】本発明による追従制御回路は搬送波のサン
プリング値が4つ使用可能な場合には特に簡単に構成す
ることができる。このような使用例に対するデジタル発
振器は請求項2に記載されている。
プリング値が4つ使用可能な場合には特に簡単に構成す
ることができる。このような使用例に対するデジタル発
振器は請求項2に記載されている。
【0006】
【実施例】次に本発明を図面に基づき詳細に説明する。
【0007】図1には本発明によるブロック回路図が示
されている。この回路により57kHz−副搬送波の変
調が識別される。57kHz−副搬送波は相互に依存し
ない2つの情報系(交通情報識別子とラジオデータ信
号)の伝送のために放送局によって使用されるものであ
る。受信された放送局のMPX信号に含まれている変調
された搬送波は、228kHzでサンプリングされ、回
路の入力側に供給される。サンプリング値はバンドパス
フィルタ1に供給される。該バンドパスフィルタ1の出
力信号は2つの部分信号に分割され、それぞれ所属のミ
クサ段2ないし3に供給される。ミクサ段の出力側には
それぞれローパスフィルタ4ないし5が接続される。
されている。この回路により57kHz−副搬送波の変
調が識別される。57kHz−副搬送波は相互に依存し
ない2つの情報系(交通情報識別子とラジオデータ信
号)の伝送のために放送局によって使用されるものであ
る。受信された放送局のMPX信号に含まれている変調
された搬送波は、228kHzでサンプリングされ、回
路の入力側に供給される。サンプリング値はバンドパス
フィルタ1に供給される。該バンドパスフィルタ1の出
力信号は2つの部分信号に分割され、それぞれ所属のミ
クサ段2ないし3に供給される。ミクサ段の出力側には
それぞれローパスフィルタ4ないし5が接続される。
【0008】ローパスフィルタ4の出力側では、適合す
るデジタルフィルタ6の後にラジオデータ信号に対する
評価回路8が接続されている。ローパスフィルタ5の出
力側では適合するデジタルフィルタ7の後に交通情報識
別子に対する評価回路9が接続されている。但しローパ
スフィルタ4,5の出力側のこれらの回路部分は本発明
の対象ではない。
るデジタルフィルタ6の後にラジオデータ信号に対する
評価回路8が接続されている。ローパスフィルタ5の出
力側では適合するデジタルフィルタ7の後に交通情報識
別子に対する評価回路9が接続されている。但しローパ
スフィルタ4,5の出力側のこれらの回路部分は本発明
の対象ではない。
【0009】本発明は前記2つのローパスフィルタ4及
び5の出力側に同様に接続されている回路10において
実現構成される。この回路10はミクサ段2に対する第
2の入力信号X2とミクサ段3に対する入力信号X1を
供給する。
び5の出力側に同様に接続されている回路10において
実現構成される。この回路10はミクサ段2に対する第
2の入力信号X2とミクサ段3に対する入力信号X1を
供給する。
【0010】この2つの入力信号X1,X2を得るため
に、ローパスフィルタ4ないし5の出力信号Y1,Y2
がリミッタ段11ないし12を介して供給される。その
ため該リミッタ段11ないし12の出力側では+1ない
し−1の振幅値しか取り出せない。前記リミッタ段11
及び12の出力信号S1,S2は乗算器13で相互に乗
算される。そのため該乗算器13の出力側では228k
Hz−サンプリング周波数の個々のクロック単位の期間
中、信号Tが+1か−1の値をとる。
に、ローパスフィルタ4ないし5の出力信号Y1,Y2
がリミッタ段11ないし12を介して供給される。その
ため該リミッタ段11ないし12の出力側では+1ない
し−1の振幅値しか取り出せない。前記リミッタ段11
及び12の出力信号S1,S2は乗算器13で相互に乗
算される。そのため該乗算器13の出力側では228k
Hz−サンプリング周波数の個々のクロック単位の期間
中、信号Tが+1か−1の値をとる。
【0011】短時間積分器14ではこれらの値が所定の
クロック数の間加算される。当該和値が予め与えられた
第1の基準値+Aを上回るか、又は基準値−Aを下回っ
た場合にだけ、位相を制御するために値(位相増分)U
2ないし−U2が第1の加算段16に供給される。但し
このことは事前に比較器15により次のことが識別され
た場合、すなわち当該和値捕捉(問い合わせ)検出され
るクロック単位において信号X2の振幅が信号X1の振
幅の絶対値よりも大きい(または同じ)ことが識別され
た場合に限られる。
クロック数の間加算される。当該和値が予め与えられた
第1の基準値+Aを上回るか、又は基準値−Aを下回っ
た場合にだけ、位相を制御するために値(位相増分)U
2ないし−U2が第1の加算段16に供給される。但し
このことは事前に比較器15により次のことが識別され
た場合、すなわち当該和値捕捉(問い合わせ)検出され
るクロック単位において信号X2の振幅が信号X1の振
幅の絶対値よりも大きい(または同じ)ことが識別され
た場合に限られる。
【0012】加算段16の出力信号は遅延段17で1ク
ロック単位だけ遅延される。該遅延段17の出力信号は
ミクサ段2に対する入力信号X2を形成する。
ロック単位だけ遅延される。該遅延段17の出力信号は
ミクサ段2に対する入力信号X2を形成する。
