JP3238826B2 - 出力回路 - Google Patents
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
- H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
- H03K19/01707—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits
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- General Engineering & Computer Science (AREA)
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、半導体装置の出力回
路に関するものである。近年、半導体装置は電源電圧の
低電圧化が進み、その出力回路は低出力インピーダンス
化が要請されている。LAN(Local Area Network)等
のネットワークでは、各端末への電源の供給が遮断され
ても、ネットワークを接続する回線は活性状態である。
このため、このようなネットワークの端末に使用される
出力回路では、電源の供給が遮断されているとき、出力
信号はハイインピーダンス状態とする必要がある。ま
た、出力トランジスタをPチャネルMOSトランジスタ
で構成すると、寄生ダイオードが発生して出力信号がハ
イインピーダンス状態とならないことがある。従って、
このような出力回路は通常バイポーラトランジスタ、若
しくはNチャネルMOSトランジスタでプルアップ側ト
ランジスタ及びプルダウン側トランジスタが構成されて
いる。
路に関するものである。近年、半導体装置は電源電圧の
低電圧化が進み、その出力回路は低出力インピーダンス
化が要請されている。LAN(Local Area Network)等
のネットワークでは、各端末への電源の供給が遮断され
ても、ネットワークを接続する回線は活性状態である。
このため、このようなネットワークの端末に使用される
出力回路では、電源の供給が遮断されているとき、出力
信号はハイインピーダンス状態とする必要がある。ま
た、出力トランジスタをPチャネルMOSトランジスタ
で構成すると、寄生ダイオードが発生して出力信号がハ
イインピーダンス状態とならないことがある。従って、
このような出力回路は通常バイポーラトランジスタ、若
しくはNチャネルMOSトランジスタでプルアップ側ト
ランジスタ及びプルダウン側トランジスタが構成されて
いる。
【0002】
【従来の技術】出力回路の第一の従来例を図8に従って
説明する。入力信号INはインバータ回路1aを介して
NチャネルMOSトランジスタTr1のゲートに入力信号
・バーINとして入力される。また、入力信号INはN
チャネルMOSトランジスタTr2のゲートに入力され
る。
説明する。入力信号INはインバータ回路1aを介して
NチャネルMOSトランジスタTr1のゲートに入力信号
・バーINとして入力される。また、入力信号INはN
チャネルMOSトランジスタTr2のゲートに入力され
る。
【0003】前記トランジスタTr1のドレインは電源V
ccに接続され、ソースは出力端子To に接続される。前
記トランジスタTr2のドレインは前記出力端子To に接
続され、ソースはグランドGNDに接続される。
ccに接続され、ソースは出力端子To に接続される。前
記トランジスタTr2のドレインは前記出力端子To に接
続され、ソースはグランドGNDに接続される。
【0004】このように構成された出力回路では、電源
Vccが供給されている状態で入力信号INがHレベルと
なると、トランジスタTr1がオフされるとともに、トラ
ンジスタTr2がオンされる。従って、出力端子To から
出力される出力信号OUTはLレベルとなる。
Vccが供給されている状態で入力信号INがHレベルと
なると、トランジスタTr1がオフされるとともに、トラ
ンジスタTr2がオンされる。従って、出力端子To から
出力される出力信号OUTはLレベルとなる。
【0005】また、入力信号INがLレベルとなると、
トランジスタTr1がオンされるとともに、トランジスタ
Tr2がオフされる。従って、出力端子To から出力され
る出力信号OUTはHレベルとなる。
トランジスタTr1がオンされるとともに、トランジスタ
Tr2がオフされる。従って、出力端子To から出力され
る出力信号OUTはHレベルとなる。
【0006】また、この出力回路を含む半導体装置への
電源の供給が遮断されると、トランジスタTr1,Tr2は
ともにオフされ、出力信号OUTはハイインピーダンス
状態となる。
電源の供給が遮断されると、トランジスタTr1,Tr2は
ともにオフされ、出力信号OUTはハイインピーダンス
状態となる。
【0007】このとき、出力端子To に接続される回線
が活性状態で、同出力端子To の電位がHレベルとなっ
ても、トランジスタTr1,Tr2のゲート電位は充分に低
いため、同トランジスタTr1,Tr2はオフ状態に維持さ
れ、寄生ダイオードが生じることはない。
が活性状態で、同出力端子To の電位がHレベルとなっ
ても、トランジスタTr1,Tr2のゲート電位は充分に低
いため、同トランジスタTr1,Tr2はオフ状態に維持さ
れ、寄生ダイオードが生じることはない。
【0008】ところが、このような出力回路では出力端
子To から出力されるHレベルの出力信号OUTは、電
源VccからトランジスタTr1のしきい値Vth分低下した
レベルとなる。
子To から出力されるHレベルの出力信号OUTは、電
源VccからトランジスタTr1のしきい値Vth分低下した
レベルとなる。
【0009】従って、出力信号OUTとしてHレベルが
出力されるとき、充分な負荷駆動能力を確保することが
できないという問題点がある。図9は出力回路の第二の
従来例を示す。昇圧回路2はトランジスタと容量とから
構成される。前記昇圧回路2にはクロック信号CLKが
入力され、同クロック信号CLKに基づいて電源Vccを
昇圧する。そして、例えば5Vの電源Vccを10V程度
に昇圧した出力電圧VccHを電圧変換回路3に出力す
る。
出力されるとき、充分な負荷駆動能力を確保することが
