JPS59204317A - オ−デイオａｇｃ回路 - Google Patents
オ−デイオａｇｃ回路Info
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- JPS59204317A JPS59204317A JP7845483A JP7845483A JPS59204317A JP S59204317 A JPS59204317 A JP S59204317A JP 7845483 A JP7845483 A JP 7845483A JP 7845483 A JP7845483 A JP 7845483A JP S59204317 A JPS59204317 A JP S59204317A
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- Japan
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- output
- phase
- demodulation
- audio
- demodulated
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は特にＡＭ放送用のＰＬＬ同期復調受信機に好
適するオーディオＡＧＣ回路の改良に関する。
適するオーディオＡＧＣ回路の改良に関する。
従来、ＡＭ放送用のＰＬＬ同期復調受信機におけるオー
ディオＡＧＣ回路として第１図に示すように構成された
ものが知られている。
ディオＡＧＣ回路として第１図に示すように構成された
ものが知られている。
すなわち、ダイレクト同期復調方式のＰＬＬ同期復調回
路１０に入力される図示しない前段部からの入力信号を
第１および第２の位相検波器ｐＨ，ＰＤ２ならびに第１
および第２のローパスフィルタＬＰＦ ｌ 、 ＬＰＦ
２に通すことにより、同相キャリアによる復調出力Ｉ
（ｔ）と直交キャリアによる復調出力Ｑ（ｔ）−ｅ得、
前者の同相キャリアによる復調出力Ｉ（ｔ）’（＋−オ
ーディオ増幅器１）に供給すると共にローパスフィルタ
でなるＡＧＣ回路１２を介１．て上記オーディオ増幅器
１ノならびに図示しない高周波段等のＡＧＣ用に供する
。
路１０に入力される図示しない前段部からの入力信号を
第１および第２の位相検波器ｐＨ，ＰＤ２ならびに第１
および第２のローパスフィルタＬＰＦ ｌ 、 ＬＰＦ
２に通すことにより、同相キャリアによる復調出力Ｉ
（ｔ）と直交キャリアによる復調出力Ｑ（ｔ）−ｅ得、
前者の同相キャリアによる復調出力Ｉ（ｔ）’（＋−オ
ーディオ増幅器１）に供給すると共にローパスフィルタ
でなるＡＧＣ回路１２を介１．て上記オーディオ増幅器
１ノならびに図示しない高周波段等のＡＧＣ用に供する
。
また、後者の直交キャリアによる復調出力Ｑ（ｔ）はル
ーシフ４ルタ１３を介して基準発振器１４に供給され、
この基準発振器１４から基準信号は位相周波数比較器１
５を介して局部発振器１６′Ｊｋ駆動するのに供される
。そして、この局部発振器１６からの４ｆｃＣｆｃはキ
ャリア周波数）なる出力はプログラマブル分周器１７に
よりＮ分周されて上記位相周波数比較器１５を制御・す
るのに供せられると共に、ジョンソンカウンタ１８によ
、す４分周されて、前記第１および第２の位相検波器Ｐ
ＤＪ、ＰＤ２５スイッチング駆動するのに供せられてい
る。
ーシフ４ルタ１３を介して基準発振器１４に供給され、
この基準発振器１４から基準信号は位相周波数比較器１
５を介して局部発振器１６′Ｊｋ駆動するのに供される
。そして、この局部発振器１６からの４ｆｃＣｆｃはキ
ャリア周波数）なる出力はプログラマブル分周器１７に
よりＮ分周されて上記位相周波数比較器１５を制御・す
るのに供せられると共に、ジョンソンカウンタ１８によ
、す４分周されて、前記第１および第２の位相検波器Ｐ
ＤＪ、ＰＤ２５スイッチング駆動するのに供せられてい
る。
ここで、上記入力信号を
Ａ （１＋Ｍ（ｔ） ）ｃｏｓωｃｔ＋ＵｃｏｓωＵｔ
−（１１とする。但し、オーディオ帯域内の
