JPH06164433A - 巡回フィルタを用いたｆｍ受信装置 - Google Patents
巡回フィルタを用いたｆｍ受信装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＦＭ受信装置において、巡回フィルタを用い
てＦＭ受信感度性能を向上させることである。 【構成】 ＩＦ信号１はＩＦ増幅器２を介して加算回路
３及び振幅検出回路７に加えられる。加算回路３はＩＦ
信号と利得制御信号との合成ＩＦ信号をＡＧＣ回路４を
介してＦＭ復調器９に、また遅延回路５にそれぞれ加え
る。遅延回路５からの遅延信号は利得制御回路６で振幅
を制御され、加算回路３に前記利得制御信号がフィード
バックされる。振幅検出回路７はＩＦ信号の振幅を検出
し、その検波信号に基づいて制御関数発生器８は制御信
号を利得制御回路に出力し、その利得を制御する。
てＦＭ受信感度性能を向上させることである。 【構成】 ＩＦ信号１はＩＦ増幅器２を介して加算回路
３及び振幅検出回路７に加えられる。加算回路３はＩＦ
信号と利得制御信号との合成ＩＦ信号をＡＧＣ回路４を
介してＦＭ復調器９に、また遅延回路５にそれぞれ加え
る。遅延回路５からの遅延信号は利得制御回路６で振幅
を制御され、加算回路３に前記利得制御信号がフィード
バックされる。振幅検出回路７はＩＦ信号の振幅を検出
し、その検波信号に基づいて制御関数発生器８は制御信
号を利得制御回路に出力し、その利得を制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は巡回フィルタを用いたＦ
Ｍ受信装置の改良に関する。
Ｍ受信装置の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６にＦＭ受信における電界強度（Ｃ／
Ｎ）とＦＭ復調出力のＳ／Ｎとの関係を示す。同図にお
いて、通常は電界強度が強電界から弱電界に変化する
と、ＡからＢへとＳ／Ｎが徐々に低下し、Ｂ以下の弱電
界では急激にＳ／Ｎが低下する。Ｂがスレッシュホール
ドであり、Ｂ以下では信号成分に対してノイズが過大と
なり、ＦＭ検波動作が異常となるためである。ＢをＢ’
に延長するのがＦＭ受信の高感度化である。このような
高感度化のために従来はＦＭフィードバック方式が用い
られている。この方式はＦＭ検波の出力でＶＣＯ（電圧
制御発振器）を制御して再びＦＭ波を作り、入力信号と
混合してＦＭ波の復調前の周波数偏移を小さくして狭帯
域のＩＦ帯信号を処理する。
Ｎ）とＦＭ復調出力のＳ／Ｎとの関係を示す。同図にお
いて、通常は電界強度が強電界から弱電界に変化する
と、ＡからＢへとＳ／Ｎが徐々に低下し、Ｂ以下の弱電
界では急激にＳ／Ｎが低下する。Ｂがスレッシュホール
ドであり、Ｂ以下では信号成分に対してノイズが過大と
なり、ＦＭ検波動作が異常となるためである。ＢをＢ’
に延長するのがＦＭ受信の高感度化である。このような
高感度化のために従来はＦＭフィードバック方式が用い
られている。この方式はＦＭ検波の出力でＶＣＯ（電圧
制御発振器）を制御して再びＦＭ波を作り、入力信号と
混合してＦＭ波の復調前の周波数偏移を小さくして狭帯
域のＩＦ帯信号を処理する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしこの従来の方式
は入力ＦＭ波の周波数偏移が大きいことが前提である。
例えば、音楽放送のＦＭ波では周波数偏移が±７５ＫHz
であり、ベースバンドのステレオの帯域５３ＫHzを考え
ると、最高でＩＦ帯域が２５６ＫHzから１０６ＫHzにな
るだけで、実用性を加味すると、上記方式を用いても帯
