JP3219783B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は自励式インバータを用い
た電力変換装置に係り、特にインバータ回路と変圧器と
の間に変圧器を接続したものに関する。
た電力変換装置に係り、特にインバータ回路と変圧器と
の間に変圧器を接続したものに関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧形自励式インバータを用いてＰＷＭ
方式による電圧制御を行い、負荷に電流を流す電力変換
装置においては、一般にインバータ主回路と負荷との間
に変圧器を設け、絶縁や昇圧あるいは降圧を行ってい
る。
方式による電圧制御を行い、負荷に電流を流す電力変換
装置においては、一般にインバータ主回路と負荷との間
に変圧器を設け、絶縁や昇圧あるいは降圧を行ってい
る。
【０００３】図７は３相の電力変換装置の一例で、１は
直流電源、２はコンデンサ、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗはインバ
ータ主回路、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗは各相のインバータ主回
路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの出力回路と負荷５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ
との間に設けられた変圧器を各々示している。インバー
タ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは各々可制御整流素子ＧＵ，
ＧＶ，ＧＸ，ＧＹとしては、ＧＴＯや電力用トランジス
タ等の自己消弧能力のあるパワーエレクトロニクス素子
が用いられる。
直流電源、２はコンデンサ、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗはインバ
ータ主回路、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗは各相のインバータ主回
路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの出力回路と負荷５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ
との間に設けられた変圧器を各々示している。インバー
タ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは各々可制御整流素子ＧＵ，
ＧＶ，ＧＸ，ＧＹとしては、ＧＴＯや電力用トランジス
タ等の自己消弧能力のあるパワーエレクトロニクス素子
が用いられる。
【０００４】また、１０は電流パターン発生器、１１は
インバータ出力電圧基準算出回路で、このインバータ出
力電圧基準算出回路１１は電流パターン発生器１０から
入力される電流パターン信号ｉdc，ｉqcと、インバータ
主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの出力回路に設けられたホール
ＣＴ６Ｕ，６Ｖ，６Ｗで検出されたインバータ出力交流
電流ｉu ，ｉv ，ｉw からしかるべき理論に基づきイン
バータ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの出力電圧を決定するイ
ンバータ出力電圧基準ＶUC，ＶVC，ＶWCを算出する。１
２Ｕ，１２Ｖ，１２ＷはＰＷＭゲート制御回路で、この
ＰＷＭゲート制御回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗはインバ
ータ出力電圧基準ＶUC，ＶVC，ＶWCと三角波搬送信号と
を比較してゲートパルスを発生させ、インバータ主回路
３Ｕ，３Ｖ，３Ｗを送出し、可制御整流素子ＧＵ，Ｇ
Ｖ，ＧＸ，ＧＹを制御する構成となっている。
インバータ出力電圧基準算出回路で、このインバータ出
力電圧基準算出回路１１は電流パターン発生器１０から
入力される電流パターン信号ｉdc，ｉqcと、インバータ
主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの出力回路に設けられたホール
ＣＴ６Ｕ，６Ｖ，６Ｗで検出されたインバータ出力交流
電流ｉu ，ｉv ，ｉw からしかるべき理論に基づきイン
バータ主回路３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの出力電圧を決定するイ
ンバータ出力電圧基準ＶUC，ＶVC，ＶWCを算出する。１
２Ｕ，１２Ｖ，１２ＷはＰＷＭゲート制御回路で、この
ＰＷＭゲート制御回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗはインバ
ータ出力電圧基準ＶUC，ＶVC，ＶWCと三角波搬送信号と
を比較してゲートパルスを発生させ、インバータ主回路
３Ｕ，３Ｖ，３Ｗを送出し、可制御整流素子ＧＵ，Ｇ
Ｖ，ＧＸ，ＧＹを制御する構成となっている。
