JP3150700B2 - 低コストのオーディオスクランブル及びデスクランブル方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明の背景 本発明は、オーディオ情報信号の低コストのスクラン
ブル及びデスクランブル技術に関する。特に、本発明
は、従来技術よりも優れた特性を有するより低コストの
ハイファイデスクランプラーに関する。

オーディオスクランブル及びデスクランブルの従来の
分野では、種々の周波数シフト技術を使用していた。オ
ーディオデスクランブルにおける従来技術は、「白色雑
音」の形をなしたヒス、さらに重大なことには、２つの
搬送波周波数の相互変調によって生ずる帯域内搬送波の
「ホウィッスル」によって苦しめられている。また、そ
の従来技術は、ミキサ回路用帯域通過フィルタ、広帯域
０度及び90度全帯域ネットワーク、及び低振幅でかつサ
イドバンドの除去のため直交ミキサーの利得を平衡化す
る調整を備えた搬送波周波数を変化させるための０度及
び90度回路等の高価な回路を使用する。さらに、従来技
術で使用するミキサーは、一般的に時間的に安定ではな
いので、それらのドリフトの結果、搬送波のリークが生
じ、オーディオホウィッスルが生じる。

従来技術では、理想的な正弦波変調が必要なミキサー
が要求されているので、真のアナログ乗算器が必要とさ
れている。真のアナログ乗算器の回路構成は、オーディ
オスクランブルシステムの信号対雑音比（SNR）を劣化
させる白色熱或いはショット雑音成分を生ずるので、雑
音の問題を有しやすい。

１つ以上の同一の問題を有する従来システムは、1987
年１月13日に発行されたフォーブスによる米国特許第4,
636,853号（'853）ダイミナックオーディオスクランブ
ルシステム、1991年10月15日発行されたクワンによる第
5,058,159号，スクランブル及びデスクランブルオーデ
ィオ情報信号用方法及びシステム、及び1992年10月27日
発行のクワンによる第5,159,631号（'159），帯域内搬
送波を使用するオーディオスクランブルシステムを含ん
でいる。

本発明を完全に理解するために従来技術をレビューす
ることが助けとなるであろう。ここで図面に移ると、図
１は、フォーブス'853の従来技術のキー要素のブロック
図である。フォーブス'853のデスクランブラー10は、ス
クランブルされたオーディオ入力34を有し、それは０度
の出力38及び90度の出力を含む全帯域位相シフター20に
接続されている。スクランブルされたオーディオ信号
は、図2Aに示すようにオフセット周波数36（F1−F2）を
有している。これは、スクランブル処理によって決定さ
れるオフセット周波数によるスクランブルされたオーデ
ィオのオフセットを示している。位相シフトされた出力
は、線形変調器21及び27の第１の入力に接続されてい
る。

周波数発生器22は、矩形波周波数（F1）を発生し、そ
れは帯域通過フィルタ24に供給され高調波が除去され、
従って、純粋の正弦波となる。このF1正弦波は、０度及
び90度位相シフト25に接続される。位相シフタ25の出力
は、交互に線形変調器21及び27の第２の入力にそれぞれ
接続されている。線形変調器の第１及び第２の出力は、
加算器28において加算され、信号37が出力される。この
出力信号37は、図2Bに示すようにF1及び高域側のサイド
バンドのみを通過する高域通過フィルタ29を介して、第
２ミキサー30の第１の入力に接続されている。

第２の矩形波周波数発生器23は、図１及び図2Bに示す
ように、信号F2を発生する。この矩形波は、帯域通過フ
ィルタ26によって濾波され、高調波が除去され純粋の正
弦波信号を出力する。この純粋な正弦波信号は、第３の
ミキサー30の第２の入力に接続される。第３ミキサーの
出力は、低域通過フィルタ31に接続され、デスクランブ
ルされた出力信号35を出力する。

図2Bにおける第２のスペクトル図は、第３ミキサー30
の入力を示している。ここで、周波数F1は、ミキサー21
及び27から供給されてきた残留搬送波を表している。図
2Cは、図2Bの周波数F1及び図2Aに示すスクランブルされ
たオーディオ信号に対する搬送波F2との関係を示してい
る。図2Dは、図2Aから図2Cにおける信号のスペクトル特
性に対するデスクランブルされた信号35及び残留差周波
数（F1−F2）成分のスペクトル特性の関係を示してい
る。

フォーブスの符号器は、それらの搬送波のために正弦
波タイプの変調器を使用している。本発明で開示されて
いるスイッチタイプの変調器は、より低い白色雑音成分
を生じ、搬送波を濾波するための帯域通過フィルタを必
要としない。フォーブスの図１における44及び62を参照
されたい。

フォーブスの復号器では、ミキサー或いは乗算器は雑
音や搬送波リークを生じないように思われる。全ての実
用的なミキサーや乗算器は、寄生容量及び内部回路要素
の不整合（例えば、トランジスタのオフセット電圧）に
よって、残留白色ランダム雑音や搬送波リークを有して
いる。従って、フォーブスは、特に第１ミキサー出力か
らの残留搬送波リークについて考慮しおらず、２つの搬
送波周波数の相互変調、及びスクランブルされたオーデ
ィオ信号を復号するのに使用される２つの搬送波周波数
の高調波の組み合わせによって、帯域内ホウィッスルト
ーンが生じる。まず、第１に、高い品質（信号対雑音
比）の復号に対する問題として、残留搬送波リークにつ
いて検討する。これは、まず、第１ミキサー或いは乗算
器からの搬送波リークは、特定のフィルタと共に使用さ
れなければならないことである。最初のミキシング段階
の後のこのフィルタは、ホウィッスルの無い復号化出力
を得るために、搬送波のリーク及び搬送波リークの高調
波を十分に濾波しなければならない。フォーブスはこの
問題について検討していない。

第２に、フォーブスにおける正弦波ミキサーに対し
て、スイッチタイプのミキサーによってランダム雑音を
低減する必要がある。スイッチタイプのミキサーは、十
分な量（例えば、＞10dB）だけアナログタイプの特性を
達成できないであろう。フォーブスは、乗算器或いはミ
キサーのランダム白色雑音について検証していない。

図４は、クワンの従来技術のデスクランブラー11のス
クランブルされたオーディオ入力を示す。ここでは、オ
リジナルスクランブル処理によって決定されたオフセッ
ト周波数によってオフセットされたスクランブルされた
オーディオ40が示されている。スクランブルされたオー
ディオ入力信号40は、全域通過シフター41に接続され、
０度及び90度の位相シフされた出力42及び43を出力し、
第１及び第２のミキサー44及び45の第１の入力に供給す
る。

搬送波周波数発生器46は、1kHz或いは２−3kHzの周波
数の正弦波信号FC47を発生する。搬送波周波数47は、低
域通過フィルタ48によって濾波され、高調波が除去さ
れ、純粋な正弦波49を出力する。この純粋は正弦波信号
49は、全域通過位相シフター50に接続され、０度及び90
度信号51及び52を出力し、交互にミキサー44及び45の第
２の入力に接続される。ミキサー44及び45の出力、即ち
信号53及び54は、加算器55に接続され、デスクランブル
された出力56を生成する。

図4Bは、スクランブルされたオーディオ信号に対する
帯域内デスクランブル搬送波FCの関係を示している。図
4Cでは、デスクランブルされたオーディオスペクトラム
が、デスクランブルされたオーディオプログラムより一
般的には−60dB低い残留搬送波FCと共に示されている
が、これはオーディオプログラムの静かな場所において
はまだ可聴音である。

本発明の目的は、高特性のデスクランブラー及び／又
は低コストの周波数シフトされたスクランブルオーディ
オ信号を提供することにある。説明されている方法及び
装置は、１）０度及び90度の位相シフト回路を除去し、
２）直交ミキサー回路の使用をやめ、３）搬送波を変調
するために帯域通過フィルタ或いは低域通過フィルタの
必要性を除去し、４）線形ミキサーの代わりにスイッチ
タイプのミキサー回路を使用して白色雑音及びコストを
低減し、５）残留第１搬送波ホウィスルを濾波すること
によって帯域内可聴ホウィッスルを除去し、６）最小の
帯域内搬送波ホウィッスルのためにミキサーを調整する
必要性を除去し、さらに、７）SNRが向上したため、雑
音低減回路の必要性が除去された。

図面の簡単な説明 図１は、フォーブス従来技術のキー構成要素のブロッ
ク図である。

図２は、フォーブス従来技術におけるシステムのスペ
クトル図である。

図３は、クワン等の従来技術のキー構成要素のブロッ
ク図である。

図４は、クワン等の従来技術のスペクトル図である。

図５は、好適な実施例のブロック図である。

図６は、図５に説明されたデスクランブラーの好適な
実施例のスペクトル図である。

図７は、スイッチタイプの低雑音変調器のブロック図
である。

図８は、本発明の概念を用いたデスクランブラーの第
１構成例のブロック図である。

図９は、本発明の概念を用いたデスクランブラーの第
２構成例のブロック図である。

図10は、本発明の概念を用いたデスクランブラーの第
３構成例のブロック図である。

図11は、本発明の概念を用いたスクランブラーの好適
な実施例のブロック図である。

図12は、図11で説明されたスクランブラーのスペクト
ル図である。

図13は、本発明の第１及び第２低域通過フィルタの構
成例である。

本発明の要約 本発明は、周波数シフトされたスクランブルされたオ
ーディオ信号をデスクランブルする方法及びシステムに
関連し、上述した要求を満足するものである。本発明
は、周波数シフトされスクランブルされたオーディオ信
号をデスクランブルする方法及びシステムを含んでい
る。

上述のデスクランブルシステムは、約50Hzから約15kH
zのスクランブルされたオーディオ信号の元の周波数ス
ペクトル範囲の外の周波数において、変調搬送波信号を
発生することによって、スクランブルされた周波数の変
換されたオーディオ情報信号をデスクランブルする。発
生される第１の変調搬送波信号は、最初に元のオーディ
オ信号における最も高い周波数よりも大きい周波数を有
する。この第１の変調搬送波は、スクランブルされたオ
ーディオ信号を、第１の変調周波数、第１の高域サイド
バンド信号、及び第１の低域サイドバンド信号にダブル
サイドバンド変調するために使用される。この信号の組
は、フィルタによって濾波され、第１の変調周波数、全
ての高調波、及び高域サイドバンド信号、さらに２つの
サイドバンド信号からの高調波が濾波され、第１の低域
サイドバンド信号が通過される。

第１の変調周波数よりも低い周波数を有する第２の変
調搬送波周波数が生成される。この第２の変調周波数
は、第１の低域サイドバンド信号をダブルサイドバンド
変調する第２の変調手段に第２の変調搬送波周波数と共
に接続され、第２の変調周波数、第２の高域側のサイド
バンド信号及び第２の低域側のサイドバンド信号を出力
する。

第２のフィルタは、第２の低域側のサイドバンド信号
を通過させ、デスクランブルされたオーディオ信号を生
成する。

使用する変調器は、低雑音スイッチタイプの変調器
で、従来使用していた線形変調に比べて、デスクランブ
ルされた信号における信号対雑音比を向上する。

スイッチタイプの変調器の使用によって、特性が向上
すると共に、より低いコストの装置を生成する。

対のスクランブル装置は、同様の技術を使用し、より
低コストで特性を向上している。約50Hzから約15kHzの
元のオーディオ信号のスクランブル方法は、元のオーデ
ィオ信号における最大周波数よりも大きい周波数を有す
る第１の変調搬送波信号を生成し、前記元のオーディオ
信号を第１の低域側のサイドバンド信号に直交変調し、
変調された信号から前記第１の変調周波数及び全てのそ
の高調波、前記高域側のサイドバンド信号の少なくとも
１部及び全ての高調波を濾波して前記第１の低域側のサ
イドバンド信号を通過させ、前記第１の変調周波数より
も高い周波数を有する第２の変調搬送波周波数を生成
し、前記第１の低域側のサイドバンド信号を前記第２の
変調搬送波周波数でダブルサイドバンド変調して第２の
変調周波数、第２の高域側のサイドバンド信号、及び第
２の低域側のサイドバンド信号を生成し、前記第２の変
調周波数、前記第２の高域側のサイドバンド信号及び前
記第２の低域側のサイドバンド信号の部分を濾波して前
記第２の低域側のサイドバンド信号を通過させスクラン
ブルされたオーディオ信号を生成することを含んでい
る。

方法の見地からは、本発明は広角的に、オーディオ情
報信号の元のスペクトルを周波数変換してオーディオ情
報信号の周波数スペクトル範囲の外の周波数を有する変
調搬送波信号を生成することによってスクランブルされ
たオーディオ情報信号を生成すること、及び前記元の情
報信号を前記変調搬送波信号でダブルサイドバンド変調
することによって第１のシングルサイドバンド変調し前
記元のオーディオ情報信号の周波数を所定の方向に変換
することを含んでいる。好ましいことに、変調搬送波信
号の周波数は発生の間疑似ランダムの態様にて、特に所
定の範囲の間で変調搬送波信号の周波数をスウィープす
ることによって変化させられる。変調搬送波信号の周波
数の変化の段階は、好ましくは、第２の制御信号によっ
て決定されたレートで第１の制御信号に応答して、周波
数変化動作を開始する段階を含んでいる。

本発明の特徴及び利点を完全に理解するために、添付
の図面を参照して以下に詳細な説明を行う。

説明 図５は、本開示の好適な実施例のブロック図であり、
図６は、そのスペクトル図である。図6Aは、好適な実施
例のスクランブルされたオーディオ入力のスペクトル特
性を示している。ここでは、スクランブル処理によって
決定されたオフセット周波数によってオフセットされた
スクランブルされたオーディオ信号が示されている。図
6Bは、第１ミキサーの搬送波と第１ミキサーの出力との
関係を示している。高域及び低域の両方のサイドバンド
及び残留搬送波FAとこれら全ての高調波との加算が、第
１ミキサーの出力に存在する。図6Cは、第１ミキサー出
力に続く第1LPFのフィルタ特性を示している。この第1L
PFフィルタが残留搬送波及びその高域側の高調波を出力
することはほとんどない。図6Dは、第１ミキサーの出力
に続く第1LPFの出力のスペクトル特性の出力を示してい
る。

図6Eは、最終のスクランブル段階を形成するための第
1LPFの出力に対する第２の搬送波の関係を示している。
図6Fでは、12kHzのカットオフ周波数の第２のLPFを通過
したデスクランブルされたオーディオと、フィルタ出力
FB及びFBより上の高域サイドバンドとの関係が、ホウィ
ッスル周波数成分（FA−FB）が無くなっている状況と共
に示されている。（FA−FB）のホウィッスル周波数成分
は、一般的にはデスクランブルされたオーディオにおい
て−85dB以下である。

好適な実施例では、FAは、約19kHzであり、FBは、約1
6.4kHzである。これらの選択は、これらの周波数で第1L
PFが安価に設計できるよう経済性のためである。もし、
より大きなコストで高い特性が望まれるならば、第１ミ
キサーのより低いサイドバンド出力に干渉しないように
スクランブルされたオーディオ入力からのリーク成分を
最小にするため、搬送波周波数をより高くすることがで
きる。図6A及びＢでは、低域のサイドバンド周波数及び
スクランブルされたオーディオ周波数のスペクトル間の
重なりが存在することに注意されたい。もし、第１のミ
キサーが十分なスクランブルされたオーディオを供給す
るならば、デスクランブルされた出力において歪が発生
するであろう。例えば、搬送波周波数をFA＝39kHz及びF
B＝36.4kHzに設定した場合、スクランブルされた入力リ
ークスルーは、デスクランブルされた出力において歪の
発生を引き起こさないであろう、なぜなら、それは、第
１ミキサーの低域のサイドバンドと重ならないからであ
り、即ち、スクランブルされた入力の2.6kHzから14.6kH
zは、低域のサイドバンド36.4kHzから24kHzと重ならな
い。しかし、FA及びFBを２倍に高くすることは、第1LPF
の勾配を約２倍に増加させることになる。これにより10
極の楕円の低域通過フィルタのようなより高次のフィル
タが必要となろう。

より低いショット雑音を伴った最小の搬送波リーク及
びスクランブルされたオーディオリークは、74HCT4053
のようなダブルスロー・シングルポールアナログスイッ
チ、或いはそれと等価な例えば350mVp−ｐ以上の搬送波
入力のMC1496スイッチタイプのミキサーによって達成さ
れる。

例えば、CD4053アナログスイッチでは、「オン」抵抗
は、測定された雑音2.5nV//Hzの結果、400Ωの雑音抵抗
と評価されることが分かった（/4kTBr＝VN＝2.5nV//Hz,
B＝1Hz,T＝298゜K,k＝ボルツマン常数，及びＲ＝雑音抵
抗）。CD4053の「オン」抵抗は、440Ωと測定された。
従って、アナログスイッチ（例えば、4053）の「オン」
抵抗は、同じ抵抗値の抵抗成分として、同じ量の雑音を
生じることが実験的に分かった。従って、CD4053におけ
る440Ωの「オン」抵抗は、実質的に440Ωの抵抗と同じ
雑音を有する。

AD534のような線形変調器は、10kHzの帯域幅にわたり
0.6mVRMS、或いは0.6mV//10kHz＝60nV//Hzの雑音密度を
生じる。従って、AD534線形変調器は、CD4053スイッチ
よりも、約60/2.5倍多く雑音を生じる。これは、線形変
調においてCD4053を使用したとき、27dBの向上と等価で
ある。

1496或いは1495のようなギルバート変調器は、これら
の装置の搬送波入力が差動の組でスイッチオン及びオフ
する場合、例えば＞5nV//Hzの低雑音を出力する、これ
は、搬送波入力を、≧/200mVの矩形波或いは＞1Vppの大
きな正弦波の矩形波搬送波入力と重ねたりすることによ
って達成できる。1495のようなシヌソイド変調器が線形
変調を生成するために駆動される搬送波入力を有しない
場合、雑音はスイッチモードの1496変調器に対して実質
的により大きい。これは、２つの差動トランジスタの組
が自分自身の雑音を増幅するためである。各トランジス
タの内部ベース抵抗は、一般的に約50〜200Ωである。
もし、1495において直列的な２組の差動トランジスタの
組の直列内部ベース抵抗が100Ωで、１つの出力におけ
る負荷が1kΩで、さらにこれらのトランジスタの各々が
1mAのコレクタ電流の静的バイアスを有している場合、
出力雑音は、1/2＊1000（gm）Vnr＝V₀noise,gm＝38ma/V
（Ic＝1mA当たり）となる。従って、Vnr＝/400Ω＊4kT
＝2.5nV/Hz。1495変調器では、V₀noise＝19＊2.5nV//Hz
＝47.5nV//Hzとなる。これは、「オン」抵抗が440ΩのC
D4053よりも19倍或いは25dB雑音が大きい。1495或いは1
496変調器においては、搬送波入力が増加するに従っ
て、出力雑音は減少することは注意すべきである。

好適な実施例に対する鍵は、第１ミキサーの後の低域
通過フィルタ（LPF）の使用であり、それは第１ミキサ
ーからの残留搬送波を除去したり、搬送波の高調波に関
連する全てのサイドバンド及び搬送波の高調波を除去す
る。もし、これが行なわれないならば、ホウィッスル周
波数の高調波（3FA−3FB），（5FA−5FB）等は、可聴音
としてデスクランブル出力に現れる。この第1LPFは、一
般的に第１ミキサーの搬送波周波数FAを選択的に除去す
るための少なくとも１つのゼロ同調を有する７極以上の
楕円フィルタである。実用的には、一般的にインピーダ
ンス変換器を有する９極の能動フィルタが、安定及び正
確なフィルタとして最適な選択である。好適な実施例で
は、第１の低域通過フィルタの3dBカットオフ周波数
は、約17kHzであり、19kHzにおいては少なくとも40dBの
減衰量が得られている。

好適な実施例の詳細な説明を以下に図５を参照して行
う。デスクランブル装置12は、スクランブルされたオー
ディオ信号入力60を有し、さらに好適な実施例のデスク
ランブル処理を含んでいる。スクランブルされたオーデ
ィオ60は、第１のミキサー63の第１の入力に入力されて
いる。この第１のミキサーの第２の入力は、周波数発生
器A61によって発生される約19kHzの第１搬送波信号FAで
ある。第１ミキサー63の出力は、FAの搬送波リーク、全
てのサイドバンド成分及び高調波を含んでいる。ミキサ
ー63の出力は、低域通過フィルタ65に供給され、第１搬
送波、高域側のサイドバンド、及び全ての高調波が信号
60から濾波される。低域通過フィルタ65の出力、即ち信
号66は、第２のミキサー66の第１の入力に供給される。
この第２のミキサーの第２の入力は、周波数発生器B62
によって発生される第２の搬送波信号FBであり、この周
波数FBは16.4kHzであり、セキュリティの理由から疑似
的にランダムにシフトされた16.4kHz±100Hzにできる。
セキェリティ処理の更なる説明は、米国特許第5,095,27
9号を参照されたい。第２のミキサーの出力70は、ベー
スバンドのデスクランブルされたオーディオ、残留第２
搬送波、及びFBの周波数より高域のサイドバンド成分を
含んでいる。第２の低域通過フィルタ71は、約12kHzの
カットオフ周波数を有しており、12kHz以上の全てを除
去するが、デスクランブルされたオーディオは、出力ラ
イン23に通される。