できないという問題点がある。図9は出力回路の第二の
従来例を示す。昇圧回路2はトランジスタと容量とから
構成される。前記昇圧回路2にはクロック信号CLKが
入力され、同クロック信号CLKに基づいて電源Vccを
昇圧する。そして、例えば5Vの電源Vccを10V程度
に昇圧した出力電圧VccHを電圧変換回路3に出力す
る。
【0010】入力信号INはインバータ回路1bを介し
て電圧変換回路3に入力信号・バーINとして入力され
る。また、入力信号INはNチャネルMOSトランジス
タTr4のゲートに入力される。
て電圧変換回路3に入力信号・バーINとして入力され
る。また、入力信号INはNチャネルMOSトランジス
タTr4のゲートに入力される。
【0011】前記電圧変換回路3は入力信号・バーIN
がHレベルとなると、前記昇圧回路2の出力電圧VccH
をNチャネルMOSトランジスタTr3のゲートに出力す
る。また、電圧変換回路3は入力信号・バーINががL
レベルとなると、LレベルすなわちグランドGNDレベ
ルの信号を前記トランジスタTr3のゲートに出力する。
がHレベルとなると、前記昇圧回路2の出力電圧VccH
をNチャネルMOSトランジスタTr3のゲートに出力す
る。また、電圧変換回路3は入力信号・バーINががL
レベルとなると、LレベルすなわちグランドGNDレベ
ルの信号を前記トランジスタTr3のゲートに出力する。
【0012】前記トランジスタTr3のドレインは電源V
ccに接続され、ソースは出力端子To に接続される。前
記トランジスタTr4のドレインは出力端子To に接続さ
れ、ソースはグランドGNDに接続される。
ccに接続され、ソースは出力端子To に接続される。前
記トランジスタTr4のドレインは出力端子To に接続さ
れ、ソースはグランドGNDに接続される。
【0013】このように構成された出力回路では、電源
Vccが供給されている状態で、入力信号INがHレベル
となると、トランジスタTr3のゲートにLレベルの信号
が入力され、トランジスタTr4のゲートにHレベルの信
号が入力されて、出力信号OUTはLレベルとなる。
Vccが供給されている状態で、入力信号INがHレベル
となると、トランジスタTr3のゲートにLレベルの信号
が入力され、トランジスタTr4のゲートにHレベルの信
号が入力されて、出力信号OUTはLレベルとなる。
【0014】また、入力信号INがLレベルとなると、
トランジスタTr4がオフされ、トランジスタTr3がオン
されて、出力信号OUTはHレベルとなる。このとき、
トランジスタTr3のゲートには前記出力電圧VccHが入
力されるため、Hレベルの出力信号OUTとして電源V
ccレベルが出力される。従って、前記第一の従来例より
負荷駆動能力を向上させることができる。
トランジスタTr4がオフされ、トランジスタTr3がオン
されて、出力信号OUTはHレベルとなる。このとき、
トランジスタTr3のゲートには前記出力電圧VccHが入
力されるため、Hレベルの出力信号OUTとして電源V
ccレベルが出力される。従って、前記第一の従来例より
負荷駆動能力を向上させることができる。
【0015】また、電源Vccの供給が遮断されると、前
記第一の従来例と同様にトランジスタTr3,Tr4がオフ
され、出力信号OUTはハイインピーダンス状態とな
る。
記第一の従来例と同様にトランジスタTr3,Tr4がオフ
され、出力信号OUTはハイインピーダンス状態とな
る。
【0016】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記第二の
従来例では昇圧回路2が必要であり、同昇圧回路2は電
源Vccとクロック信号CLKの供給により常時動作する
ため、同昇圧回路2による消費電力が増大するという問
題点がある。また、電圧変換回路3が必要であるため、
回路面積が増大し、集積度が低下する。
従来例では昇圧回路2が必要であり、同昇圧回路2は電
源Vccとクロック信号CLKの供給により常時動作する
ため、同昇圧回路2による消費電力が増大するという問
題点がある。また、電圧変換回路3が必要であるため、
回路面積が増大し、集積度が低下する。
【0017】この発明の目的は、負荷駆動能力を充分に
確保しながら、消費電力の増大を防止し、かつ回路面積
の増大を防止して高集積化を図り得る出力回路を提供す
ることにある。
確保しながら、消費電力の増大を防止し、かつ回路面積
の増大を防止して高集積化を図り得る出力回路を提供す
ることにある。
【0018】
【課題を解決するための手段】高電位側電源Vccと、低
電位側電源GNDとの間に一個の高レベル出力用Nチャ
ネルMOSトランジスタTr6と低レベル出力用Nチャネ
ルMOSトランジスタTr7とが直列に接続され、前記ト
ランジスタTr6,Tr7の接続点が出力端子Toに接続さ
れ、前記高レベル出力用NチャネルMOSトランジスタ
Tr6のゲートには制御信号が供給され、低レベル出力用
NチャネルMOSトランジスタTr7が第1の入力信号I
Nが供給される。第2の入力信号バーINとクロック信
号CLKとが供給されるゲート回路を有し、該クロック
信号CLKに基づいて高電位側電源Vccを昇圧した信号
を前記制御信号として出力する昇圧回路5を有する。
電位側電源GNDとの間に一個の高レベル出力用Nチャ
ネルMOSトランジスタTr6と低レベル出力用Nチャネ
ルMOSトランジスタTr7とが直列に接続され、前記ト
ランジスタTr6,Tr7の接続点が出力端子Toに接続さ
れ、前記高レベル出力用NチャネルMOSトランジスタ
Tr6のゲートには制御信号が供給され、低レベル出力用
NチャネルMOSトランジスタTr7が第1の入力信号I
Nが供給される。第2の入力信号バーINとクロック信
号CLKとが供給されるゲート回路を有し、該クロック
信号CLKに基づいて高電位側電源Vccを昇圧した信号
を前記制御信号として出力する昇圧回路5を有する。
【0019】
【0020】
【0021】
【0022】
【0023】
【作用】プルアップ用NチャネルMOSトランジスタT
r6をオンさせる第二の入力信号バーINが昇圧回路5に
入力されると、昇圧回路5はクロック信号CLKに基づ
いて昇圧動作を行う。そして、プルアップ用Nチャネル
MOSトランジスタTr6のゲートには高電位側電源Vcc
