JP3058969B2 - 超音波測定装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、超音波測定装置に関
し、詳しくは、エコー受信信号をデジタル値に変換して
画像処理し、Ａスコープ画像等を表示する小型の超音波
探傷装置において、Ａ／Ｄ変換の変換周波数が低くても
高いサンプリング周波数及び精度でＡ／Ｄ変換が可能な
シーケンシャルデジタル化Ａ／Ｄ変換処理方式を行う超
音波測定装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】超音波測定装置の１つである超音波探査
映像装置は、被検体中の異種材料の界面や亀裂による空
間などが存在することによって超音波が反射され、その
反射波の強度や送信波の送出（又は表面波検出）時点か
ら反射波検出までの時間（路程）を測定することによっ
て界面の状態や亀裂の位置などを測定している。ここ
で、反射波の強度や送信波送出（又は表面波検出）から
反射波検出までの時間や強度を測定するには、超音波探
触子から得られるエコー受信信号を増幅してそのピーク
値を検出し、それまでの時間を計測することで行われた
り、増幅されたエコー受信信号をそのままＡ／Ｄ変換し
てコンピュータによりデータ処理して時間や強度の値を
測定することで行われ、その測定結果は、一般にＡスコ
ープ画像等として表示される。しかも、最近では、エコ
ー受信信号をＡ／Ｄ変換してアナログ波形をデジタル化
して処理することも多く、この場合のＡ／Ｄ変換は、そ
の変換時のサンプリング周波数が高ければ高いほど元波
形に対する忠実度が高くなって、高精度な測定ができ
る。

【０００３】アナログ波形をデジタル化する方法として
は、デジタル式のオシロコープで用いられている方式が
あり、この方式の１つは、必要とされる周波数、例え
ば、２００ＭＨｚのサンプリングクロックで、Ａ／Ｄ変
換器がアナログ波形を順次Ａ／Ｄ変換するものである。
しかし、そのような周波数でサンプリングするには、そ
れに応じた非常に高い周波数のサンプリングクロックで
動作し得るＡ／Ｄ変換回路が必要になる。ところが、ア
ナログ波形を正確に変換するためには、アナログ波形の
サンプリング周波数は、前記のサンプリングクロックよ
り低い周波数の、例えば、２０ＭＨｚ程度、コストも考
慮すると５ＭＨｚ以下であることが好ましいと言われて
いる。したがって、前述の如く非常に高い周波数のサン
プリングクロックで動作するＡ／Ｄ変換回路を採用し、
しかも精度を追求すると、そのために回路構成が複雑に
なるとともに、Ａ／Ｄ変換回路が高価にならざるを得な
い。

【０００４】一方、Ａ／Ｄ変換回路のサンプリングクロ
ックの周波数すなわち変換周波数が低い場合であっても
等価的に高いサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換した如き
データを得ることができる等価サンプリング方式とし
て、シーケンシャル方式がある。これは、１回の測定の
アナログ波形で１つのサンプリングクロックによるＡ／
Ｄ変換を行い、次の測定の波形では前の波形より少しク
ロック位置をずらせてサンプリングし、複数回の測定で
のサンプリングデータを合わせて一連の測定の結果とす
るものである。また、このように１測定ごとに１変換す
る原理的な方法では効率がよくないので、通常は１測定
ごとに複数回の変換をする。この方式で、希望する短い
サンプリング周期より長い変換周期で動作するＡ／Ｄ変
換回路を用いて希望する高いサンプリング周波数を等価
的に実現するためには、同じ波形を繰り返すエコー受信
信号波形を測定周期ごとに複数回受けて、これを受ける
ごとに即ち測定周期を重ねるごとに、変換周期を有する
サンプリングクロックの位相を希望するサンプリング周
期の時間ずつずらせてＡ／Ｄ変換すれば高いサンプリン
グ周波数でＡ／Ｄ変換したときと同じ結果が得られる。