域が約１／２で３ｄＢの改善に止まる。このようにＦＭ
フィードバック方式はＦＭ波の周波数偏移が大きくない
と効果は小さい。またこの方式ではＶＣＯを必要とし、
構成が複雑になる。
は入力ＦＭ波の周波数偏移が大きいことが前提である。
例えば、音楽放送のＦＭ波では周波数偏移が±７５ＫHz
であり、ベースバンドのステレオの帯域５３ＫHzを考え
ると、最高でＩＦ帯域が２５６ＫHzから１０６ＫHzにな
るだけで、実用性を加味すると、上記方式を用いても帯
域が約１／２で３ｄＢの改善に止まる。このようにＦＭ
フィードバック方式はＦＭ波の周波数偏移が大きくない
と効果は小さい。またこの方式ではＶＣＯを必要とし、
構成が複雑になる。
【０００４】本発明の目的は受信電界の変動に対してス
レッシュホールドを変化させて強電界では信号の歪を無
くし、弱電界では受信可能状態を優先させることにあ
る。本発明の他の目的はＦＭ受信機のＩＦ段の信号処理
により搬送波を強化し、ノイズ成分を低減させてＦＭ復
調の感度を増大させることにある。
レッシュホールドを変化させて強電界では信号の歪を無
くし、弱電界では受信可能状態を優先させることにあ
る。本発明の他の目的はＦＭ受信機のＩＦ段の信号処理
により搬送波を強化し、ノイズ成分を低減させてＦＭ復
調の感度を増大させることにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、第１の発明のＦＭ受信装置は、受信信号に応じたＩ
Ｆ成分信号と利得制御信号とを合成して合成ＩＦ成分信
号を得る合成手段と、上記合成ＩＦ信号を所定時間遅延
させて遅延信号を得る遅延手段と、上記遅延信号の振幅
を制御して前記利得制御信号を得る利得制御手段と、を
有する巡回フィルタを備え、上記遅延手段の遅延時間は
上記巡回フィルタのループ伝達時間が前記ＩＦ成分信号
の瞬時周波数の周期に対応するものとされ、かつ前記Ｉ
Ｆ成分信号の振幅を検波して得た検波信号に応じた制御
信号で前記利得制御手段の利得を制御する制御手段を備
えたことを特徴とする。
め、第１の発明のＦＭ受信装置は、受信信号に応じたＩ
Ｆ成分信号と利得制御信号とを合成して合成ＩＦ成分信
号を得る合成手段と、上記合成ＩＦ信号を所定時間遅延
させて遅延信号を得る遅延手段と、上記遅延信号の振幅
を制御して前記利得制御信号を得る利得制御手段と、を
有する巡回フィルタを備え、上記遅延手段の遅延時間は
上記巡回フィルタのループ伝達時間が前記ＩＦ成分信号
の瞬時周波数の周期に対応するものとされ、かつ前記Ｉ
Ｆ成分信号の振幅を検波して得た検波信号に応じた制御
信号で前記利得制御手段の利得を制御する制御手段を備
えたことを特徴とする。
【０００６】また、第２の発明のＦＭ受信装置は、受信
信号に応じたＩＦ成分信号と利得制御信号とを合成して
合成ＩＦ成分信号を得る合成手段と、上記合成ＩＦ信号
を所定時間遅延させて遅延信号を得る遅延手段と、上記
遅延信号の振幅を制御して前記利得制御信号を得る利得
制御手段と、を有する巡回フィルタを備え、前記合成Ｉ
Ｆ成分信号のＦＭ復調成分信号に基づいて前記ＩＦ成分
信号の瞬時周波数変化に対応して前記遅延手段の遅延時
間を制御して上記巡回フィルタのループ伝達時間が前記
ＩＦ成分信号の瞬時周波数の周期に対応するようにする
遅延時間制御手段と、前記ＩＦ成分信号の振幅を検波し
て得た検波信号に応じた制御信号で前記利得制御手段の
利得を制御する制御手段と、有することを特徴とする。
信号に応じたＩＦ成分信号と利得制御信号とを合成して
合成ＩＦ成分信号を得る合成手段と、上記合成ＩＦ信号
を所定時間遅延させて遅延信号を得る遅延手段と、上記
遅延信号の振幅を制御して前記利得制御信号を得る利得