変調信号Ｍ（ｔ）によるキャリア振幅器Ａ、角周波数ω
。のＡＭ−ＤＳＢ変調信号Ａ （１千Ｍ（ｔ））部ωｃ
ｔおよび前段までの中間周波フィルタ等で除去できない
ωＵ〉ωＣなる角周波数ωυ、振幅Ｕの上側妨害波Ｕｃ
ｏｓωＵｔとする。
−（１１とする。但し、オーディオ帯域内の
変調信号Ｍ（ｔ）によるキャリア振幅器Ａ、角周波数ω
。のＡＭ−ＤＳＢ変調信号Ａ （１千Ｍ（ｔ））部ωｃ
ｔおよび前段までの中間周波フィルタ等で除去できない
ωＵ〉ωＣなる角周波数ωυ、振幅Ｕの上側妨害波Ｕｃ
ｏｓωＵｔとする。
つまり、ＰＬＬ同期復調回路１０は上述したように入力
信号から、該入力信号のキャリアと同相（Ｉｎ”Ｐｈａ
ｓｅ ）の復調キャリア成分部ωｃｔおよび直交（Ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅ ）の復調キャ１１ア成分山ωｃｔを
再生する。
信号から、該入力信号のキャリアと同相（Ｉｎ”Ｐｈａ
ｓｅ ）の復調キャリア成分部ωｃｔおよび直交（Ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅ ）の復調キャ１１ア成分山ωｃｔを
再生する。
今、ωＵ〉ωＣであって、ωＵ−ωＣがオーディオ帯域
内にあるとすれば、第１の位相検波器ＰＤＺＫよって邸
ωｃｔを乗算し、第１のローＡ’スフィルタＬＰＦ ｌ
を通した出力は Ｉ（ｔ） ＝ Ａ （１＋Ｍ（ｔ） ）＋Ｕｃｏｓ（ω
Ｕ−ωｃ ） ｔ −（２）となる。同様に、第２
の位相検波器ＰＤ２により”Ｃｓｉｎωｃｔ ｋ乗算し
、第２のローノ！スフィルタＬＰＦ、？全通した出力は Ｑ（ｔ）＝４−（ωＵ−ωｃ ） ｔ −
（３）となる。
内にあるとすれば、第１の位相検波器ＰＤＺＫよって邸
ωｃｔを乗算し、第１のローＡ’スフィルタＬＰＦ ｌ
を通した出力は Ｉ（ｔ） ＝ Ａ （１＋Ｍ（ｔ） ）＋Ｕｃｏｓ（ω
Ｕ−ωｃ ） ｔ −（２）となる。同様に、第２
の位相検波器ＰＤ２により”Ｃｓｉｎωｃｔ ｋ乗算し
、第２のローノ！スフィルタＬＰＦ、？全通した出力は Ｑ（ｔ）＝４−（ωＵ−ωｃ ） ｔ −
（３）となる。
上記（２）式から分るように同相キャリアによる復調出
力Ｉ（ｔ）には、オーディオ復調信号Ｍ（ｔ）以外に、
オーディオ帯域内の妨害波信号Ｕｃｏｓ（ωＵ−ωｃ）
ｔを含んでいる。
力Ｉ（ｔ）には、オーディオ復調信号Ｍ（ｔ）以外に、
オーディオ帯域内の妨害波信号Ｕｃｏｓ（ωＵ−ωｃ）
ｔを含んでいる。
４ｆｔ−１（３）式で力えられる直交キャリアによる復
調出力Ｑ（ｔ３はさらに狭帯域のループフィルタ１３全
通して、その直流分により復調キャ１１ア再生用の市１
圧制御形で力る基準発振器１４を制御するのに用いられ
ている。
調出力Ｑ（ｔ３はさらに狭帯域のループフィルタ１３全
通して、その直流分により復調キャ１１ア再生用の市１
圧制御形で力る基準発振器１４を制御するのに用いられ
ている。
ところで、上述したよりなＰＬＬ同期復調回路でも、通
常の受イδ枦の場合と同様に、前段までのＡＧＣの０ｉ
ＩＩきによシ（０式で与えられる入力信号の平均レベル
が一足に斤るように制御されている。
常の受イδ枦の場合と同様に、前段までのＡＧＣの０ｉ
ＩＩきによシ（０式で与えられる入力信号の平均レベル
が一足に斤るように制御されている。
これにより、妨害波がないかあるいはＡ＞Ｕの場合には
、（１）式中のＡが一定に制御されて加えられるので、
（２）式中のオーディオ後制用力成分ＡＭ（ｔ）も一定
となる。
、（１）式中のＡが一定に制御されて加えられるので、
（２）式中のオーディオ後制用力成分ＡＭ（ｔ）も一定
となる。
しかるに、信号が非常に小さくて前段筐でのＡＧＣ能力
の限界を越えている場合あるいはＡ＞Ｕが成立しない程
に大きな妨害信号Ｕｃｃ＋ｓωｕｔが存在する場合には
、前段までのＡＧＣはＡ＋’Ｕが一定となるように制御
動作″ｆｆ：々すため、ＰＬＬ同期復調回路１０への入
力信号である（１）式中のＡ延いては（２）式中のＡ（
復調信号レベル）が低下してしまうこととなり、結果的