【０００５】ここで、Ｕ相のインバータ主回路３Ｕはゲ
ートパルスに基づき可制御整流素子ＧＵ，ＧＶ，ＧＸ，
ＧＹの導通期間を変化させることにより、変圧器４Ｕへ
交流電圧を印加して負荷５Ｕに電流を流す。なお、ここ
ではＵ相のインバータ主回路３Ｕの動作について述べた
が、Ｖ相、Ｗ相についても同様であるので、その説明は
省略する。
ートパルスに基づき可制御整流素子ＧＵ，ＧＶ，ＧＸ，
ＧＹの導通期間を変化させることにより、変圧器４Ｕへ
交流電圧を印加して負荷５Ｕに電流を流す。なお、ここ
ではＵ相のインバータ主回路３Ｕの動作について述べた
が、Ｖ相、Ｗ相についても同様であるので、その説明は
省略する。
【０００６】このように構成された自励式インバータに
おいて、その出力交流電圧に僅かな直流成分が定常的に
発生すると、変圧器４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの交番磁束に直流
分が生じて過大な励磁電流が流れる現象、即ち変圧器の
直流偏磁が発生する。ここで、直流偏磁について図４に
より簡単に説明する。
おいて、その出力交流電圧に僅かな直流成分が定常的に
発生すると、変圧器４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの交番磁束に直流
分が生じて過大な励磁電流が流れる現象、即ち変圧器の
直流偏磁が発生する。ここで、直流偏磁について図４に
より簡単に説明する。
【０００７】図４はインバータ運転時の変圧器の直流偏
磁現象を説明するための図である。単相変圧器の等価回
路は図６の変圧器の部分で表されることが知られてい
る。図６において、Ｒ１は変圧器のインバータ主回路側
の巻線抵抗、Ｌ１はインバータ主回路側の漏れインダク
タンス、Ｒ２は変圧器の負荷側の巻線抵抗、Ｌ２は負荷
側の漏れインダクタンス、Ｌm は変圧器の励磁インダク
タンス、１／Ｒm は変圧器の鉄損を各々示している。
磁現象を説明するための図である。単相変圧器の等価回
路は図６の変圧器の部分で表されることが知られてい
る。図６において、Ｒ１は変圧器のインバータ主回路側
の巻線抵抗、Ｌ１はインバータ主回路側の漏れインダク
タンス、Ｒ２は変圧器の負荷側の巻線抵抗、Ｌ２は負荷
側の漏れインダクタンス、Ｌm は変圧器の励磁インダク
タンス、１／Ｒm は変圧器の鉄損を各々示している。
【０００８】ここで、インバータの出力交流電圧を重畳
する直流成分をＥd とすると、この直流成分に対してイ
ンバータ主回路、変圧器および負荷は図４の回路を形成
している。これにより、直流成分Ｅd に応じて直流電流
ｉ1 とｉ2 が流れる。直流電流は変圧器の励磁インダク
タンスＬm に直流電流が流れることにより発生する。即
ち、直流偏磁は直流電流ｉ1 によって起こることにな
る。尚、励磁インダクタンスＬm は漏れインピーダンス
（漏れインダクタンスと巻線抵抗の和）に比して相当大
きいので、直流電流ｉ1 が変圧器の磁束が飽和して交流
過電流を発生させるほど大きくなるには、長時間を要す
ることになる。
する直流成分をＥd とすると、この直流成分に対してイ
ンバータ主回路、変圧器および負荷は図４の回路を形成
している。これにより、直流成分Ｅd に応じて直流電流
ｉ1 とｉ2 が流れる。直流電流は変圧器の励磁インダク
タンスＬm に直流電流が流れることにより発生する。即
ち、直流偏磁は直流電流ｉ1 によって起こることにな
る。尚、励磁インダクタンスＬm は漏れインピーダンス
（漏れインダクタンスと巻線抵抗の和）に比して相当大
きいので、直流電流ｉ1 が変圧器の磁束が飽和して交流
過電流を発生させるほど大きくなるには、長時間を要す
ることになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】このように変圧器に直
流偏磁が発生すると、次のような不具合が生じる。
流偏磁が発生すると、次のような不具合が生じる。
【００１０】なお、ここでは変圧器４Ｕに直流偏磁が起
った場合について説明するが、変圧器４Ｖ，４Ｗに直流
偏磁が起った場合も同様の現象が生ずるので、その説明
を省略する。
った場合について説明するが、変圧器４Ｖ，４Ｗに直流
偏磁が起った場合も同様の現象が生ずるので、その説明
を省略する。
【００１１】すなわち、変圧器に直流偏磁が起き、変圧
器４Ｕの巻線に定格以上の電流が流れると、変圧器４Ｕ
の焼損のみならず、インバータ主回路３Ｕを構成する可
制御整流素子ＧＵ，ＧＶ，ＧＸ，ＧＹの特性に僅かな違
いがあることにより、正極側と負極側の素子の導通期間
に差異が生じて出力電圧に直流成分が発生することが上
げられる。又、直流電源１の過渡的な変動やインバータ
出力電圧基準算出回路１１の回路内のオフセット等の誤
差により、インバータ出力電圧基準Ｖuc，Ｖvc，Ｖwcに
直流成分が発生すること等によってもインバータ主回路
３Ｕの出力交流電圧に直流成分が重畳し、直流偏磁が発
生する。
器４Ｕの巻線に定格以上の電流が流れると、変圧器４Ｕ
の焼損のみならず、インバータ主回路３Ｕを構成する可
制御整流素子ＧＵ，ＧＶ，ＧＸ，ＧＹの特性に僅かな違
いがあることにより、正極側と負極側の素子の導通期間
に差異が生じて出力電圧に直流成分が発生することが上
