JP3376320B2 - ステレオ復調回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はパイロットトーン方
式のステレオ復調回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ステレオ復調回路は、特にパイロットト
ーン方式によって変調されたコンポジット信号をＬ、Ｒ
信号に分離するための回路である。

【０００３】図６は従来のステレオ復調回路の一例を示
すブロック図である。

【０００４】コンポジット信号１は可変利得増幅器２と
増幅器１３と増幅器１４に入力される。可変利得増幅器
２は、Ｌ信号−ｏｎｌｙ時セパレーションを調整するた
めの増幅器であり、出力３が乗算器５に入力される。ま
た、ステレオ信号の副搬送波（３８ＫＨｚ）４も乗算器
５に入力される。乗算器５はコンポジット信号３からサ
ブ信号６を取り出し、増幅器７に入力する。増幅器７
は、サブ信号６を増幅して非反転出力８を加算器１０に
入力し、反転出力９を加算器１６に入力する。増幅器１
３の出力１１は加算器１０に入力し、増幅器１４の出力
１５は加算器１６に入力する。

【０００５】今、可変利得増幅器２でＬ信号−ｏｎｌｙ
時セパレーション調整後の利得をａ、増幅器７の利得を
Ｇｓ、増幅器１３の利得をＧｌ、増幅器１４の利得をＧ
ｒ、加算器１０の出力１２をＬｏｕｔ、加算器１６の出
力１７をＲｏｕｔとすると、Ｌｏｕｔ、Ｒｏｕｔは次の
ように表わされる。

【０００６】 Ｌｏｕｔ＝Ｇｌ×（Ｌ＋Ｒ）＋ａ×Ｇｓ×（Ｌ−Ｒ） ＝（Ｇｌ＋ａ×Ｇｓ）×Ｌ＋（Ｇｌ−ａ×Ｇｓ）×Ｒ …(1) Ｒｏｕｔ＝Ｇｒ×（Ｌ＋Ｒ）＋ａ×Ｇｓ×（Ｒ−Ｌ） ＝（Ｇｒ−ａ×Ｇｓ）×Ｌ＋（Ｇｒ＋ａ×Ｇｓ）×Ｒ …(2) この時のセパレーション値は次のようになる。Ｌ信号−
ｏｎｌｙ時（Ｒ＝０の時）のセパレーションをＳｅｐＬ
ｏｎｌｙとすると、 SepLonly＝２０×ｌｏｇ（（１）式／（２）式） ＝２０×ｌｏｇ（（Ｇｌ＋ａ×Ｇｓ）／（Ｇｒ−ａ×Ｇｓ）） …(3) Ｒ信号−ｏｎｌｙ時（Ｌ＝０の時）のセパレーションを
ＳｅｐＲｏｎｌｙとすると、 SepRonly＝２０×ｌｏｇ（（２）式／（１）式） ＝２０×ｌｏｇ（（Ｇｒ＋ａ×Ｇｓ）／（Ｇｌ−ａ×Ｇｓ）） …(4) となる。

【０００７】利得がＧｌ＝Ｇｒ＝１の時（３）式にＧｌ
＝Ｇｒ＝１を代入し、Ｌ信号−ｏｎｌｙのセパレーショ
ンは、（５）式で表わされる。同様に、（４）式にＧ
ｌ、Ｇｒに代入すると、Ｒ信号−ｏｎｌｙのセパレーシ
ョンは、（６）式で表わされる。 SepLonly＝２０×ｌｏｇ（（１＋ａ×Ｇｓ）／（１−ａ×Ｇｓ）） …(5) SepRonly＝２０×ｌｏｇ（（１＋ａ×Ｇｓ）／（１−ａ×Ｇｓ）） …(6) したがって、（５）、（６）式が一致し、Ｌ信号−ｏｎ
ｌｙ時とＲ信号−ｏｎｌｙ時でセパレーションに差が生
じない。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、ＩＣ化する際
にどうしても増幅器１３，１４間の利得の相対バラツキ
が発生する。増幅器１３，１４間の利得の相対バラツキ
をＴとすると、Ｔは次のようになる。

【０００９】Ｔ＝Ｇｒ／Ｇｌ …(7) Ｇｒ＝Ｔ×Ｇｌ …(8) 今、Ｌ信号−ｏｎｌｙ時のセパレーションを６０ｄＢと
した場合、ＳｅｐＬｏｎｌｙ＝６０ｄＢ、（８）式を
（３）式に代入する。