にオーディオ復調出力ｍ（ｔ）のレベルは一定に保たれ
なくなってしまう。
の限界を越えている場合あるいはＡ＞Ｕが成立しない程
に大きな妨害信号Ｕｃｃ＋ｓωｕｔが存在する場合には
、前段までのＡＧＣはＡ＋’Ｕが一定となるように制御
動作″ｆｆ：々すため、ＰＬＬ同期復調回路１０への入
力信号である（１）式中のＡ延いては（２）式中のＡ（
復調信号レベル）が低下してしまうこととなり、結果的
にオーディオ復調出力ｍ（ｔ）のレベルは一定に保たれ
なくなってしまう。
このため、ＰＬＬ同期復調回路１ｏの後段に設けるオー
ディオ増幅器１ノに対しＡＧＣ回路１２を介していわゆ
るオーディオＡＧＣをがけることにより、Ｉ（ｔ）に含
まれる直流成分Ａが一定となるように制御し、以って最
終的な復調信号レベル金一定に保つようにしている。
ディオ増幅器１ノに対しＡＧＣ回路１２を介していわゆ
るオーディオＡＧＣをがけることにより、Ｉ（ｔ）に含
まれる直流成分Ａが一定となるように制御し、以って最
終的な復調信号レベル金一定に保つようにしている。
しかしながら、このようなオーディオＡＧＣによれば、
信号が非常に小さくて前段までのＡＧＣ能力を補う場合
には有効であるが、ＡシＵが成立しない程に大きな妨害
波信号Ｕｍｑωｕｔが存在する場合には却って逆効果を
招いてし１うという問題を有していた。
信号が非常に小さくて前段までのＡＧＣ能力を補う場合
には有効であるが、ＡシＵが成立しない程に大きな妨害
波信号Ｕｍｑωｕｔが存在する場合には却って逆効果を
招いてし１うという問題を有していた。
すなわち、後者の場合、オーディオＡＧＣによってオー
ディオ増幅器１ノの利得を上昇させたとすると、妨害波
信号の復調成分が飽和してしまうからである。
ディオ増幅器１ノの利得を上昇させたとすると、妨害波
信号の復調成分が飽和してしまうからである。
つ１す、隣接妨害波が大きい場合には高周波段および中
間周波段（但し中間周波同期復Ｂ周方式の場合）のＡＧ
Ｃでは勿論のことではある〃（、オーディオＡＧＣによ
っても復調出力を一定に保つことが非常に困難であった
。
間周波段（但し中間周波同期復Ｂ周方式の場合）のＡＧ
Ｃでは勿論のことではある〃（、オーディオＡＧＣによ
っても復調出力を一定に保つことが非常に困難であった
。
そこで、この発明は以上のようか点に鑑みてなされたも
ので、隣接妨害かあっても復調出力レベルを一定に保つ
ことができるように改良した極めて良好なるオーディオ
ＡＧＣ回路を提供することを目的としている。
ので、隣接妨害かあっても復調出力レベルを一定に保つ
ことができるように改良した極めて良好なるオーディオ
ＡＧＣ回路を提供することを目的としている。
′ ［シロ明の概要］
すなわち、この先明によるオーディオＡＧＣ回路は、被
復調用入力信号から同相キヤＩＪアによる第１の復調出
力および直交キャ１）アによる８１）２の復調−出力を
導出する復調出力導出手段と、復調出力導出手段による
前記第１および第２の復調出力に対し相対的に９０°の
位相差を与える移相手段と、この移相手段によって９０
°のもγ相差が与えられた前記第１および第２の復調出
力相互間で加算および減算をなさしめる演算手段と、こ
の演算手段による加算出力お！び減算出力ならびに前記
第１の復調出力または該第１の復調出力に対応した出力
成分を選択的に切換える切換手段と、この切換手段によ
って選択的に供給される前記各信号を増幅するオーディ
オ増幅手段と、このオーディオ増幅手段に対し前記第１
の復調出力または該オーディオ増幅手段の入力信号もし
くは出力信号によりＡＧＣをかけるＡＧＣ手段とを具備
してなることを特徴としているＯ 〔発明の実施例〕 以下図面を参照してこの発明の一実施例につき詳細に説
明する。
復調用入力信号から同相キヤＩＪアによる第１の復調出
力および直交キャ１）アによる８１）２の復調−出力を
導出する復調出力導出手段と、復調出力導出手段による
前記第１および第２の復調出力に対し相対的に９０°の
位相差を与える移相手段と、この移相手段によって９０
