JPS593054B2 - ステレオ復調回路 - Google Patents
ステレオ復調回路Info
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- JPS593054B2 JPS593054B2 JP8000978A JP8000978A JPS593054B2 JP S593054 B2 JPS593054 B2 JP S593054B2 JP 8000978 A JP8000978 A JP 8000978A JP 8000978 A JP8000978 A JP 8000978A JP S593054 B2 JPS593054 B2 JP S593054B2
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- JP
- Japan
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- signal
- stereo
- switching means
- output
- phase
- Prior art date
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ステレオ復調回路に関し、特にＦＭマルチプ
レクスＭＰＸステレオ復調回路に関する。
レクスＭＰＸステレオ復調回路に関する。
ＦＭ−ＭＰＸステレオ復調方式としていわゆるスイッチ
ング方式がある。
ング方式がある。
このスイッチング方式は、ＦＭステレオコンポジット信
号が、３８ ＫＨｚサブキャリヤと同相タイミングにＬ
（左）チャンネル信号を、またサブキャリヤ逆相タイミ
ングにＲ（右）チャンネル信号を夫々時分割的に含有し
ているという性質に鑑みてなされる復調方式である。
号が、３８ ＫＨｚサブキャリヤと同相タイミングにＬ
（左）チャンネル信号を、またサブキャリヤ逆相タイミ
ングにＲ（右）チャンネル信号を夫々時分割的に含有し
ているという性質に鑑みてなされる復調方式である。
すなわち、ステレオコンポジット信号をサブキャリヤと
同相タイミングにてゲート（スイッチング）シてＬチャ
ンネル信号を得、逆相タイミングにてゲートしてＲチャ
ンネル信号な得るようにしたものである。
同相タイミングにてゲート（スイッチング）シてＬチャ
ンネル信号を得、逆相タイミングにてゲートしてＲチャ
ンネル信号な得るようにしたものである。
しかしながら、かかるスイッチング方式では、サブキャ
リヤと正確に対応した正逆相スイッチング信号を得るこ
とが困難なこと、また仮令正逆相スイッチング信号を正
確なタイミングで得たとしても、スイッチング回路のス
イッチ素子の動作遅れ等に起因してスイッチングタイミ
ングがずれることは避けられない。
リヤと正確に対応した正逆相スイッチング信号を得るこ
とが困難なこと、また仮令正逆相スイッチング信号を正
確なタイミングで得たとしても、スイッチング回路のス
イッチ素子の動作遅れ等に起因してスイッチングタイミ
ングがずれることは避けられない。
その結果時分割多重化情報のゲートタイミングがずれて
ＬチャンネルへＲチャンネル成分が、またＲチャンネル
へＬチャンネル成分が夫々若干混入してセパレーション
の悪化？招来する。
ＬチャンネルへＲチャンネル成分が、またＲチャンネル
へＬチャンネル成分が夫々若干混入してセパレーション
の悪化？招来する。
そこで、このセパレーションを除くべり復調回路の出力
段にセパレーション調整回路を付加する必要がある。
段にセパレーション調整回路を付加する必要がある。
かかる構成では復調回路とセパレージョン調整回路との