上記の好適な実施例においては、図７で説明されるよ
うに、ミキサーはスイッチタイプの低ショット或いは熱
雑音の変調器を使用している。このミキサーの動作は、
第１ミキサーに関連して説明される。第２のミキサーは
同じ原理で動作する。スクランブルされたオーディオ60
は、単一の利得増幅器73の＋入力に供給される。増幅器
73の出力は、ラインVIN74で、ダブルポール・シングル
スローのアナログスイッチ32の１入力に供給される。73
の出力はさらに、R2a,R2b及び増幅器65よりなる単一の
利得反転増幅器の入力に供給される。増幅器65の出力
は、ライン−VIN75を通して、スイッチ32の第２の入力
に供給される。第１の搬送波周波数FAは、ダブルボール
・シングルスロースイッチ32のスイッチング制御入力に
供給される。使用されるこのダブルポール・シングルス
ロースイッチは、74HCT4053のうちの1/3、或いはそれと
等価なものであり、増幅器A220に供給される。A220は、
ミキサー出力である。ミキサーの出力65の搬送波リーク
を最小にするためには、スイッチング32の２つの入力VI
N及び−VINのTDC零信号電圧が正確に同じ、例えば、0V
でなければならない。さらに、反転増幅器73は、（VI
N）の通過においてスクランブルされたオーディオを最
小化するように、−１の単一利得でなければならない。
従って、広帯域オペアンプ65（例えば、NE5532）に対し
て、１％以内或いはそれより良い状態でR2a＝R2bである
ことが要求される。

図13Aは、デスクランブラーの第１の低域通過フィル
タのためのゼロを伴った通常のRLC低域通過フィルタで
ある。インダクタL1〜L3は、低コスト化のために2mH〜2
0mHとかなり大きい。これらの低コスト化インダクタ
は、オーディオ周波数において丁度適当なＱであること
によって高性能化できない。より高いＱを有するさらに
高価なインダクタは、よりよい低域通過フィルタリング
を生ずるが、低コストのデスクランブルシステムの予算
からは遠くなる。

図13Bは、能動型９極の楕円低域通過フィルタを示し
ており、これは部品の偏差に対して他の多くの能動ィル
タほど敏感ではない。これは、周波数FA、第１搬送波周
波数がスクランブル−40dB以下に濾波されなければなら
ないため重要なことである。図13Bは、一般的なインピ
ーダンス変換器（GIC）の能動低域通過フィルタであ
り、低コストで濾波できる非常に高い特性を供給するこ
とが知られている。キャパシタは、５％安価なマイラー
フィルムのキャパシタである。抵抗は、１％安価な抵抗
であり、オペアンプは、TL082やNE5532等の一般的なタ
イプのものを使用できる。

図13Cは、能動型７極低域通過フィルタとしての第２
フィルタの例を示している。増幅器A1000,A2000,及びA3
000は、一般的なオペアンプの簡易なボルテージフォロ
ワ、或いは単一トランジスタのエミッタフォロワであり
得る。デスクランブラーにおける第２のフィルタは、第
２の搬送波トーンの高域のサイドバンド及び／又は可聴
な人工物のような測定可能な物質を伴わず、デスクラン
ブルされたオーディオ信号を供給するために、どのよう
な低域通過フィルタ、十分な阻止帯域減衰を有する受動
或いは能動型フィルタを使用できる。

図８〜図11は、本発明の概念を使用した種々の構成例
を示している。

上述したようなデスクランブルシステムに加えて、多
くの同じ構成要素がスクランブラーに使用でき、上述の
デスクランブラーで達成された多くの同じ利点、例え
ば、フォーブス（'853）のような従来技術よりも低いシ
ョット雑音出力及びより低いフィルタへの要求、を達成
することができる。図11は、スクランブラーの好適な実
施例のブロック図であり、図12は、一連のスペクトル図
である。