°のもγ相差が与えられた前記第１および第２の復調出
力相互間で加算および減算をなさしめる演算手段と、こ
の演算手段による加算出力お！び減算出力ならびに前記
第１の復調出力または該第１の復調出力に対応した出力
成分を選択的に切換える切換手段と、この切換手段によ
って選択的に供給される前記各信号を増幅するオーディ
オ増幅手段と、このオーディオ増幅手段に対し前記第１
の復調出力または該オーディオ増幅手段の入力信号もし
くは出力信号によりＡＧＣをかけるＡＧＣ手段とを具備
してなることを特徴としているＯ 〔発明の実施例〕 以下図面を参照してこの発明の一実施例につき詳細に説
明する。
すなわち、第２図はダイレクト同期復調方式のものに適
用する場合を示すもので、前述した第１図と同様に構成
される部分については同一符号を付してその説明を省略
すると、第２図では第１図の第１および第２のローパフ
ィルタＬＰＦ １ 、 ＬＰＦ ２の出力端とオーディ
オ増幅器１１の入力端との間にそれぞれ互いに９０°の
位相差特性を有した第１および第２の移相器２０ ’＋
２１と、加算器２２および減算器２３ならびにサイド
バンドモード切換用のスイッチ２４とを挿入１７だ点が
第１図と異なる新規な構成である。
用する場合を示すもので、前述した第１図と同様に構成
される部分については同一符号を付してその説明を省略
すると、第２図では第１図の第１および第２のローパフ
ィルタＬＰＦ １ 、 ＬＰＦ ２の出力端とオーディ
オ増幅器１１の入力端との間にそれぞれ互いに９０°の
位相差特性を有した第１および第２の移相器２０ ’＋
２１と、加算器２２および減算器２３ならびにサイド
バンドモード切換用のスイッチ２４とを挿入１７だ点が
第１図と異なる新規な構成である。
この場合、第１のローノやスフイルりＬＰＦ １の出力
端に入力端が接続された第１の移相器２０の出力端は加
ｎ、器２２および減算器２３の各入力一端に接続される
と共に、サイド・々ント°モード切換用のスイッチ２４
のダブルサイド／々ンド接点（１）ＳＢ）に接続されて
いる。
端に入力端が接続された第１の移相器２０の出力端は加
ｎ、器２２および減算器２３の各入力一端に接続される
と共に、サイド・々ント°モード切換用のスイッチ２４
のダブルサイド／々ンド接点（１）ＳＢ）に接続されて
いる。
ｔ７’ｖ、ｍ２のローノヤスフィルタＬＰＦ ２の出力
端に入力端が接続された第２の移相器２０の出力端は加
算器２２および減算器２３の各人力他端に接続されてい
る。
端に入力端が接続された第２の移相器２０の出力端は加
算器２２および減算器２３の各人力他端に接続されてい
る。
そして、サイドバンドモード切換用のスイッチ２４はそ
のア、ツノＲ−サイド／（ンド接点（ＵＰＰＥＲ−８Ｓ
Ｂ ）が加算器２２の出力端に接続され、且つそのロワ
ーサイドバンド接点（ＬＯＷＥＲ−８ＳＢ ）が沖、Ｓ
器２３の出力端に接続され、さらにその可動接点がオー
ディオ増幅器１１の入力端に接続されている。
のア、ツノＲ−サイド／（ンド接点（ＵＰＰＥＲ−８Ｓ
Ｂ ）が加算器２２の出力端に接続され、且つそのロワ
ーサイドバンド接点（ＬＯＷＥＲ−８ＳＢ ）が沖、Ｓ
器２３の出力端に接続され、さらにその可動接点がオー
ディオ増幅器１１の入力端に接続されている。
而して、以上の構成において、互いに９０°の位相差特
性を有した第１および第２の移相器２０．２１には、前
述したように第１および第２の位相検波器ＰＤＩ、ＰＤ
２と、第１および第２のローノやスフィルタＬＰＦ １
、 ＬＰＦ Ｅを介して、（２）式および（３）式で
表わされる同相キャリアによる復調出力Ｉ（ｔ）および
直交キャリアによる復調出力Ｑ（ｔ）か対応的に導かれ
ることにより、後者のＱ（ｔ）は前者のＩ（ｔ）に対し
て相対的に９０°の位相回転を受けるようになる。
性を有した第１および第２の移相器２０．２１には、前
述したように第１および第２の位相検波器ＰＤＩ、ＰＤ
２と、第１および第２のローノやスフィルタＬＰＦ １
、 ＬＰＦ Ｅを介して、（２）式および（３）式で
表わされる同相キャリアによる復調出力Ｉ（ｔ）および