両者が必要となって構成が複雑となると共に、信号経路
が長くなって歪の増大な伴うことになる。
両者が必要となって構成が複雑となると共に、信号経路
が長くなって歪の増大な伴うことになる。
本発明の目的は、ＭＰＸステレオ復調とセパレーション
調整とを同時に行うようにして回路の簡素化を図り信号
歪を少くしたＭＰＸステレオ復調回路を提供することで
ある。
調整とを同時に行うようにして回路の簡素化を図り信号
歪を少くしたＭＰＸステレオ復調回路を提供することで
ある。
以下、本発明を添付図面を参照して詳細に説明する。
第１図は本発明の実施例を示す回路ブロック図である。
フロントエンド（図示しない）からの中間周波信号はＩ
Ｆアング１により中間周波増幅されて、リミッタ２によ
り振幅制限な受ける。
Ｆアング１により中間周波増幅されて、リミッタ２によ
り振幅制限な受ける。
しかる後にＦＭ検波回路３においてＦＭ検波されて、い
わゆるコンポジット（複合）信号が得られる。
わゆるコンポジット（複合）信号が得られる。
このコンポジット信号はＬ（左）チャンネル信号とＲ（
右）チャンネル信号の和成分である主信号と、Ｌチャン
ネル信号とＲチャンネル信号の差成分により副搬送波信
号（３８ＫＨｚ）が振幅変調された副信号と、更には１
９ＫＨｚのパイロット信号とを含んでいる。
右）チャンネル信号の和成分である主信号と、Ｌチャン
ネル信号とＲチャンネル信号の差成分により副搬送波信
号（３８ＫＨｚ）が振幅変調された副信号と、更には１
９ＫＨｚのパイロット信号とを含んでいる。
か＼るコンポジット信号は次段のＭＰＸステレオ復調回
路４により復調されてＬ及びＲ信号にそれぞれ分離され
る。
路４により復調されてＬ及びＲ信号にそれぞれ分離され
る。
本発明の復調回路４において、コンポジット信号はバッ
ファアンプ、例えば逆相入力端と出力端とが短絡された
演算増幅器ＯＰ１の正相入力端と抵抗Ｒ１を介して演算
増幅器ＯＰ２の逆相入力端にそれぞれ入力される。
ファアンプ、例えば逆相入力端と出力端とが短絡された
演算増幅器ＯＰ１の正相入力端と抵抗Ｒ１を介して演算
増幅器ＯＰ２の逆相入力端にそれぞれ入力される。
演算増幅器ＯＰ２は正相入力端が抵抗Ｒ２により接地さ
れ、出力端と逆相入力端との間には帰還抵抗としての可
変抵抗Ｒ３が設けられて反転増幅器な構成し、演算増幅
器ＯＰＩの出力信号の逆相信号を出力する。
れ、出力端と逆相入力端との間には帰還抵抗としての可
変抵抗Ｒ３が設けられて反転増幅器な構成し、演算増幅
器ＯＰＩの出力信号の逆相信号を出力する。
この演算増幅器ＯＰ２の増幅利得は、Ｒ，３７Ｒ１で表
わされるため可変抵抗Ｒ３を調整することによシ所望の
増幅利得が得られる。
わされるため可変抵抗Ｒ３を調整することによシ所望の
増幅利得が得られる。
演算増幅器ＯＰＩの出力は抵抗Ｒ４，Ｒｓ＆介してスイ
ッチング手段としてのアナログスイッチＧｌ 、 Ｇｚ
にそれぞれ入力され、演算増幅器ＯＰ２の出力は抵抗Ｒ
６，Ｒ７を介してアナログスイッチＧ３ 、 Ｇ４にそ
れぞれ入力される。
ッチング手段としてのアナログスイッチＧｌ 、 Ｇｚ
にそれぞれ入力され、演算増幅器ＯＰ２の出力は抵抗Ｒ
６，Ｒ７を介してアナログスイッチＧ３ 、 Ｇ４にそ
れぞれ入力される。
当該アナログスイッチＧ１〜Ｇ４は例えばＣＭＯＳ （
相補型ＭＯ８））ランラスタを含むスイッチにより構成
されるが、他のスイッチング素子を用いても良いことは
明白である。
相補型ＭＯ８））ランラスタを含むスイッチにより構成
されるが、他のスイッチング素子を用いても良いことは
明白である。