げられる。又、直流電源１の過渡的な変動やインバータ
出力電圧基準算出回路１１の回路内のオフセット等の誤
差により、インバータ出力電圧基準Ｖuc，Ｖvc，Ｖwcに
直流成分が発生すること等によってもインバータ主回路
３Ｕの出力交流電圧に直流成分が重畳し、直流偏磁が発
生する。
【００１２】そこで、変圧器の直流偏磁により過電流が
流れないようにするには、変圧器の鉄心に空隙（ギャッ
プ）を設け、変圧器鉄心の磁器飽和を起こしにくくする
ことにより抑制ことができるが、このようにすると変圧
器の容積が大きくなったり、価格が高くなる等の問題が
生ずる。
流れないようにするには、変圧器の鉄心に空隙（ギャッ
プ）を設け、変圧器鉄心の磁器飽和を起こしにくくする
ことにより抑制ことができるが、このようにすると変圧
器の容積が大きくなったり、価格が高くなる等の問題が
生ずる。
【００１３】本発明の目的は、変圧器の直流偏磁による
インバータ主回路の可制御整流素子の破損や、変圧器の
焼損を未然に防止することができる電力変換装置を提供
するにある。
インバータ主回路の可制御整流素子の破損や、変圧器の
焼損を未然に防止することができる電力変換装置を提供
するにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、以下のように電力変換装置を構成するもの
である。
成するため、以下のように電力変換装置を構成するもの
である。
【００１５】自励式インバータから変圧器を介して負荷
に交流電流を供給する電力変換装置において、前記変圧
器の巻線のうちインバータ側に接続される巻線と並列に
接続されるリアクタを有し、このリアクタを流れる電流
を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により検
出されたリアクタ電流に１次遅れ演算を施して電流直流
成分を検出する１次遅れ回路からなる電流直流成分検出
手段と、この電流直流成分検出手段により検出された電
流直流成分に係数を乗じてインバータの出力電圧の直流
成分を補正するための出力補正信号を算出する係数回路
からなる直流偏磁抑制信号算出手段と、この直流偏磁抑
制信号算出手段で算出された出力補正信号を前記自励式
インバータの出力基準に加算する出力基準補正手段と、
この出力基準補正手段より出力基準信号から前記自励式
インバータの出力電圧または出力電流を決定するゲート
制御手段とを具備したものである。
に交流電流を供給する電力変換装置において、前記変圧
器の巻線のうちインバータ側に接続される巻線と並列に
接続されるリアクタを有し、このリアクタを流れる電流
を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により検
出されたリアクタ電流に１次遅れ演算を施して電流直流
成分を検出する１次遅れ回路からなる電流直流成分検出
手段と、この電流直流成分検出手段により検出された電
流直流成分に係数を乗じてインバータの出力電圧の直流
成分を補正するための出力補正信号を算出する係数回路
からなる直流偏磁抑制信号算出手段と、この直流偏磁抑
制信号算出手段で算出された出力補正信号を前記自励式
インバータの出力基準に加算する出力基準補正手段と、
この出力基準補正手段より出力基準信号から前記自励式
インバータの出力電圧または出力電流を決定するゲート
制御手段とを具備したものである。
【００１６】
【作用】このように構成された電力変換装置にあって
は、自励式インバータの出力回路と負荷との間に設けら
れた変圧器の鉄心に直流偏磁が起り、変圧器の励磁電流
が増加すると、このときリアクタに流れる電流が電流検
出手段により検出され、さらに電流直流成分検出手段に
よりリアクタ電流の電流直流成分が検出される。直流偏
磁抑制信号算出手段ではこの電流直流成分をもとに自励
式インバータの出力電圧に対する直流成分を補正する出
力補正信号を求め、この出力補正信号を自励式インバー
タの出力基準に加算することにより、自励式インバータ
の出力電圧または出力電流が制御されるので、結果的に
変圧器の直流偏磁が補正されたことになる。
は、自励式インバータの出力回路と負荷との間に設けら
れた変圧器の鉄心に直流偏磁が起り、変圧器の励磁電流
が増加すると、このときリアクタに流れる電流が電流検
出手段により検出され、さらに電流直流成分検出手段に
よりリアクタ電流の電流直流成分が検出される。直流偏
磁抑制信号算出手段ではこの電流直流成分をもとに自励
式インバータの出力電圧に対する直流成分を補正する出
力補正信号を求め、この出力補正信号を自励式インバー
タの出力基準に加算することにより、自励式インバータ
の出力電圧または出力電流が制御されるので、結果的に
変圧器の直流偏磁が補正されたことになる。
【００１７】
【実施例】以下本発明の一実施例を図面を参照して説明
する。
する。
【００１８】図１は本発明による電力変換装置の構成例
を示すもので、図７と同一構成要素には同一記号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる点について述べ
る。本実施例では、図１に示すように各変圧器４Ｕ，４
Ｖ，４Ｗのインバータ側の巻線に並列にリアクタＬＰ