制御手段と、を有する巡回フィルタを備え、前記合成Ｉ
Ｆ成分信号のＦＭ復調成分信号に基づいて前記ＩＦ成分
信号の瞬時周波数変化に対応して前記遅延手段の遅延時
間を制御して上記巡回フィルタのループ伝達時間が前記
ＩＦ成分信号の瞬時周波数の周期に対応するようにする
遅延時間制御手段と、前記ＩＦ成分信号の振幅を検波し
て得た検波信号に応じた制御信号で前記利得制御手段の
利得を制御する制御手段と、有することを特徴とする。
【０００７】
【作用】第１の発明の装置において、巡回フィルタでは
ＩＦ成分信号と利得制御信号が合成され、その合成ＩＦ
成分信号が遅延されて、その遅延信号の振幅が制御さ
れ、上記利得制御信号を得ている。また上記ＩＦ成分信
号の振幅を検波して得た検波信号に応じた制御信号で利
得制御信号の利得が制御される。
ＩＦ成分信号と利得制御信号が合成され、その合成ＩＦ
成分信号が遅延されて、その遅延信号の振幅が制御さ
れ、上記利得制御信号を得ている。また上記ＩＦ成分信
号の振幅を検波して得た検波信号に応じた制御信号で利
得制御信号の利得が制御される。
【０００８】第２の発明の装置では、更に合成ＩＦ成分
信号のＦＭ復調成分信号に基づいて前記ＩＦ成分信号の
瞬時周波数変化に対応して遅延時間が制御される。
信号のＦＭ復調成分信号に基づいて前記ＩＦ成分信号の
瞬時周波数変化に対応して遅延時間が制御される。
【０００９】
【実施例】以下図面に示す各発明の実施例を説明する。
図１は第１の発明による巡回フィルタを用いたＦＭ受信
装置の実施例である。同図において、１はＩＦ信号、２
はＩＦ増幅器、３は前記合成手段としての加算回路、４
はＡＧＣ回路、５は前記遅延手段としての遅延回路、６
は前記利得制御手段としての利得制御回路である。７は
振幅検出回路及び８は制御関数発生器で、前記制御手段
を構成する。９はＦＭ復調器である。
図１は第１の発明による巡回フィルタを用いたＦＭ受信
装置の実施例である。同図において、１はＩＦ信号、２
はＩＦ増幅器、３は前記合成手段としての加算回路、４
はＡＧＣ回路、５は前記遅延手段としての遅延回路、６
は前記利得制御手段としての利得制御回路である。７は
振幅検出回路及び８は制御関数発生器で、前記制御手段
を構成する。９はＦＭ復調器である。
【００１０】加算回路３、遅延回路５及び利得制御回路
６は巡回フィルタを構成している。そして遅延回路５の
遅延時間τｉは上記巡回フィルタのループ伝達時間がＩ
Ｆ成分信号１の瞬時周波数の周期に対応するものとされ
る。
６は巡回フィルタを構成している。そして遅延回路５の
遅延時間τｉは上記巡回フィルタのループ伝達時間がＩ
Ｆ成分信号１の瞬時周波数の周期に対応するものとされ
る。
【００１１】ＦＭ受信装置のＩＦ信号１はＩＦ増幅器２
に加えられ、出力αＥ（α＜１）を得る。αは電界強度
に比例して変化するものとする。上記αＥは利得制御回
路６からの利得制御信号ｋＥ0と共に加算回路３に加え
られ、巡回フィルタの出力Ｅ0（合成ＩＦ成分信号）を
得ると共にこのＥ0はＡＧＣ回路４を介してＦＭ復調器
９に加えられる。
に加えられ、出力αＥ（α＜１）を得る。αは電界強度
に比例して変化するものとする。上記αＥは利得制御回
路６からの利得制御信号ｋＥ0と共に加算回路３に加え
られ、巡回フィルタの出力Ｅ0（合成ＩＦ成分信号）を
得ると共にこのＥ0はＡＧＣ回路４を介してＦＭ復調器
９に加えられる。
【００１２】遅延回路５は、例えば、τｉ＝１／ｆｉの
固定遅延線で、ＦＭ音声放送ではｆｔ＝１０．７ＭHzな
ので、τｉ＝９３．４６ｎｓになる。但し、τｉ＝９
３．４６ｎｓには加算回路３及び利得制御回路６の使用
素子の遅延時間を含ませている。