約30Hzから15kHzまでのスペクトル応答を伴ったオー
ディオ信号91が、低域通過フィルタ92に供給され、15kH
zを越える不要な信号が除去される。低域通過フィルタ9
2の出力93は、０度及び90度の全域通過位相シフタ94及
び95に接続される。位相シフタ94及び95の出力は、交互
にスイッチタイプの低雑音変調器96及び97の第１の入力
に接続される。

信号発生器98は、約16.4kHzの矩形波信号を生成し、
その０度及び90度出力は、変調器96及び97の第２の入力
に接続されている。変調器96及び97の出力は加算され
て、信号103、即ち結果的に残留16.4kHzを低域のサイド
バンドと共に生じる直交変調された信号が出力される。
図12は、最初のオーディオ信号91に対する直交変調され
たオーディオ成分の関係を示している。

この直交変調された信号は、低域通過フィルタ104に
供給され信号105となり、このフィルタ104は上述したデ
スクランブラーの第１のフィルタと実質的に同じフィル
タである。この信号105は、第３の変調器106の第１の入
力に接続される。変調器106は、上述しさらに図７に示
したスイッチタイプの低熱或いはショット雑音の変調器
である。第２の搬送波周波数は、図12Eに示すように、
第２の搬送波周波数は、約19kHzの周波数を生成する矩
形波発振器99によって生成される。変調器106の出力
は、19kHzの搬送波と高域及び低域のサイドバンドを含
んでいる。この信号は、低域通過フィルタ107によって
濾波され、約2.6kHzのオフセットを伴ったスクランブル
されたオーディオ信号を生成する。

理論的には、スクランブラー及びデスクランブラーの
両者において16.4kHzの高速ステップ周波数変化によっ
て生じるダイナミック人工物を低減するために、スクラ
ンブラー及びデスクランブラーの両者の第１直交ミキサ
ー及び第１ミキサーに続く低域通過フィルタは、非常に
一致した群遅延応答（伝達応答）を有するべきである。
もし、スクランブラーの低域通過フィルターの伝達応答
特性がデスクランブラーの伝達特性と異なる場合、16.4
kHz搬送波のステップ変化は、デスクランブル人工物を
最小化するように、遅くされるべきである。安全化搬送
波（16kHz±100Hz）においてはより高速のステップ変化
を有し、デスクランブラーにおいては第１の低域通過フ
ィルタを有し、図11のスクランブラーにおいてはフィル
タ104と同じ特性のフィルタを有することが好ましい。
さらに、デスクランブラーにおける第２の低域通過フィ
ルタは、図11のスクランブラーのフィルタ107と同じ特
性を有するべきである。これによって、スクランブラー
のステップシフトスペクトルを、16kHzのステップ偏移
に追従するスクランブラーとデスクランブラーとの間で
の時間遅延のゆがみによって生じる人工物を伴わない
で、デスクランブラーにおいて高速に追従させることが
可能となる。デスクランブラー及びスクランブラーの本
発明における全てのミキサーに使用する全ての搬送波
は、人工物を最小化するために好ましくは矩形波信号で
あるべきである。

上記は、本発明の好適な実施例の完全な説明である
が、種々の修正、代替の構成、及び等価物は、当業者に
とって生成可能である。従って、上記の説明及び図面
は、添付の請求項によって規定される本発明の範囲を限
定するように解釈されるものではない。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−84037（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−76320（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−133449（ＪＰ，Ａ) 米国特許4636853（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04K 1/00 - 1/04 H04B 15/00 H04B 1/10

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】約50Hzから約15kHzの元のオーディオ信号
   の元の周波数スペクトル範囲の外の周波数において変調
   搬送波信号を発生することによってスクランブルされた
   周波数変換されたオーディオ情報信号をデスクランブル
   するシステムであって、 前記元のオーディオ信号における最大周波数よりも大き
   い周波数を有する第１の変調搬送波信号を発生する手段
   と、 前記スクランブルされたオーディオ信号を前記第１の変
   調周波数、第１の高域側サイドバンド信号及び第１の低
   域側のサイドバンド信号にダブルサイドバンド変調する
   第１の変調手段と、 前記第１の変調周波数、全てのその高調波、前記高域側
   サイドバンド信号及びその高調波を前記ダブルサイドバ
   ンド信号から濾波し前記第１の低域側サイドバンド信号
   を通す第１のフィルタリング手段と、 前記第１の変調周波数よりも低い周波数を有する第２の
   変調搬送波周波数を発生する手段と、 前記第１の低域側のサイドバンド信号を前記第２の変調
   搬送波周波数でダブルサイドバンド変調し第２の変調周
   波数、第２の高域側サイドバンド信号及び第２の低域側
   サイドバンド信号を生成する第２の変調手段と、 前記第２の低域側サイドバンド信号を通しデスクランブ
   ルされたオーディオ信号を出力するフィルタリング手段
   と よりなるシステム。
2. 【請求項２】約50Hzから約15kHzの元のオーディオ信号
   の元の周波数スペクトル範囲の外の周波数において変調
   搬送波信号を発生することによってスクランブルされた
   周波数スペクトル変換されたシングルサイドバンドオー
   ディオ情報信号をデスクランブルする方法であって、 前記元のオーディオ信号における最大周波数よりも大き
   い周波数を有する第１の変調搬送波信号を生成し、 前記スクランブルされたオーディオ信号を前記第１の変
   調周波数、第１の高域側サイドバンド信号及び第１の低
   域側サイドバンド信号にダブルサイドバンド変調し、 前記第１の変調周波数、全てのその高調波、前記高域側
   サイドバンド信号、全てのその高調波、及び前記低域側
   サイドバンドの全ての高調波を前記ダブルサイドバンド
   信号から濾波して前記低域側サイドバンド信号を通し、 前記第１の変調周波数よりも低い周波数を有する第２の
   変調搬送波周波数を発生し、 前記第１の低域側のサイドバンド信号を前記第２の変調
   搬送波周波数でダブルサイドバンド変調し第２の変調周
   波数、第２の高域側サイドバンド信号及び第２の低域側
   サイドバンド信号を生成し、 前記第２の変調周波数、及び第２の高域側サイドバンド
   信号を濾波して前記第２の低域側サイドバンド信号を通
   過しデスクランブルされたオーディオ信号を生成する各
   段階 よりなる方法。
3. 【請求項３】約50Hzから約15kHzの元のオーディオ信号
   のスクランブルシステムであって、 前記元のオーディオ信号における最大の周波数よりも大
   きい周波数を有する第１の変調搬送波信号を発生する手
   段と、 前記元のオーディオ信号を第１の低域側サイドバンド信
   号に直交サイドバンド変調する第１の変調手段と、 前記第１の変調周波数及び少なくとも多くのその高調
   波、前記高域側サイドバンド信号及びその高調波を前記
   直交信号から濾波して前記第１の低域側サイドバンド信
   号を通す第１のフィルタリング手段と、 前記第１の変調周波数よりも高い周波数を有する第２の
   変調搬送波周波数を発生する手段と、 前記第１の低域側のサイドバンド信号を前記第２の変調
   搬送波周波数でダブルサイドバンド変調して第２の変調
   周波数、第２の高域側サイドバンド信号、及び第２の低
   域側サイドバンド信号を出力する第２の変調手段と、 前記第２の低域側サイドバンド信号を通してスクランブ
   ルされたオーディオ信号を出力するフィルタリング手段
   と よりなるシステム。
4. 【請求項４】約50Hzから約15kHzの元のオーディオ信号
   のスクランブル方法であって、 前記元のオーディオ信号における最大の周波数よりも大
   きい周波数を有する第１の変調搬送波信号を発生し、 前記元のオーディオ信号を第１の低域側サイドバンド信
   号に直交変調し、 前記第１の変調周波数及び全てのその高調波、前記高域
   側サイドバンド信号及び全てのその高調波を前記変調さ
   れた信号から濾波して前記第１の低域側サイドバンド信
   号を通し、 前記第１の変調周波数よりも高い周波数を有する第２の
   変調搬送波周波数を発生し、 前記第１の低域側サイドバンド信号を前記第２の変調搬
   送波周波数でダブルサイドバンド変調して第２の変調周
   波数、第２の高域側サイドバンド信号、及び第２の低域
   側サイドバンド信号を出力し、 前記第２の変調周波数、前記第２の高域側サイドバンド
   信号、及び前記第２の低域側サイドバンド信号を濾波し
   て前記第２の低域側サイドバンド信号を通してスクラン
   ブルされたオーディオ信号を出力する各段階 よりなる方法。