直交キャリアによる復調出力Ｑ（ｔ）か対応的に導かれ
ることにより、後者のＱ（ｔ）は前者のＩ（ｔ）に対し
て相対的に９０°の位相回転を受けるようになる。
これによって、第１および第２の移相器２０゜２１から
の各出力ｘ’（ｔ） ＊ Ｑ’（ｔ）は、当該移相著ｉ
の動作周波数範囲内で １’（ｔ）＝ Ａ （１＋Ｍ（ｔ））＋Ｕ房（６ＪＵ−
ωｃ）ｔ ・・・（４）Ｑ’（ｔ） ＝ −Ｕ（ＸＢ
（（ｄｕ ６）ｃ ） ｔ ”・（５）
と考えて差支えないものとなる。
の各出力ｘ’（ｔ） ＊ Ｑ’（ｔ）は、当該移相著ｉ
の動作周波数範囲内で １’（ｔ）＝ Ａ （１＋Ｍ（ｔ））＋Ｕ房（６ＪＵ−
ωｃ）ｔ ・・・（４）Ｑ’（ｔ） ＝ −Ｕ（ＸＢ
（（ｄｕ ６）ｃ ） ｔ ”・（５）
と考えて差支えないものとなる。
そして、加算器２２によシ上記（４）式および（５）式
で表わされる第１および第２の移相器２０゜２１からの
各出力Ｉ’（ｔ） 、 Ｑ’（ｔ）を加算してやれば、
Ａ （１＋Ｍ（ｔｌ ）なるオーディオ復調出力成分の
みが得られるようになる。そこで、このオーディオ復調
出力成分をサイドバンドモード切換用のスイッチ２４の
ア１１．パーサイドバンド接点（ＵＰＰＥＲ−８ＳＢ
） ｋ介してオーディオ増幅器１１に導いてやれば、オ
ーディオ増幅器１１ Ｋ ＡＧＣ回路１２を介して前述
した如きオーディオＡＧＣがかけられることにより、高
利得に制御されたとしても、従来のように妨害波復調成
分によって飽和されるようなことがなくなシ、それだけ
高感度で且つ高性能の受信を々すことができるようにな
る。
で表わされる第１および第２の移相器２０゜２１からの
各出力Ｉ’（ｔ） 、 Ｑ’（ｔ）を加算してやれば、
Ａ （１＋Ｍ（ｔｌ ）なるオーディオ復調出力成分の
みが得られるようになる。そこで、このオーディオ復調
出力成分をサイドバンドモード切換用のスイッチ２４の
ア１１．パーサイドバンド接点（ＵＰＰＥＲ−８ＳＢ
） ｋ介してオーディオ増幅器１１に導いてやれば、オ
ーディオ増幅器１１ Ｋ ＡＧＣ回路１２を介して前述
した如きオーディオＡＧＣがかけられることにより、高
利得に制御されたとしても、従来のように妨害波復調成
分によって飽和されるようなことがなくなシ、それだけ
高感度で且つ高性能の受信を々すことができるようにな
る。
なお、前述した（１）式で示されるような入力信号にお
いて妨害波角周波数ωＬがキャリア角周波数ωＣの下側
に存在するωＬ〈ωＣの場合には、第１および第２の移
相器２０．２１からの各小力を減算器２３によ、り減算
してやれば、やはりオーディオ復調出力成分のみが得ら
れるようになる。
いて妨害波角周波数ωＬがキャリア角周波数ωＣの下側
に存在するωＬ〈ωＣの場合には、第１および第２の移
相器２０．２１からの各小力を減算器２３によ、り減算
してやれば、やはりオーディオ復調出力成分のみが得ら
れるようになる。
そこで、この場合にはサイドバンドモード切換用のスイ
ッチ２４をロワーサイドバンド接点（Ｌ（ＷＥＲ−８Ｓ
Ｂ ）に切換えてやれば、上述したと同様に妨害波の影
響をなくしたオーディオＡＧＣをかけることができるも
のである。
ッチ２４をロワーサイドバンド接点（Ｌ（ＷＥＲ−８Ｓ
Ｂ ）に切換えてやれば、上述したと同様に妨害波の影
響をなくしたオーディオＡＧＣをかけることができるも
のである。
つまり、隣接妨害波の々い通常の場合は、サイドバンド
モード切換用のスイッチ２４をダブルサイドバンド接点
（ＤＳＢ）に設定しておき、隣接妨害波のある場合は、
スイッチ２４をアッパーサイドバンド接点（ＵＰＰＥＲ
−８ＳＢ ） ｔたはロワーサイドバンド接点（ＬＯＷ
ＥＲ−８ＳＢ ）のいずれかに切換えてやることにより
、いずれの状態でも妨害波の影響を受けることがないよ
うにし得るものである。
モード切換用のスイッチ２４をダブルサイドバンド接点
（ＤＳＢ）に設定しておき、隣接妨害波のある場合は、
スイッチ２４をアッパーサイドバンド接点（ＵＰＰＥＲ
−８ＳＢ ） ｔたはロワーサイドバンド接点（ＬＯＷ
ＥＲ−８ＳＢ ）のいずれかに切換えてやることにより