を昇圧した信号が制御信号として入力され、その制御信
号に基づいてプルアップ用NチャネルMOSトランジス
タTr6がオンされる。
r6をオンさせる第二の入力信号バーINが昇圧回路5に
入力されると、昇圧回路5はクロック信号CLKに基づ
いて昇圧動作を行う。そして、プルアップ用Nチャネル
MOSトランジスタTr6のゲートには高電位側電源Vcc
を昇圧した信号が制御信号として入力され、その制御信
号に基づいてプルアップ用NチャネルMOSトランジス
タTr6がオンされる。
【0024】
【0025】
【0026】
【実施例】図2は本発明を具体化した第一の実施例を示
す。クロック信号CLKはNAND回路4の一方の入力
端子に入力される。入力信号INはインバータ回路1c
に入力され、同インバータ回路1cの出力信号は前記N
AND回路4の他方の入力端子に入力信号・バーINと
して入力される。
す。クロック信号CLKはNAND回路4の一方の入力
端子に入力される。入力信号INはインバータ回路1c
に入力され、同インバータ回路1cの出力信号は前記N
AND回路4の他方の入力端子に入力信号・バーINと
して入力される。
【0027】前記NAND回路4の出力端子(ノードN
1)は容量C1の一方の端子に接続され、同容量C1の
他方の端子はダイオードD1のアノード(ノードN2)
に接続される。また、前記NAND回路4の出力端子は
インバータ回路1dの入力端子に接続され、同インバー
タ回路1dの出力端子はNチャネルMOSトランジスタ
Tr5のゲートに接続される。
1)は容量C1の一方の端子に接続され、同容量C1の
他方の端子はダイオードD1のアノード(ノードN2)
に接続される。また、前記NAND回路4の出力端子は
インバータ回路1dの入力端子に接続され、同インバー
タ回路1dの出力端子はNチャネルMOSトランジスタ
Tr5のゲートに接続される。
【0028】前記トランジスタTr5のドレインは電源V
ccに接続され、ソースは前記ダイオードD1のアノード
に接続される。前記ダイオードD1のカソード(ノード
N3)はプルアップ側のNチャネルMOSトランジスタ
Tr6のゲートに接続され、同トランジスタTr6のドレイ
ンは電源Vccに接続され、ソースは出力端子To に接続
される。
ccに接続され、ソースは前記ダイオードD1のアノード
に接続される。前記ダイオードD1のカソード(ノード
N3)はプルアップ側のNチャネルMOSトランジスタ
Tr6のゲートに接続され、同トランジスタTr6のドレイ
ンは電源Vccに接続され、ソースは出力端子To に接続
される。
【0029】前記トランジスタTr6のゲートは容量C2
を介してグランドGNDに接続される。また、前記トラ
ンジスタTr6のゲートはNチャネルMOSトランジスタ
Tr8のドレインに接続され、同トランジスタTr8のソー
スはグランドGNDに接続され、ゲートには前記入力信
号INが入力される。
を介してグランドGNDに接続される。また、前記トラ
ンジスタTr6のゲートはNチャネルMOSトランジスタ
Tr8のドレインに接続され、同トランジスタTr8のソー
スはグランドGNDに接続され、ゲートには前記入力信
号INが入力される。
【0030】前記入力信号INはプルダウン側のNチャ
ネルMOSトランジスタTr7のゲートに入力され、同ト
ランジスタTr7のドレインは前記出力端子To に接続さ
れ、ソースはグランドGNDに接続される。なお、前記
電源Vccとして5Vが供給される。
ネルMOSトランジスタTr7のゲートに入力され、同ト
ランジスタTr7のドレインは前記出力端子To に接続さ
れ、ソースはグランドGNDに接続される。なお、前記
電源Vccとして5Vが供給される。
【0031】次に、上記のように構成された出力回路の
動作を図3に従って説明する。さて、このように構成さ
れた出力回路では、入力信号INがHレベルとなると、
トランジスタTr7,Tr8がオンされる。また、NAND
回路4の入力信号・バーINはLレベルとなるため、N
AND回路4の出力信号はクロック信号CLKに関わら
ずHレベルとなる。
動作を図3に従って説明する。さて、このように構成さ
れた出力回路では、入力信号INがHレベルとなると、
トランジスタTr7,Tr8がオンされる。また、NAND
回路4の入力信号・バーINはLレベルとなるため、N
AND回路4の出力信号はクロック信号CLKに関わら
ずHレベルとなる。
【0032】すると、インバータ回路1dの出力信号は
LレベルとなってトランジスタTr5がオフされる。この
状態では、NAND回路4の出力信号に基づいて容量C
1が充電され、ノードN1の電位はHレベル、すなわち
電源Vccレベルとなる。
LレベルとなってトランジスタTr5がオフされる。この
状態では、NAND回路4の出力信号に基づいて容量C
1が充電され、ノードN1の電位はHレベル、すなわち
電源Vccレベルとなる。
【0033】また、トランジスタTr8のオン動作に基づ
いて容量C2の充電電荷がグランドGNDに放電され、
ノードN2,N3はLレベルとなる。従って、トランジ
スタTr6はオフされ、出力信号OUTはLレベルとな
る。
いて容量C2の充電電荷がグランドGNDに放電され、
ノードN2,N3はLレベルとなる。従って、トランジ
スタTr6はオフされ、出力信号OUTはLレベルとな
る。
【0034】この状態から入力信号INがLレベルとな
ると、トランジスタTr7,Tr8がオフされる。また、入
力信号・バーINはHレベルとなって、NAND回路4
の出力信号はクロック信号CLKを反転させた信号とな
る。
ると、トランジスタTr7,Tr8がオフされる。また、入
力信号・バーINはHレベルとなって、NAND回路4
の出力信号はクロック信号CLKを反転させた信号とな
る。
【0035】クロック信号CLKに基づいて、NAND
回路4の出力信号がLレベルとなると、ノードN1はL
レベル、すなわちグランドGNDレベルとなる。また、
インバータ回路1dの出力信号はHレベルとなってトラ
ンジスタTr5がオンされ、容量C1,C2が充電され、
ノードN2,N3の電位が上昇する。従って、トランジ
スタTr6がオンされる。
回路4の出力信号がLレベルとなると、ノードN1はL
レベル、すなわちグランドGNDレベルとなる。また、