Ｕ，ＬＰＶ，ＬＰＷを接続し、これらリアクタＬＰＵ，
ＬＰＶ，ＬＰＷに流れる電流を電流検出器２０Ｕ，２０
Ｖ，２０Ｗにより検出する。また、これら電流検出器２
０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗで検出されたリアクタ電流を電流
直流成分検出回路２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗに入力し、こ
こでリアクタ電流の直流成分を検出する。電流直流成分
検出回路２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗで検出された直流成分
を直流励磁抑制信号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗに
入力し、ここでインバータの出力電圧に対する直流成分
を補正する出力補正信号を求める。さらに、直流励磁抑
制信号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗで求められた出
力補正信号を出力基準補正回路２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗ
に入力し、インバータ出力電圧基準算出回路１１からＰ
ＷＭゲート制御回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに与えられ
る出力基準に加算するように構成したものである。
を示すもので、図７と同一構成要素には同一記号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる点について述べ
る。本実施例では、図１に示すように各変圧器４Ｕ，４
Ｖ，４Ｗのインバータ側の巻線に並列にリアクタＬＰ
Ｕ，ＬＰＶ，ＬＰＷを接続し、これらリアクタＬＰＵ，
ＬＰＶ，ＬＰＷに流れる電流を電流検出器２０Ｕ，２０
Ｖ，２０Ｗにより検出する。また、これら電流検出器２
０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗで検出されたリアクタ電流を電流
直流成分検出回路２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗに入力し、こ
こでリアクタ電流の直流成分を検出する。電流直流成分
検出回路２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗで検出された直流成分
を直流励磁抑制信号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗに
入力し、ここでインバータの出力電圧に対する直流成分
を補正する出力補正信号を求める。さらに、直流励磁抑
制信号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗで求められた出
力補正信号を出力基準補正回路２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗ
に入力し、インバータ出力電圧基準算出回路１１からＰ
ＷＭゲート制御回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに与えられ
る出力基準に加算するように構成したものである。
【００１９】図２は図１の電流直流成分検出回路２１
Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗの具体的回路例を示している。図２
において、Ａは演算増幅器、Ｒ1 ，Ｒ2 は抵抗、Ｃはコ
ンデンサである。これら演算増幅器Ａ、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2
、コンデンサＣは１次遅れ回路を構成している。図３
は図１の直流励磁抑制信号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ，２
２Ｗの具体例を示すもので、２２１は係数器である。ま
た、出力基準補正回路２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗは図１に
示すように減算器２３１が用いられている。次に上記の
ように構成された電力変換装置の作用を述べる。
Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗの具体的回路例を示している。図２
において、Ａは演算増幅器、Ｒ1 ，Ｒ2 は抵抗、Ｃはコ
ンデンサである。これら演算増幅器Ａ、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2
、コンデンサＣは１次遅れ回路を構成している。図３
は図１の直流励磁抑制信号算出回路２２Ｕ，２２Ｖ，２
２Ｗの具体例を示すもので、２２１は係数器である。ま
た、出力基準補正回路２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗは図１に
示すように減算器２３１が用いられている。次に上記の