、いずれの状態でも妨害波の影響を受けることがないよ
うにし得るものである。
そして、以上のようなオーディオＡＧＣ回路によれば、
例えば９ ｋＨｚ離調した隣接局妨害波の大きさが目的
局信号の３０倍もの大きさであったとしても、他の妨害
のない局の復調レベルと同レベルの妨害のない復調出力
が得られるようにすることが容易にできるので、それだ
けＡＭ放送用のＰＬＬ、同期復調受信様の高感度化およ
び高性能化に寄与し得るものである。
例えば９ ｋＨｚ離調した隣接局妨害波の大きさが目的
局信号の３０倍もの大きさであったとしても、他の妨害
のない局の復調レベルと同レベルの妨害のない復調出力
が得られるようにすることが容易にできるので、それだ
けＡＭ放送用のＰＬＬ、同期復調受信様の高感度化およ
び高性能化に寄与し得るものである。
ｔた、復調段以前の信号帯域幅を伺ら狭くすることなく
良好ｆｉ ＡＧＣ特性を実現することができると共に、
穫調段以前のＡＧＣ回路の省略化または簡略化を図るこ
とができる。
良好ｆｉ ＡＧＣ特性を実現することができると共に、
穫調段以前のＡＧＣ回路の省略化または簡略化を図るこ
とができる。
なお、この発明は上記し且つ図示した実施例のみに限定
されることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種
々の変形や適用が可能であることは言う迄もない。
されることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種
々の変形や適用が可能であることは言う迄もない。
例えは、第２図の実施例ではグイし・クト同期復調方式
に適用する場合を想定して説明し７たが、これは中間周
波同期役調方式であっても同様に適用することができる
。これは、具体的には第２図のプログラマブル分周器１
７、位相周波数比較器１５、基準発振器１４等を省略し
て、ループフィルタ１３からの出力で局部兄振器１６を
直接的に１トＩ」御する如くシ１こ場合である。
に適用する場合を想定して説明し７たが、これは中間周
波同期役調方式であっても同様に適用することができる
。これは、具体的には第２図のプログラマブル分周器１
７、位相周波数比較器１５、基準発振器１４等を省略し
て、ループフィルタ１３からの出力で局部兄振器１６を
直接的に１トＩ」御する如くシ１こ場合である。
また、第２図においてサイドバンドモード切換用のスイ
ッチ２４のダブルサイドバンド接点（ＤＳＢ）には第１
の移相器２０の入力端側を接続するようにしてもよい。
ッチ２４のダブルサイドバンド接点（ＤＳＢ）には第１
の移相器２０の入力端側を接続するようにしてもよい。
さらには、第２図においてオーディオ増幅器１１に対す
るオーディオＡＧＣのかけ方としては図示のＡＧＣ回路
１２を介してでなく、当該オーディオ増幅器１１の入力
端または出力端側からかけるようにしてもよいものであ
る。
るオーディオＡＧＣのかけ方としては図示のＡＧＣ回路
１２を介してでなく、当該オーディオ増幅器１１の入力
端または出力端側からかけるようにしてもよいものであ
る。
従って、以上詳述したようＫこの発明によれば、隣接妨
害があっても後脚出力レベルを一定に保つことができる
ように改良した極めて良好なるオーディオＡＧＣ回路を
提供することが可能となる。
害があっても後脚出力レベルを一定に保つことができる
ように改良した極めて良好なるオーディオＡＧＣ回路を
提供することが可能となる。
第１図は従来のオーディオＡＧＣ回路を示す構成図、第
２図はこの発明に係るオーディオＡＧＣ回路の一実施例
を示す構成図である。 ＰＤＩ、ＰＯ２・・・位相検波器、ＬＰＦ Ｊ 、 Ｌ
ＰＦ ２・・・ローノクスフィルタ、１１・・・オーデ
ィオ増幅器、１２・・・ＡＧＣ回路、１３川ループフイ
ルタ、１４・・・基準発振器、１５・・・位相周波数比
較器、１６・・・局部光振器、１７・・・プログラマブ
ル分周器、１８・・・ジョンソン回路、２０．２１・・
・移相器、２２・・・加算器、２３・・・減算器、２４
・・・スイッチ。