インバータ回路1dの出力信号はHレベルとなってトラ
ンジスタTr5がオンされ、容量C1,C2が充電され、
ノードN2,N3の電位が上昇する。従って、トランジ
スタTr6がオンされる。
【0036】次いで、クロック信号CLKに基づいてN
AND回路4の出力信号がHレベルとなると、トランジ
スタTr5はオフされるが、ノードN1が瞬間的にグラン
ドGNDレベルから電源Vccレベルまで引き上げられ
る。
AND回路4の出力信号がHレベルとなると、トランジ
スタTr5はオフされるが、ノードN1が瞬間的にグラン
ドGNDレベルから電源Vccレベルまで引き上げられ
る。
【0037】すると、ノードN2は瞬間的にノードN1
の電位上昇分引き上げられ、容量C2が充電されて、ノ
ードN3の電位が上昇する。次いで、クロック信号CL
Kに基づいてNAND回路4の出力信号がLレベルとな
って、ノードN1,N2の電位が低下しても、ダイオー
ドD1によりノードN3からノードN2への放電は阻止
され、ノードN3の電位は維持される。
の電位上昇分引き上げられ、容量C2が充電されて、ノ
ードN3の電位が上昇する。次いで、クロック信号CL
Kに基づいてNAND回路4の出力信号がLレベルとな
って、ノードN1,N2の電位が低下しても、ダイオー
ドD1によりノードN3からノードN2への放電は阻止
され、ノードN3の電位は維持される。
【0038】このような動作が繰り返されて、ノードN
3の電位は電源Vccの2倍の電圧レベル、すなわち10
V近傍まで昇圧される。従って、NAND回路4、容量
C1,C2、ダイオードD1、インバータ回路1d及び
トランジスタTr5で昇圧回路5aが構成される。
3の電位は電源Vccの2倍の電圧レベル、すなわち10
V近傍まで昇圧される。従って、NAND回路4、容量
C1,C2、ダイオードD1、インバータ回路1d及び
トランジスタTr5で昇圧回路5aが構成される。
【0039】そして、トランジスタTr6は電源Vcc以上
に昇圧されたゲート電位によりオンされるので、出力端
子To から出力される出力信号OUTはHレベルとな
り、その出力信号OUTは電源Vccレベルとなる。
に昇圧されたゲート電位によりオンされるので、出力端
子To から出力される出力信号OUTはHレベルとな
り、その出力信号OUTは電源Vccレベルとなる。
【0040】以上のようにこの出力回路では、入力信号
INがLレベルとなると、クロック信号CLKに基づい
て昇圧回路5aによりノードN3の電位が電源Vcc以上
に昇圧される。従って、Hレベルの出力信号OUTとし
て電源Vccレベルを出力して、充分な負荷駆動能力を確
保することができる。
INがLレベルとなると、クロック信号CLKに基づい
て昇圧回路5aによりノードN3の電位が電源Vcc以上
に昇圧される。従って、Hレベルの出力信号OUTとし
て電源Vccレベルを出力して、充分な負荷駆動能力を確
保することができる。
【0041】また、昇圧回路5aは出力信号OUTのH
レベル出力時にのみ昇圧動作を行い、容量C2の放電を
補う程度の能力を備えればよいので、前記従来例の昇圧
回路に比して、消費電力を低減することができる。
レベル出力時にのみ昇圧動作を行い、容量C2の放電を
補う程度の能力を備えればよいので、前記従来例の昇圧
回路に比して、消費電力を低減することができる。
【0042】また、昇圧回路5aの回路構成は前記従来
例の昇圧回路2及び電圧変換回路3に対し素子数を大幅
に削減することができる。従って、この出力回路の回路
面積の増大を防止することができる。
例の昇圧回路2及び電圧変換回路3に対し素子数を大幅
に削減することができる。従って、この出力回路の回路
面積の増大を防止することができる。
【0043】図4は本発明を具体化した第二の実施例を
示す。この実施例は前記第一の実施例の昇圧回路5aを
昇圧回路5b,5cに置き換えたものであり、その他の
構成は前記第一の実施例と同様である。なお、前記第一
の実施例と同一構成部分は同一符号を付して説明する。
示す。この実施例は前記第一の実施例の昇圧回路5aを
昇圧回路5b,5cに置き換えたものであり、その他の
構成は前記第一の実施例と同様である。なお、前記第一
の実施例と同一構成部分は同一符号を付して説明する。
【0044】前記昇圧回路5bは前記第一の実施例の昇
圧回路5aの容量C2を省略した構成である。前記昇圧
回路5cは前記インバータ回路1cの出力端子が容量C
3を介してダイオードD2のカソード(ノードN4)に
接続され、同ダイオードD2のアノードは電源Vccに接
続される。
圧回路5aの容量C2を省略した構成である。前記昇圧
回路5cは前記インバータ回路1cの出力端子が容量C
3を介してダイオードD2のカソード(ノードN4)に
接続され、同ダイオードD2のアノードは電源Vccに接
続される。
【0045】前記ダイオードD2のカソードはPチャネ
ルMOSトランジスタTr9を介して前記トランジスタT
r6のゲートに接続される。また、前記トランジスタTr9
のゲートには前記入力信号INが入力される。
ルMOSトランジスタTr9を介して前記トランジスタT
r6のゲートに接続される。また、前記トランジスタTr9
のゲートには前記入力信号INが入力される。
【0046】次に、上記のように構成された出力回路の
動作を図5に従って説明する。さて、このように構成さ
れた出力回路では、入力信号INがHレベルとなると、
トランジスタTr7,Tr8がオンされ、トランジスタTr9
がオフされる。また、入力信号・バーINはLレベルと
なる。すると、昇圧回路5cではダイオードD2を介し
て容量C3が充電され、ノードN4が電源Vccからダイ
オードD2のしきい値Vth分低下したレベルとなる。ま
た、NAND回路4の出力信号はクロック信号CLKに
関わらずHレベルとなる。
動作を図5に従って説明する。さて、このように構成さ
れた出力回路では、入力信号INがHレベルとなると、
トランジスタTr7,Tr8がオンされ、トランジスタTr9
がオフされる。また、入力信号・バーINはLレベルと
なる。すると、昇圧回路5cではダイオードD2を介し
て容量C3が充電され、ノードN4が電源Vccからダイ
オードD2のしきい値Vth分低下したレベルとなる。ま
た、NAND回路4の出力信号はクロック信号CLKに