【００１０】 ６０＝２０×ｌｏｇ（（Ｇｌ＋ａ×Ｇｓ）／（Ｔ×Ｇｌ−ａ×Ｇｓ）） ａ×Ｇｓ＝（１０００×Ｔ−１）×Ｇｌ／１００１ …(9) （８）式、（９）式を（４）式に代入する。 SepRonly＝２０×log（（Ｔ×Ｇｌ＋（１０００×Ｔ−１）×Ｇｌ／１００１） ／（Ｇｌ−（１０００×Ｔ−１）×Ｇｌ／１００１）） ＝２０×log（（２００１×Ｔ−１）／（１００２−１０００×Ｔ）） …(10) 増幅器１３，１４間の利得の相対バラツキＴとＲ信号−
ｏｎｌｙ時のセパレーションの関係を図７に示す。増幅
器１３，１４間の利得の相対バラツキＴとともにＬ信号
−ｏｎｌｙ時とＲ信号−ｏｎｌｙ時でセパレーションの
差が大きくなる。

【００１１】本発明の目的は、増幅器の利得の相対バラ
ツキに関与されないでＬ信号−ｏｎｌｙ時とＲ信号−ｏ
ｎｌｙ時でセパレーションに差が生じないステレオ復調
回路を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明の第１の態様で
は、コンポジット信号を増幅する２つの増幅器の出力
を、ステレオ信号の副搬送波×２Ｎ（Ｎは正整数）であ
る周波数で切換えて左チャネル出力、右チャネル出力を
それぞれ出力する加算器に入力するスイッチ回路を備え
たものである。

【００１３】これにより、両増幅器の利得の相対バラツ
キが発生しても、Ｌ信号−ｏｎｌｙ時とＲ信号−ｏｎｌ
ｙ時でセパレーションに差が生じない。

【００１４】本発明の第２の態様では、ステレオ信号の
副搬送波×２Ｎの周波数の代りに、ステレオ信号の副搬
送波からπ／２位相がずれた周波数にてスイッチ回路を
切り替えるようにしたものである。

【００１５】この場合も、第１の態様と同様の効果が得
られる。

【００１６】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態について
図面を参照して説明する。

【００１７】図１を参照すると、本発明の一実施形態の
ステレオ復調回路は第１の可変利得増幅器２と乗算器５
と増幅器７と増幅器１３と増幅器１４とスイッチ回路１
８と１／２Ｎ分周器２２と加算器１０，１６で構成され
ている。

【００１８】図２に図１中の乗算器５、増幅器７，１
３，１４、加算器１０、スイッチ回路１８の回路図を示
す。乗算器５はトランジスタＱ１〜Ｑ４で構成されてい
る。増幅器７はトランジスタＱ５，Ｑ６と定電流源Ｉ
１，Ｉ２と抵抗Ｒ１で構成されている。増幅器１４はト
ランジスタＱ１１，Ｑ１２と定電流源Ｉ３，Ｉ４と抵抗
Ｒ２で構成されている。増幅器１３はトランジスタＱ１
３，Ｑ１４と定電流源Ｉ５，Ｉ６と抵抗Ｒ３で構成され
ている。スイッチ回路１８はトランジスタＱ７，Ｑ８，
Ｑ９，Ｑ１０で構成されている。加算器１６はトランジ
スタＱ１５，Ｑ１６，Ｑ１９で構成され、加算器１０は
トランジスタＱ１７，Ｑ１８，Ｑ２０で構成されてい
る。トランジスタＱ１９，Ｑ２０のコレクタには抵抗Ｒ
４，Ｒ５が接続されている。Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４，
Ｎ５，Ｎ６，Ｎ７，Ｎ８はそれぞれトランジスタＱ１と
Ｑ４、Ｑ２とＱ３、Ｑ６、Ｑ５、Ｑ１１とＱ１３、Ｑ１
２とＱ１４、Ｑ７とＱ１０、Ｑ８とＱ９の入力である。