【０００５】このようにシーケンシャル方式で各測定周
期ごとに複数のサンプリングを行う場合、例えば、２０
ＭＨｚのサンプリングクロックで動作するＡ／Ｄ変換回
路を用いて２．５ＧＨｚのサンプリング周波数を等価的
に実現する場合の一例を、図５に示す。この場合には、
同じ波形を繰り返すエコー受信信号（（ａ）アナログ波
形参照）を１２５回（ｎに対応）受けて、各測定周期ご
とに変換周期５０ｎｓ（Ｔに対応）のサンプリングクロ
ックのタイミングでエコー受信信号を複数回Ａ／Ｄ変換
するが（（ｂ）参照）、エコー受信信号を受けるごとに
即ち測定周期を重ねるごとに、サンプリングクロックの
タイミングを０．４ｎｓ（Ｔ／ｎに対応）ずつ位相をず
らせてＡ／Ｄ変換すれば（（ｃ），（ｄ）参照）、１２
５回の測定周期後に、２．５ＧＨｚでＡ／Ｄ変換したと
きと同じだけの測定結果が得られる。

【０００６】このようなシーケンシャルデジタル化Ａ／
Ｄ変換処理方式を実行する回路の従来の構成を図６のブ
ロック図に示す。また、その回路における波形例を図３
に示したので、図を参照しながら、その動作をより具体
的に説明する。このブロック図で、１はＰ．ＳＹＮＣ発
生回路、２はサンプリング基準クロック発生回路、３は
遅延時間切換制御回路、４は遅延回路、５はＡ／Ｄ変換
回路、６はデータ処理回路を具備する画像処理装置であ
る。Ｐ．ＳＹＮＣ発生回路１は、この例ではサンプリン
グ基準クロック発生回路２に含まれており、２．５ＧＨ
ｚの制御基準クロックＡを受けて、このクロックＡに同
期して、１ＫＨｚの信号Ｐ．ＳＹＮＣを発生する回路で
ある。なお、信号Ｐ．ＳＹＮＣはパルサから超音波探触
子に加える送信パルス（打出し波（Ｔ波））を発生させ
るためにパルサに加えられるタイミング信号である。

【０００７】サンプリング基準クロック発生回路２は、
高速のカウンタを用いて構成され、２．５ＧＨｚの制御
基準クロックＡを受けて、これと信号Ｐ．ＳＹＮＣとに
同期して、２０ＭＨｚのサンプリング基準クロックＢを
発生する回路である。遅延時間切換制御回路３は、カウ
ンタ回路であり、信号Ｐ．ＳＹＮＣを受けるごとに、す
なわち、測定周期を重ねるごとに、そのカウント値を進
めて遅延時間切換制御信号Ｃ（ｉに対応）を生成し、遅
延回路４に出力する。

【０００８】遅延回路４は、遅延時間切換制御信号Ｃの
値に従う数の制御基準クロックＡからなる期間だけ、す
なわち（ｉ−１）×Ｔ／ｎの時間だけ、サンプリング基
準クロックＢを遅延させることで、サンプリングクロッ
クＤを生成し出力する。Ａ／Ｄ変換回路５は、サンプル
ホールド回路とＡ／Ｄ変換器等から構成され、エコー受
信信号ＲＦとサンプリングクロックＤを受け、サンプリ
ングクロックＤのタイミングで、エコー受信信号ＲＦを
サンプリングして保持しこのサンプルホールドされた値
をＡ／Ｄ変換してデジタル値にする。画像処理装置６
は、マイクロプロセッサやメモリ等を具備するデータ処
理回路を備え、Ａ／Ｄ変換回路５からのデジタル値のデ
ータを受けて、これをエコー受信信号ＲＦの時系列に対
応させたデータとする。

【０００９】このような従来の構成の回路におけるシー
ケンシャルな等価サンプリング方式でＡ／Ｄ変換を行う
超音波測定装置のＡ／Ｄ変換回路の変換処理動作は、図
３に示すようなタイミングで行われる。先ず、２．５Ｇ
Ｈｚ即ち０．４ｎｓ周期の制御基準クロックＡ（図３
（ａ）参照）に同期して、測定周期である１ｍｓ周期す
なわち１ＫＨｚの信号Ｐ．ＳＹＮＣ（図３（ｂ）参照）
が出力されると、送信パルス（Ｔ波）が発生して超音波
探触子（図示せず）を介してエコー受信信号ＲＦが得ら
れる。なお、図３の（ｅ）に、超音波探触子から得られ
る信号を超音波探傷部のレシーバで増幅してから得たエ
コー受信信号ＲＦの一例を示す。ここで、Ｔ波は送信パ
ルスの波形であり、Ｓ波は表面エコーの受信信号波形、
そして、Ｆ波は欠陥エコーの受信信号波形である。この
エコー受信信号ＲＦは等価サンプリングのために１２５
回（ｎ回）繰り返し測定されるが、図３には、そのｉ番
目の各信号の波形を示している。