関わらずHレベルとなる。
【0047】すると、容量C1が充電されてノードN1
がHレベル、ノードN2,N3がLレベルとなる。従っ
て、この状態ではトランジスタTr6がオフされ、出力信
号OUTはLレベルとなる。
がHレベル、ノードN2,N3がLレベルとなる。従っ
て、この状態ではトランジスタTr6がオフされ、出力信
号OUTはLレベルとなる。
【0048】一方、入力信号INがLレベルとなると、
トランジスタTr7,Tr8がオフされ、トランジスタTr9
がオンされる。入力信号・バーINはHレベルとなるた
め、ノードN4の電位は電源Vccのほぼ2倍のレベルま
で瞬間的に引き上げられ、そのノードN4の電位はトラ
ンジスタTr9を介してノードN3に供給される。
トランジスタTr7,Tr8がオフされ、トランジスタTr9
がオンされる。入力信号・バーINはHレベルとなるた
め、ノードN4の電位は電源Vccのほぼ2倍のレベルま
で瞬間的に引き上げられ、そのノードN4の電位はトラ
ンジスタTr9を介してノードN3に供給される。
【0049】従って、ノードN3の電位はグランドGN
Dレベルから電源Vccのほぼ2倍のレベルまで瞬間的に
昇圧されて、トランジスタTr6がオンされる。また、入
力信号・バーINがHレベルとなると、NAND回路4
の出力信号はクロック信号CLKを反転させた信号とな
る。このような動作により、前記第一の実施例と同様に
ノードN2の電位が上昇し、やがてノードN2の電位が
ノードN3の電位より高くなると、ノードN3の電位は
ノードN2の電位により維持される。
Dレベルから電源Vccのほぼ2倍のレベルまで瞬間的に
昇圧されて、トランジスタTr6がオンされる。また、入
力信号・バーINがHレベルとなると、NAND回路4
の出力信号はクロック信号CLKを反転させた信号とな
る。このような動作により、前記第一の実施例と同様に
ノードN2の電位が上昇し、やがてノードN2の電位が
ノードN3の電位より高くなると、ノードN3の電位は
ノードN2の電位により維持される。
【0050】上記のような動作により、ノードN3の電
位は電源Vccの2倍程度の電位に維持される。従って、
トランジスタTr6がオンされてHレベルの出力信号OU
Tが出力され、そのHレベルの出力信号OUTとして電
源Vccレベルの信号を出力することができるので、充分
な負荷駆動能力を確保することができる。
位は電源Vccの2倍程度の電位に維持される。従って、
トランジスタTr6がオンされてHレベルの出力信号OU
Tが出力され、そのHレベルの出力信号OUTとして電
源Vccレベルの信号を出力することができるので、充分
な負荷駆動能力を確保することができる。
【0051】また、昇圧回路5bは入力信号INがLレ
ベルとなったとき、すなわち出力信号OUTがHレベル
となるときに限り昇圧動作を行い、容量C3の放電を補
う程度の能力を備えればよい。昇圧回路5cは入力信号
INのHレベルからLレベルの切り換わりに基づいて1
回だけ昇圧動作を行う。従って、昇圧回路5a,5b
は、前記従来例の昇圧回路に比して、消費電力を低減す
ることができる。
ベルとなったとき、すなわち出力信号OUTがHレベル
となるときに限り昇圧動作を行い、容量C3の放電を補
う程度の能力を備えればよい。昇圧回路5cは入力信号
INのHレベルからLレベルの切り換わりに基づいて1
回だけ昇圧動作を行う。従って、昇圧回路5a,5b
は、前記従来例の昇圧回路に比して、消費電力を低減す
ることができる。
【0052】また、昇圧回路5aの回路構成は前記従来
例の昇圧回路2及び電圧変換回路3に対し素子数を大幅
に削減することができる。従って、この出力回路の回路
面積の増大を防止することができる。
例の昇圧回路2及び電圧変換回路3に対し素子数を大幅
に削減することができる。従って、この出力回路の回路
面積の増大を防止することができる。
【0053】また、入力信号INのHレベルからLレベ
ルへの切り換わりに基づいて、昇圧回路5cによりノー
ドN3の電位が速やかに電源Vccレベルを越えるレベル
まで昇圧される。従って、この実施例の出力回路は前記
第一の実施例に比べて出力信号OUTの立ち上がり速度
を向上させることができる。
ルへの切り換わりに基づいて、昇圧回路5cによりノー
ドN3の電位が速やかに電源Vccレベルを越えるレベル
まで昇圧される。従って、この実施例の出力回路は前記
第一の実施例に比べて出力信号OUTの立ち上がり速度
を向上させることができる。
【0054】上記各実施例の出力回路は、例えば図6及
び図7に示すシステムに使用される。図6はビル空調シ
ステムの一例を示すものであり、多数の室内ユニット6
がバス7を介して集中コントロールユニット8に接続さ
れる。
び図7に示すシステムに使用される。図6はビル空調シ
ステムの一例を示すものであり、多数の室内ユニット6
がバス7を介して集中コントロールユニット8に接続さ
れる。
【0055】前記各室内ユニット6には操作装置9がそ
れぞれ接続され、その操作装置9を介して各室内ユニッ
ト6を操作可能となっている。前記室内ユニット6の一
例を図7に従って説明する。この室内ユニット6は、C
PU10と、コントロールIC11とから構成される。
れぞれ接続され、その操作装置9を介して各室内ユニッ
ト6を操作可能となっている。前記室内ユニット6の一
例を図7に従って説明する。この室内ユニット6は、C
PU10と、コントロールIC11とから構成される。
【0056】前記CPU10は、コントロールIC11
のシリアル・インターフェース12及びパラレル・イン
ターフェース13を介して、同コントロールIC11を
制御する。
のシリアル・インターフェース12及びパラレル・イン
ターフェース13を介して、同コントロールIC11を
制御する。
【0057】前記シリアル・インターフェース12及び
パラレル・インターフェース13は、内部バス14を介
して送受信FIFOメモリ15及びアドレスデコーダ1
6に接続される。
パラレル・インターフェース13は、内部バス14を介
して送受信FIFOメモリ15及びアドレスデコーダ1
6に接続される。
【0058】そして、送受信FIFOメモリ15は、C
PU10の制御に基づいてアドレスデコーダ16から出
力されるアドレス信号に基づいて、書き込み及び読み出