ように構成された電力変換装置の作用を述べる。
【００２０】いま、電流検出器２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗ
によりリアクタＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷに流れる電流ｉ
pu，ｉpv，ｉpwを検出すると、これらの電流ｉpu，ｉp
v，ｉpwは電流直流成分検出回路２１Ｕ，２１Ｖ，２１
Ｗに入力される。これら電流直流成分検出回路２１Ｕ，
２１Ｖ，２１Ｗでは、各リアクタ電流ｉpu，ｉpv，ｉpw
の直流成分を各々検出して電流直流成分検出回路２１
Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗに入力する。この場合、本実施例で
は図２に示すようにリアクタ電流ｉpu，ｉpv，ｉpwに各
々１次遅れ演算を施すことにより、直流成分ｉUd，ｉV
d，ｉWdが検出される。これら直流励磁抑制信号算出回
路２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗでは、直流成分ｉUd，ｉVd，
ｉWdの値に適当な係数をかけてインバータ出力電圧補正
信号ＶUd，ＶVd，ＶWdを出力基準補正回路２３Ｕ，２３
Ｖ，２３Ｗに入力する。
によりリアクタＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷに流れる電流ｉ
pu，ｉpv，ｉpwを検出すると、これらの電流ｉpu，ｉp
v，ｉpwは電流直流成分検出回路２１Ｕ，２１Ｖ，２１
Ｗに入力される。これら電流直流成分検出回路２１Ｕ，
２１Ｖ，２１Ｗでは、各リアクタ電流ｉpu，ｉpv，ｉpw
の直流成分を各々検出して電流直流成分検出回路２１
Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗに入力する。この場合、本実施例で
は図２に示すようにリアクタ電流ｉpu，ｉpv，ｉpwに各
々１次遅れ演算を施すことにより、直流成分ｉUd，ｉV
d，ｉWdが検出される。これら直流励磁抑制信号算出回
路２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗでは、直流成分ｉUd，ｉVd，
ｉWdの値に適当な係数をかけてインバータ出力電圧補正
信号ＶUd，ＶVd，ＶWdを出力基準補正回路２３Ｕ，２３
Ｖ，２３Ｗに入力する。
【００２１】これら出力基準補正回路２３Ｕ，２３Ｖ，
２３Ｗでは、インバータの出力交流電流に重畳した直流
成分を除去するため、インバータ出力電圧基準ＶUC，Ｖ
VC，ＶWCからインバータ出力電圧補正信号ＶUd，ＶVd，
ＶWdを各々減算し、補正インバータ出力電圧基準ＶUC'
，ＶVC' ，ＶWC' としてＰＷＭゲート制御回路１２
Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに入力する。ＰＷＭゲート制御回路
１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗでは、補正インバータ出力電圧
基準ＶUC' ，ＶVC' ，ＶWC' と三角波搬送信号とを比較
してゲートパルスを発生し、インバータ主回路３Ｕ，３
Ｖ，３Ｗに制御信号として送出する。
２３Ｗでは、インバータの出力交流電流に重畳した直流
成分を除去するため、インバータ出力電圧基準ＶUC，Ｖ
VC，ＶWCからインバータ出力電圧補正信号ＶUd，ＶVd，
ＶWdを各々減算し、補正インバータ出力電圧基準ＶUC'
，ＶVC' ，ＶWC' としてＰＷＭゲート制御回路１２
Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに入力する。ＰＷＭゲート制御回路
１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗでは、補正インバータ出力電圧
基準ＶUC' ，ＶVC' ，ＶWC' と三角波搬送信号とを比較
してゲートパルスを発生し、インバータ主回路３Ｕ，３
Ｖ，３Ｗに制御信号として送出する。
【００２２】ここで、変圧器の直流偏磁が発生した場合
の各リアクタＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷを流れる電流ｉP
U，ｉPV，ｉPWの挙動について図５および図６を参照し
て説明する。本実施例の如く変圧器４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの
インバータ側の巻線に並列にリアリクタＬＰＵ，ＬＰ
Ｖ，ＬＰＷを接続した場合の１相当りの等価回路は図５
に示すようになる。図５において、図４と同一の構成要
素には同一の記号を付してその説明を省略する。
の各リアクタＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷを流れる電流ｉP
U，ｉPV，ｉPWの挙動について図５および図６を参照し
て説明する。本実施例の如く変圧器４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの
インバータ側の巻線に並列にリアリクタＬＰＵ，ＬＰ
Ｖ，ＬＰＷを接続した場合の１相当りの等価回路は図５
に示すようになる。図５において、図４と同一の構成要
素には同一の記号を付してその説明を省略する。
【００２３】図５において、ＬP はリアクタのインダク
タンスで、ＲPはリアクタの巻線抵抗を示す。本実施例
のように変圧器をインバター主回路と負荷の間に用いる
場合、以下の関係が成立することが知られている。 Ｒe>> Ｒ1 ，Ｒ2 ……（１） Ｌm>> ( Ｌ1+Ｌ2)……（２） １／Ｒm ＝約０ ……（３）
タンスで、ＲPはリアクタの巻線抵抗を示す。本実施例
のように変圧器をインバター主回路と負荷の間に用いる
場合、以下の関係が成立することが知られている。 Ｒe>> Ｒ1 ，Ｒ2 ……（１） Ｌm>> ( Ｌ1+Ｌ2)……（２） １／Ｒm ＝約０ ……（３）
【００２４】したがって、この場合の等価回路を簡易に
表すと図６に示すようになる。既に従来技術の項で述べ
たように、直流励磁は変圧器の励磁インダクタンスＬm
に直流電流ｉ1 が流れることにより生じる。図６からも
明らかなように、本実施例の場合、励磁インダクタンス
Ｌm と等価的に並列にリアクタＬp が接続されているの
で、励磁インダクタンスｌm に直流電流が流れると、リ
アクタＬp にも直流電流ｉp が流れることは明白であ
る。したがって、このリアクタを流れる電流ｉpを監視
することにより、励磁インダクタンスＬm を流れる電流
ｉ1 を監視することと同様の効果が得られる。
表すと図６に示すようになる。既に従来技術の項で述べ
たように、直流励磁は変圧器の励磁インダクタンスＬm
に直流電流ｉ1 が流れることにより生じる。図６からも
明らかなように、本実施例の場合、励磁インダクタンス
Ｌm と等価的に並列にリアクタＬp が接続されているの
で、励磁インダクタンスｌm に直流電流が流れると、リ
アクタＬp にも直流電流ｉp が流れることは明白であ
る。したがって、このリアクタを流れる電流ｉpを監視
することにより、励磁インダクタンスＬm を流れる電流
ｉ1 を監視することと同様の効果が得られる。
【００２５】一方、前述したように本実施例では各リア
クタＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷを流れる電流ｉpu，ｉpv，
ｉpwの直流成分ｉud，ｉvd，ｉwdを除去する構成となっ
ているので、結果的に各出力変圧器４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの
励磁インダクタンスを流れる励磁電流の直流成分を除去
していることになる。これにより、出力変圧器４Ｕ，４
Ｖ，４Ｗの直流偏磁を抑制することができる。
クタＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷを流れる電流ｉpu，ｉpv，
ｉpwの直流成分ｉud，ｉvd，ｉwdを除去する構成となっ
ているので、結果的に各出力変圧器４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの
励磁インダクタンスを流れる励磁電流の直流成分を除去
していることになる。これにより、出力変圧器４Ｕ，４
Ｖ，４Ｗの直流偏磁を抑制することができる。
【００２６】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、イン
バータと負荷との間に設けられる出力変圧器のインバー
タ側の巻線に並列接続されたリアクタに流れる電流を監
視して出力変圧器の直流偏磁を抑制するようにしたの
で、出力変圧器の鉄心の磁束を飽和させる励磁電流の値
を小さくでき、鉄心に空隙を入れた容積の大きな変圧器
を使用しなくても直流偏磁による過電流を抑制すること
が可能となり、変圧器の直流偏磁によるインバータ主回
路の可制御整流素子の破損や、変圧器の焼損を未然に防
止することができる電力変換装置を提供できる。
バータと負荷との間に設けられる出力変圧器のインバー
タ側の巻線に並列接続されたリアクタに流れる電流を監
視して出力変圧器の直流偏磁を抑制するようにしたの
で、出力変圧器の鉄心の磁束を飽和させる励磁電流の値
を小さくでき、鉄心に空隙を入れた容積の大きな変圧器
を使用しなくても直流偏磁による過電流を抑制すること
が可能となり、変圧器の直流偏磁によるインバータ主回
路の可制御整流素子の破損や、変圧器の焼損を未然に防
止することができる電力変換装置を提供できる。
【図１】本発明による電力変換装置の一実施例を示す回
路構成図。
路構成図。
【図２】図１の直流電流成分検出回路の具体的一例を示
す回路図。
す回路図。
【図３】図１の直流偏磁抑制信号算出回路の具体的一例
を示す回路図。
を示す回路図。
【図４】インバータ運転時の変圧器の直流偏磁現象を説
明するための等価回路図。
明するための等価回路図。
【図５】直流偏磁現象発生時のリアクタ電流の挙動を説
明するための回路図。
明するための回路図。
【図６】図５に示す回路を簡易化して示す回路図。
【図７】従来の電力変換装置を示す回路構成図。