【００１０】その１２５回の各測定周期ごとにＰ．ＳＹ
ＮＣに同期して２０ＭＨｚ即ち５０ｎｓ周期のサンプリ
ング基準クロックＢ（図３（ｃ），図５（ｂ）参照）が
生成され、さらに、測定周期を重ねるごとに遅延時間切
換制御信号Ｃに従って（ｉ−１）×０．４ｎｓの時間だ
けサンプリング基準クロックＢが遅延したサンプリング
クロックＤが生成される（図３（ｄ）参照）。そして、
このサンプリングクロックＤのタイミングで、エコー受
信信号ＲＦがサンプリングされるので、このサンプリン
グ基準クロックＢを基準として測定周期を重ねるごとに
所定量遅延されてサンプリング位置が順次ずらされてい
く。

【００１１】その結果、２０ＭＨｚの変換周波数のＡ／
Ｄ変換回路を用いて１２５回測定を繰り返すという一連
の測定により、その後で画像処理装置６が測定結果を画
面等に表示するときには、あたかも２．５ＧＨｚの測定
を行った場合と等価なデータを表示することができる。
なお、図３における波形例の周期やパルス数は図化の都
合上簡略化されており、２０ＭＨｚや２．５ＧＨｚとい
う周波数とは必ずしも対応してはいない。また、図３の
（ｂ）から（ｃ）に至る過程で、通常、サンプリング基
準クロックＢは信号Ｐ．ＳＹＮＣに対して一定の設定時
間ＤＥＬＡＹだけ遅延するが、これは、上述の構成と同
様に高速のカウンタ等を用いて構成され、２．５ＧＨｚ
の制御基準クロックＡをカウントすることで実現されて
いる。ただし、説明の簡明化のために、図６でのその詳
細な表示は、これを割愛した。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】このように、従来の構
成のＡ／Ｄ変換処理方式では、制御基準クロックを採用
し、これを、信号の同期が必要な全回路における基準信
号とすることにより、同期式回路として具体化される。
そして、同期式回路としたことにより、コンデンサや抵
抗で構成されるワンショット回路を用いた旧来の構成の
回路に較べ、その動作の安定化が図られている。実際、
制御基準クロック周りの調整が完了した後は、この回路
は正確な測定動作を実行することができる。

【００１３】ところが、この構成では、極めて高い周波
数の基準クロックを各回路で共有する必要があり、伝搬
遅延による影響が無視できない。例えば、２．５ＧＨｚ
の場合には、クロックの１周期の間に信号が数センチメ
ートル程度しか伝わらないので、実際の回路上の配線
長，リードインダクタンス，分布容量等の影響を受けて
生じる、いわゆるクロックスキュウすなわち基準クロッ
クの各回路への到着時間のばらつきを無視することがで
きない。もちろん、一旦これを調整してしまえば、正確
に動作することは前述の通りである。

【００１４】しかし、この調整にはかなりの工数と経験
さらには高性能な調整治具をも必要とするので、組立て
調整費がかさみ生産性がよくない。また、同じ理由か
ら、納入先や携帯先での故障等に対して、ボード交換程
度の手軽な対応で済ませることができないので、保守性
に問題がある。この発明は、このような従来技術の問題
点を解決するものであって、生産性および保守性に優
れ、かつ、精度の高いサンプリングデータを得ることが
できるシーケンシャルな等価サンプリング方式を行う超
音波測定装置を実現することを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
のこの発明の超音波測定装置は、所定の変換周期を有す
るサンプリングクロックを測定周期ごとに受けて、エコ
ー受信信号をサンプルホールド回路でサンプリングして
保持しこのサンプルホールドされた値をＡ／Ｄ変換器で
Ａ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路と、のＡ／Ｄ変換された
デジタル値を受けて、エコー受信信号の時系列に対応さ
せたデータとしてデータ処理をするデータ処理回路と、
サンプリングの基準となるタイミング及び幅を有するサ
ンプリングウインドウパルスを、測定周期に同期して発
生するウインドウパルス発生回路と、Ｔ／ｎの時間（た
だし、Ｔは変換周期，ｎは２以上の整数）を単位として
サンプリングウインドウパルスを遅延させた信号を遅延
線により発生し、測定周期に対応して（ｉ−１）×Ｔ／
ｎだけ（ただし、ｉは、測定周期を重ねた回数）サンプ
リングウインドウパルスを遅延させた信号を選択し、こ
れを遅延ウインドウパルスとして出力する遅延時間選択
遅延回路と、遅延ウインドウパルスを受け、このタイミ
ングに同期してこの信号を受けている間は変換周期で発
振して、サンプリングクロックを発生する発振回路とを
備えていて、前記のＴ／ｎの時間が変換周期Ｔより高い
目的とするサンプリング周期に対応する周期になるよう
に前記のｎの値が選択されるものである。