し動作を行う。なお、内部バス14の動作は、内部バス
制御回路17により制御され、送受信FIFOメモリ1
5は、発振回路18の出力信号に基づいて、クロックジ
ェネレータ19で生成されるクロック信号により動作す
る。
PU10の制御に基づいてアドレスデコーダ16から出
力されるアドレス信号に基づいて、書き込み及び読み出
し動作を行う。なお、内部バス14の動作は、内部バス
制御回路17により制御され、送受信FIFOメモリ1
5は、発振回路18の出力信号に基づいて、クロックジ
ェネレータ19で生成されるクロック信号により動作す
る。
【0059】前記送受信FIFOメモリ15は、送受信
制御部20に接続され、その送受信制御部20はドライ
バ/レシーバ部21に接続されている。前記ドライバ/
レシーバ部21は、各入出力端子を介して前記バス7に
接続される。そして、ドライバ/レシーバ部21のドラ
イバ部に前記第一及び第二の実施例の出力回路が使用さ
れる。
制御部20に接続され、その送受信制御部20はドライ
バ/レシーバ部21に接続されている。前記ドライバ/
レシーバ部21は、各入出力端子を介して前記バス7に
接続される。そして、ドライバ/レシーバ部21のドラ
イバ部に前記第一及び第二の実施例の出力回路が使用さ
れる。
【0060】
【発明の効果】以上詳述したように、この発明は負荷駆
動能力を充分に確保しながら、消費電力の増大を防止
し、かつ回路面積の増大を防止して高集積化を図り得る
出力回路を提供することができる優れた効果を発揮す
る。
動能力を充分に確保しながら、消費電力の増大を防止
し、かつ回路面積の増大を防止して高集積化を図り得る
出力回路を提供することができる優れた効果を発揮す
る。
【図1】本発明の原理説明図である。
【図2】第一の実施例を示す回路図である。
【図3】第一の実施例の動作を示す波形図である。
【図4】第二の実施例を示す回路図である。
【図5】第二の実施例の動作示す波形図である。
【図6】第一及び第二の実施例の使用例を示すブロック
図である。
図である。
【図7】第一及び第二の実施例の使用例を示すブロック
図である。
図である。
【図8】第一の従来例を示す回路図である。
【図9】第二の従来例を示す回路図である。
Vcc 高電位側電源 GND 低電位側電源 Tr6 プルアップ用NチャネルMOSトランジスタ Tr7 プルダウン用NチャネルMOSトランジスタ To 出力端子 OUT 出力信号 IN 第一の入力信号 バーIN 第二の入力信号 CLK クロック信号 5 昇圧回路
Claims (6)
- 【請求項1】 高電位側電源と低電位側電源との間に直
列接続された一個の高レベル出力用NチャネルMOSト
ランジスタと低レベル出力用NチャネルMOSトランジ
スタとを有し、 前記高レベル出力用NチャネルMOSトランジスタと前
記低レベル出力用NチャネルMOSトランジスタとの接
続点が出力端子に接続され、 前記高レベル出力用NチャネルMOSトランジスタのゲ
ートには制御信号が供給され、 前記低レベル出力用NチャネルMOSトランジスタのゲ
ートには第1の入力信号が供給される出力回路におい
て、 第2の入力信号とクロック信号とが供給されるゲート回
路を有し、該クロック信号に基づいて高電位側電源を昇
圧した信号を前記制御信号として出力する昇圧回路を有
することを特徴とする出力回路。 - 【請求項2】 前記第1の入力信号と前記第2の入力信
号とは相補であることを特徴とする請求項1に記載の出
力回路。 - 【請求項3】 前記昇圧回路は、 前記ゲート回路の出力
が供給され、高電位側電源を昇圧した信号を前記制御信
号として出力する電圧生成回路を有することを特徴とす
る請求項1又は2に記載の出力回路。 - 【請求項4】 前記ゲート回路はNAND回路であるこ
とを特徴とする請求項1,2又は3に記載の出力回路。 - 【請求項5】 前記電圧生成回路は、 前記ゲート回路の出力信号が供給されるインバータと、 前記インバータの出力信号がゲートに供給されるととも
に、ドレインが高電位電源側に接続されるNチャネルM
OSトランジスタと、 前記ゲート回路の出力と前記NチャネルMOSトランジ
スタのソースとの間に接続される第1の容量と、 前記NチャネルMOSトランジスタのソースに接統され
るダイオードと、 前記ダイオードのアノードと低電位側電源との間に接続
される第2の容量と を有することを特徴とする請求項3
に記載の出力回路。 - 【請求項6】 前記電圧生成回路は、 前記ゲート回路の出力信号が供給されるインバータと、 前記インバータの出力信号がゲートに供給されるととも
に、ドレインが高電位電源側に接続されるNチャネルM
OSトランジスタと、 前記ゲート回路の出力と前記NチャネルMOSトランジ
スタのソースとの間に接続される第1の容量と、 前記NチャネルMOSトランジスタのソースに接続され
る第1のダイオードと、 前記高電位側電源に接続される第2のダイオードと、 一端に前記第2の入力信号が供給され、他端が前記第2
のダイオードのアノードに接続される第2の容量と、 前記第2のダイオードのアノードに接続されるとともに
前記第1の入力信号がゲートに供給されるPチャネルM
OSトランジスタと を有することを特徴とする請求項3
に記載の出力回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP07516894A JP3238826B2 (ja) | 1994-04-13 | 1994-04-13 | 出力回路 |
US08/420,487 US5559452A (en) | 1994-04-13 | 1995-04-12 | N channel output driver with boosted gate voltage |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP07516894A JP3238826B2 (ja) | 1994-04-13 | 1994-04-13 | 出力回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07283716A JPH07283716A (ja) | 1995-10-27 |
JP3238826B2 true JP3238826B2 (ja) | 2001-12-17 |