【0013】この信号X2は同時に、既に前記した比較
器15にも供給される。
器15にも供給される。
【0014】振幅を制御するために信号X2は第2の加
算段18に供給される。一方で回路20により、入力信
号X1及びX2の振幅の二乗の和が予め調整設定された
基準値(1−a)よりも小さいか又は基準値(1+a)
よりも大きいことが検出され(この場合aは選択可能な
量0〜1である)、さらに他方で比較器15がアンドゲ
ート21を導通した場合には、前記加算段18において
入力信号X2に、予め与えられた比較的小さい値U1が
各クロック単位毎に加算されるかないし減算される。
算段18に供給される。一方で回路20により、入力信
号X1及びX2の振幅の二乗の和が予め調整設定された
基準値(1−a)よりも小さいか又は基準値(1+a)
よりも大きいことが検出され(この場合aは選択可能な
量0〜1である)、さらに他方で比較器15がアンドゲ
ート21を導通した場合には、前記加算段18において
入力信号X2に、予め与えられた比較的小さい値U1が
各クロック単位毎に加算されるかないし減算される。
【0015】前記加算段18の出力値は改めて1クロッ
ク単位だけ遅延される。すなわち位相において90度だ
け遅延される。遅延段19の出力信号はミクサ段3に対
する第2の入力信号X1を形成する。
ク単位だけ遅延される。すなわち位相において90度だ
け遅延される。遅延段19の出力信号はミクサ段3に対
する第2の入力信号X1を形成する。
【0016】この信号X1も同じように比較段15に供
給される。また振幅の二乗の和を形成するため、入力信
号X2と同様に回路20にも供給される。
給される。また振幅の二乗の和を形成するため、入力信
号X2と同様に回路20にも供給される。
【0017】その他に信号X1は第1の加算段16に対
する第2の入力量を形成する。
する第2の入力量を形成する。
【0018】それに従って発振器出力信号と発振器入力
信号との間の位相誤差がなくなるまで、歩進的に加算段
16において入力信号が時々拡大又は縮小される。
信号との間の位相誤差がなくなるまで、歩進的に加算段
16において入力信号が時々拡大又は縮小される。
【0019】このような制御によれば発振器出力信号X
1及びX2の絶対値は時により増加又は減少するが、こ
のような振幅誤差は回路20により補償される。
1及びX2の絶対値は時により増加又は減少するが、こ
のような振幅誤差は回路20により補償される。
【0020】2つの制御(位相制御と振幅制御)は、選
定された制御範囲(X2≧X1)を比較段15が識別し
たときにのみ行われる。
定された制御範囲(X2≧X1)を比較段15が識別し
たときにのみ行われる。
【0021】本発明による回路機能全体は以下の関係式
で表すこともできる。
で表すこともできる。
【0022】
【数1】
【0023】
【発明の効果】本発明によれば位相においてデジタル入
力信号と同期化され、しかもコストのかからないデジタ
ル発振器を提供することが可能となる。
力信号と同期化され、しかもコストのかからないデジタ
ル発振器を提供することが可能となる。
【図1】本発明によるデジタル発振器のブロック回路図
である。
である。
1 バンドパスフィルタ(57kHz±2.5
kHzに同調された) 2 乗算器 3 乗算器 4 ローパスフィルタ 5 ローパスフィルタ 6 デジタルフィルタ 7 デジタルフィルタ 8 ラジオデータ信号用評価回路 9 交通情報用評価回路 11 リミッタ 12 リミッタ 13 乗算器 14 短時間積分器 15 比較器X2≧X1 16 加算段 17 遅延素子 18 加算段 19 遅延素子 20 加算段(X1の二乗とX2の二乗の) 21 ゲート回路
kHzに同調された) 2 乗算器 3 乗算器 4 ローパスフィルタ 5 ローパスフィルタ 6 デジタルフィルタ 7 デジタルフィルタ 8 ラジオデータ信号用評価回路 9 交通情報用評価回路 11 リミッタ 12 リミッタ 13 乗算器 14 短時間積分器 15 比較器X2≧X1 16 加算段 17 遅延素子 18 加算段 19 遅延素子 20 加算段(X1の二乗とX2の二乗の) 21 ゲート回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 米国特許4384357(US,A)
米国特許4285044(US,A)
独国特許出願公開3119448(DE,A
1)
欧州特許出願公開291826(EP,A
1)
欧州特許出願公開350663(EP,A
2)
(58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名)
H04L 27/00 - 27/38
Claims (2)
- 【請求項1】 デジタル入力信号とデジタル発振器の出
力信号との間の位相差に対する検出器を備えたデジタル
発振器において、前記デジタル発振器の出 力信号の第1の瞬時の値(X
1)が第1の加算段(16)において、前記位相差の極
性に依存して増大又は低減され、 同時に、前記デジタル発振器の出力信号の第2の瞬時の
値(X2)が前記第1の瞬時の値(X1)の絶対値と同
じまたは絶対値よりも大きいということを比較器(1
5)が示し、且つ和形成段(20)において該第1の瞬
時の値(X1)及び該第2の瞬時の値(X2)の二乗の