【００１６】

【作用】以上のような構成によれば、この発明の超音波
測定装置では、遅延回路からサンプリングクロックを発
生することはせずに、発振回路の出力からサンプリング
クロックを得て、この発振回路の出力信号の発生タイミ
ングを遅延されたサンプリングウインドウパルスで制御
している。すなわち、目的とする高いサンプリング周期
（Ｔ／ｎ）分だけ順次ずれたサンプリングウインドウパ
ルスを測定周期ごとに発生させてこのパルスに同期させ
て変換周期Ｔのサンプリングクロックを発生させること
で制御基準クロックを用いずに目的とする周期（Ｔ／
ｎ）でサンプリングされたデータを得る。このとき、サ
ンプリングウインドウパルスは、目的とする周波数より
も低い周波数を持つものであり、遅延線により遅延させ
て発生させる。その遅延量は、目的とする高いサンプリ
ング周期に対応するように数値ｎの値を選択することに
よる。これによりサンプリングウインドウパルスは、測
定周期を重ねるごとに目的とする高いサンプリング周期
（Ｔ／ｎ）分だけ順次ずれて遅延して発生する。ここで
は、サンプリングウインドウパルスをウインドウパルス
としているので、発振回路は、これを同期パルスとして
発振して周期Ｔのサンプリングクロックを発生すること
ができる。それが測定周期を重ねるごとに目的とする高
いサンプリング周期分だけずれて周期Ｔで発生するの
で、例えば、測定周期の回数をｍとすれば、ｍ×（Ｔ／
ｎ）が周期Ｔ分に対応しているときには、１度のサンプ
リングで各周期対応に複数個のサンプリングが同時に行
われるので、ｍ回でエコー受信信号はすべて目的とする
高いサンプリング周期（Ｔ／ｎ）でサンプリングされる
ことになる。しかも、制御基準クロックの周期に対応し
た遅延時間すなわちＴ／ｎの単位時間だけ遅延した信号
を遅延線によって生成する回路構成としたことにより、
希望のサンプリング周波数に相当する高い周波数の基準
クロックを広い範囲の回路で扱う必要がない。そして、
それよりかなり低い周波数である変換周期に対応するサ
ンプリングクロックが、最も高い周波数の信号となる。
これにより目的とするような高い基準周波数の制御クロ
ックを各回路に分配しなくても済むので、実際の回路上
の配線長，リードインダクタンス，分布容量等の影響を
受 けて生じる、いわゆるクロックスキュウが発生し難
い。

【００１７】よって、遅延線周りの局所を除き、信号の
伝搬遅延時間が装置の性能や精度にほとんど影響しない
ので、簡単な調整ですぐに高い精度のサンプリングを達
成することができる。また、調整個所が局所に絞られる
ので、調整の済んだボードさえ使用すれば、ボード交換
を行っても全体の作動には影響がない。その結果、この
発明のシーケンシャルな等価サンプリング方式を行う超
音波測定装置では、高いサンプリング周波数に相当する
精度の高いサンプリングデータを得ることができるばか
りでなく、優れた生産性と保守性をも、具現化できる。

【００１８】

【実施例】以下、この発明の一実施例について図面を参
照して詳細に説明する。なお、シーケンシャルな等価サ
ンプリング方式の原理については、従来例において説明
したので、ここではその説明を割愛する。図１は、この
発明の超音波測定装置を適用した一実施例のブロック図
であり、図４は、その動作を説明するために各信号の波
形を簡略化して図示したものである。

【００１９】このブロック図１で、１０はＰ．ＳＹＮＣ
発生回路、２０はウインドウパルス発生回路、３は遅延
時間切換制御回路、４０は遅延時間選択遅延回路、４１
は発振回路であり、５はＡ／Ｄ変換回路、６はデータ処
理回路を具備する画像処理装置である。Ｐ．ＳＹＮＣ発
生回路１０は、パルサから超音波探触子に加える送信パ
ルス（打出し波（Ｔ波））を発生させるためにパルサに
加えられるタイミング信号である信号Ｐ．ＳＹＮＣを発
生する回路である。なお、信号Ｐ．ＳＹＮＣは、制御基
準クロックに代わって測定周期の基準となるものであ
り、従来例との対比上、同じ１ＫＨｚの信号とする。ま
た、このＰ．ＳＹＮＣ発生回路１０は、このＡ／Ｄ変換
処理方式のための回路内に置かれる必然性がなく、何処
に配置されていてもよいので、図では破線をもって示し
ている。

【００２０】ウインドウパルス発生回路２０は、具体的
にはワンショット回路あるいは遅延素子を用いた発振回
路等であり、１ＫＨｚの信号Ｐ．ＳＹＮＣの開始端に同
期するタイミング又は一定の設定時間遅延したタイミン
グでサンプリングウインドウパルスＷを発生する。サン
プリングウインドウパルスＷは、その開始端のタイミン
グは安定している必要があるが、終了端のタイミングは
さほど重要ではなくて単に捨てられる余分なデータをサ
ンプリングすることとなるだけであるので、ウインドウ
パルス発生回路２０の構成はこの程度の簡易なものでよ
い。遅延時間切換制御回路３は、例えば、カウンタ回路
であり、信号Ｐ．ＳＹＮＣを受けるごとに、すなわち、
測定周期を重ねるごとに、そのカウント値を進めて遅延
時間選択データＣ’（ｉに対応）を生成し、遅延時間選
択遅延回路４０に出力する。したがって、この回路も１
ＫＨｚの動作周波数で十分である。なお、出力信号名が
従来例の遅延時間切換制御信号Ｃから遅延時間選択デー
タＣ’に変更されているが、これらは実質的には同じも
のである。ただ、この遅延時間切換制御回路にデコーダ
を内蔵し、デコード後の選択信号を出力する場合も考え
られるのでこのような信号名とした。

【００２１】遅延時間選択遅延回路４０は、図２にその
詳細な具体例を示すが、遅延回路の１つとしての遅延線
４０ａとスイッチ回路４０ｂを主体として構成される。
そして、遅延線４０ａにより、Ｔ／ｎ＝０．４ｎｓの時
間を単位として、サンプリングウインドウパルスＷを順
に遅延させた１２５個（ｎ個）以上の信号を、並列に発
生する。さらに、これらの信号群の中から、遅延時間選
択データＣ’に対応して、（ｉ−１）×０．４ｎｓだけ
サンプリングウインドウパルスＷを遅延させた信号をス
イッチ回路４０ｂで選択し、これを遅延ウインドウパル
スＸとして出力する。したがって、この回路におけるス
イッチング等の動作も１ＫＨｚである。また、サンプリ
ングデータの精度を決定するＴ／ｎ＝０．４ｎｓ単位の
遅延時間の影響範囲は、遅延線４０ａの出力のばらつき
とその直後のスイッチ回路４０ｂの遅延時間のばらつき
に限定されている。よって、局所的な遅延時間選択遅延
回路４０だけ厳密に調整すればよく、他の回路では、絶
対的なタイミングを気にする必要がなく、繰り返しにお
けるタイミングの安定を図れば十分である。

【００２２】発振回路４１は、図２にその詳細な具体例
を示すが、ゲート４１ａとディレイ素子４１ｂからなる
ループを主体として構成され、遅延ウインドウパルスＸ
を受けると、その開始端のタイミングに同期して変換周
期すなわち２０ＭＨｚの発振を始める。そして、この遅
延ウインドウパルスＸを受けている間は、前記の変換周
期で発振を続けることで、サンプリングクロックＤを発
生する。したがって、この回路の動作周波数は２０ＭＨ
ｚである。このサンプリングクロックＤは従来例のサン
プリングクロックと同じタイミングのものなので、以
下、サンプリングクロックＤを受けて、Ａ／Ｄ変換回路
５がエコー受信信号ＲＦをサンプリングしてＡ／Ｄ変換
すること、および、画像処理装置６がＡ／Ｄ変換回路５
からのデータを受けてエコー受信信号ＲＦの時系列に対
応させたデータとすることは、従来と同様である。

【００２３】このようなこの発明の構成の、シーケンシ
ャルな等価サンプリング方式でＡ／Ｄ変換を行う超音波
測定装置のＡ／Ｄ変換回路の変換処理動作を、以下、図
４の波形図に沿って説明する。先ず、測定周期である１
ｍｓ周期すなわち１ＫＨｚの信号Ｐ．ＳＹＮＣ（図４
（ａ）参照）が発生すると、これに従って送信パルス
（Ｔ波）が発生し、超音波探触子（図示せず）を介して
エコー受信信号ＲＦが得られる。なお、図４の（ｅ）
に、超音波探触子から得られる信号を超音波探傷部のレ
シーバで増幅してから得たエコー受信信号ＲＦの一例を
示す。ここで、Ｔ波は送信パルスの波形であり、Ｓ波は
表面エコーの受信信号波形、そして、Ｆ波は欠陥エコー
の受信信号波形である。このエコー受信信号ＲＦは等価
サンプリングのために１２５回（ｎ回）繰り返し測定さ
れるが、図４には、従来例の図３と同様に、そのｉ番目
の各信号の波形を示している。

【００２４】その１２５回の各測定周期ごとにＰ．ＳＹ
ＮＣに同期して１ｋＨｚ即ち１ｍｓ周期のサンプリング
ウインドウパルスＷが生成される（図４（ｂ）参照）。
さらに、測定周期を重ねるごとに、詳述すると、×０，
×１，×２，…×ｉと、ｉが１２４になるまで、遅延時
間選択データＣ’に従って（ｉ−１）×０．４ｎｓの時
間だけサンプリングウインドウパルスＷを遅延した遅延
ウインドウパルスＸが選択されて生成される（図４
（ｃ）参照）。そして、遅延ウインドウパルスＸのタイ
ミングに同期して２０ＭＨｚ即ち５０ｎｓ周期のサンプ
リングクロックＤが生成される（図４（ｄ）参照）。そ
して、このサンプリングクロックＤのタイミングで、エ
コー受信信号ＲＦがサンプリングされるので、このサン
プリングウインドウパルスＷを基準として測定周期を重
ねるごとに所定量（０．４ｎｓ）遅延されてサンプリン
グ位置が順次ずらされていく。

【００２５】その結果、２０ＭＨｚの変換周波数のＡ／
Ｄ変換回路を用いて１２５回測定を繰り返すという一連
の測定により、その後で画像処理装置６が測定結果を画
面等に表示するときには、あたかも２．５ＧＨｚの測定
を行った場合と等価なデータが得られている。しかも、
この２．５ＧＨｚ相当の測定を行う各回路の動作周波数
が、Ａ／Ｄ変換回路に限らず他の回路でも２０ＭＨｚ以
下でよいことは、各構成要素の説明において既述の通り
である。なお、図４における波形例の周期やパルス数は
図化の都合上簡略化されており、２０ＭＨｚや１ＫＨｚ
という周波数とは必ずしも対応してはいない。また、図
４の（ｂ）から（ｃ）に至る過程で、通常、サンプリン
グウインドウパルスＷは信号Ｐ．ＳＹＮＣに対して一定
の設定時間ＤＥＬＡＹだけ遅延する。これは、具体的に
は遅延素子等を用いて構成された回路により実行される
が、説明の簡明化のために従来例と同様、図１での表示
を割愛した。

【００２６】最後に、画像処理装置６は、このようにし
て受けた１測定区間（測定周期の１区間）での５０ｎｓ
ごとのサンプリング値と１２５回得られる各サンプリン
グ値を一旦そのメモリに記憶し、１連の測定が終了した
時点でメモリに記憶されたこれらサンプリング値に基づ
きこれらサンプリング値のデータ順序の入れ替えをし
て、シーケンス方式のＡ／Ｄ変換データとなるようにエ
コー受信信号の時間順序に対応するデータを得るための
順序入れ替え処理をする。なお、このように一旦メモリ
に記憶することなく、サンプリング時点で対応する時間
順序になるようにメモリのアドレスをアクセスして記憶
するようにしてもよく、この場合にはアクセスの処理だ
けで特別な処理は不要となる。