【００１９】コンポジット信号１は図３（１）に示すよ
うな波形をしており、これを拡大すると図３（２）に示
すように３８ＫＨｚでＬ信号、Ｒ信号が繰り返される。
このコンポジット信号１は可変利得増幅器２と増幅器１
３と増幅器１４に入力される。可変利得増幅器２はセパ
レーション調整用である。可変利得増幅器２の出力３と
ステレオ信号の副搬送波×２Ｎ倍（Ｎ＝正整数）である
信号２１から１／２Ｎ分周器２２で分周したステレオ信
号の副搬送波４を乗算器５に入力する。乗算器５の出力
６は増幅器７に入力される。増幅器７の出力である非反
転出力８は加算器１０に入力し、また反転出力９は加算
器１６に入力する。増幅器１３の出力１１はスイッチ回
路１８に入力する。スイッチ回路１８は出力１１をステ
レオ信号の副搬送波×２Ｎ倍（Ｎ＝整数）である周波数
２１で切り替える。スイッチ回路出力１９は加算器１０
に入力し、スイッチ回路出力２０は加算器１６に入力す
る。また、増幅器１４の出力１５も増幅器１３の出力１
１と同様にスイッチ回路１８によって、スイッチ回路出
力１９、２０に分けられ、出力１９は加算器１０に入力
し、出力２０は加算器１６に入力する。加算器１０の出
力１２（Ｌｏｕｔ）にはＬ信号が取出され、加算器１６
の出力１７（Ｒｏｕｔ）にはＲ信号が取出される。増幅
器１３と増幅器１４との利得の相対バラツキに関与され
ず、Ｌ，Ｒのバランスの良いセパレーション値が得られ
る。

【００２０】次に、本実施形態の動作につきＦＭステレ
オ復調を例として説明する。

【００２１】コンポジット信号１を可変利得増幅器２、
増幅器１３、増幅器１４に入力する。第１の可変利得増
幅器２の調整後の利得をａとする。ａ倍されたコンポジ
ット信号は乗算器５に入力され、ステレオ信号の副搬送
波（３８ＫＨｚ）×２Ｎ倍（Ｎ＝整数）の周波数２１か
ら１／２Ｎ分周器２２で分周したステレオ信号の副搬送
波（３８ＫＨｚ）４の信号によって、サブ信号６（Ｌ信
号−Ｒ信号）が取出される。サブ信号６は増幅器７に入
力される。増幅器７の利得をＧｓとすると、Ｇｓ倍され
た非反転出力である（Ｌ−Ｒ）信号８を加算器１０に入
力する。また、Ｇｓ倍された反転出力である（Ｒ−Ｌ）
信号９を加算器１６に入力する。（Ｌ−Ｒ）信号８をＳ
ＵＢ１、（Ｒ−Ｌ）信号９をＳＵＢ２とすると次のよう
になる。

【００２２】 ＳＵＢ１＝ａ×Ｇｓ×（Ｌ−Ｒ） …(11) ＳＵＢ２＝ａ×Ｇｓ×（Ｒ−Ｌ） …(12) 増幅器１３の利得をＧｌ、増幅器１４の利得をＧｒとす
ると、増幅器１３に入力されたコンポジット信号はＧｌ
倍され、ステレオ信号の副搬送波（３８ＫＨｚ）×２Ｎ
倍（Ｎ＝整数）の周波数２１で切り替えるスイッチ回路
１８によって加算器１０、１６に分離されて入力され
る。同様に、増幅器１４に入力されたコンポジット信号
１はＧｒ倍され、スイッチ回路１８によって加算器１
０、１６に分離されて入力される。加算器１０に入力さ
れる（Ｌ＋Ｒ）信号１９をＭＡＩＮ１とし、加算器１６
に入力される（Ｌ＋Ｒ）信号２０をＭＡＩＮ２とする
と、これらは次のようになる。

【００２３】 ＭＡＩＮ１＝Ｇｌ×Ｎ／（２×Ｎ）×（Ｌ＋Ｒ）＋Ｇｒ×Ｎ／（２×Ｎ） ×（Ｌ＋Ｒ） ＝（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２）×（Ｌ＋Ｒ） …(13) ＭＡＩＮ２＝Ｇｒ×Ｎ／（２×Ｎ）×（Ｌ＋Ｒ）＋Ｇｌ×Ｎ／（２×Ｎ） ×（Ｌ＋Ｒ） ＝（Ｇｒ／２＋Ｇｌ／２）×（Ｌ＋Ｒ） …(14) 加算器１０の出力をＬｏｕｔとするとＬｏｕｔは次のよ
うになる。

【００２４】 Ｌｏｕｔ＝（１１）式＋（１３）式 ＝ａ×Ｇｓ×（Ｌ−Ｒ）＋（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２）×（Ｌ＋Ｒ） ＝（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２＋ａ×Ｇｓ）×Ｌ ＋（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２−ａ×Ｇｓ）×Ｒ …(15) 加算器１６の出力をＲｏｕｔとするとＲｏｕｔは次のよ
うになる。