固定遅延線で、ＦＭ音声放送ではｆｔ＝１０．７ＭHzな
ので、τｉ＝９３．４６ｎｓになる。但し、τｉ＝９
３．４６ｎｓには加算回路３及び利得制御回路６の使用
素子の遅延時間を含ませている。
【００１３】遅延回路５には前記巡回フィルタの出力Ｅ
0が加えられ、その出力の遅延信号は利得制御回路６で
振幅を制御され、加算回路３へフィードバックされて前
記利得制御信号ｋＥ0となる。前記ＩＦ信号に対応した
出力αＥは振幅検出回路７に加えられてその振幅αを検
波され、その検波信号は制御関数発生器８に加えられて
制御信号ｆ（α）が生成され、この制御信号で利得制御
回路６の利得ｋを制御する。
0が加えられ、その出力の遅延信号は利得制御回路６で
振幅を制御され、加算回路３へフィードバックされて前
記利得制御信号ｋＥ0となる。前記ＩＦ信号に対応した
出力αＥは振幅検出回路７に加えられてその振幅αを検
波され、その検波信号は制御関数発生器８に加えられて
制御信号ｆ（α）が生成され、この制御信号で利得制御
回路６の利得ｋを制御する。
【００１４】今、ＦＭ変調波が無変調時には加算回路３
の２つの入力αＥ0とｋＥ0は同相となる。
の２つの入力αＥ0とｋＥ0は同相となる。
【数１】 Ｅ0＝αＥ＋ｋＥ0ε-jωτi （１） Ｅ0＝αＥ／（１−ｋε-jωτi） （２）
【００１５】無変調時にはフィードバックされる加算回
路３への入力（利得制御信号）はｋＥ0，ｋ2Ｅ0，ｋ3Ｅ
0…となるので、（２）式は次式となる。
路３への入力（利得制御信号）はｋＥ0，ｋ2Ｅ0，ｋ3Ｅ
0…となるので、（２）式は次式となる。
【数２】 Ｅ0＝｛α／（１−ｋ）｝Ｅ （３）
【００１６】一方、ＩＦ増幅器２の出力中のノイズ成分
ｎはαに関係なく一定とすると、ＩＦ増幅器２の出力で
のＣ／Ｎは（４）式となる。
ｎはαに関係なく一定とすると、ＩＦ増幅器２の出力で
のＣ／Ｎは（４）式となる。
【数３】 Ｃ／Ｎ＝αＥ／ｎ （４）
【００１７】無変調時にＩＦ帯のノイズはτｉ間隔での
ｋnのベクトル和となるので、（３）式のＥ0に対応する
Ｃ／Ｎを（Ｃ／Ｎ）0とすると、（５）式となる。
ｋnのベクトル和となるので、（３）式のＥ0に対応する
Ｃ／Ｎを（Ｃ／Ｎ）0とすると、（５）式となる。
【数４】 （Ｃ／Ｎ）0≧αＥ／ｎ （５） α＝１の状態（強電界）では
【数５】 ｋ＝０ （６） であり、弱電界では、
【数６】 １＞ｋ＞０ （７）
【００１８】ｋは制御関数発生器８で発生させても良い
が、ｋが１に近付くと、搬送波周波数がωｉと異なる時
（変調時）には劣化を生じる。制御関数発生器８から出
力される制御信号ｆ（α）で前記利得ｋを制御し、αが
大きい場合にｋ＝０とし、αが小さい場合にはｋを１に
近付ける。例えば、ｋは（８）式の形式とする。
が、ｋが１に近付くと、搬送波周波数がωｉと異なる時
（変調時）には劣化を生じる。制御関数発生器８から出
力される制御信号ｆ（α）で前記利得ｋを制御し、αが
大きい場合にｋ＝０とし、αが小さい場合にはｋを１に
近付ける。例えば、ｋは（８）式の形式とする。
【数７】 ｋ＝１−α2 （８）
【００１９】図２は制御関数発生器８の一構成例で、１
０は２乗回路、１１は引算回路、１２は基準電圧で、振
幅検出回路７からの検波信号αが２乗回路１０に加えら
れ、その出力α2が引算回路１１に加えられて、基準電
圧１２（その大きさを１とする）からα2を引算して制
御信号ｆ（α）＝１−α2を得る。
０は２乗回路、１１は引算回路、１２は基準電圧で、振
幅検出回路７からの検波信号αが２乗回路１０に加えら
れ、その出力α2が引算回路１１に加えられて、基準電
圧１２（その大きさを１とする）からα2を引算して制
御信号ｆ（α）＝１−α2を得る。