１……直流電源、２……コンデサ、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ…
…インバータ主回路、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ……変圧器、５
Ｕ，５Ｖ，５Ｗ……負荷、６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ……ホール
ＣＴ、１０……電流パターン発生器、１１……インバー
タ出力基準算出回路、１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ……ＰＷ
Ｍゲート制御回路、ＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷ……リアク
タ、２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗ……電流検出器、２１Ｕ，
２１Ｖ，２１Ｗ……電流直流成分検出回路、２２Ｕ，２
２Ｖ，２２Ｗ……直流偏磁抑制信号算出回路、２３Ｕ，
２３Ｖ，２３Ｗ……出力基準補正回路。
…インバータ主回路、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ……変圧器、５
Ｕ，５Ｖ，５Ｗ……負荷、６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ……ホール
ＣＴ、１０……電流パターン発生器、１１……インバー
タ出力基準算出回路、１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ……ＰＷ
Ｍゲート制御回路、ＬＰＵ，ＬＰＶ，ＬＰＷ……リアク
タ、２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗ……電流検出器、２１Ｕ，
２１Ｖ，２１Ｗ……電流直流成分検出回路、２２Ｕ，２
２Ｖ，２２Ｗ……直流偏磁抑制信号算出回路、２３Ｕ，
２３Ｖ，２３Ｗ……出力基準補正回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/537
Claims (1)
- 【請求項１】 自励式インバータから変圧器を介して負
荷に交流電流を供給する電力変換装置において、前記変
圧器の巻線のうちインバータ側に接続される巻線と並列
に接続されるリアクタを有し、このリアクタを流れる電
流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段により
検出されたリアクタ電流に１次遅れ演算を施して電流直
流成分を検出する１次遅れ回路からなる電流直流成分検
出手段と、この電流直流成分検出手段により検出された
電流直流成分に係数を乗じてインバータの出力電圧の直
流成分を補正するための出力補正信号を算出する係数回
路からなる直流偏磁抑制信号算出手段と、この直流偏磁
抑制信号算出手段で算出された出力補正信号を前記自励
式インバータの出力基準に加算する出力基準補正手段
と、この出力基準補正手段より出力基準信号から前記自
励式インバータの出力電圧または出力電流を決定するゲ
ート制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09243691A JP3219783B2 (ja) | 1991-04-23 | 1991-04-23 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09243691A JP3219783B2 (ja) | 1991-04-23 | 1991-04-23 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04322170A JPH04322170A (ja) | 1992-11-12 |
| JP3219783B2 true JP3219783B2 (ja) | 2001-10-15 |
Family
ID=14054385
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09243691A Expired - Fee Related JP3219783B2 (ja) | 1991-04-23 | 1991-04-23 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3219783B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0728534A (ja) * | 1993-07-13 | 1995-01-31 | Toshiba Corp | 電力変換装置の制御装置 |
-
1991
- 1991-04-23 JP JP09243691A patent/JP3219783B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04322170A (ja) | 1992-11-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |