JP3119167B2 - 多値直交振幅変調方法及びその装置 - Google Patents
多値直交振幅変調方法及びその装置Info
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
- H04L1/0002—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate
- H04L1/0003—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate by switching between different modulation schemes
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタルマイク
ロ波通信方式に用いられる多値直交振幅変調の方法及び
装置に関し、特に、変調多値数によらず常に直流レベル
を０とする多値直交振幅変調方法及びその装置に関す
る。
ロ波通信方式に用いられる多値直交振幅変調の方法及び
装置に関し、特に、変調多値数によらず常に直流レベル
を０とする多値直交振幅変調方法及びその装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ディジタルマイクロ波通信方式では周波
数帯域の有効利用を図るため、６４ＱＡＭ（６４ ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａ
ｔｉｏｎ）等の多値直交振幅変調方式が用いられてい
る。このような変調方式では、変調器と復調器にそれぞ
れ波形整形用のディジタルフィルタ（ロールオフフィル
タ）が必要である。近年、ディジタル信号処理技術とデ
バイスの動作速度、集積度の進歩によりベースバンドの
時間軸上でディジタル信号処理によるフィルタリングを
行うディジタルフィルタが実用化されるようになった。
また、ディジタルフィルタは、特性のばらつきや経時変
化、温度変化等の問題のないものが実現されるようにな
った。
数帯域の有効利用を図るため、６４ＱＡＭ（６４ ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａ
ｔｉｏｎ）等の多値直交振幅変調方式が用いられてい
る。このような変調方式では、変調器と復調器にそれぞ
れ波形整形用のディジタルフィルタ（ロールオフフィル
タ）が必要である。近年、ディジタル信号処理技術とデ
バイスの動作速度、集積度の進歩によりベースバンドの
時間軸上でディジタル信号処理によるフィルタリングを
行うディジタルフィルタが実用化されるようになった。
また、ディジタルフィルタは、特性のばらつきや経時変
化、温度変化等の問題のないものが実現されるようにな
った。
【０００３】一般に、ディジタルフィルタにはＩＩＲ
（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ ＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓ
ｅ）型とＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅ
ｓｐｏｎｓｅ）型の２つがあるが、ディジタルマイクロ
波通信方式では直線位相を実現できるＦＩＲ型が用いら
れる。
（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ ＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓ
ｅ）型とＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅ
ｓｐｏｎｓｅ）型の２つがあるが、ディジタルマイクロ
波通信方式では直線位相を実現できるＦＩＲ型が用いら
れる。
【０００４】このＦＩＲ型ディジタルフィルタの構成を
図面を参照して説明する。
図面を参照して説明する。
【０００５】図３の従来のＦＩＲ型ディジタルフィルタ
で構成したＱＰＳＫ用送信側ロールオフフィルタ１チャ
ンネル分のブロック図を示す。
で構成したＱＰＳＫ用送信側ロールオフフィルタ１チャ
ンネル分のブロック図を示す。
【０００６】１列のデータは端子８１から入力されシフ
トレジスタ１５１の中を流れていく。各レジスタのデー
タはタップ（乗算器）４１１〜４１６に入力され、タッ
プ係数との乗算が行われる。各タップ４１１〜４１６の
出力は加算器３１１に入力され全タップの出力が加算さ
れて出力される。このときディジタルフィルタの周波数
特性に対応するインパルス応答のサンプリング値が各タ
ップのタップ係数Ｃｊ（ｊは（２Ｎ＋１）タップのとき
−ＮからＮまでの整数）となる。シフトレジスタの内部
にあるデータをａｋ−ｊとすると、ディジタルフィルタ
の出力ｂｋは、
トレジスタ１５１の中を流れていく。各レジスタのデー
タはタップ（乗算器）４１１〜４１６に入力され、タッ
プ係数との乗算が行われる。各タップ４１１〜４１６の
出力は加算器３１１に入力され全タップの出力が加算さ
れて出力される。このときディジタルフィルタの周波数
特性に対応するインパルス応答のサンプリング値が各タ
ップのタップ係数Ｃｊ（ｊは（２Ｎ＋１）タップのとき
−ＮからＮまでの整数）となる。シフトレジスタの内部
にあるデータをａｋ−ｊとすると、ディジタルフィルタ
の出力ｂｋは、
【０００７】
【数１】
【０００８】となり、タップ係数Ｃｊの離散的フーリエ
変換に対応する周波数特性が与えられる。タップ数を無
限に多くすれば、任意の周波数特性を実現することがで
きる。より多値の変調方式の時は入力信号の列数は、変
調多値数を２ｍ とすると１チャンネルｍ／２である。
変換に対応する周波数特性が与えられる。タップ数を無
限に多くすれば、任意の周波数特性を実現することがで
きる。より多値の変調方式の時は入力信号の列数は、変
調多値数を２ｍ とすると１チャンネルｍ／２である。
【０００９】入力ビット数がｉであるディジタルフィル
タは、入力の上位ビットを使用することにより入力ビッ
ト数がｉ以下の変調方式に対しても使用することができ
る。
タは、入力の上位ビットを使用することにより入力ビッ
ト数がｉ以下の変調方式に対しても使用することができ
る。
【００１０】しかし、使用する入力ビット数を変更する
だけでは変調方式の変更にともないディジタルフィルタ
出力の直流レベル（全信号点の中央値）と平均電力が変
化してしまう、という問題がある。
だけでは変調方式の変更にともないディジタルフィルタ
出力の直流レベル（全信号点の中央値）と平均電力が変
化してしまう、という問題がある。
【００１１】例えば、６４ＱＡＭ用回路の３ビットの入
力のうち上位２ビットを使用して１６ＱＡＭ用として使
用する場合を考える。図４（Ａ）に示すように片チャン
ネルの信号を２の補数で表現すると６４ＱＡＭでは入力
信号は−４から＋３になり、直流レベルは−０．５とな
る。しかし図４（Ｂ）のように１６ＱＡＭでは使用しな
い３ビット目を“０”固定とすると直流レベルは−１と
なり、図４（Ｃ）のように３ビット目を“１”固定とす
ると全レベルの中央値は０となる。
力のうち上位２ビットを使用して１６ＱＡＭ用として使
用する場合を考える。図４（Ａ）に示すように片チャン
ネルの信号を２の補数で表現すると６４ＱＡＭでは入力
信号は−４から＋３になり、直流レベルは−０．５とな
る。しかし図４（Ｂ）のように１６ＱＡＭでは使用しな
い３ビット目を“０”固定とすると直流レベルは−１と
なり、図４（Ｃ）のように３ビット目を“１”固定とす
ると全レベルの中央値は０となる。
【００１２】ディジタルフィルタの出力はＤ／Ａ変換器
でアナログ信号に変換された後、直交変調器に入力され
るが、直交変調器はＤ／Ａ変換器と直流結合されており
初期の直流レベルで調整されるためディジタルフィルタ
出力の直流レベルが変化すると直交変調器の再調整が必
要になる。
でアナログ信号に変換された後、直交変調器に入力され
るが、直交変調器はＤ／Ａ変換器と直流結合されており
初期の直流レベルで調整されるためディジタルフィルタ
出力の直流レベルが変化すると直交変調器の再調整が必
要になる。
【００１３】更に上位から順次使用するビット数を増や
していくと、多値数の増加とともに平均電力が変化して
いくことになる。
していくと、多値数の増加とともに平均電力が変化して
いくことになる。
【００１４】直交変調器のアナログ部は歪特性とＳ／Ｎ
の両方が要求値を満足するように各部の電力値レベル
（レベルダイアグラム）が設定されているため、多値数
の設定により直交変調器の入力レベルが大きく変化する
と初期の特性が維持できなくなるという問題がある。
の両方が要求値を満足するように各部の電力値レベル
（レベルダイアグラム）が設定されているため、多値数
の設定により直交変調器の入力レベルが大きく変化する
と初期の特性が維持できなくなるという問題がある。
【００１５】これに対し、ディジタルフィルタの出力と
Ｄ／Ａ変換器の間に補正処理部を設け、補正処理部でＤ
／Ａ変換器入力信号の平均電力が変調方式によらず一定
となるようにする方法が提案されている。例えば、本方
法は特開平４−２０８７４１号公報に記載されている。
この例を図５に示す。図５では信号列数分のディジタル
信号処理回路５０１，５０２は、それぞれ２値のディジ
タル信号をコサインロールオフ波形処理するものであ
る。ディジタル信号処理回路５０１，５０２とその出力
を加算する加算回路５１１，５１２でディジタルフィル
タが構成されている。これはＢＴＦ（Ｂｉｎａｒｙ Ｔ
ｒａｎｓｖｅｒｓａｌ Ｆｉｌｔｅｒ）と呼ばれる構成
であるが入力対出力の関係ではＦＩＲと同じである。そ
のディジタルフィルタ出力は補正処理部５２１，５２２
を経てＤ／Ａ変換器５３１，５３２に入力されアナログ
信号となって直交変調部５４０に入力され、変調信号と
なって出力される。補正処理部はディジタルフィルタと
Ｄ／Ａ変換器の間（５２１，５２２）に置かれるかもし
くは直交変調部の後（５５０）に置かれる。補正処理部
５２１，５２２は変調多値数によりディジタルフィルタ
出力の平均電力が変化する場合その出力平均電力が一定
となるようディジタルフィルタ出力を乗算器により定数
倍する。また直流レベルがずれる場合加算器により直流
レベルが一定となるように動作する。補正処理部５５０
を直交変調器の出力に置いたときはアナログの乗算器で
上述の補正を行う。
Ｄ／Ａ変換器の間に補正処理部を設け、補正処理部でＤ
／Ａ変換器入力信号の平均電力が変調方式によらず一定
となるようにする方法が提案されている。例えば、本方
法は特開平４−２０８７４１号公報に記載されている。
この例を図５に示す。図５では信号列数分のディジタル
信号処理回路５０１，５０２は、それぞれ２値のディジ
タル信号をコサインロールオフ波形処理するものであ
る。ディジタル信号処理回路５０１，５０２とその出力
を加算する加算回路５１１，５１２でディジタルフィル
タが構成されている。これはＢＴＦ（Ｂｉｎａｒｙ Ｔ
ｒａｎｓｖｅｒｓａｌ Ｆｉｌｔｅｒ）と呼ばれる構成
であるが入力対出力の関係ではＦＩＲと同じである。そ
のディジタルフィルタ出力は補正処理部５２１，５２２
を経てＤ／Ａ変換器５３１，５３２に入力されアナログ
信号となって直交変調部５４０に入力され、変調信号と
なって出力される。補正処理部はディジタルフィルタと
Ｄ／Ａ変換器の間（５２１，５２２）に置かれるかもし
くは直交変調部の後（５５０）に置かれる。補正処理部
５２１，５２２は変調多値数によりディジタルフィルタ
出力の平均電力が変化する場合その出力平均電力が一定
となるようディジタルフィルタ出力を乗算器により定数
倍する。また直流レベルがずれる場合加算器により直流
レベルが一定となるように動作する。補正処理部５５０
を直交変調器の出力に置いたときはアナログの乗算器で
上述の補正を行う。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】この補正処理部は、Ｒ
ＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）もしくはデ
ィジタル乗算器、加算器から構成される。ディジタルフ
ィルタの出力は通常８ビットから１２ビット程度であ
り、この程度のビット数の乗算器はかなり回路規模が大
きくなる。さらにディジタルフィルタ出力は標本化定理
に基づき２倍から８倍程度のオーバーサンプリングを行
っているため信号速度がかなり速くなっている。従って
乗算器、加算器にも高速性が要求される。ＲＯＭで構成
する場合でもアドレスのビット数が多く高速なものが必
要になる。
ＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）もしくはデ
ィジタル乗算器、加算器から構成される。ディジタルフ
ィルタの出力は通常８ビットから１２ビット程度であ
り、この程度のビット数の乗算器はかなり回路規模が大
きくなる。さらにディジタルフィルタ出力は標本化定理
に基づき２倍から８倍程度のオーバーサンプリングを行
っているため信号速度がかなり速くなっている。従って
乗算器、加算器にも高速性が要求される。ＲＯＭで構成
する場合でもアドレスのビット数が多く高速なものが必
要になる。
【００１７】本発明の目的は、多値直交振幅変調方式の
多値数の変更が可能で、且つ高速化、低消費電力化、高
性能化及び回路の小規模化が可能な多値直交振幅変調方
法及び装置を提供することである。
多値数の変更が可能で、且つ高速化、低消費電力化、高
性能化及び回路の小規模化が可能な多値直交振幅変調方
法及び装置を提供することである。
【００１８】本発明の他の目的は、多値直交振幅変調方
式で用いられるＦＩＲ型ディジタルフィルタにおいて多
値数が変化してもその出力の直流レベルが変わらず、平
均電力も大きく変化しない多値直交振幅変調方法及び装
置を提供することである。
式で用いられるＦＩＲ型ディジタルフィルタにおいて多
値数が変化してもその出力の直流レベルが変わらず、平
均電力も大きく変化しない多値直交振幅変調方法及び装
置を提供することである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め本発明の多値直交振幅変調方法は、異なる変調多値数
で多値直交振幅変調する多値直交振幅変調方法におい
て、前記多値直交振幅変調方式の変調多値数にかかわら
ず直交するチャンネル毎に入力ビット数を所定の変換規
則に基づいて全て同一のビット数でかつ各信号点が正負
対称となるように変換し、前記変換された信号をディジ
タルフィルタにてフィルタリングし、前記ディジタルフ
ィルタの出力をＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換し、
前記アナログ信号を直交変調器で変調する。
め本発明の多値直交振幅変調方法は、異なる変調多値数
で多値直交振幅変調する多値直交振幅変調方法におい
て、前記多値直交振幅変調方式の変調多値数にかかわら
ず直交するチャンネル毎に入力ビット数を所定の変換規
則に基づいて全て同一のビット数でかつ各信号点が正負
対称となるように変換し、前記変換された信号をディジ
タルフィルタにてフィルタリングし、前記ディジタルフ
ィルタの出力をＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換し、
前記アナログ信号を直交変調器で変調する。
【００２０】また、本発明の多値直交振幅変調装置は、
異なる変調多値数で多値直交振幅変調する多値直交振幅
変調装置において、前記多値直交振幅変調の変調多値数
にかかわらず直交するチャンネル毎に入力ビット数を一
定の変換規則に基づいて全て同一ビット数でかつ各信号
点が正負対称となるように変換するコード変換器と、前
記コード変換器の出力を波形整形するディジタルフィル
タと、前記ディジタルフィルタの出力をアナログ信号に
変換するＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器の出力を直
交変調する直交変調器とを有する。
異なる変調多値数で多値直交振幅変調する多値直交振幅
変調装置において、前記多値直交振幅変調の変調多値数
にかかわらず直交するチャンネル毎に入力ビット数を一
定の変換規則に基づいて全て同一ビット数でかつ各信号
点が正負対称となるように変換するコード変換器と、前
記コード変換器の出力を波形整形するディジタルフィル
タと、前記ディジタルフィルタの出力をアナログ信号に
変換するＤ／Ａ変換器と、前記Ｄ／Ａ変換器の出力を直
交変調する直交変調器とを有する。
【００２１】また、所定の変換規則は、２のｍ乗 又は
２の（ｍ−２ｎ）乗値の直交振幅変調方式（ｍは４以上
の整数、ｎは０以上の整数）として動作させる場合に、
（ｍ／２−ｎ）列のディジタル入力信号に対し、入力信
号の最下位ビットの下位にビット数（ｎ＋１）のパター
ン“１，０，０，…”を付加し、（ｍ／２＋１）列の信
号に変換する手段と、前記（ｍ／２＋１）列の信号の最
上位ビットを反転し２の補数に変換する手段とを有する
ことを特徴とする。
２の（ｍ−２ｎ）乗値の直交振幅変調方式（ｍは４以上
の整数、ｎは０以上の整数）として動作させる場合に、
（ｍ／２−ｎ）列のディジタル入力信号に対し、入力信
号の最下位ビットの下位にビット数（ｎ＋１）のパター
ン“１，０，０，…”を付加し、（ｍ／２＋１）列の信
号に変換する手段と、前記（ｍ／２＋１）列の信号の最
上位ビットを反転し２の補数に変換する手段とを有する
ことを特徴とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】次に本発明について図面を参照し
て詳細に説明する。
て詳細に説明する。
【００２３】図１は多値直交振幅変調装置の一例として
６４ＱＡＭの場合のブロック図を示す。また、図２は、
コード変換の一実施の形態表である。まず図１の構成を
説明する。６４ＱＡＭの６列の入力信号は１チャンネル
３列ずつが本発明のコード変換方式を実現するコード変
換器１０，２０に入力される。コード変換器１０，２０
では図２に示すコード変換が行われその出力がディジタ
ルフィルタ１１，２１に入力される。ディジタルフィル
タ１１，２１で帯域制限されたディジタル信号はＤ／Ａ
変換器１２，２２によりアナログ信号に変換された後２
チャンネル分が直交変調器３０に入力され、変調波とな
って出力される。
６４ＱＡＭの場合のブロック図を示す。また、図２は、
コード変換の一実施の形態表である。まず図１の構成を
説明する。６４ＱＡＭの６列の入力信号は１チャンネル
３列ずつが本発明のコード変換方式を実現するコード変
換器１０，２０に入力される。コード変換器１０，２０
では図２に示すコード変換が行われその出力がディジタ
ルフィルタ１１，２１に入力される。ディジタルフィル
タ１１，２１で帯域制限されたディジタル信号はＤ／Ａ
変換器１２，２２によりアナログ信号に変換された後２
チャンネル分が直交変調器３０に入力され、変調波とな
って出力される。
【００２４】コード変換器１０，２０は、入力ビットに
一定のコード変換規則に基づきビット付加とＭＳＢ反転
機能を有している。この機能は、例えば、ＤＳＰ（Ｄｉ
ｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を用
いて比較的簡単に構成できる。
一定のコード変換規則に基づきビット付加とＭＳＢ反転
機能を有している。この機能は、例えば、ＤＳＰ（Ｄｉ
ｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を用
いて比較的簡単に構成できる。
【００２５】ディジタルフィルタ１１，２１の動作は、
従来の技術として説明した通りで、ＦＩＲ型ディジタル
フィルタである。直交変調器３０は、２つのＤ／Ａ変換
器１２，２２の出力信号を９０°の位相差を持つ搬送波
とそれぞれ乗算を行い、その結果を加算して直交変調波
を出力する。
従来の技術として説明した通りで、ＦＩＲ型ディジタル
フィルタである。直交変調器３０は、２つのＤ／Ａ変換
器１２，２２の出力信号を９０°の位相差を持つ搬送波
とそれぞれ乗算を行い、その結果を加算して直交変調波
を出力する。
【００２６】図２のコード変換表について説明する。６
４値直交振幅変調（６４ＱＡＭ：６４ Ｑｕａｄｒａｔ
ｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
の変調器のベースバンド１チャンネルの入力信号列数は
３である。６４ＱＡＭの変調器をそれより低いレベルの
変調方式、例えば１６ＱＡＭで使用するとき入力信号の
列数は２でよいが、本発明ではこの３ビット以下で表さ
れる信号を適用可能な全変調方式に対し次に述べる変換
規則に従って４ビットに変換する。
４値直交振幅変調（６４ＱＡＭ：６４ Ｑｕａｄｒａｔ
ｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
の変調器のベースバンド１チャンネルの入力信号列数は
３である。６４ＱＡＭの変調器をそれより低いレベルの
変調方式、例えば１６ＱＡＭで使用するとき入力信号の
列数は２でよいが、本発明ではこの３ビット以下で表さ
れる信号を適用可能な全変調方式に対し次に述べる変換
規則に従って４ビットに変換する。
【００２７】図２の入力信号はオフセット２進符号、出
力は２の補数で表現しているものとする。各変調方式１
チャンネルの全レベルを表現するためには２ｍ ＱＡＭ
でｍ／２ビットが必要である。入力信号は、例えば、６
４ＱＡＭではｍ＝６であるため３ビットとなる。また、
１６ＱＡＭではｍ＝４であるため２ビットとなる。さら
に、ＱＰＳＫではｍ＝２であるため１ビットとなる。本
発明では入力信号の全ビット数を多値数最大の変調方式
の１チャンネルのビット数（ｍ／２）＋１ビットに変換
する。例えば、６４ＱＡＭでは６／２＋１＝４ビットに
なるよう１桁下位に“１”を付加する。１６ＱＡＭに対
しては更に下位に“０”を付加する。そして、オフセッ
ト２進符号を２の補数に変換するため、最上位ビット
（ＭＳＢ）を反転する。上記規則性に基づき、例えば、
６４ＱＡＭの最大レベル“１１１”は、その下位に
“１”を付加し、ＭＳＢを反転して“０１１１”とな
る。１６ＱＡＭの最大レベル“１１”は、その下位に
“１”を付加し、更に下位に“０”を付加し、ＭＳＢを
反転して“０１１０”となる。
力は２の補数で表現しているものとする。各変調方式１
チャンネルの全レベルを表現するためには２ｍ ＱＡＭ
でｍ／２ビットが必要である。入力信号は、例えば、６
４ＱＡＭではｍ＝６であるため３ビットとなる。また、
１６ＱＡＭではｍ＝４であるため２ビットとなる。さら
に、ＱＰＳＫではｍ＝２であるため１ビットとなる。本
発明では入力信号の全ビット数を多値数最大の変調方式
の１チャンネルのビット数（ｍ／２）＋１ビットに変換
する。例えば、６４ＱＡＭでは６／２＋１＝４ビットに
なるよう１桁下位に“１”を付加する。１６ＱＡＭに対
しては更に下位に“０”を付加する。そして、オフセッ
ト２進符号を２の補数に変換するため、最上位ビット
（ＭＳＢ）を反転する。上記規則性に基づき、例えば、
６４ＱＡＭの最大レベル“１１１”は、その下位に
“１”を付加し、ＭＳＢを反転して“０１１１”とな
る。１６ＱＡＭの最大レベル“１１”は、その下位に
“１”を付加し、更に下位に“０”を付加し、ＭＳＢを
反転して“０１１０”となる。
【００２８】上記の変換により図２に示すように信号点
は正負対称となり全変調方式に対し全信号点の中心値で
ある直流レベルを０にすることができる。ここで下位１
桁目に“１”の代わりに“０”を付加しても変調方式の
変更により直流レベルが変化しないようにできるが、直
流レベルは０にならない。ディジタルフィルタの変換回
路は有限なビット数しか扱えないため、変換値がその範
囲を越えてしまうとオーバーフローが起きて変換に誤り
が生じる。変換回路のオーバーフローが発生しない範囲
で回路規模を最小に抑えるためには、信号の正負の最大
値のバランスがとれていることが必要なため直流レベル
は０にすることが望ましい。
は正負対称となり全変調方式に対し全信号点の中心値で
ある直流レベルを０にすることができる。ここで下位１
桁目に“１”の代わりに“０”を付加しても変調方式の
変更により直流レベルが変化しないようにできるが、直
流レベルは０にならない。ディジタルフィルタの変換回
路は有限なビット数しか扱えないため、変換値がその範
囲を越えてしまうとオーバーフローが起きて変換に誤り
が生じる。変換回路のオーバーフローが発生しない範囲
で回路規模を最小に抑えるためには、信号の正負の最大
値のバランスがとれていることが必要なため直流レベル
は０にすることが望ましい。
【００２９】以上、信号点数が２の偶数乗のＱＡＭ変調
方式である６４ＱＡＭについて説明した。３２ＱＡＭ等
の信号点数が２の奇数乗のＱＡＭ変調方式に対しては、
べき数が１つ上の２の偶数乗のＱＡＭ変調方式の信号点
の一部を使用するため、組み合わせ禁止の信号を入力し
ないようにすれば本発明の変換方式をそのまま適用する
ことが可能である。
方式である６４ＱＡＭについて説明した。３２ＱＡＭ等
の信号点数が２の奇数乗のＱＡＭ変調方式に対しては、
べき数が１つ上の２の偶数乗のＱＡＭ変調方式の信号点
の一部を使用するため、組み合わせ禁止の信号を入力し
ないようにすれば本発明の変換方式をそのまま適用する
ことが可能である。
【００３０】また本発明は２５６ＱＡＭ等、より多値の
変調方式に対しても適用可能である。
変調方式に対しても適用可能である。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように本発明の多値直交振
幅変調方法及びその装置は、 （１）ディジタルフィルタ入力において入力信号の変換
を行うだけなので、ディジタルフィルタの出力で処理を
行う従来例に比べ小規模なＲＯＭもしくは簡単な論理回
路で実現され回路規模の増加がわずかである。また高速
動作の回路が不要でありその分回路の動作速度が高速化
できる。
幅変調方法及びその装置は、 （１）ディジタルフィルタ入力において入力信号の変換
を行うだけなので、ディジタルフィルタの出力で処理を
行う従来例に比べ小規模なＲＯＭもしくは簡単な論理回
路で実現され回路規模の増加がわずかである。また高速
動作の回路が不要でありその分回路の動作速度が高速化
できる。
【００３２】（２）ディジタルロールオフフィルタ出力
の平均電力がほぼ同じで直流レベルが変調多値数により
変化しないため、変調多値数の変更による変調器の直流
レベルの調整及びレベルダイヤの変更が不要になる。
の平均電力がほぼ同じで直流レベルが変調多値数により
変化しないため、変調多値数の変更による変調器の直流
レベルの調整及びレベルダイヤの変更が不要になる。
【００３３】（３）変調方式によらず直流レベルを０に
することができる。
することができる。
【００３４】（４）変調方式による平均電力の偏差は直
交変調器の特性に影響を与えない程度に小さい。とい
う、効果がある。
交変調器の特性に影響を与えない程度に小さい。とい
う、効果がある。
【図１】本発明の一実施の形態を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】図１のコード変換の一実施の形態表である。
【図３】ＦＩＲディジタルフィルタの回路構成を説明す
るための図である。
るための図である。
【図４】変調方式による直流レベルのずれを説明するた
めの図である。
めの図である。
【図５】従来の技術を示すブロック図である。
１０，２０ コード変換器 １１，２１ ディジタルフィルタ １２，２２ Ｄ／Ａ変換器 ３０ 直交変調器 ８１ 入力端子 １５１ シフトレジスタ ４１１〜４１６ 乗算器 ３１１ 加算器 ８２ 出力端子 ５０１，５０２ ディジタル信号処理回路 ５１１，５１２ 加算回路 ５２１，５２２ 補正処理部 ５３１，５３２ Ｄ／Ａ変換器 ５４０ 直交変調器 ５５０ 補正処理部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H03H 17/00 601 H03H 17/02 641 H03H 17/02 661
Claims (6)
- 【請求項１】 異なる変調多値数で多値直交振幅変調す
る多値直交振幅変調方法において、 前記多値直交振幅変調方式の変調多値数にかかわらず直
交するチャンネル毎に入力ビット数を所定の変換規則に
基づいて全て同一のビット数でかつ各信号点が正負対称
となるように変換し、 前記変換された信号をディジタルフィルタにてフィルタ
リングし、 前記ディジタルフィルタの出力をＤ／Ａ変換器でアナロ
グ信号に変換し、 前記アナログ信号を直交変調器で変調することを特徴と
する多値直交振幅変調方法。 - 【請求項２】 前記所定の変換規則は、２のｍ乗 又は
２の（ｍ−２ｎ）乗値の直交振幅変調方式（ｍは４以上
の整数、ｎは０以上の整数）として動作させる場合に、 （ｍ／２−ｎ）列のディジタル入力信号に対し、入力信
号の最下位ビットの下位にビット数（ｎ＋１）のパター
ン“１，０，０，…”を付加し、（ｍ／２＋１）列の信
号に変換し、 前記（ｍ／２＋１）列の信号の最上位ビットを反転し２
の補数に変換することを特徴とする請求項１記載の多値
直交振幅変調方法。 - 【請求項３】 前記ディジタルフィルタは、ＦＩＲ（Ｆ
ｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型ディ
ジタルロールオフフィルタであることを特徴とする請求
項１記載の多値直交振幅変調方法。 - 【請求項４】 異なる変調多値数で多値直交振幅変調す
る多値直交振幅変調装置において、 前記多値直交振幅変調の変調多値数にかかわらず直交す
るチャンネル毎に入力ビット数を一定の変換規則に基づ
いて全て同一ビット数でかつ各信号点が正負対称となる
ように変換するコード変換器と、 前記コード変換器の出力を波形整形するディジタルフィ
ルタと、 前記ディジタルフィルタの出力をアナログ信号に変換す
るＤ／Ａ変換器と、 前記Ｄ／Ａ変換器の出力を直交変調する直交変調器とを
有することを特徴とする多値直交振幅変調装置。 - 【請求項５】 前記一定の変換規則は、２のｍ乗 又は
２の（ｍ−２ｎ）乗値の直交振幅変調方式（ｍは４以上
の整数、ｎは０以上の整数）として動作させる場合に、 （ｍ／２−ｎ）列のディジタル入力信号に対し、入力信
号の最下位ビットの下位にビット数（ｎ＋１）のパター
ン“１，０，０，…”を付加し、（ｍ／２＋１）列の信
号に変換する手段と、 前記（ｍ／２＋１）列の信号の最上位ビットを反転し２
の補数に変換する手段とを有することを特徴とする請求
項４記載の多値直交振幅変調装置。 - 【請求項６】 前記ディジタルフィルタは、ＦＩＲ（Ｆ
ｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）型デ
ィジタルロールオフフィルタであることを特徴とする請
求項４記載の多値直交振幅変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08181718A JP3119167B2 (ja) | 1995-07-12 | 1996-07-11 | 多値直交振幅変調方法及びその装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7-175981 | 1995-07-12 | ||
| JP17598195 | 1995-07-12 | ||
| JP08181718A JP3119167B2 (ja) | 1995-07-12 | 1996-07-11 | 多値直交振幅変調方法及びその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0983601A JPH0983601A (ja) | 1997-03-28 |
| JP3119167B2 true JP3119167B2 (ja) | 2000-12-18 |
Family
ID=16005622
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08181718A Expired - Lifetime JP3119167B2 (ja) | 1995-07-12 | 1996-07-11 | 多値直交振幅変調方法及びその装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5825828A (ja) |
| EP (4) | EP1848171A1 (ja) |
| JP (1) | JP3119167B2 (ja) |
| DE (2) | DE69636298T2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US5945885A (en) * | 1998-03-05 | 1999-08-31 | Hewlett-Packard Company | Digital baseband modulator adaptable to different modulation types |
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|---|---|---|---|---|
| US4520490A (en) * | 1983-08-05 | 1985-05-28 | At&T Information Systems Inc. | Differentially nonlinear convolutional channel coding with expanded set of signalling alphabets |
| CA1232022A (en) * | 1983-11-30 | 1988-01-26 | Eisuke Fukuda | Radio communication system |
| JPS60178753A (ja) * | 1984-02-24 | 1985-09-12 | Fujitsu Ltd | 直流オフセツト付加方式 |