アナログスイッチＧｌ、Ｇ３の各出力は演算増幅器ＯＰ
３の逆相入力端に印加され、その正相入力端は抵抗Ｒ８
により接地されている。
３の逆相入力端に印加され、その正相入力端は抵抗Ｒ８
により接地されている。
演算増幅器ＯＰ３の出力端とアナログスイッチＧ１及び
Ｇ３の入力端との間にはそれぞれ帰還抵抗Ｒ９及びＲＩ
Ｏが設けられて反転増幅器が構成される。
Ｇ３の入力端との間にはそれぞれ帰還抵抗Ｒ９及びＲＩ
Ｏが設けられて反転増幅器が構成される。
アナログスイッチＧ２ 、 Ｇ４の各出力は演算増幅器
ＯＰ４の逆相入力端に印加され、その正相入力端は抵抗
Ｒ１１により接地されている。
ＯＰ４の逆相入力端に印加され、その正相入力端は抵抗
Ｒ１１により接地されている。
演算増幅器ＯＰ４の出力端とスイッチＧ２及びＧ４の入
力端との間にはそれぞれ帰還抵抗Ｒ１２及びＲ１３が設
けられて反転増幅器が構成される。
力端との間にはそれぞれ帰還抵抗Ｒ１２及びＲ１３が設
けられて反転増幅器が構成される。
また、各アナログスイッチＧｌ〜Ｇ４の導通・非導通状
態な制御するための制御信号発生回路５が設けられてい
る。
態な制御するための制御信号発生回路５が設けられてい
る。
すなわち、コンポジット信号からパイロット信号（１９
ＫＨ２）が検出回路６によシ検出されて、１９ＫＨ２信
号は逓倍されて副搬送波信号と位相の一致した３８ＫＨ
２矩形波信号Ａとそれの逆相信号Ｂとが３８ＫＨ２発生
回路７により得られる。
ＫＨ２）が検出回路６によシ検出されて、１９ＫＨ２信
号は逓倍されて副搬送波信号と位相の一致した３８ＫＨ
２矩形波信号Ａとそれの逆相信号Ｂとが３８ＫＨ２発生
回路７により得られる。
また、１９ＫＨ２検出回路６においては、例えばパイロ
ット信号が存在しない場合、すなわちモノラル信号受信
時に高レベル信号Ｃを出力するように構成されている。
ット信号が存在しない場合、すなわちモノラル信号受信
時に高レベル信号Ｃを出力するように構成されている。
か＼る構成において、先ずステレオ信号受信時にはスイ
ッチＧｌ 、 Ｇ４は３８ＫＨｚ発生回路γで得られた
副搬送波と同相の信号Ａ（第２図ａ ＊ ｂ ）により
制御され、スイッチＧ２ ｙ Ｇ３は逆相信号Ｂ（第２
図す、ｃ）により制御される。
ッチＧｌ 、 Ｇ４は３８ＫＨｚ発生回路γで得られた
副搬送波と同相の信号Ａ（第２図ａ ＊ ｂ ）により
制御され、スイッチＧ２ ｙ Ｇ３は逆相信号Ｂ（第２
図す、ｃ）により制御される。
各スイッチは高レベルの制御信号によりオンとなるもの
とすると、副搬送波が高レベルの時はスイッチＧ１及び
Ｇ４がオン、スイッチＧ２及びＧ３がオフとなる。
とすると、副搬送波が高レベルの時はスイッチＧ１及び
Ｇ４がオン、スイッチＧ２及びＧ３がオフとなる。
スイッチＧ１のオンによりコンポジット信号が演算増幅
器ＯＰ３ により反転増幅されて出力される。
器ＯＰ３ により反転増幅されて出力される。
ここで、副搬送波と同相信号期間はコンポジット信号は
Ｌチャンネル情報成分？含んでいるから、ＯＦ２の出力
はＬチャンネル情報となる。
Ｌチャンネル情報成分？含んでいるから、ＯＦ２の出力
はＬチャンネル情報となる。
このＯＦ２の出力端には、Ｒチャンネル情報と完全に分
離されたＬチャンネル情報のみが出力されるのが望まし
いが、スイッチング手段の特性上の問題等によりＲチャ
ンネル情報のリーク分を含んだＬチャンネル情報が出力
される。
離されたＬチャンネル情報のみが出力されるのが望まし
いが、スイッチング手段の特性上の問題等によりＲチャ
ンネル情報のリーク分を含んだＬチャンネル情報が出力
される。
このために、逆相信号ＢでスイッチＧ３ ’にオンせ