Family
ID=13568410
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP07516894A Expired - Fee Related JP3238826B2 (ja) | 1994-04-13 | 1994-04-13 | 出力回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
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Families Citing this family (27)
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---|---|---|---|---|
US6072353A (en) * | 1995-04-26 | 2000-06-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Logic circuit with overdriven off-state switching |
US5914899A (en) * | 1995-07-05 | 1999-06-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor memory having a page mode in which previous data in an output circuit is reset before new data is supplied |
KR100211758B1 (ko) * | 1995-08-18 | 1999-08-02 | 윤종용 | 멀티 파워를 사용하는 데이터 출력버퍼 |
US6011535A (en) * | 1995-11-06 | 2000-01-04 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Active matrix display device and scanning circuit |
JPH09147598A (ja) * | 1995-11-28 | 1997-06-06 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体記憶装置およびアドレス変化検出回路 |
US5602783A (en) * | 1996-02-01 | 1997-02-11 | Micron Technology, Inc. | Memory device output buffer |
US5734271A (en) * | 1996-04-26 | 1998-03-31 | Sun Microsystems, Inc. | Wideband power driver with separate setting delays of leading and trailing edges |
US5801669A (en) * | 1996-11-19 | 1998-09-01 | Micron Display Technology, Inc. | High permeability tapped transmission line |
US5877635A (en) * | 1997-03-07 | 1999-03-02 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. | Full-swing buffer circuit with charge pump |
TW344131B (en) * | 1997-06-03 | 1998-11-01 | Nat Science Council | A 1.5V bootstrapped all-N-logic true-single-phase CMOS dynamic logic circuit suitable for low supply voltage and high speed pipelined |
US5914898A (en) * | 1997-08-05 | 1999-06-22 | Micron Technology, Inc. | Memory device and system with leakage blocking circuitry |
US6141263A (en) * | 1999-03-01 | 2000-10-31 | Micron Technology, Inc. | Circuit and method for a high data transfer rate output driver |
JP3490368B2 (ja) * | 2000-02-07 | 2004-01-26 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション | 信号出力装置、ドライバ回路、信号伝送システム、および信号伝送方法 |
US6426658B1 (en) * | 2000-09-29 | 2002-07-30 | Infineon Technologies Ag | Buffers with reduced voltage input/output signals |
US6836173B1 (en) * | 2003-09-24 | 2004-12-28 | System General Corp. | High-side transistor driver for power converters |
EP1724784B1 (en) * | 2005-05-20 | 2008-07-23 | STMicroelectronics S.r.l. | High-voltage switch with low output ripple for non-volatile floating-gate memories |
JP4808995B2 (ja) * | 2005-05-24 | 2011-11-02 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体回路装置 |