【００２５】 Ｒｏｕｔ＝（１２）式＋（１４）式 ＝ａ×Ｇｓ×（Ｒ−Ｌ）＋（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２）×（Ｌ＋Ｒ） ＝（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２−ａ×Ｇｓ）×Ｌ ＋（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２＋ａ×Ｇｓ）×Ｒ …(16) Ｌ信号−ｏｎｌｙ時（Ｒ＝０の時）のセパレーションを
ＳｅｐＬｏｎｌｙとすると ＳｅｐＬｏｎｌｙ＝２０×ｌｏｇ（（１５）式／（１６）式） ＝２０×ｌｏｇ（（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２＋ａ×Ｇｓ） ／（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２−ａ×Ｇｓ）） …(17) Ｒ信号−ｏｎｌｙ時（Ｌ＝０の時）のセパレーションを
ＳｅｐＲｏｎｌｙとすると ＳｅｐＲｏｎｌｙ＝２０×ｌｏｇ（（１６）式／（１５）式） ＝２０×ｌｏｇ（（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２＋ａ×Ｇｓ） ／（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２−ａ×Ｇｓ）） …(18) （１７）、（１８）式よりＬ信号−ｏｎｌｙ時のセパレ
ーションとＲ信号−ｏｎｌｙ時のセパレーションの式は
一致する。

【００２６】今、増幅器１３でコンポジット信号１をＧ
ｌ倍した波形１１（図４（１））はスイッチ回路１８で
図４（２）のように出力１９，２０に分けられる。

【００２７】スイッチ回路１８のスイッチパルス２１の
Ｎを５として説明する。Ｎ＝５のスイッチパルス（３８
ＫＨｚ×２×５＝３８０ＫＨｚ）で切り替えた時の１周
期は１／３８０ＫＨｚである。Ｌ＋Ｒ信号は３８ＫＨｚ
の１周期分と考えられるのでＮ＝５のスイッチパルスで
スイッチ回路１８が切り替わる回数は（１／３８ＫＨ
ｚ）×（１／３８０ＫＨｚ）＝１０回である。３８ＫＨ
ｚ１周期分を１０分割しているのとスイッチパルス２１
のデューティが５０％であるためスイッチ回路１８の切
替１回で加算器１０に加えるのはＧｌ／１０／２であ
る。また、加算器１６に加わるのはＧｌ／１０／２であ
る。３８ＫＨｚ１周期分でスイッチ回路１８は１０回切
り変わるため、加算器１０には Ｇｌ／２０＋Ｇｌ／２０＋Ｇｌ／２０＋Ｇｌ／２０＋Ｇ
ｌ／２０＋Ｇｌ／２０＋Ｇｌ／２０＋Ｇｌ／２０＋Ｇｌ
／２０＋Ｇｌ／２０＝Ｇｌ／２ が入力される。加算器１６にもＧｌ／２が入力される。
同様に、増幅器１４の出力１５もＧｒ／２で加算器１
０，１６に入力される。

【００２８】ステレオ信号の副搬送波（３８ＫＨｚ）と
同位相かつ、３８ＫＨｚの偶数倍の周波数で増幅器１３
の出力を分割すると、１／２づつ加算器１０，１６に入
力される。

【００２９】本実施形態によれば、増幅器１３の利得Ｇ
ｌと増幅器１４の利得Ｇｒとに利得の相対バラツキが生
じてもＬ信号−ｏｎｌｙ時とＲ信号−ｏｎｌｙ時でセパ
レーションに差が生じない。その理由は、増幅器１３の
出力１１と増幅器１４の出力１５がステレオ信号の副搬
送波×２Ｎ倍（Ｎ＝整数）である周波数２１で切り替わ
るスイッチ回路１８によって、加算器１０の入力には、
Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２が加算され、加算器１６の入力に
は、Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２が加算され、加算器１０，１６
の入力が一致するからである。

【００３０】本発明の他の実施形態を図５に示す。

【００３１】本実施形態は、増幅器１３の出力と増幅器
１４の出力をステレオ信号の副搬送波（３８ＫＨｚ）か
らπ／２位相がずれた周波数２４にて切り替えるスイッ
チ回路１８を設けることで、増幅器１３，１４の利得の
相対バラツキに関与されないでＬ信号−ｏｎｌｙ時とＲ
信号−ｏｎｌｙ時でセパレーションに差が生じないとい
うことを特徴とするものである。

【００３２】増幅器１３の出力１１と、増幅器１４の出
力１５を切り替えるスイッチ回路１８に使用しているス
テレオ信号の副搬送波（３８ＫＨｚ）×２Ｎ倍２１の周
波数を用いる代わりに、ステレオ信号の副搬送波（３８
ＫＨｚ）４を遅延回路２３でπ／２位相をずらした遅延
回路２３の出力２４（ステレオ信号の副搬送波（３８Ｋ
Ｈｚ）からπ／２位相がずれた周波数）を使用する。