しめて演算増幅器ＯＰ２において増隅利得Ｒ３／Ｒ１で
反転増幅されたコンポジット信号の逆相信号を演算増幅
器ＯＰ３の反転入力端に印加することにより上記Ｒチャ
ンネル情報のリーク分な排除し得る。
しめて演算増幅器ＯＰ２において増隅利得Ｒ３／Ｒ１で
反転増幅されたコンポジット信号の逆相信号を演算増幅
器ＯＰ３の反転入力端に印加することにより上記Ｒチャ
ンネル情報のリーク分な排除し得る。
更に詳述すれば、ＦＭステレオコンポジット信号を（Ｌ
＋Ｒ）＋ （Ｌ−Ｒ）ｓｉｎωｔとすると（ｓｉｎωｔ
はサブキャリヤ信号）、これはＬ（１十ｓｉｎωｔ ）
十Ｒ（１−ｓ ｉｎ ωｔ ）と変形されｓｉｎωｔ
と同相成分はＬ成分であり、ｓｉｎωｔと逆相成分はＲ
成分となっていることが判る。
＋Ｒ）＋ （Ｌ−Ｒ）ｓｉｎωｔとすると（ｓｉｎωｔ
はサブキャリヤ信号）、これはＬ（１十ｓｉｎωｔ ）
十Ｒ（１−ｓ ｉｎ ωｔ ）と変形されｓｉｎωｔ
と同相成分はＬ成分であり、ｓｉｎωｔと逆相成分はＲ
成分となっていることが判る。
よって、ｓｉｎωｔなる基本波を有する信号（第２図ａ
、ｂの信号）にて同相増幅器ＯＰ１の出力をスイッチＧ
１ をもってスイッチングすることにより、Ｌ成分が
抽出される。
、ｂの信号）にて同相増幅器ＯＰ１の出力をスイッチＧ
１ をもってスイッチングすることにより、Ｌ成分が
抽出される。
しかし、先述した如くＲ成分のリークが生ずるから、何
等の処理も施さなければ、反転増幅器ＯＰ３の出力には
、−（Ｌ 十ａ Ｒ）なる成分が導出される（但し、０
（ａ＜１である）。
等の処理も施さなければ、反転増幅器ＯＰ３の出力には
、−（Ｌ 十ａ Ｒ）なる成分が導出される（但し、０
（ａ＜１である）。
そこで、ゲインａの反転増幅器ＯＰ２にてコンポジット
信号を反転してこれをｓｉｎωｔとは逆相の一５ｉｎω
ｔなる基本波を有する信号（第２図す。
信号を反転してこれをｓｉｎωｔとは逆相の一５ｉｎω
ｔなる基本波を有する信号（第２図す。
Ｃの信号）にてスイッチＧ３をもってスイッチングする
ことにより、−ａＲなる成分が抽出されて反転増幅器Ｏ
Ｐ３の出力には−（Ｌ＋ａＲ）成分とａＲ酸成分が導出
されることになり、リーク分であるａＲ酸成分キャンセ
ルされるのである。
ことにより、−ａＲなる成分が抽出されて反転増幅器Ｏ
Ｐ３の出力には−（Ｌ＋ａＲ）成分とａＲ酸成分が導出
されることになり、リーク分であるａＲ酸成分キャンセ
ルされるのである。
従って、Ｒチャンネル情報と分離されたＲチャンネル情
報が得られる。
報が得られる。
なお、演算増幅器ＯＰ２の増幅利得の調整、すなわち可
変抵抗Ｒ３’を調整することによりセパレーション調整
が可能となる。
変抵抗Ｒ３’を調整することによりセパレーション調整
が可能となる。
スイッチＧ１ 又はＧ３のオン時の演算増幅器ＯＰ３の
増幅利得はＲ９／Ｒ４又はＩＲＩＯ／Ｒ６で表わされる
からＲ４＝Ｒ６＝Ｒ、Ｒ９＝Ｒｔｏ ＝Ｒｏとすれば共
にＲｏ／Ｒとなる。
増幅利得はＲ９／Ｒ４又はＩＲＩＯ／Ｒ６で表わされる
からＲ４＝Ｒ６＝Ｒ、Ｒ９＝Ｒｔｏ ＝Ｒｏとすれば共
にＲｏ／Ｒとなる。
一方、副搬送波が低し〜しの時は、スイッチＧ２のオン
によりコンポジット信号が演算増幅器ＯＰ４により反転
増幅されて出力されることは明白である。
によりコンポジット信号が演算増幅器ＯＰ４により反転
増幅されて出力されることは明白である。
ここで、この期間はコンポジット信号がＲチャンネル情
報成分な含んでいるから、ＯＦ２ の出力はＲチャンネ
ル情報となる。
報成分な含んでいるから、ＯＦ２ の出力はＲチャンネ
ル情報となる。
また、副搬送波と同相の信号ＡでスイッチＧ４をオンせ