【００２０】なお、（８）式は一例であり、ｆ（α）が
弱電界で１に近付く形式であればよく、またＦＭ変調波
の周波数偏移を勘案してｋの最高値を制限してもよい
し、或いは弱電界でのクリック音を防ぐためｋmax≒１
にしてもよい。
弱電界で１に近付く形式であればよく、またＦＭ変調波
の周波数偏移を勘案してｋの最高値を制限してもよい
し、或いは弱電界でのクリック音を防ぐためｋmax≒１
にしてもよい。
【００２１】図１の実施例によると、巡回フィルタをＦ
Ｍ受信装置のＩＦ段に挿入し、巡回フィルタの係数をＩ
Ｆ信号の振幅で制御し、弱電界でＩＦ信号の振幅が減少
すると、上記係数を大きくして利得制御信号の加算回数
を増加させ、強電界ではこの係数を小さくして加算回数
を減少させて、受信電界に関係なくＣＮ比を大きく保持
しＦＭ復調可能となし得る。また極く微弱な電界では巡
回フィルタの係数の最高値を制限して巡回加算によるＦ
Ｍ復調信号の劣化が防止される。
Ｍ受信装置のＩＦ段に挿入し、巡回フィルタの係数をＩ
Ｆ信号の振幅で制御し、弱電界でＩＦ信号の振幅が減少
すると、上記係数を大きくして利得制御信号の加算回数
を増加させ、強電界ではこの係数を小さくして加算回数
を減少させて、受信電界に関係なくＣＮ比を大きく保持
しＦＭ復調可能となし得る。また極く微弱な電界では巡
回フィルタの係数の最高値を制限して巡回加算によるＦ
Ｍ復調信号の劣化が防止される。
【００２２】図３は第２の発明によるＦＭ受信装置の実
施例で、同図において、図１と同一符号は同一又は類似
の回路をあらわす。本実施例において、５ａは可変遅延
線、１７は前記遅延時間制御手段としての制御信号発生
回路で、該回路からの制御信号によりＦＭ復調器９から
のＦＭ復調成分信号に基づいてＩＦ成分信号１の瞬時周
波数変化に対応して可変遅延線５ａの遅延時間を制御し
て巡回フィルタのループ伝達時間がＩＦ成分信号の瞬時
周波数の周期に対応させる。１８はディエンファシス回
路である。
施例で、同図において、図１と同一符号は同一又は類似
の回路をあらわす。本実施例において、５ａは可変遅延
線、１７は前記遅延時間制御手段としての制御信号発生
回路で、該回路からの制御信号によりＦＭ復調器９から
のＦＭ復調成分信号に基づいてＩＦ成分信号１の瞬時周
波数変化に対応して可変遅延線５ａの遅延時間を制御し
て巡回フィルタのループ伝達時間がＩＦ成分信号の瞬時
周波数の周期に対応させる。１８はディエンファシス回
路である。
【００２３】巡回フィルタの出力である合成ＩＦ成分信
号はＦＭ復調器９で復調され、ＦＭ復調成分信号が制御
信号発生回路１７に入力され、適切な振幅及び極性の制
御信号が可変遅延線５ａに出力され、その遅延時間（τ
ｉ±△τ）を、ＩＦ成分信号の瞬時周波数変化に対応し
て制御する。
号はＦＭ復調器９で復調され、ＦＭ復調成分信号が制御
信号発生回路１７に入力され、適切な振幅及び極性の制
御信号が可変遅延線５ａに出力され、その遅延時間（τ
ｉ±△τ）を、ＩＦ成分信号の瞬時周波数変化に対応し
て制御する。
【００２４】図４（ａ）はＦＭ波（ＩＦ信号）の周波数
が搬送波の周波数ｆｉを中心として±△ｆ変化している
こと（ＦＭ復調成分信号の電圧変化でもある）を示して
おり、時間ｔと共にＤ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈと変化してい
る。また図４（ｂ）は対応する巡回フィルタにおける可
変遅延線５ａの遅延時間の変化を示しており、前記制御
信号によりτｉ＝１／ｆｉを中心にτｉ±△τ変化させ
る。即ち、上記遅延時間をＤ’，Ｅ’，Ｆ’，Ｇ’，
Ｈ’と変化させて、図４（ａ）に示すＩＦ信号の瞬時周