【００３３】スイッチ回路１８は、増幅器の出力１１と
増幅器の出力１５を切り換えながら加算器１０、１６に
入力する。この時の加算器１０の出力１２をＬｏｕｔと
し、加算器１６の出力１７をＲｏｕｔとすると次のよう
になる。

【００３４】 Ｌｏｕｔ＝（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２）×（Ｌ＋Ｒ）＋ａ×Ｇｓ×（Ｌ−Ｒ） ＝（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２＋ａ×Ｇｓ）×Ｌ ＋（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２−ａ×Ｇｓ）×Ｒ …(19) Ｒｏｕｔ＝（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２）×（Ｌ＋Ｒ）＋ａ×Ｇｓ×（Ｒ−Ｌ） ＝（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２−ａ×Ｇｓ）×Ｌ ＋（Ｇｌ／２＋Ｇｒ／２＋ａ×Ｇｓ）×Ｒ …(20) （１９）式は（１５）式と、（２０）式は（１６）式と
一致することから第１の実施形態と同じ効果が得られ、
本発明の目的が達成される。

【００３５】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、コンポジ
ット信号を増幅する２つの増幅器の利得に相対バラツキ
が生じてもＬ信号−ｏｎｌｙ時とＲ信号−ｏｎｌｙ時で
セパレーションに差が生じないという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態のステレオ復調回路の
ブロック図である。

【図２】図１の復調回路の詳細回路図である。

【図３】コンポジット信号１の波形図である。

【図４】増幅器１１の出力と加算器１０，１６にそれぞ
れ入力される信号１９，２０の波形図である。

【図５】本発明の第２の実施形態のステレオ復調回路の
ブロック図である。

【図６】ステレオ復調回路の従来例のブロック図であ
る。

【図７】利得の相対バラツキとＲ信号−ｏｎｌｙ時セパ
レーションの関係を示すグラフである。

【符号の説明】 １ コンポジット信号 ２ 可変利得増幅器 ３ 可変利得増幅器２の出力 ４ ステレオ信号の副搬送波 ５ 乗算器 ６ 乗算器５の出力 ７ 増幅器 ８ 増幅器７の非反転出力 ９ 増幅器７の反転出力 １０ 加算器 １１ 増幅器１３の出力 １２ 加算器１０の出力 １３，１４ 増幅器 １５ 増幅器１４の出力 １６ 加算器 １７ 加算器１６の出力 １８ スイッチ回路 １９，２０ スイッチ回路１８の出力 ２１ ステレオ信号の副搬送波（３８ＫＨｚ）×２Ｎ ２２ １／２Ｎ分周器 ２３ 遅延回路 ２４ 遅延回路２３の出力

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 パイロットトーン方式のステレオ復調回
   路であって、 コンポジット信号を増幅する可変利得増幅器と、 ステレオ信号の副搬送波×２Ｎ倍（Ｎは正整数）の周波
   数を（１／２Ｎ）分周する分周器と、 前記可変利得増幅器の出力と、前記分周器で分周された
   ステレオ信号の副搬送波を乗算する乗算器と、 該乗算器の出力を増幅する第１の増幅器と、 前記コンポジット信号を増幅する第２、第３の増幅器
   と、 前記ステレオ信号の副搬送波×２Ｎの周波数で切換わ
   り、前記第２、第３の増幅器の出力をそれぞれ第１、第
   ２の出力またはそれぞれ第２、第１の出力に交互に出力
   するスイッチ回路と、 前記第１の増幅器の非反転出力と前記スイッチ回路の第
   １の出力を加算する第１の加算器と、 前記第１の増幅器の反転出力と前記スイッチ回路の第２
   の出力を加算する第２の加算器を有するステレオ復調回
   路。
2. 【請求項２】 パイロットトーン方式のステレオ復調回
   路であって、 コンポジット信号を増幅する可変利得増幅器と、 ステレオ信号の副搬送波からπ／２位相がずれた周波数
   の信号を出力する遅延回路と、 前記可変利得増幅器の出力と、前記ステレオ信号の副搬
   送波を乗算する乗算器と、 該乗算器の出力を増幅する第１の増幅器と、 前記コンポジット信号を増幅する第２、第３の増幅器
   と、 前記遅延回路の出力で切換わり、前記第２、第３の増幅
   器の出力をそれぞれ第１、第２の出力またはそれぞれ第
   ２、第１の出力に交互に出力するスイッチ回路と、 前記第１の増幅器の非反転出力と前記スイッチ回路の第
   １の出力を加算する第１の加算器と、 前記第１の増幅器の反転出力と前記スイッチ回路の第２
   の出力を加算する第２の加算器を有するステレオ復調回
   路。