KR100736396B1 (ko) * | 2006-02-13 | 2007-07-09 | 삼성전자주식회사 | 저전력 소모를 위한 소 신호 수신기 및 이를 구비하는반도체 장치 |
US7768296B2 (en) * | 2006-02-23 | 2010-08-03 | Freescale Semiconductor, Inc. | Electronic device and method |
TWI358902B (en) * | 2007-12-31 | 2012-02-21 | Ind Tech Res Inst | Signal delay circuit |
US7986172B2 (en) * | 2009-08-31 | 2011-07-26 | Freescale Semiconductor, Inc. | Switching circuit with gate driver having precharge period and method therefor |
US8786318B2 (en) * | 2011-06-08 | 2014-07-22 | Linear Technology Corporation | System and methods to improve the performance of semiconductor based sampling system |
US20140292393A1 (en) * | 2013-03-29 | 2014-10-02 | Advanced Power Electronics Corp. | Gate voltage generating circuit |
JP6634752B2 (ja) * | 2015-09-16 | 2020-01-22 | 富士電機株式会社 | デバイス |
US9917578B2 (en) | 2016-02-19 | 2018-03-13 | Infineon Technologies Austria Ag | Active gate-source capacitance clamp for normally-off HEMT |
JP7077649B2 (ja) * | 2018-02-14 | 2022-05-31 | 富士電機株式会社 | 半導体装置 |
US11463082B2 (en) * | 2020-01-22 | 2022-10-04 | Delta Electronics, Inc. | Waveform conversion circuit for gate-driving circuit |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4772812A (en) * | 1981-07-27 | 1988-09-20 | Data General Corporation | Tri-state output buffer circuit including a capacitor and dynamic depletion mode switching device |
US4622479A (en) * | 1982-12-14 | 1986-11-11 | Thomson Components-Mostek Corporation | Bootstrapped driver circuit for high speed applications |
JPS6083419A (ja) * | 1983-10-13 | 1985-05-11 | Nec Corp | 出力バツフア回路 |
US4692638A (en) * | 1984-07-02 | 1987-09-08 | Texas Instruments Incorporated | CMOS/NMOS decoder and high-level driver circuit |
US4736121A (en) * | 1985-09-10 | 1988-04-05 | Sos Microelettronica S.p.A. | Charge pump circuit for driving N-channel MOS transistors |
JPS6320913A (ja) * | 1986-07-14 | 1988-01-28 | Nec Corp | 出力回路 |
JPS63287110A (ja) * | 1987-05-19 | 1988-11-24 | Nec Corp | ダイナミックレベルシフト回路 |
JP3059737B2 (ja) * | 1989-12-25 | 2000-07-04 | シャープ株式会社 | 半導体記憶装置 |
US5081371A (en) * | 1990-11-07 | 1992-01-14 | U.S. Philips Corp. | Integrated charge pump circuit with back bias voltage reduction |
JPH04205786A (ja) * | 1990-11-28 | 1992-07-27 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体記憶装置の出力回路 |
KR940005509B1 (ko) * | 1992-02-14 | 1994-06-20 | 삼성전자 주식회사 | 승압단속회로및이를구비하는출력버퍼회로 |
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1994
- 1994-04-13 JP JP07516894A patent/JP3238826B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-04-12 US US08/420,487 patent/US5559452A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
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JPH07283716A (ja) | 1995-10-27 |
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