和が予め与えられた第1の値(1+a)を上回るないし
予め与えられた第2の値(1−a)を下回る場合には、
第1の遅延素子(17)において1クロック単位だけ遅
延された、先行の第2の瞬時の値(X2)が第2の加算
段(18)において反復的に変えられ、ここで前記予め与えられた第1の値(1+a)は前記予
め与えられた第2の値(1−a)よりも大きく、 反復を行うために、変えられた前記第2の瞬時の値(X
2)が、第2の遅延素子(19)においてさらに1クロ
ック単位だけ遅延された後に、第1の加算段(16)に
第1の瞬時の値(X1)として再び供給されることを特
徴とする、デジタル発振器。 - 【請求項2】 前記第1及び第2の遅延素子(17、1
9)は90°の位相遅延を発生させ、該位相遅延によっ
て変えられた前記第2の瞬時の値(X2)は前記第1の
加算段(16)に負の極性で供給される、請求項1記載
のデジタル発振器。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE4140132.8 | 1991-12-05 | ||
DE4140132A DE4140132C2 (de) | 1991-12-05 | 1991-12-05 | Digitaler Oszillator |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05252215A JPH05252215A (ja) | 1993-09-28 |
JP3391828B2 true JP3391828B2 (ja) | 2003-03-31 |
Family
ID=6446355
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP32175592A Expired - Fee Related JP3391828B2 (ja) | 1991-12-05 | 1992-12-01 | デジタル発振器 |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5355393A (ja) |
EP (1) | EP0545245B1 (ja) |
JP (1) | JP3391828B2 (ja) |
KR (1) | KR100254127B1 (ja) |
AT (1) | ATE136179T1 (ja) |
DE (2) | DE4140132C2 (ja) |
ES (1) | ES2086051T3 (ja) |
Families Citing this family (5)
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---|---|---|---|---|
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DE10111402B4 (de) * | 2001-03-09 | 2006-01-19 | Harman Becker Automotive Systems (Becker Division) Gmbh | Verfahren und Phasenregelkreis zur Synchronisation auf einen in einem Nutzsignal enthaltenen Hilfsträger |
US20070206712A1 (en) * | 2002-03-11 | 2007-09-06 | Stefan Gierl | Phase-locked loop for synchronization with a subcarrier contained in an intelligence signal |
DE10253509A1 (de) * | 2002-11-16 | 2004-06-17 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Warnung des Fahrers eines Kraftfahrzeuges |
US8712356B2 (en) * | 2010-05-11 | 2014-04-29 | Analog Devices, Inc. | Apparatus and method for phase synchronization in radio frequency transmitters |
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FR2368184A1 (fr) * | 1976-10-18 | 1978-05-12 | Ibm France | Systeme de synchronisation de porteuse pour demodulateur de phase coherent |
FR2431221A1 (fr) * | 1978-07-13 | 1980-02-08 | Cit Alcatel | Generateur numerique d'ondes sinusoidales echantillonnees |
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