しめてコンポジット信号の逆相信号を演算増幅器ＯＰ４
の反転入力端に印加することによりＲチャンネル情報
に含まれたＲチャンネル情報のリーク分？排除し得るこ
とは先述の数式を用いた原理と同様である。
しめてコンポジット信号の逆相信号を演算増幅器ＯＰ４
の反転入力端に印加することによりＲチャンネル情報
に含まれたＲチャンネル情報のリーク分？排除し得るこ
とは先述の数式を用いた原理と同様である。
スイッチＧ２又はＧ４のオン時の演算増幅器ＯＰ４の増
幅利得はＲ１２／Ｒ５又はＲ１３／Ｒ７で表わされるか
らＲ５＝Ｒ７＝Ｒ，Ｒ１２：Ｒ１，３：Ｒｏ とすれ
ば共にＲｏ／Ｒとなる。
幅利得はＲ１２／Ｒ５又はＲ１３／Ｒ７で表わされるか
らＲ５＝Ｒ７＝Ｒ，Ｒ１２：Ｒ１，３：Ｒｏ とすれ
ば共にＲｏ／Ｒとなる。
従って、Ｒ４＝ Ｒ５＝Ｒ６＝Ｒ７，Ｒ９＝Ｒ１ｏ＝Ｒ
ｈ＝Ｒ１２とすればり。
ｈ＝Ｒ１２とすればり。
Ｒチャンネル信号は同レベルで出力可能となる。
次に、左右チャンネル信号が同一の場合すなわちモノラ
ル信号受信時には、第２図に示す如く、スイッチＧ１〜
Ｇ４には高レベルの制御信号Ｃが印加される。
ル信号受信時には、第２図に示す如く、スイッチＧ１〜
Ｇ４には高レベルの制御信号Ｃが印加される。
この場合は、演算増幅器ＯＰ３の帰還抵抗Ｒ９とＲＩＯ
，ＯＦ２ の帰還抵抗Ｒ１２とＲ１３が互いに並列にな
り、合成帰還抵抗はＲＯ／２となる。
，ＯＦ２ の帰還抵抗Ｒ１２とＲ１３が互いに並列にな
り、合成帰還抵抗はＲＯ／２となる。
従って、ＯＦ２．ＯＦ２の各増幅利得はＲ。／２Ｒとな
り、ステレオ信号受信時の利得の％となることが判る。
り、ステレオ信号受信時の利得の％となることが判る。
しかし乍ら、ステレオ時にはスイッチ０１〜Ｇ４のスイ
ッチング動作により復調効率が％となっているためにス
テレオ時の出力とモノラル時の出力レベルとは同一とな
る。
ッチング動作により復調効率が％となっているためにス
テレオ時の出力とモノラル時の出力レベルとは同一とな
る。
また、演算増幅器ＯＰ３．ＯＰ４の増幅動作時、各スイ
ッチＧ１〜Ｇ４ が負帰還ループ内に含まれるために、
非直線性のアナログスイッチを用いても歪は発生しない
。
ッチＧ１〜Ｇ４ が負帰還ループ内に含まれるために、
非直線性のアナログスイッチを用いても歪は発生しない
。
以上詳述した如く、本発明によれば増幅器とスイッチン
グ手段とを用いるのみでステレオ復調とセパレーション
の調整とが同時に可能であるから回路構成が簡単となる
と共に信号経路が短くなって信号歪も少なくなる。
グ手段とを用いるのみでステレオ復調とセパレーション
の調整とが同時に可能であるから回路構成が簡単となる
と共に信号経路が短くなって信号歪も少なくなる。
第１図は、本発明の実施例を含むＦＭ受信機のブロック
図、第２図は、第１図における各スイッチの制御状態を
示す図である。 主要部分の符号の説明、４・・・・・・ＭＰＸ復調回路
、５・・・・・・制御信号発生回路、Ｇｌ〜Ｇ４・・・
・・・ アナログスイッチ、ＯＰＩ〜ＯＰ４・・・・・
・演算増幅器。
図、第２図は、第１図における各スイッチの制御状態を
示す図である。 主要部分の符号の説明、４・・・・・・ＭＰＸ復調回路
、５・・・・・・制御信号発生回路、Ｇｌ〜Ｇ４・・・
・・・ アナログスイッチ、ＯＰＩ〜ＯＰ４・・・・・
・演算増幅器。
Claims (1)
- １ 第１図及び第２チヤンネル情報により変調された被
変調信号を含むステレオコンポジット信号を受けて前記
第１及び第２チヤンネル情報を分離するステレオ復調回
路であって、前記ステレオコンポジット信号の位相反転