【００２７】以上、説明の簡明化のため、具体的に２０
ＭＨｚのＡ／Ｄ変換回路による等価サンプリング方式で
２．５ＧＨｚのサンプリング周波数相当のサンプリング
が可能であることを詳述してきたが、これに対し、測定
回数の１２５回をｎ回に、変換周期の５０ｎｓをＴに、
サンプリング周波数の逆数である単位遅延時間０．４ｎ
ｓをＴ／ｎに置き換えれば、以上の説明はそのまま一般
化できる。また、実施例では、１回の測定で得られるア
ナログ波形に対して所定の変換周期のサンプリングクロ
ックを発生させ、複数回サンプリングする例を挙げてい
るが、この発明は、このように複数回サンプリングする
ものに限定されるものではない。したがって、複数回の
サンプリングを行わない場合には、サンプリングクロッ
クを発生する発振回路は、単なるパルス発生回路であっ
て十分である。なお、サンプリングクロック等の信号の
波形は、必ずしも矩形波に限定されるものではなく、波
形が安定したものであればよく、例えば正弦波状のもの
であってもよい。

【００２８】

【発明の効果】以上の説明から理解できるように、この
発明の構成の超音波測定装置では、制御基準クロックを
用いずに、その周期に対応した遅延時間を単位として遅
延した信号を遅延線により生成する回路構成とした。そ
の結果、シーケンシャルな等価サンプリング方式で、精
度の高いサンプリングデータを得ることができるばかり
でなく、優れた生産性と保守性をも、合わせて実現する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、この発明の超音波測定装置を適用した
一実施例のブロック図である。

【図２】図２は、その遅延時間選択遅延回路と発振回路
の詳細なブロック図である。

【図３】図３は、従来の構成の回路の動作を説明するた
めの各信号の波形例を示す図である。

【図４】図４は、この発明の構成の回路の動作を説明す
るための各信号の波形例を示す図である。

【図５】図５は、シーケンシャルな等価サンプリングの
原理の説明図である。

【図６】図６は、従来の超音波測定装置におけるＡ／Ｄ
変換処理方式のブロック図である。

【符号の説明】

１ Ｐ．ＳＹＮＣ発生回路 ２ サンプリング基準発生回路 ３ 遅延時間切換制御回路 ４ 遅延回路 ５ Ａ／Ｄ変換回路 ６ 画像処理回路 １０ Ｐ．ＳＹＮＣ発生回路 ２０ ウインドウパルス発生回路 ３０ 遅延時間切換制御回路 ４０ 遅延時間選択遅延回路 ４１ 発振回路

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定の測定周期で得られる超音波のエコー
   受信信号をデジタル値に変換して測定値表示処理等の所
   定の処理をする超音波測定装置において、 所定の変換周期を有するサンプリングクロックを前記測
   定周期ごとに受けて、前記エコー受信信号をサンプルホ
   ールド回路でサンプリングして保持しこのサンプルホー
   ルドされた値をＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変
   換回路と、 前記のＡ／Ｄ変換されたデジタル値を受けて、前記エコ
   ー受信信号の時系列に対応させたデータとしてデータ処
   理をするデータ処理回路と、 サンプリングの基準となるタイミング及び幅を有するサ
   ンプリングウインドウパルスを、前記測定周期に同期し
   て発生するウインドウパルス発生回路と、 Ｔ／ｎの時間（ただし、Ｔは前記変換周期，ｎは２以上
   の整数）を単位として前記サンプリングウインドウパル
   スを遅延させた信号を遅延線により発生し、前記測定周
   期に対応して（ｉ−１）×Ｔ／ｎだけ（ただし、ｉは、
   測定周期を重ねた回数、）前記サンプリングウインドウ
   パルスを遅延させた信号を選択し、これを遅延ウインド
   ウパルスとして出力する遅延時間選択遅延回路と、 前記遅延ウインドウパルスを受け、このタイミングに同
   期してこの信号を受けている間は前記変換周期で発振し
   て、前記サンプリングクロックを発生する発振回路と、 を備え、前記Ｔ／ｎの時間が変換周期Ｔより高い目的と
   するサンプリング周期に対応する周期になるように前記
   ｎの値が選択されることを特徴とする超音波測定装置。