| US4812786A (en) * | 1987-09-28 | 1989-03-14 | California Institute Of Technology | Method and system for providing precise multi-function modulation |
| JPH07114345B2 (ja) * | 1988-05-28 | 1995-12-06 | 日本電気株式会社 | 変調装置 |
| IT1240444B (it) * | 1990-05-18 | 1993-12-16 | Borsano Corrado | Procedimento per l'attuazione della modulazione digitale multilivello mediante un elaboratore di segnali numerici |
| JPH04208741A (ja) * | 1990-11-30 | 1992-07-30 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | 多値直交振幅変調回路 |
| EP0503588B1 (en) * | 1991-03-11 | 1997-10-01 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Quadrature amplitude modulator with distortion compensation |
| JP3342877B2 (ja) * | 1991-05-27 | 2002-11-11 | 株式会社東芝 | ディジタル無線通信装置とその変調回路 |
| US5508748A (en) * | 1993-02-08 | 1996-04-16 | Zenith Electronics Corporation | Data level selection for multilevel VSB transmission system |
-
1996
- 1996-07-11 EP EP07112246A patent/EP1848171A1/en not_active Withdrawn
- 1996-07-11 EP EP06013173A patent/EP1699201A1/en not_active Withdrawn
- 1996-07-11 EP EP96111193A patent/EP0753953B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-07-11 EP EP04025350A patent/EP1511263B2/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-07-11 US US08/678,100 patent/US5825828A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-07-11 DE DE69636298T patent/DE69636298T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-07-11 JP JP08181718A patent/JP3119167B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1996-07-11 DE DE69637220T patent/DE69637220T3/de not_active Expired - Lifetime
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| EP1699201A1 (en) | 2006-09-06 |
| DE69637220T3 (de) | 2012-02-02 |
| EP1511263B1 (en) | 2007-08-22 |
| DE69636298D1 (de) | 2006-08-10 |
| EP0753953B1 (en) | 2006-06-28 |
| EP1511263A3 (en) | 2005-11-23 |
| DE69637220D1 (de) | 2007-10-04 |
| EP1511263B2 (en) | 2011-08-24 |
| EP0753953A1 (en) | 1997-01-15 |
| DE69636298T2 (de) | 2007-05-31 |
| EP1511263A2 (en) | 2005-03-02 |
| JPH0983601A (ja) | 1997-03-28 |
| US5825828A (en) | 1998-10-20 |
| DE69637220T2 (de) | 2007-12-27 |
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