２図はこの発明に係るオーディオＡＧＣ回路の一実施例
を示す構成図である。 ＰＤＩ、ＰＯ２・・・位相検波器、ＬＰＦ Ｊ 、 Ｌ
ＰＦ ２・・・ローノクスフィルタ、１１・・・オーデ
ィオ増幅器、１２・・・ＡＧＣ回路、１３川ループフイ
ルタ、１４・・・基準発振器、１５・・・位相周波数比
較器、１６・・・局部光振器、１７・・・プログラマブ
ル分周器、１８・・・ジョンソン回路、２０．２１・・
・移相器、２２・・・加算器、２３・・・減算器、２４
・・・スイッチ。
Claims (1)
- 被復調用入力信号から同相キャリアによる第１の復調出
力および直交キャリアによる第２の復調出力を導出する
復調出力導出手段と、この復調出力導出手段による前記
第１および第２の復調出力に対し相対的に９０°の位相
差を与える移相手段と、この移相手段によって９０°の
位相差が与えられた前記第１および第２の復調出力相互
間で加算および減算をなさしめる演算手段と、この演算
手段による加算出力および減算出力ならびに前記第１の
復調出力または該第１の復調出力に対応した出力成分を
選択的に切換える切換手段と、この切換手段によって選
択的に供給される前記各信号を増幅するオーディオ増幅
手段と、このオーディオ増幅手段に対し前記第１の復調
出力または該オーディオ増幅手段の入力信号もしくは出
力信号によりＡＧＣをかけるＡＧＣ手段とを具備してな
ることを特徴とするオーディオＡＧＣ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7845483A JPS59204317A (ja) | 1983-05-04 | 1983-05-04 | オ−デイオａｇｃ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7845483A JPS59204317A (ja) | 1983-05-04 | 1983-05-04 | オ−デイオａｇｃ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59204317A true JPS59204317A (ja) | 1984-11-19 |
Family
ID=13662480
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7845483A Pending JPS59204317A (ja) | 1983-05-04 | 1983-05-04 | オ−デイオａｇｃ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59204317A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1996038924A1 (en) * | 1995-05-31 | 1996-12-05 | Motorola Inc. | Wideband zero if demodulator using single l.o |
-
1983
- 1983-05-04 JP JP7845483A patent/JPS59204317A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1996038924A1 (en) * | 1995-05-31 | 1996-12-05 | Motorola Inc. | Wideband zero if demodulator using single l.o |
| US5761615A (en) * | 1995-05-31 | 1998-06-02 | Motorola, Inc. | Wide band zero if quadrature demodulator using a intermediate frequency and a single local oscillator |
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