信号をレベル制御して発生する逆相信号発生手段と、第
１及び第２の増幅器と、前記ステレオコンポジット信号
を前記第１及び第２の増幅器の入力へ夫々印力歯１］御
する第１及び第２スイッチング手段と、前記逆相信号発
生手段の出力を前記第１及び第２の増幅器の入力へ夫々
印加制御する第３及び第４スイッチング手段と、前記第
１〜４スイツチング手段のオンオフを制御する制御手段
とを含み、前記制御手段は、前記ステレオコンポジット
信号のステレオパイロット信号と同期したサブキャリヤ
信号に対する正相及び逆相信号を発生すると共に、前記
ステレオパイロット信号非存在時には前記スイッチング
手段をオンとするためのオン制御信号？発生するよう構
成されておシ、前記第１及び第４スイッチング手段を前
記正相信号により、前記第２及び第３スイッチング手段
を前記逆相信号により夫々制御し、また前記第１〜第４
スイツチング手段を前記オン制御信号によシ夫々制御す
るようにし、前記第１及び第２の増幅器の各出力を夫々
前記第１及び第２チヤンネル情報出力とするステレオ復
調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8000978A JPS593054B2 (ja) | 1978-06-30 | 1978-06-30 | ステレオ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8000978A JPS593054B2 (ja) | 1978-06-30 | 1978-06-30 | ステレオ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS558112A JPS558112A (en) | 1980-01-21 |
| JPS593054B2 true JPS593054B2 (ja) | 1984-01-21 |
Family
ID=13706320
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8000978A Expired JPS593054B2 (ja) | 1978-06-30 | 1978-06-30 | ステレオ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS593054B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02176239A (ja) * | 1988-12-28 | 1990-07-09 | Yunitsuta Kk | 小型原動機用減速機 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0814829B2 (ja) * | 1986-12-27 | 1996-02-14 | ソニー株式会社 | 乗算回路 |
-
1978
- 1978-06-30 JP JP8000978A patent/JPS593054B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02176239A (ja) * | 1988-12-28 | 1990-07-09 | Yunitsuta Kk | 小型原動機用減速機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS558112A (en) | 1980-01-21 |
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