波数変化に追従させる。
が搬送波の周波数ｆｉを中心として±△ｆ変化している
こと（ＦＭ復調成分信号の電圧変化でもある）を示して
おり、時間ｔと共にＤ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈと変化してい
る。また図４（ｂ）は対応する巡回フィルタにおける可
変遅延線５ａの遅延時間の変化を示しており、前記制御
信号によりτｉ＝１／ｆｉを中心にτｉ±△τ変化させ
る。即ち、上記遅延時間をＤ’，Ｅ’，Ｆ’，Ｇ’，
Ｈ’と変化させて、図４（ａ）に示すＩＦ信号の瞬時周
波数変化に追従させる。
【００２５】図５は可変遅延線５ａの一構成例で遅延時
間τ1の固定遅延線部１２と可変遅延線部１３（遅延時
間τ2±△τ）から成る。またτ1＋τ2＝τｉとする。
可変遅延線部１３は、固定遅延線１４ａ，１４ｂ，１４
ｃ、バリキャップ１５ａ〜１５ｄ及び差動増幅器１６を
有する。前記制御信号は差動増幅器１６で増幅されバリ
キャップ１５ａ〜１５ｄの容量を制御するので、可変遅
延線部１３の遅延時間を±△τだけ変化させることがで
きる。
間τ1の固定遅延線部１２と可変遅延線部１３（遅延時
間τ2±△τ）から成る。またτ1＋τ2＝τｉとする。
可変遅延線部１３は、固定遅延線１４ａ，１４ｂ，１４
ｃ、バリキャップ１５ａ〜１５ｄ及び差動増幅器１６を
有する。前記制御信号は差動増幅器１６で増幅されバリ
キャップ１５ａ〜１５ｄの容量を制御するので、可変遅
延線部１３の遅延時間を±△τだけ変化させることがで
きる。
【００２６】図３の実施例によると、ＦＭ受信装置にお
ける弱電界受信時にＩＦ信号の瞬時周波数に対応した遅
延時間の巡回フィルタによりＩＦ信号の合成が行われる
ので、この合成は同相で行われることになりＳ／Ｎが改
善され、後段のＦＭ復調でのスレッシュホールドを等価
的に向上させることができる。
ける弱電界受信時にＩＦ信号の瞬時周波数に対応した遅
延時間の巡回フィルタによりＩＦ信号の合成が行われる
ので、この合成は同相で行われることになりＳ／Ｎが改
善され、後段のＦＭ復調でのスレッシュホールドを等価
的に向上させることができる。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｆ
Ｍ受信装置のＩＦ段に巡回フィルタを用いてしかもこの
巡回フィルタの係数又は遅延時間をＩＦ信号の振幅又は
瞬時周波数で適切に制御するので、受信感度の向上、特
に弱電界時での受信性能の改善及びノイズ低減を図るこ
とができる。
Ｍ受信装置のＩＦ段に巡回フィルタを用いてしかもこの
巡回フィルタの係数又は遅延時間をＩＦ信号の振幅又は
瞬時周波数で適切に制御するので、受信感度の向上、特
に弱電界時での受信性能の改善及びノイズ低減を図るこ
とができる。
【図１】第１の発明に基づく実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図２】制御関数発生器の一構成例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図３】第２の発明に基づく実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図４】図３の実施例における巡回フィルタの遅延時間
の制御動作説明用の特性図である。
の制御動作説明用の特性図である。
【図５】可変遅延線の一構成例を示す回路図である。
１ ＩＦ信号 ３ 加算回路 ５ 遅延回路 ６ 利得制御回路 ７ 振幅検出回路 ８ 制御関数発生器 ９ ＦＭ復調器 ５ａ 可変遅延線 １０ 制御信号発生回路
Claims (2)
- 【請求項１】 受信信号に応じたＩＦ成分信号と利得制
御信号とを合成して合成ＩＦ成分信号を得る合成手段
と、 上記合成ＩＦ信号を所定時間遅延させて遅延信号を得る
遅延手段と、 上記遅延信号の振幅を制御して前記利得制御信号を得る
利得制御手段と、 を有する巡回フィルタを備え、 上記遅延手段の遅延時間は上記巡回フィルタのループ伝
達時間が前記ＩＦ成分信号の瞬時周波数の周期に対応す
るものとされ、かつ前記ＩＦ成分信号の振幅を検波して
得た検波信号に応じた制御信号で前記利得制御手段の利
得を制御する制御手段を備えたことを特徴とする巡回フ
ィルタを用いたＦＭ受信装置。 - 【請求項２】 受信信号に応じたＩＦ成分信号と利得制
御信号とを合成して合成ＩＦ成分信号を得る合成手段
と、 上記合成ＩＦ信号を所定時間遅延させて遅延信号を得る
遅延手段と、 上記遅延信号の振幅を制御して前記利得制御信号を得る
利得制御手段と、 を有する巡回フィルタを備え、 前記合成ＩＦ成分信号のＦＭ復調成分信号に基づいて前
記ＩＦ成分信号の瞬時周波数変化に対応して前記遅延手
段の遅延時間を制御して上記巡回フィルタのループ伝達
時間が前記ＩＦ成分信号の瞬時周波数の周期に対応する
ようにする遅延時間制御手段と、 前記ＩＦ成分信号の振幅を検波して得た検波信号に応じ
た制御信号で前記利得制御手段の利得を制御する制御手
段と、 を有することを特徴とする巡回フィルタを用いたＦＭ受
信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33001192A JPH06164433A (ja) | 1992-11-16 | 1992-11-16 | 巡回フィルタを用いたｆｍ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33001192A JPH06164433A (ja) | 1992-11-16 | 1992-11-16 | 巡回フィルタを用いたｆｍ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06164433A true JPH06164433A (ja) | 1994-06-10 |
Family
ID=18227775
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33001192A Pending JPH06164433A (ja) | 1992-11-16 | 1992-11-16 | 巡回フィルタを用いたｆｍ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06164433A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010018780A1 (ja) * | 2008-08-11 | 2010-02-18 | ソニー株式会社 | 受信装置、受信方法及びプログラム |
-
1992
- 1992-11-16 JP JP33001192A patent/JPH06164433A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010018780A1 (ja) * | 2008-08-11 | 2010-02-18 | ソニー株式会社 | 受信装置、受信方法及びプログラム |
| CN102119529A (zh) * | 2008-08-11 | 2011-07-06 | 索尼公司 | 接收设备、接收方法以及程序 |
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